JPH01501344A - 能動的振動制御装置もしくはそれに関連する改良 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 能動的振動制御装置もしくはそれに関連する改良発明の背景 この発明において「振動」という用語は、音響あるいは雑音をも包含するもので あり、特にこの発明は能動的な雑音の制御に関する。顕著な雑音成分が車両（自 動車）の運転に使用される往復動エンジンの回転周波数に調和する関係にある場 合における、車両の客室内においては、このような閉鎖した区画内における低周 波領域の音響レベルは、これを従来の受動的な方法によって減衰させることは困 難であると共に、不快な「低温」の原因となる。単一の第二次音源の出力が原始 周囲雑音と反対位相になるように、その二次音源を導入することによって、単純 な音場を積極的に減衰させる方法は、「チャータート・メカニカル・エンジニア 」の１９８３年１月号の第４１〜４７頁にＢ、チャツプリン氏によってその一般 的条件が記載されている。その他の論説としては、Ｎｏ１ｓｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌ 　Ｅｎｇｉｎｅｅｒｆｎｇ誌の１９８２年５〜６月号の第ｉｏｏ　〜ｉｔｏ頁に ＧｌｅｎｎＥ、Ｗａｒｎａｋａ氏による「雑音の積極的減衰法−現在の技術状況 」と題する論文中に開示され、この論文はｒ　Ｉｎｔｅｒｎｏｉｓｅ　８３年の 進歩」の４５７〜４５８頁と４６１〜４６４頁およびｒ　Ｉｎｔｅｒｎｏｉｓｅ ８４年の進歩」の４８３〜〜４８８頁にも掲載されている。また特殊な方法およ び装置は、英国特許明細書第１．５７７．３２２号、第２，１４９，６１４号に 記載されている。

発明の概要 この発明によれば、−次音源から発生する振動を減衰させる積極的振動制御装置 でありて、その特徴とするところは、−次音源の選ばれた高調波を含む少なくと も１つの基準信号が、複数個の二次振動源を駆動する手段に供給されて、前記− 次と二次の振動源によって形成される振動音場を感知する作用を有するセンサ手 段によフて検出される振動エネルギーが減少されるようにすることにある。

この明細書中では、「高調波」という場合には「準高調波」をも含むものとする 。

発明による制御装置は、二次振動源からセンサへの振動の伝達に伴う遅延に対応 する時間スケールのコスト要素を十分に低減するために、二次振動源からの出力 を調整する１つのアルゴリズムに関して動作するのが好ましい。

特にこの発明は、車両の密閉空間全域にわたる音響の制御、あるいはその空間内 の１つまたは多数の「静かなゾーン」における音響の制御を可能とし、かつ例え ばエンジンの負荷または速度などの変化に伴って生ずる音響の励起状態の変化に 対して急速に対応し得るところの能動的雑音低減装置に関する。

二次振動源によって発生する音響がエンジンによって生起される音響と同一の周 波数となるようにさせるために、エンジンのクランク軸の回転速度に関連する信 号、例えばエンジンの点火装置によって発生する信号を、クランク軸の回転周波 数の高調波（または準高調波）に存在する多くの正弦波を含む基準信号を発生す るために使用される。これらの高調波および準高調波はエンジンオーダ周波数と して知られている。これらの正弦波を得るには種々の方法があり、以下その概要 を説明する。すべての高調波を制御しようとするのではなくて、この発明におい ては、エンジンオーダ周波数の成る１組の周波数を選定して基準周波数として発 生する。例えば、燃焼周波数（４気筒車両内の第２エンジンオーダ）およびその 第２次高調波（第４エンジンオーダ）が、車両内の音響スペクトルが主としてこ れらの成分によって支配されるならば、使用される。

または前記の他に、エンジンオーダ周波数のすべてを帯域フィルタに入力し、こ のフィルタによって、特定の周波数、即ち、車両内において「不快な低音」を発 生するような特定の共振を助長する若干の周波数のみを分離させる。帯域フィル タに入力させる周波数の個数を少なくすることの利点は、少数の係数を有する適 応形フィルタを使用すればよいことである。これによりて効率的な実行が可能と なり、適応時間も速くなる。

適応時間が速くなることは、自動車の用途において特に重要であり、例えば、本 発明の能動的制御装置は、極めて短い時間スケールで発生するエンジン回転速度 の変化に追随するものである。

さらにこの基準信号を、車両の車輪のハブまたは懸架装置に設置したトランスデ ユーサから取出すこともできる。この方法による基準信号は、車輪の回転はまた は走行雑音の高調波を含んでいる。トランスデユーサが車両の外部にあるので、 風圧雑音を表わす基準信号が得られる。このような音源から得られる信号は音域 が広く、この場合は、基準信号を適応フィルタに直接に入力させることができ、 以下これを詳説する。また、基準信号が周期性（判別し易い）である場合は、個 々の高調波に対して個別に制御することか可能となり、これについても後述する 。

密閉９間か自動車の内部であれば、二次振動源は、カー・オーディオ装置の低周 波音域再生用のラウドスピーカ−である。

内燃機関から発生する信号によって幾つかの基準信号を生成させるための、本発 明による方法の実例につき以下説明する。

１、フィルタによる高調波の選択 内燃機関によって動力を与えられる車両内の音響に含まれるすべての高調波成分 を含む一次振動源から、１つの信号が取出される。この信号を濾波して、最も重 要な、即ち最も優位の高調波のみを取出す。この濾波方法は、フィルタの中心周 波数を１つの外部信号によって制御し得るようなフィルタによって濾波を行う方 法であり、その方式としては、臨界濾波周波数がエンジンのクランク軸の回軸数 に対して一定の比率を有するようにする方式である。例えば、これは、切換え周 波数がクランク軸の回転周波数の値に固定された電荷結合素子（ＣＣＤ）を使用 することによって達成できるが、後述のとおり、マイクロコンピュータにより１ つのプログラムを実行することによっても可能である。

２、中心周波数が固定されたフィルタにより、成る１つの帯域内の高調波を選択 する方法 一次振動源からの１つの信号が多くの高調波を含み、２つの信号を帯域フィルタ によフて濾波する方法で、このフィルタは、車室内の「好ましくない低音」の周 波数の値に固定された中心周波数を有するようにしてあり、かつこのフィルタは 、基準信号が、特にそのような低音を励起するような１つのまたは２つ以上の高 調波のみを含むような特性を有するものとする。この方法を発展させることによ り、帯域フィルタが、車両から生じる多くの低音周波数における多数の共振を含 むようにすることができる。さらには、フィルタが、−次的励起に応答する車両 内部の音響的特性を再現するような周波数特性を有するようにすることができる 。このフィルタに入力させる信号は、主要な高調波のすべてを含んでエンジンか ら発生する信号であり、これを一連のパルスの形で入力させることができる。

３、エンジンのクランク軸の回転周波数の値に固定された特定高調波の生成 この方法は１位相固定ループ（ＰＬＬ）を使用してエンジンからの形波に対して 整数関係にある多くの正弦波を発生させ、然るのち、この正弦波の周波数を相互 に加算して基準信号を形成させるものである。或いは、エンジンから抽出した信 号により、複数個の可同調発振器を制御し、その各々が選択された高調波におけ る正弦波を発生するようにしてもよい。このように一連の可同調発振器を使用し た一つの構成においては、エンジン回転数における方形波信号の周期をカウンタ で測定し、マイクロプロセッサを通して、このプロセッサが下記の各微分方程式 を使用して複数個のディジタルオシレータを実行させるものである。

ｘ、（ｎ）−δ（ｎ）　＋２ｃｏｓ　（Ｉ　ωｏ）ｘ　ｒ　（ｎ−］）　−Ｘ　 １（ｎ−２）ここで各記号は、ω。＝２πｆＣ／Ｎ　ｆＳ　、Ｉは発生すべき高 調波の次数、ｆｃはカウンタの周波数で、カウンタは１周期の間にＮ個のパルス をカウントし、ｆＳは、微分方程式に使用されるサンプル速度を表わす。δ（ｎ ）は、上記の微分方程式で形成されるオシレータを開始させるための単位サンプ ル順序である。例えば第２次と第４次の高調波を発生することができる。

例えば、分周回路を使用して、カウンタ周波数（ｆｃ）からサンプル周波数（ｆ ３）を抽出すれば好適であり、そうすればｆ、とｆＣとの比ｆ　ｓ　／　ｆ　ｃ は厳密に１つの整数比となる。

また、一つの三角関数に近似させた級数の形式から成る次記の微分方程式を使用 して、ディジタルオシレータを実行させることができる。例えば、 変数ｙはオシレータの蓄積位相で、次式によって与えられる。

前式中でω＋（ｎ）＝Ｉω０であり、ω０は、各々の新しいサンプル（ｎ）に対 し、上記のとおり、基準信号の周期の測定値から演算される。上式による級数近 似法は、−π／２＜ｙ　（ｎ）　＜π／２の範囲におけるｙ（ｎ）の各数値に対 して使用することができる。この範囲外のｙ　（ｎ）に対しては、ｙ　（ｎ）　 ＞πとなるまでは余弦波形の対称性を利用する。

ｙ　（ｎ）≧πの値に対しては、２の補数の表示の自然オーバフロー特性を利用 して、ｙ　（ｒｘ）をｙ　（ｎ）≧−πまで拡大し、上記で説明した級数展開と 対称性を再び活用する。かくして、ｙ　（ｒ＋）のディジタル表示が、−π＜ｙ 　（ｎ）　＜πの範囲内で行われ、ｘ、（ｎ）は±１の範囲内にある。

ディジタル発振器の各々を形成させる各微分方程式内で使用される各係数の算定 および微分方程式それ自体は、マイクロプロセッサで実行され、または前記基準 信号からの二次振動源を駆動するために使用される出力を発生する制御装置を実 行させるプログラムの一部の形成も行うことができる。

この制御装置は、エンジン速度と負荷との変化に急速に追随できるような適応性 を与えられている。二次振動源の出力は、予測できる若干のコスト機能を低減す るのに適応するように制御される。このコスト機能の代表的なものは、閉鎖空間 内にある複数個のマイクロホンからの自乗平均出力の総和である。制御装置はデ ィジタル適応ＦＩＲフィルタを使用することができ、「エレクトロニクス・レタ ーズ」の１９８５年第９７９〜９８１頁に掲載のＳ、エリオツド及びＰ、ネルソ ン氏によるベーシック形更新アルゴリズムが使用される。但しこのベーシックア ルゴリズムに幾つかの付加要素を加えて、この発明の特殊な実例において急速か つ効率的に処理できるようにする必要はある。このアルゴリスムを、以下ｒ確率 勾配アルゴリズム」と呼称することにし、以下これによる必要な諸種の変形を示 して説明する。サンプル番号ｎにある第ｍ番目の二次振動源を駆動する適応形フ ィルタの第１番目の係数Ｗ＋＋ｍｉ　（ｎ　）とすれば、これらの係数の各々は 次の式により各サンプル毎に調節が行われる。

なお、αは収束係数、ｃｚ＝　（ｎ）は第２番目のセンサからサンプル化出力で 、さらにｒ−（ｎ）は順番をあられし、これは関数ｘ　（ｎ）に関して前記説明 した基準信号を、第ｍ次の二次振動源の励起に対する第１センサの応答をモデル 化するようなディジタルフィルタにより、濾波することによって形成される順番 である。これらのディジタルフィルタは、ＶＪｍ（ｎ）の各周波数を発生するが 、前記「エレクトロニクス・レターズ」の論文中記載の実行のうちの２つの係数 のみを有する。それは、単一の一定の周波数のみについての制御が意図されてい たからである。成る条件下にてディジタルフィルタが、応答特性内の総合的な遅 延を模写し、他の１つの適応形フィルタの安定性を保持させればそれでよいこと が判明している。なお、さらに通常のこととしては、ディジタルフィルタを遅延 およびその他の反射特性と関連付けることである。このためには、係数αが初期 化段階において適応形に調整されるようになワているディジタルＦＩＲまたはＩ ＩＲ形のフィルタを使用すれば可能であり、所要の応答特性に正確に整合させる ことができる。この初期の適応過程は、この能動制御装置の動作中継続すること ができる。その方法は、相互にかつ一次励起を適切に関連していない二次振動源 に、教示信号を供給することである。これは、閉室内の音響特性の変化に追随て きることが必要である。これとは別に、乗客が座席に坐る動作とか、閉じた窓を 開く動作の如き明確な要因による変化があるときは、これが機械的変換手段で検 出、され、この情報により各フィルタ間の切換えを行うので、各種の条件下にお ける客室の応答特性を模写することができる。

この実例における適応形アルゴリズムの使用に関する他の重要な見地としては、 基準信号中の好ましくない低レベルの高調波または副次高調波の成分がある。前 記による基準信号を発生する方法が、単に１周波数のみを発生するように設定さ れていると仮定する。かかる装置ではＩの所望の高調波のみが存在する筈である が、実際には、それ以外の低いレベルの高調波または副次高調波周波数が多く存 在し、それは例えばフィルタのカットオフ速さが有限であることに起因する。こ れらの成分は一次振動源からも発生するので、車室内にも、従ってマイクロホン 等のセンサ類の出力にも存在する。そこで、適応形アルゴリズムは、低レベルの 不要高調波的基準信号を極度に増幅することによって、こわらの不要分を除去し ようとするものである。これによって適応形フィルタ内に数値的なオーバフロー を誘起す可能性があるが、これは次のようにして防止することができる。

（１）適応形フィルタ内に２．１の係数のみを使用する。

（２）基準信号にランダム雑音を意識的に注入する。

（３）アルゴリズムに「洩れ」の要素を挿入し、前記算式中で、数値を更新する 前に、以前の係数の値Ｗ−ｉ（Ｎ）に、１に近い値ではあるが、１に等しくはな い値を乗じる。

（４）更新方程式に外挿項を付加して、「誤り」のみならず「努力」をも含んだ コスト関数を最小ならしめる方法で、サンプル化出力の音響振動研究所発行のｌ ５ＶＲ技報Ｎｏ、１３６．１９８５中に記載された方法である。

その他の各種の適応形アルゴリズムが、二次振動源を駆動する制御装置（コント ローラ）中のディジタルフィルタの係数を調整するために使用される。これらの アルゴリズムは、マトリクス形式で最も良く記述される。

標本化された基準信号ｘ　（ｎ）は、−次振動源の出力と相関性を有するが、二 次振動源の出力には影響されない形で使用されるものと仮定する。第ｍ次の二次 振動源の出力ｙａ（ｎ）は、この基準信号を、第１次の係数が第１次のサンプル においてｗｅｔ（ｎ）であるディジタルフィルタを通過させて得られ、従って、 次式が成立する。

誤差センサの第１番の標本化出力ｅｚ　（ｎ　）は、−次振動源からの寄与成分 ｄｉ（ｎ）と、二次振動源の各々との総計に等しい。第ｍ番の二次振動源と、 ２′番の誤差センサとの間のバスの特性は、第り′次ＦＩＲフィルタによって係 数ＣＱｍＪを含んで模式化される。

従って 誤差平面に対するマトリクス表現をめるには、制御装置内のフィ°ルタ係数が時 間的に不変、即ち制御装置が制御されるべきシステムの応答のタイムスケールに 比較して極めて緩慢にしか適応しないと仮定せねばならない。しかしてＷｓｉ　 （ｎ−ｊ）−１１＋ｍｉであり、次式が成立つ。

とし、この式中、２とｍの各々に対する数列ｒ　、（ｎ）をフィルタされた基準 信号と呼ぶことにすると、または、　ｅＩ（ｎ）−ｄＪ（ｎ）＋ｒｉ”（ｎ）ｗ がめられ、上式中 ｒｚ”（ｎ）　−［ｒ）＋　（ｎ）　ｒ７＋　（ｎ−１）＝ｒ７＋　（ｎ−４＋ １）ｒＪ２（ｎ）　−”ｒノ＋　（ｎ−１＋１）ｒｚｓ（ｎ）　−ｒ７ｗ（ｎ） 　””ｒｊｗ（ｎ−１＋１）］！！Ｔ″　［ＷＩＯｗ＋＋　胃１１−１　ｗ２ｏ 　Ｗｉｌ＋−１ｗ、、ｏ　＋＋　ＷＭＯＷＭＩ−１］ である。

そこで、９丁（ｎ）＝［ｅＩ（ｎ）　ｅ２（ｎ）　−ｅＬ（ｎ）］４”（ｎ）− ［ｄ＋（ｎ）　ｄ２（ｎ）−ｄＬ（ｎ）］とすれば次式を得る。

立（ｎ）＝ｐ（ｎ）十Ｆ３　（ｎ）　！但し　！！”（ｎ）−［ｒ＋（ｎ）　ｒ ２（ｎ）・−ｒｂ（ｎ）］とする゛。ここで、Ｅを期待演算子としてコスト関数 をで表わせば、 Ｊ−１：　（、ｊｔ（ｎ）４（ｎ））＋Ｚ！”Ｅ　０３”（ｎ）、！！（ｎ）） ＋！！”Ｅ　（ＲＴ（ｎ）ｊ３（ｎ））ｐマトリクスの２次形式の標準論理を適 用して、Ｊの極、ＪＸ（直Ｊ　ｓｉｎをめるために、 ：ｏｐｔ”−へ−’　？−Ｅ　（！！”　（ｎ）　！！　（ｎ）　）−’　Ｅ　 （！！”　（ｎ）　４　（ｎ）　）をめると、 Ｊｍｉ。−〇−！！”へ−監 ＝　Ｅ　ｌ；！”　（ｎ）４　（ｎ））　−Ｅ　（！！”　（ｎ）　旦（ｎ）　 ）　Ｅ　（！！”　（ｎ）！！　（ｎ）　）−’　Ｅ　（旦h　（ｎ）ｔｊ　（ ｎ）　） となる。勾配の実数は次式で表わされる時間変域最深下降アルゴリズムは、次の ように表記される。

！ｈ＊　＋　−！＋ｃ−２ｐ　Ｅ　（！！”　（ｎ）　ｇ　（ｎ）　）実際の実 施段階では、真の期待値は、ＭＡまたはＡＲの平均値法によって近似させる。或 いは、勾配の瞬時値を各標本について各フィルタ係数を更新するために使用され 、時間変域「確率勾配」アルゴリズムとして、 ｗ（ｎ＋１）−１！（ｎ）−２μ旦丁（ｎ）旦（ｒ＋）この式は前記アルゴリズ ムのマトリクス表示である。この形式から明らかに、緩慢適応の制限内において のこのアルゴリズムの安定性と収束性は、マトリクスＥ（Ｒ”（ｎ）　Ｑ（ｎ） ）の固有値広がりによ゛って支配される。このマトリクスは、単に、制御せらる べきシステムの特性と、システム内での振動源とセンサの設定の仕方と、基準信 号ｘ　（ｎ）のスペクトル特性とによりてのみ左右される。振動源とセンサとの 位置が良くないと、このマトリクスが不良な状態となり、大きな固有値広がりを 持つようになってしまう。かかるアルゴリズムの収束特性に極めて遅い「モード 」を生ぜしめることになる。

この問題はニュートン法アルゴリズムを適用することによって排除され、その厳 密な表式を示せば、ｐｂ＋＋−！！に−２ｕＥ（［ｆｉ”（ｎ）　ｊ３（ｎ）） ）−’Ｅ（Ｒ”（ｎ）　ｅ（ｎ））さらに、種々の方式の平均化が、期待演算子 に対する実用的な近似値を与えるために使用される。しかしながら、時間に独立 なマトリクスＥ（ｊ３”（ｎ）　ｊｌ！（ｎ））は、制御せられるシステムの応 答性と、基準信号とにのみ依存し、これらは何れも既知であり定常性である。こ れは種々の確率ニュートン法（“ＳＮＭ”）アルゴリズムを暗示することになる 。これらの最も明瞭なものは、基準信号ｃＬ（ｎ）の変形または「標準化」セッ トを次式の形で使用することである。

Ｅ（（８丁（ｎ）　！！（ｎ）））　−’　８丁（ｎ）−ｑ”（ｎ）これらの基 準信号の各々を算定することは、旦（ｎ）のみをめるよりも幾分手間がかかる。

それは、ｑ（ｎ）の何れの要素も、当然他の何れの要素の時間的遅延表現である からである。完全なＳＮＭアルゴリズムは、再びＥ（ＲＴ（ｎ）　ｅ（ｎ））の 瞬時表現を使用して、次の様になる。

：ｎ＋＋’１ｌｎ−２ｕＱ”（ｎ）　ｅ（ｎ）置皿Ω１皇１１朋 第１図は、閉鎖空間に随伴するこの発明の能動的雑音制御装置のブロック図、 第２図（ａ）、（ｂ）、（ｅ）の各図は、第１図の装置の一要素の動作を示すグ ラフ、 第３図は、基準信号発生器の一例を示すブロック図、第４図は、基準信号発生器 の他の一例を示すブロック図、第５図は、２つの基準信号が合成される状況を示 すブロック図、 第６図は、基準信号の結合状態を示すブロック図、第７図は、この発明の特殊な 実施例における処理を示すブロック図、 第８図は、この発明の他の実施例に係り、誤差列の同位相の、および２次形式成 分をめるためのヘテロダイン法および平均化法を図示した構成図、 第９図は、非雑音振動制御に関する、この発明の通用を示す図、 第１０図は、第９図の構造の変形を示す図である。

髪」０庄巖１１貝 第１図において、包囲体１０は、この発明による能動的音響制御装置１と結合さ れた形で図示されている。包囲体！０は、内燃機関動力による車両、即ち一例と して自動車１００の客室または運転室の内部に相当する。この実施例では、装置 １は、車両に取付けたステレオ音響装置の２個の低周波スピーカを有する２つの 二次音源１１と、マイクロホン１２を有する３個の音響センサより成る。スピー カ１１は、１対の適応形フィルタ１４を有する制御回路１３によって駆動される 。各適応形フィルタは、基準信号発生器１５によフて供給される基準信号４に加 わる作用の結果としてフィルタ１４が発生する出力信号により、スピーカ１１の 各々を駆動する。基準信号４は、クランク軸の回転数に伴って同期的な入力信号 １６から発振器１５によって、基準信号４が生成される。

信号発生器１５は、追跡フィルタを含ませることができる制御装置１３によって 駆動されるスピーカ１１からの出力の目的は、客室１０内で経験される、−次と 二次との音源によフて生ずる振動音場を低減させることにある。低減させようと する雑音の一次音源（エンジン２）は周期的であるから、発振器１５で発生され る基準信号４は、この発明によれば、エンジン２のクランク軸の回転数の高調波 （または半島調波）における１つまたは２つ以上の正弦波成分を含むように構成 される。適応形フィルタ１４は、センサマイクロホン１２からの出力信号５によ って自動的に調節され、対応する調整は、スピーカ１１の出力に対して同時に行 われ、スピーカ１１からマイクロホン１２への音響振動の伝播に伴なう遅延と、 時間的に匹敵するコスト関数を十分に低減させようとするものである。

どの高調波を選択すべきかの決定が前以て行われる。この決定は車両毎に異って くるものである。

制御装置１は記憶装置は使用していない。その代り、複数個の閉ループが利用さ れ、その各ループはマイクロホン１２と、制御装置１３とスピーカ１１とを含み 、そわによってマイク１２からの信号は、スピーカ１１を制御するフィルタ１４ を適応させるのに使用される。このスピーカ１１は、車室１０内の音響的特性の 結果として、マイクの出力に影響を及ぼす。

閉ループの各々は、前記のとおり、スピーカ１１の出力を調節する一種のアルゴ リズムの一部によって説明される。このアルゴリズムは次式で表わされる。

！（ｎ＋１）−ｗ（ｎ）−２μＲ”（ｎ）　ｅ（ｎ）スピーカ１１とマイクロホ ン１２とは車室１０内において相互に間隔をとって配置されている。この配置は 車両毎に異なるので、単室ｌＯ内にわたって十分な音響低減がなされるように調 節される。

さらに、注目すべき点は、音響制御装置が、二次音源１１の数によって増加され るセンサ１２の数と同数の閉ループを使用することにある。

第２音源１１がセンサ１２の各センサに対してどのように作用するかは、この発 明中で言及されたアルゴリズム中に反映される。

さらに、装置１は、二次センサ１１よりも多くのセンサ１２を有することにより 、−次音源振動を制御して低減させることができる。この点が、センサと同じ数 の二次音源を使用した周知の装置と対比されるものである。従来装置では、はぼ 完全な相殺がセンサの位置で達成されるが、これらの位置から離れた位置では振 動レベルが増大する。

基準信号４は入力信号１６の高調波を含み、その入力信号はエンジンのクランク 軸の回転数と同じ周期となっているので。

基準信号４はエンジンオーダ周波数を含むものである。信号発生器１５は、エン ジンの負荷、回転数等、エンジンの状態に変化があワたとしても、スピーカ１１ から生ずる音がエンジン２によって車室内に生ずる音の周波数と同じになるよう なエンジンオーダ周波数を、信号発生器１５が選択するように構成されている。

基準信号中にあるエンジンオーダ周波数は、適応形フィルタ１４が比較的少数の 係数を有して急速に適応できるように、その周波数の個数を適切に制限するよう になっている。

サンプルからサンプルへの原則に基き、すべての係数が、制御装置によって一定 期間毎に更新される。よりて、次の調整を行う前に最終応答を待つ必要がない。

サンプル時間は、二次音源２の基本周波数の何分の−という数値である。

入力信号１６は、例えばエンジンの他の可動部または点火回路部分から得られる 。

第２図は、基準信号発生器１５が追跡フィルタの形である場合の、発生器１５の 特性を図示するものである。即ち、フィルタ出力周波数が主要人力周波数に対し て一定の比を有するように中心用が制御されるフィルタであ７て、第２図（ａ） の如く周波数ｆ。はＮ、（エンジンクランク軸回転数）で、基準信号４（第１図 ）は、エンジン回転数の第１Ｎ高調波のみを含むものである。ここにＮは整数と する。フィルタ入力信号が第２図（ｂ）で表示される電圧パルス列とすれば、信 号が第２図（ｂ）で表示される電圧パルス列とすれば、（ここで８Ｔはエンジン 回転数の周期時間とする）エンジン回転数のはじめの８高調波は基準信号４内に 存在する。この基準信号４は、フーリエ分析によれば第２（Ｃ）図のように表示 され、ここでＡは振幅である。第２（ａ）図によれば、はじめの６つの高調波だ けが利用できる。

信号発生器を含む追跡フィルタは、切換え周波数がクランク軸の回転数に固定さ れた電荷結合素子（ＣＣＤ）の形にすることができる。

他の方式の基準信号発生器は複数個の追跡帯域フィルタを使用したもので、第３ 図に示すように、人力信号１６は、例えばエンジン駆動軸回転数の１２８倍の方 形波で、これを先ず３２で割り次に２で割る。３２で割ることは、分周器６で割 つてクランク軸回転数の４倍の方形波７が得られ、帯域フィルタ１７に入力され る。フィルタ１７は中心周波数ｆ４を有し、それに入力される方形波信号の基本 周波数を追跡するようになっている。次に２で割ることは分周器８で行われ、エ ンジン駆動軸回転数の２倍の方形波信号９を発生する。信号９は帯域フィルタ１ ８に入力され、その中心周波数はｆ２で、受取った方形波信号９の基本周波数を 追跡する。帯域フィルタ１７と１８は、それぞれ、中心周波数ｆ２、ｆ４におい て正弦波信号７ａ、７ｂを発生し、加算器１９で線形に加算され、所要の基準信 号４を発生する。

さらに他の分周器と追跡フィルタを第３図の回路に追加して、基準信号４が一組 のエンジン位数周波数を含むようにすることもできる。

その他の形式の基準信号発生回路は、一定周波数濾波回路を有して、クランク軸 回転速度または点火速度の高調波を多く含む出力信号から高調波または車高調波 、またはその両者を選択させる方式も可能である。その濾波回路は、エンジン２ またはその他の一時振動音源によって車室１０（第１図）内に生起される顕著な １つの共振の周波数に固定された中心周波数を有する帯域フィルタを有するもの とする。例えば、自動車の車室がエンジンの音に応答して表わす音響特性を模倣 する特性を有するように設計された１つの帯域フィルタ使用すればよい。

更に、他の方式は、基準信号発生回路に複数個の位相固定ループ（ＰＬＬ）を含 ましめ、これによって、エンジン２またはその他の第一次振動源からの方形波入 力信号に対して整数関係を有する各周波数を持った複数個の正弦波信号を発生さ せるものである。この正弦波信号を、次に互いに加算して必要な基準信号を形成 する。かくして、特定の高調波か、またはクランク軸の回転数などの第一次音源 の基本振動に固定された高調波から成る基準信号４が発生される。

このような基準信号用の信号発生回路は第４図のとおりで、第一次音源基本振動 の方形波２０によって、複数個の可同調ディジタルオシレータ２５．２６を制御 し、各オシレータは、加算器１９に加算されるべき選択された高調波または半島 調波周波数を発生し、この加算器１９から正弦波の単純な加算によって、基準信 号４が発生されるのである。

第４図の信号発生器２７内で、エンジンクランク軸回転数に相当する方形波信号 ２０が双安定回路２１に入力され、回転速度信号を２で割って、パルス列信号２ ０ａが生成される。この信号内では各パルスのパルス長は、方形波信号２０の周 期時間と等しくされている。次にこの周期がカウンタ２２で計数され、このカウ ンタは、双安定回路２１からの正の各パルスの継続時間中はエネイブルにされて 、クロックパルス発生器２３からのクロックパルスをカウントする。このクロッ クパルスは、一定の適度のパルス速さで発生される。

カウンタ２２のカウント数は、三角関数発生回路２４により、双安定回路２１か らの正のパルス毎にその終端において読取られる。発生回路２４は、回路２１か らの正のパルスを受ける毎に、その立下りによってトリガされ、式ω。−２πｆ Ｃ／Ｎｆ、によって与えられるｃｏｊ　（２゜）とｃｏｓ（４゜）でそれぞれ表 される２つのディジタル出力を発生する。この式ではＮは、カウンタ２２が回路 ２１からの正の１パルスの継続中にカウントされたクロックパルスの数で、ｆｓ は、関数発生器２４からのディジタル出力ｃｏｓ　（２ω。）と００３　Ｃ４ω 。）の各々を受理する２つのディジタルオシレータ２５，２Ｂ内で使用される単 位時間当りの標本数である。オシレータ２５．２６からのディジタル正弦波出力 は、基準信号を１つのディジタル信号として出力するディジタル加算器１９′の 出力と重畳される。

三角関数発生器２４、オシレータ２５．２６と加算器１９′は、すべてマイクロ プロセッサにより適切なプログラムに従って作動される。このプロセッサを使用 すれば、基準信号４は次式の形で出力することができる。

ｘ、（ｎ）−６（ｎ）＋２ｃｏｓ（Ｉωｏ）ｘ＋（ｎ−１）−ｘ＋（ｎ−２）こ こで■は、発生される高調波または車高調波の次数、δ（ｎ）は、オシレータの シミュレーションを開始する単位サンプル列、ｎは、サンプル番号をあられす。

第５図は、車両の客室内のエンジン雑音レベルを低減するための、能動的音響制 御装置３０の回路ブロック図である。車両には、点火回路が設けられ、この回路 には低張力のコイル３１が含まれ、このコイルから、エンジンの点火速度に応じ た電圧信号３２が得られ、波形整形回路３３に送られで、この回路３３は電圧信 号３２に応答して点火速度に応じたパルス列を発生する。この実施例では、点火 速度はクランク軸回転速度ｆ０の２倍と仮定する。かくて、波形回路３３は、ク ランク軸速度の単一高調波（２ｆｏ　）に相当する基本周波数より成る１つの信 号を発生する。

基準信号発生回路は、ブリュエル・アンド・キエールの型式名１６２３番の追跡 フィルタの方式で与えられる。この追跡フィルタ３４は、波形整形回路３３の出 力を入力信号ならびにトリガ信号として受理し、選択された高調波２ｆ、の正弦 波出力信号を発生する。この信号は、アナログ／ディジタル変換器３５によフて 標本化さね、ディジタル化標本値の基準列ｘ　（ｎ）を発生し、これがデータと してプロセッサと記憶ユニット３６に人力される。

自動車の客室１０（第５図には図示せず）内にはスピーカ３７＋　、３７２が、 通常はカーステレオ再生用として設置されている。スピーカ３７□、３７２は各 々の低域フィルタ３９と出力増幅器４０を通じてマルチプレクサ３８によって駆 動される。フィルタ３９のカットオフ周波数は４６０Ｈｚで、偽信号を発生を防 止するようになっている。マルチプレクサ３８は、各出力毎にサンプル・ホール ド回路を有し、プロセッサと記憶装置３６により、ｉｌＴ＋！御ラインミライン ５５制御さ打、ディジタル・アナログ変換器４１から単一人力信号５７を受理す る。

スピーカ３７１と３７２は客室内にあって、音声信号を発生し、エンジンから客 室へ機械的に直接伝播する音波を打消すようになフている。ディジタル・アナロ グ変換器（以下、Ｄ／Ａ変換器とする）４１は、プロセッサと記憶装置３６から 、ディジタル化した標本値ｙ＋　（ｎ）とｙ２　（ｎ）が交互に挿入された列よ り成るデータ５８を供給される。データ５８はＤ／Ａ変換器４１によってアナロ グ標本値に変換され、またマルチプレクサ３８によって各々の列に分離され、低 域フィルタ３９に入力される。その結果、スピーカ３７．は列ｙ＋　（ｎ）によ って、また他のスピーカ３７２は列ｙｚ　（ｎ）によりて駆動され、即ちこの実 施例では、ｍは１または２である。

スピーカ３７．と３７２からの音響出力が、正しい位相と振幅を有してエンジン 雑音を除去するために、誤差信号は客室から抽出され、マイクロプロセッサと記 憶装置３６によつて使用される。音響的誤差が存在する場合は、操縦者ヘッドレ ストと乗客のヘッドレストの両側にあるマイクロホン４２８．４２２．４２ｓ　 、　４２ａによって感知される。この実施例の場合は、前後に各々２座席だけの 構造とする。マイクロホン４２　、、−−−−−からの電気的出力は、それぞれ 増幅器４３によフて、増幅され、低域フィルタ４４を通過して日入カマルチプレ クサ４５に入力され、単一のアナログ出力となワてＡ／Ｄ変換器４６に入力され る。フィルタ４４は偽信号を防止するために設けられ、カットオフ周波数は４６ ０Ｈｚにな７ている。

マルチプレクサ４５は、制御ライン５６を通じてプロセッサユニット３６によっ て制御される。

マルチプレクサ４５とＡ／Ｄ変換器は、４個の濾波されたマイクロホン出力を変 換して、４個の相互挿入されたディジタル化標本値ｅＩ　（ｒ＋）、Ｃ２（ｎ） 、ｅ、（ｎ）、Ｃ４（ｎ）の列にして出力する。この標本値はそれぞれマイクロ ホン４２＋　、４２２．４２３．４２４の出力を濾波したものに対応する。第５ 図で、各列はｅ　（ｎ）で表示され、２は１．２．３．４何れかの値である。

プロセッサと記憶ユニット３６は、変換器３５．４１％４６が標本を変換する速 さおよびユニット３６によって実行される処理のフレーム継続時間を決める標本 速度オシレータ４７から、１．２　Ｋ）ｌｚの方形波信号６０を受ける。そして 記憶ユニットは、８８３ミリ秒の内にフレームの処理を終了する。記憶ユニット ３６にはＩＯＭ）ｌｚの水晶クロックオシレータ６１が含まれる。

記憶ユニット３６は、各々が２つの係数を有する適応形フィルタをシミュレート し、次式によって、スピーカに対する出力数列ｙｍ　（ｎ）と基準信号ｘ　（ｎ ）との関係が表わされる。

ｙｍ（ｎ）−Ｗｓｏｘ（ｎ）＋Ｗａ＋＋ｘ（ｎ−１）なお、Ｗ、ｏ、Ｗｌは係数 である。従ってスピーカ３７．と３７２については ｙ＋（ｎ）−Ｌａｘ（ｎ）４＋＋ｘ（ｎ−１）ｙ２（ｎ）−ｗｚｏｘ（ｎ）＋ｗ ｚ＋ｘ（ｎ−ｉ）となる。係数Ｗ、。、Ｗｌは、次式の関係を利用してユニット ３６によって演算される。

！、、１　（ｎ＋１）＝　Ｌｔ　（ｎ）＋ａ　Ｔ’　ｅｚ（ｎ）ｒｌ、（ｎ−５ ）ここでαは一定の収束係数、ｒえ。（ｎ−ｉ）はフィルタされた基準信号ｒ、 １の価で、ｉ＝０または１とする。

フィルタされた基準信号は、基準信号を、スピーカのｍ番目とマイクのｉ番目の 間の音響的結合の結果を模式化する１つのフィルタで濾波されることによって形 成される１つの系列となる。記憶ユニット３６は、この濾波を、ディジタルＦＩ Ｒ（有限パルス応答特性）濾波としてシミュレートする。ディジタルＦＩＲ用濾 波法は、ホワイトノイズ発生器４８に通電される初期化プログラムの間に、適応 形によフて調整される。

初期化プログラム中では、白色ノイズ信号が信号発生器４８によって発生され、 低域フィルタ４９によつて濾波されて偽信号を防止し、フィルタ４９のカットオ フ周波数は４６０Ｈｚである。この白色ノイズは、標本化されＡ／Ｄ変換器５ｏ によって　゛変換される。変換器５０のディジタル出力は、プロセッサと記憶ユ ニットを経て、スピーカ３７＋　、３７２を駆動し、マイク４２１．４２２．４ ２３．４２４からユニット３６に入力されるディジタル入力は、基フィルタ係数 Ｃ（ｌｒｍＪの値を決定するために使用され、ｊ＝ｏ、−・・・−，３４である 。ユニット３６は、第ｊ番目の標本におけるスピーカのｍ番とマイクロボンの１ 番の間のパルス特性を模式化する。この模式化は、ＰｒｅｎｔｉｃｅＨａｌ　１ によって１９８５年に発行された８、ＷｉｄｒｏｗとＳ、Ｄ、５ｔｅａｒｎｓの 「適応影信号処理法」中に記載されている。

次に、フィルタされた基準信号は、次式で与えられる。

プロセッサと記憶ユニット３６の作用は、誤差標本ｅｇ（ｎ）と濾波した準信号 ｒ、ｍ（ｎ）が得られたのち、各出力ｙ−（ｎ）に対する適応性フィルタ係数ｗ −，は、演算による値をｅｌ（ｎ　）と次式によるｒｚ　ａ　（ｎ−１）の和に 比例した数値だけ更新される。

”ｍｌ（ｎ＋１）−ｗ−、（ｎ）◆αΣ　ｅ＝（ｎ）ｒｚ、、（ｎ−ｉ）適応係 数Ｗ□の新しいセットは、格納されて基本信号ｘ（ｎ＋１）の次の標本をフィル タするのに使用される。

プロセッサユニット３６は、一時保持と演算用のＲＡＭと、プログラム格納用Ｅ ＰＲＯＭを有する。計算された係数ｗ１とＣ９ｍＪと基準信号とはＲＡＭに保持 される。集束係数が手動ス、　イッチ（図示せず）のセットで入力される。

できれば、ユニット３６は、テキサスインストロメンツ社のＴ　Ｍ　３３２０１ ０マイクロプロセツサがよい。点火用回路からの人力信号速度はテンションコイ ルを通じて１００から２００）１ｚで、波形成形回路３３は、入力信号の立上り でトリガされる単安定回路で、１．２）ｌ）Ｉｚのサンプル速度によるサンプル 周期セットに比較して小さい一定幅のパルスを発生する。低域フィルタ３９，４ ４．４９はＫｅ＋＋＋ｏ　Ｌｉｍ１ｔｅｄ社の＆、１４３１／Ｌのアクティブフ ィルタモジュールである。

別に追加のＲＡＭは上記Ｔ　Ｍ　Ｓ　３２０１０マイクロプロセツサでは必要で 、可成りの量の内部ＲＡＭを有し、Ｔ　Ｍ　Ｓ　３２０１０ユーザズガイド（１ ９８３年ＴＩ社発行）に記載されているがごとく作動する。ユニット３６と変換 器３５．４１．４６．５０の間のデータバスは、１２ビツトバスである。同期と 制御に必要な他のバスとラインとは、簡単のために略した。なお、係数ｗ　、１ とｃｚ＋ｍｊとはまず「０」にセットする。

ＳＮＭアルゴリズムの代りの１つのアルゴリズムは、第２音源と平行に動作する 適応形ディジタルフィルタであり、各フィルタは、高調波のサブセットまたは半 島調波より成る。例えば第６図は、２つの平行ＦＩＲフィルタ７０を示し、この フィルタは、純音の基準信号７１が人力される。この際、エンジンオーダ周波数 の第２次、第４次の周波数が人力される。フィルタ群の出カフ２は、加算器７３ を追加して、第２次音源への出カフ４を形成する。並列フィルタ７０の各々は、 前述のアルゴリズムで更新することができる３例えば前記確率勾配アルゴリズム は、次のように変更できる。

ｗ、、、、（ｎ＋１）ｍ　ｗ＋ｍ１（ｎ）＋ａ享　ｅａ（ｎ）ｒｚｍ＋（ｎ−１ ）ここで’Ａ’１ｍ＋は、第二次音源のｍ番面を駆動するための、エンジンの第 １次高調波から供給されるＦＩＲフィルタのｉ番目の係数である。

このアルゴリズムの利点は、高調波周波数が独立に制御され、高調波の集束が他 の高調波の集束に結合しないということである。２Ｉ係数のフィルタがフィルタ エの高調波と同時に使用されても差支えない。この場合、２つの係数を有するフ ィルタは、■高調波を独立にフィルタするために用いられ、その特性はあとで合 成される。このアルゴリズムの短所は、フィルタされた基準信号が、各音源（ｍ ）、センサ（Ｉｌ、）および高調波（１）を得て、ｒ＝＋＋＋（ｎ）を得るため に必要なことである。

多くの高調波を得るための他の試みは、各誤差信号をフーリエ変換し、各二次出 力を独立に制御する１組の係数を更新することである。次に第２の各音源につい て、各フィルタの出力を相互に結合し、第７図のように、この音源の出力波形が 発生される。

周波数域における１つの高調波について、成る順番の誤差信号の複素数値は次式 で与えられる。

ただし、Ａ２は、アクティブ制御されないときのＥ２の値であり、Ｗ、は第ｍ番 二次音源の複素振幅、Ｃｊ２　ｗａは、第１番センサとｍ各音源との間の複素伝 達関数である。

数式表示すれば　旦＝Δ＋ｑ！ この場合のコスト関数はＪ＝Ｅ’旦と書くことができ、Ｈは転置ベクトルまはた マトリクスの複素共軛を表示する。即ち、Ｊ−Δ１″＾◆！！Ｈ！；Ｈ＾＋Δ１ ！＋！四〇！となり、最急峻下降アルゴリズムは ！！にや、−！、−２μｑＨ旦 と記述され、ｗＫと旦、は、それぞれ第に番目の反復におけるフィルタ特性と誤 差出力である。

このアルゴリズムは、アクティブ制御の文献には現れないようである。これはお そらく下記のニュートン法アルゴリズムの方が、初期化後に旦ｋを予め乗するに 必要なマトリクス形成を実行することが困難でないからである。但し成る場合に は、マトリクスＣは時間と共に変化するので、他に「識別」アルゴリズムを、適 応制御アルゴリズムと並行して使用し、前記の変化に対応させている。この場合 には、最急峻下降アルゴリズムの方が下記のものよりも、演算上可成り効率的で あると見られる。

ニュートン法アルゴリズムの周波数領域表現は、！！翫◆、　−Ｗ、　−２μ印 四）　−１ＱＨ二にこのアルゴリズムの特殊な事例は文献にも見られ、誤差セン サの個数は二次音源の数と等しくＬ／　（Ｌ＝Ｍ）、Ｃは正方行列となり、アル ゴリズムは次のように簡略化される。

！！に＋１″！に一２！、−’旦に このアルゴリズムはピアース（１９８５年、デーピッドＷ、テーラー海洋船舶研 究開発センター報告Ｎｏ　、８５１０４７．中に掲載の「周期的インタフェース の能動的適応制御用のアルゴリズム」）によって既に発表されている。収束係数 μが２分の１に設定されている場合には、ホワイト　アント　クーパー（１９８ ４年、応用音響学２．９９〜１０９に掲載の「多変数能動制御用の適応形制御装 置」）中に記載の如く、反復マトリクスアルゴリズムの形に簡略化される。なお 英国特許明細古筆２，１２２，０５２Ａ号にも開示されている。

実用上最もすぐれたアルゴリズムは、恐らくは時間の概念と周波数領域の概念と を適切に統合して得られるアルゴリズムと考えられる。例えば、各誤差数列ｅｚ （ｎ）に対して作用するフーリエ変換演算を一回行うことによフてＩω。におけ るｅ↓（ｎ）の２次形式の周波数成分を得ることを第８図に示し、この際積分回 路８０と乗算回路８１が使用される。この回路の緩徐に変化する出力は、前記定 義の周波数変域Ｅ９の実数部と虚数部とを表示する。従ってこれらの信号は、前 記説明の周波数変域アルゴリズムの何れと共に使用してもよく、この周波数成分 によって駆動され二次音源の各々を駆動する一連の適応形フィルタを更新するこ とができることは、第６図のとおりである。

第９図は、この発明を無雑音、即ち機械的振動制御に使用した場合を示す。

この第９図に示した実施例は、第１図の構成の変形であり、マイクロホンセンサ に代って、加速度計９０をスピーカに代って振動装置９１を使用したもので、こ れらを車室の表面に取付けたものである。

第１Ｏ図は他の変形例を示し、マイクロホン１２と加速度計９０より成るセンサ 構成と、スピーカ１１と振動器９１より成る音源構成とが使用されている。

第１θ図のセンサまたは音源構成は、この通りでなくてもよいが、各々の構成部 品は互いに距離をおくようにする。

ＩＧ　１− ＦＩＧ　、　４゜ ＦＩＧ、６゜ 国際調査報告 １１Ｉ＋−一＋ｗ＋　Ａｌ１５ｌｌｃａ＋ｎａ　ｍｅ、　Ｍ’Ｃフ／ＧＢ　８７ １００７０６国際調査報告

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．第一振動音源によって発生される振動を低減させるための能動的振動制御装 置であって、前記第一振動音源（２）の少くとも１つの選択された高調波を含む 少くとも１つの基準信号（４）は、複数個の第二振動音源（１１）を駆動する手 段に供給されることにより、前記第１と第２の振動音源によって形成される振動 音場を感知する作用をするセンサ手段（１２）によって検出される振動エネルギ ーを減少させることを特徴とする能動的振動制御装置。 ２．基準信号（４）が、外部音源の主要周波数（ｆ２）に固定された主要周波数 （９）を有する周期的入力信号（１６）を憾波することによって発生されること を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の制御装置。 ３．前記濾波方法が、少くとも１個の追跡フィルタで行われることを特徴とする 特許請求の範囲第２項記載の制御装置。 ４．基準信号（４）が、少くとも１個の可同調オシレータ（２５）によって発生 せられ、その周波数が前記第１音源の基本周波数信号（２０）によって制御され ることを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の制御装置。 ５．第２振動音源（３７、３２２）を駆動する手段（３６）がデータおよびプロ グラムメモリを有するディジタルプロセッサを含むことを特徴とする特許請求の 範囲前記何れか１項に記載の制御装置。 ６．手段（７０）を設けることにより、それぞれ単一の高調波を有する複数個の 基準信号（７１）が一連のフィルタ（７０）によって制御され、該フィルタ（７ ０）は各々独立に調整可能であると共に、その出力端子（７２）は相互に結合（ ７４）されて、第２の振動音源に対する出力端子を形成することを特徴とする特 許請求の範囲前記何れか１項に記載の制御装置。 ７．前記制街装置が１個のアルゴリズムに基いて作動し、該アルゴリズムにより 、第２の音源（１１）からセンサ手段（１２）への振動の伝達に伴なう遅延信号 に匹敵する時間的規模におけるコスト機能を十分に低減するように、第２音源か らの出力を調整するようにしたことを特徴とする特許請求の範囲前記何れか１項 に記載の制御装置。 ８．前記アルゴリズムが下記の表式より成ることを特徴とする特許請求の範囲第 ７項記載の制御装置。 Ｗ（ｎ＋１）＝Ｗ（ｎ）−２μＲＴ（ｎ）ｅ（ｎ）９．前記アルゴリズムが下記 の表式より成ることを特徴とする特許請求の範囲第７項記載の制御装置。 Ｗｎ＋１＝Ｗｎ−２μＱ（ｎ）ｅ（ｎ）１０．前記アルゴリズムが下記の表式よ り成ることを特徴とする特許請求の範囲第７項記載の制御装置。 Ｗｋ＋１＝Ｗｋ−２μＣＨＥｋ １１．前記アルゴリズムが下記の表式より成ることを特徴とする特許請求の範囲 第７項記載の制御装置。 Ｗｋ＋１＝Ｗｋ−２μ（ＣＨＣ）−ＣＨＥＫ１２．複数個の閉ループ回路（１２ 、１３、１１）を有し、その各々が、第２の振動音源（１１）の１つと、適応形 振動制御装置（１４）と、センサ（１２）の１つとから成ることを特徴とする特 許請求の範囲前記何れか１項に記載の制御装置。 １３．制御せられる前記振動が音響あるいは雑音を含むことを特徴とする特許請 求の範囲前記何れか１項に記載の制御装置。 １４．特許請求の範囲第１項乃至第１３項の何れか１項に記載の能動的振動制御 装置を備えた自動車。 １５．添付の図面に図示され、基本的に前記記載に基ずく振動を低減するための 制御装置。