JPH07334165A - 車両の振動制御装置および振動制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 フィルタ処理における計算量を大幅に軽減で
きた車両の振動制御装置及び方法を提案する。 【構成】 車両振動を低減するための制御振動をスピー
カから発生し、車両振動を示す振動信号をマイクにより
検出することにより、周期的な車両振動を低減する車両
の振動制御方法において、エンジンの基本振動数ωを検
出し、検出された基本振動数の高調波成分（ω，２ω…
Ｎω）のフーリエ級数に基づいて、車両振動を低減する
ための制御振動をスピーカから発生し、このスピーカと
前記マイクの周波数伝達関数（ｈ_cn，ｈ_sn）とに基づい
て、各高調波成分についての前記フーリエ級数の振幅成
分（ｆ_cn，ｆ_sn）を更新することを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、車両に設置され、例え
ばエンジンのような振動源から発生された周期的な振動
を低減制御させる車両の振動制御装置及び方法に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】アクティブに車両振動や騒音を低減させ
る技術に、例えば、ＧＢ２２０１８５８Ａや特開平３−
２７４８９７号や特表平１−５０１３４４号、さらには
特開平５−２３２９６９号の手法がある。 〈ＧＢ２２０１８５８Ａ〉この従来技術は、フィルタ処
理の中に最小二乗法(Least Mean Square)を用いること
から、Filtered-x LMS法と呼ばれる。この手法の概略ブ
ロック図を図１に示す。同図において、能動的に騒音を
消すために、２つのスピーカから制御音を発生し、残留
騒音を３つのマイクで拾い、この残留雑音を２つのフィ
ルタを有するコントローラにフィードバックして、さら
に騒音を消すというものである。図中、フィルタ１は残
留騒音信号の振幅を最小化するように自動的に特性を変
える適応フィルタであり、フィルタ２はスピーカ・マイ
クロホン間の音響伝達特性と同じ特性を持つフィルタで
ある。騒音の逆位相信号すなわち制御信号は、エンジン
などの騒音源信号（例えば騒音のもとになる振動の波形
信号）を前述の両フィルタでフィルタリング処理するこ
とによって生成される。

【０００３】フィルタ２は基準信号発生器からの信号を
フィルタ処理する。フィルタ１は、フィルタ２の出力信
号と残留騒音信号との積を入力し、その平均パワーが最
小になるようにフィルタ特性を変えていく。フィルタ１
は、スピーカ１つに対して１つ用意され、図１の例では
２つのフィルタが必要である。また、フィルタ２はスピ
ーカ・マイクロホン間の音響伝達特性と同じ特性を持つ
フィルタであるので、２つのスピーカと３つのマイクと
からなるシステムでは、６つのフィルタ２が必要とな
る。

【０００４】ＬＭＳ法は汎用性に富むなどの長所を有す
る反面、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）などの
現状の計算能力を超えた多くの計算を伴う場合が多いと
いう問題点を残している。特に車室内エンジン騒音制御
のように、複数のスピーカとマイクロホンとを用いて広
い空間範囲で騒音を低減しなければならない場合や、複
数の周波数成分を同時に制御しなければならない場合に
は、フィルタリング処理の計算量が増大し、単一のＤＳ
Ｐ(digital signal processor)で制御を行うことが困難
になる。

【０００５】〈特開平３−２７４８９７号〉特開平３−
２７４８９７号に開示された手法（便宜上「エラースキ
ャニング法」と呼ぶ）は上記ＬＭＳ法の計算量を低減す
るために提案された。前述のＬＭＳ法では、毎サンプリ
ング毎に、乗算器における６つの残留雑音信号の乗算
と、６つの乗算結果信号を入力してフィルタ１において
行なわれるパラメータの更新処理とが行なわれることに
なるので、演算量が多かったものである。

【０００６】一方、エラースキャニング法が適用される
システムは、ＬＭＳ法が適用されるシステムと実質的に
同じであるが、１サンプリング時間毎に行なわれるフィ
ルタ処理が１つに限定される点において相異がある。即
ち、エラースキャニング法に於ては、２つのフィルタ１
と６つのフィルタ２とが用意され、あるサンプリング時
点では、３つのマイクからの信号のうちの１つだけを選
択し、その選択されたマイク信号と、６つのフィルタ２
のうちの選択された１つのフィルタ２からの出力との積
をフィルタ１に出力するものである。次のサンプリング
時点では、次のマイク信号と次のフィルタ２を選択す
る。即ち、マイク信号（エラー信号）とフィルタ２を順
にスキャニングすることから、「エラースキャニング
法」と呼ばれる。

【０００７】このように、エラースキャニング法では、
各サンプリング時点では１つのマイクからの信号を処理
するということのために、フィルタ１における騒音低減
のための制御の収束が遅れることになるものの、フィル
タ１におけるパラメータの更新のための処理量が減ると
いう利点はある。しかしながら、ここのフィルタ１にお
ける演算は、実質的にＬＭＳ法と変わりはないので、期
待したほどには演算量の低減を達成することはできてい
ない。

【０００８】〈特表平１−５０１３４４号〉上記３つの
手法は、デジタルフィルタを用いて、時間順に入力され
たエラー信号を時間領域においてフィルタ処理するとい
うものであった。これは、マイクが検出した誤差信号の
中で、制御上問題となるのは高調波成分であるので、こ
の高調波成分を取り出すために、図２に示すように、フ
ーリエ変換を行なう。即ち、特表平１−５０１３４４号
の手法は、前述のＬＭＳの手法を周波数領域で行なうと
いうものである。そのために、図２に示すように、誤差
センサ（マイク）からの誤差信号をフーリエ変換して適
応型フィルタ処理を行ない、高調波成分を取り出し、さ
らに逆フーリエ変換してから第２音源（即ちスピーカ）
へ出力するというものである。

【０００９】特表平１−５０１３４４号の手法を以下に
説明する。騒音信号の周波数領域における１つの高調波
について、或る順番の誤差信号の複素数値は次式で与え
られる。

【００１０】

【数１】

【００１１】但し、Ａ_lはアクティブ制御されないとき
のＥ_lの値であり、ｗ_mは第ｍ番目の二次音源の複素振
幅、Ｃ_lmは第ｌ番目のセンサとｍ番目音源との間の複素
伝達関数である。数式表示すれば、

【００１２】

【数２】

【００１３】となる。ここで、

【００１４】

【数３】

【００１５】である。この場合のコスト関数を、Ｊ＝Ｅ
^HＥと書くことができ、Ｈはベクトルまたはマトリクス
の複素共役転置を表すとすると、

【００１６】

【数４】

【００１７】従って、

【００１８】

【数５】

【００１９】となり、最急降下アルゴリズムは、

【００２０】

【数６】

【００２１】と記述される。ここで、Ｗ_kとＥ_kとは、夫
々、第ｋ番目の反復におけるフィルタ特性と誤差出力で
ある。誤差信号ｅに対して作用するフーリエ変換演算を
一回行うことによってＩｍ（ω₀） におけるｅの２次形
式の周波数成分を得ることを図３に示し、この際に、積
分回路（図中、Ｉで示す）と乗算回路（図中、Ｘで示
す）が使用される。

【００２２】このように、特表平１−５０１３４４号に
おいては、フィルタ演算を行なうために、フーリエ変換
した信号に適応型処理を行ない、処理された信号のうち
のセンサにおける各高調波の複素係数に対して逆フーリ
エ変換を行なってスピーカへの出力信号としている。一
般に、フーリエ変換は結果を数回平均しなければ信頼で
きる結果が得られないので、特表平１−５０１３４４号
では、図３に示すように、積分回路を必要とすることと
なる。

【００２３】しかしながら、積分回路を設けて平均化処
理を行なうことは制御に応答性の劣化が現われ、従って
応答性が要求される加速時等においては良好な追従性が
得られないことがある。 〈特開平５−２３２９６９号〉特表平１−５０１３４４
号における応答性の劣化の問題を解消するために、本出
願人は、特開平５−２３２９６９等で、演算量を大幅に
減らした新しい振動低減方法を提案した。この特開平５
−２３２９６９号の手法を以下に説明する。

【００２４】先ず、簡単のために、図４に示すように、
騒音に対する逆位相音即ち制御音を１つのスピーカから
発し、その結果として残留する騒音を１つのマイクで観
測する１入力１出力系を考える。制御信号をｕ、残留騒
音信号をｅ、このｅに含まれる元の騒音に起因する成分
をｄとし、これら３者の関係は次の式で表される。

【００２５】

【数７】

【００２６】ここで、ｇ（ｔ）はスピーカ・マイク間イ
ンパルス応答関数、ｈ（ｔ）はｇ（ｔ）から次の式８に
より求められる周期関数である。

【００２７】

【数８】

【００２８】この方法の特徴は、制御信号ｕ、残留騒音
信号ｅ、ｄのいずれもが周期Ｔの時間関数であると仮定
したことである。式１の右辺第２項を十分小さな時間幅
Δｔで離散化してベクトル表現で表すと、式７は次の式
９によって与えられる。

【００２９】

【数９】

【００３０】但し、

【００３１】

【数１０】

【００３２】であって、Ｎは （Ｔ／Δｔ）−１≦Ｎ＜Ｔ／Δｔ を満足する整数である。式９では、制御信号変数ｕはす
でに時間の関数として扱われなくなっているので、ｕの
最適化を行なうことができる。最適化として最急降下法
を適用し、評価関数 Ｊ（ｕ）＝Ｅ［ｅ²（ｔ）］（Ｅは期待値記号） を最小化するｕを最適なｕとする。Ｊをｕで微分するこ
とにより、誤差信号ｅのパワーが最小となるようにｕを
決定する。ここで、前述の特表平１−５０１３４４号で
は、評価関数（コスト関数）の最急勾配方向ベクトルの
平均値を用いているのに対し、この特開平５−２３２９
６９号では、 Ｍ［ｄＪ／ｄｕ］^T と表された推定瞬時値を用いることを特徴とする。この
瞬時値を最急勾配ベクトルの代わりとして用いながらΔ
ｔごとに制御信号ｕを更新することにすれば、ｕの最適
値は次の式１１の漸化式を反復計算することにより得ら
れる。

【００３３】

【数１１】

【００３４】ただし、μは周期Ｔ，時間幅Δｔ，ステッ
プ幅などにより決まる定係数である。この特開平５−２
３２９６９の動作原理を図４に示す。図４において、同
じ周期Ｔを有する周期関数であるｕ，ｈを「リング」で
表した。式１１によると、マイクが検出した信号ｅに−
μが乗ぜられ、−μｅにｈが乗ぜられて制御信号ｕが生
成される。式５の漸化式表現は図４においては、ｕとｈ
の「リング」上を回転することにより模されている。

【００３５】具体的には、Δｔをサンプリング周期とし
て、先ず、 ｕ（０），ｕ（Δｔ），ｕ（２Δｔ），… の順で、制御信号ｕの各要素を周期的に出力する。図４
において、この順次の出力を「リング」上の回転として
模してある。次に、１１式に従ってｕ₁を演算し、 ｕ₁（０），ｕ₁（Δｔ），ｕ₁（２Δｔ），… を順に出力する。制御信号ｕを式１１に従って反復的に
更新し出力することにより、騒音が低減されてゆく。こ
のとき騒音の周波数成分のうち、基本周期Ｔの成分、言
い換えれば周波数１／Ｔの全高調波成分が同時に低減さ
れる。このような騒音の低減はエンジン騒音の制御には
適している。また、この特開平５−２３２９６９号で
は、畳み込み計算を全く用いず、殆ど式１１のみの計算
で制御を行うために、計算量が少なく、ＤＳＰを利用し
た実用的なシステムを容易に実現できるという利点もあ
る。

【００３６】制御信号ｕ（ｔ）の周期Ｔ、言い換えれば
制御信号ベクトルｕの要素数は、制御対象とする次数成
分の種類とエンジン回転数とに基づいて調整する必要が
ある。この特開平５−２３２９６９における制御信号の
周期調整方法について説明する。制御対象の次数との関
係では、例えば４気筒エンジンの場合、0.5次，１次，
２次の全高調波成分を制御対象とするには、夫々Ｔをエ
ンジン回転周期の２倍，１倍，0.5倍に一致させなけれ
ばならない。しかしながら、エンジン回転周期は変動す
る。そこで、補間法などを用いてｕのデータ波形が相似
形を維持するように要素数Ｎを変更するか、あるいは単
にサンプリング周期Δｔを変化させる。周期を変更させ
るのが図４においては周期調整器である。

【００３７】図６は要素数Ｎを変更する方法を模式的に
説明する。即ち、図６は、要素数Ｎを変更する簡単な例
として、６個の要素からなる旧制御信号データ（即ち、
Ｔ＝６Δｔ側）を８個の要素からなる新制御信号データ
（即ち、Ｔ＝８Δｔ’側）に変換した場合を説明したも
のである。図中、黒小丸は実際にｕに格納されている６
個のデータの値を、黒小三角は１次補間により求められ
た値を示す。即ち、Ｔ＝８Δｔ’側において、番号２の
データは、番号１のデータからΔｔ’の位置に於て、Ｔ
＝６Δｔ側の番号１と番号２のデータの線形補間により
計算される。この補間方法によれば信号波形の概略形状
を維持したまま信号周期を変更できる。この方法を用い
る場合の制御の安定性等については、自動車エンジン程
度の周期変動率の下であれば、μの値を適当に調整する
ことのみによって制御信号ｕの安定かつ良好な収束を確
保できる。

【００３８】図４〜図６に示された特開平５−２３２９
６９の手法を用いて広い空間範囲にわたって騒音低域効
果を発揮する振動制御システムを構築するには、図７に
示すように、複数のスピーカとマイクロホンを音響空間
内に配置する必要がある。Ｌ個のスピーカとＭ個のマイ
クロホンを含む多入出力系における第ｍマイクロホンの
出力信号、即ち、第ｍマイクが拾った残留騒音信号ｅ_m
は、式９を拡張して得られる式１２で表される。

【００３９】

【数１２】

【００４０】ここで、ｍは１，２，３…Ｍの整数で、ｕ
_lは第ｌ番目のスピーカに入力される信号レベルであ
り、ｈ_lmは第ｌ番目のスピーカと第ｍ番目のマイクとの
間でのインパルス応答関数ｇ_lmから式２の同じようにし
て求められる周期関数の離散値からなるベクトルであ
る。従って最小化すべき評価関数を式１３のように、

【００４１】

【数１３】

【００４２】定めれば、制御信号ベクトルｕ_lkは、漸化
式表現により表される式１４のアルゴリズムで最適化、
即ちＪを最小化することができる。

【００４３】

【数１４】

【００４４】式１４の制御信号ベクトルｕ_lkは、第ｌ番
目のスピーカに対するｋ番目のサンプリング時点での入
力信号を表す。式１４のアルゴリズムでは、毎回のサン
プリング時点で全てのマイクロホン信号を用いて制御信
号ベクトルの更新を行うが、この代わりに、図７に示す
ように、１サンプリング時点で１つのマイクからの情報
のみを用いる式１５を用いても統計的にほぼ等価な効果
が得られる。

【００４５】

【数１５】

【００４６】ただし、ｍ（ｋ）は１，２，…，Ｍの各々
の出現確率が等しくなるような任意の整数系列である。
特開平５−２３２９６９の手法に前述のエラースキャニ
ング法（特開平３−２７４８９７号）を適用した場合の
計算量は、式１５から明らかなように、マイクロホンを
複数個用いる場合でもマイクロホン１個の場合と等しく
なり、大幅に低減される。これに対してＬＭＳ方式で
は、エラースキャニング法を適用した場合でも、図１中
のフィルタ１の特性変更計算が軽減されるだけで、計算
量の大半を占めるフィルタリング処理には全く影響がな
いため、アルゴリズム全体への計算量低減効果は本手法
の場合ほど大きくない。

【００４７】図８に、特開平５−２３２９６９の手法と
ＬＭＳの１サンプリングあたりの計算量を比較した結果
を示す。表中、Ｎ_add，Ｎ_mulはそれぞれ加減算と乗算の
回数を、Ｎ_insは代表的ＤＳＰの一種であるＴＭＳ３２
０Ｃ３０で計算を行なった場合の命令サイクル数を示
す。比較の条件として、いずれの手法もＥＳ法を低起用
した場合の主要計算部分のみを考え、本手法ではｕの要
素数を５０（エンジン回転数１２００ｒｐｍ，サンプリ
ング周期１ｍｓのときのエンジン回転１周期分に相当す
る）とし、ＬＭＳではすべてのフィルタのタップ長を１
２８（サンプリング周期１ｍｓで５００Ｈｚ以下の車室
内スピーカ・マイクロホン間インパルス応答波形を表現
するには、最低限この程度のタップ長が必要である）と
した。また本手法におけるｕのデータ長調整法として
は、前述の１次補間法による方法を用いた。表より、本
手法は、演算回数でＬＭＳの１４〜３０％、寿命サイク
ル数で約３０〜５０％の計算量で済むことがわかる。

【００４８】

【発明が解決しようとする課題】上述したように、本出
願人による特開平５−２３２９６９の手法は、誤差信号
ｅを最小化するのに、Ｍ［ｄＪ／ｄｕ］^Tと表された推
定瞬時値を用いているために、過去のデータを参照する
必要性がなくなり、喩えマイクが複数を擁するシステム
であっても１つのマイクのシステムと同じになる故に、
特表平１−５０１３４４号の手法よりも計算量において
も低減され、制御の応答性は向上している。

【００４９】しかしながら、それでも実際の加速時にお
いては、特開平５−２３２９６９の手法によっても騒音
低減に応答性の悪い場合がある。これは、式９において
は、フィルタ演算において更新される必要のあるパラメ
ータの数が多数に昇り、まだまだ演算に時間がかかって
いることにある。さらに、図６に関連して説明したよう
に、騒音周期Ｔの変動に伴う制御の変更を線形補間を用
いていたが、補間後の周期性の形状が実際とは離れてし
まい、これも加速時の応答性の劣化の原因となるのであ
る。

【００５０】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明の目的
は、フィルタ処理における計算量を大幅に軽減できた車
両の振動制御装置及び方法を提案する。上記課題を達成
するための本発明の構成は、周期的な車両振動を低減す
る車両の振動制御装置において、前記車両振動の基本振
動数を検出する検出手段と、検出された基本振動数の高
調波成分のフーリエ級数に基づいて、車両振動を低減す
るための制御振動を発生するための制御信号を発生する
発生手段と、この制御信号に基づいて振動を発生するア
クチュエータ手段と、車両振動を示す振動信号を検出す
るためのセンサ手段と、検出された振動信号と、前記ア
クチュエータ手段と前記センサ手段間の周波数伝達関数
とに基づいて、各高調波成分についての前記フーリエ級
数の振幅成分を更新する更新手段とを備えたことを特徴
とする。

【００５１】同課題を達成するための本発明の他の構成
は、車両振動を低減するための制御振動をアクチュエー
タ手段から発生し、車両振動を示す振動信号をセンサ手
段により検出することにより、周期的な車両振動を低減
する車両の振動制御方法において、前記車両振動の基本
振動数を検出し、検出された基本振動数の高調波成分の
フーリエ級数に基づいて、車両振動を低減するための制
御振動を前記アクチュエータ手段から発生し、前記アク
チュエータ手段と前記センサ手段間の周波数伝達関数と
に基づいて、各高調波成分についての前記フーリエ級数
の振幅成分を更新することを特徴とする。

【００５２】

【作用】前記制御振動は、検出された基本振動数の高調
波成分のフーリエ級数に基づいて決定される。振動抑制
の精度はフーリエ級数の次数に左右されるが、このフー
リエ級数の振幅成分は、時間に依存する成分（Ｃ_i，
Ｓ_i）と位相成分（ｆ_ci，ｆ _si）という４つの成分のみ
となり、必要次数をＮとすれば、振動低減のために必要
なパラメータの数は４Ｎ個となる。

【００５３】

【実施例】以下、本発明の実施例について添付図面を参
照しながら詳細に説明する。 〈原理〉図９は、実施例の原理を説明するために、１ス
ピーカ、１マイクのシステムのブロック図である。変数
名ｕ，ｄ，ｇ，ｅなどは図２のシステムと同じである。
即ち、騒音ｄを打ち消すための制御変数ｕがスピーカか
ら発生された場合に、その変数ｕはマイクによって応答
ｇ（即ち、スピーカ・マイク間インパルス応答関数）と
して認識され残留騒音（誤差騒音）ｅとして検出され
る。この誤差信号ｅはコントローラに入力され、以下の
手法によりコントローラは制御変数ｕを計算する。

【００５４】先ず、ｕ，ｄ，ｅが全て周期Ｔの時間関数
であるとすると、ｅは

【００５５】

【数１６】

【００５６】で表される。応答ｇが周期Ｔの関数であれ
ば、次のようなｇの級数ｈ（ｔ）を導入することによ
り、

【００５７】

【数１７】

【００５８】式１６は、

【００５９】

【数１８】

【００６０】と変形することができる。本実施例の大き
な特徴は、制御変数ｕと応答関数ｈとを次のようにフー
リエ級数で表すことにある。即ち、

【００６１】

【数１９】

【００６２】

【数２０】

【００６３】である。式１９，２０を導入することによ
り、ｕ，ｈを求めることは未知数ａ_i，ψ_i，ｂ_j，φ_jを
求めることに帰結する。式２０は、周波数伝達関数ｈが
ωによって表されている。換言すれば、式２０を定義す
ることによって、そのときのエンジン回転の周波数に対
応する伝達関数の成分を用いてフィルタ演算における逐
次演算を行なうことが可能となる。

【００６４】式１９，２０を式１８に代入すると、

【００６５】

【数２１】

【００６６】

【数２２】

【００６７】ここで、ω₁，ω₂，…，ω_Nは全て２π／
Ｔの整数倍であるから、上式の第１項と第２項は０とな
り、次の式２３が得られる。

【００６８】

【数２３】

【００６９】２３式において、

【００７０】

【数２４】

【００７１】

【数２５】

【００７２】

【数２６】

【００７３】

【数２７】

【００７４】

【数２８】

【００７５】

【数２９】

【００７６】である。ｆ_ci，ｆ_siは制御変数ｕの振幅ａ
_iの位相成分と考えることができ、ｆ_{c i}，ｆ_siは応答関
数ｈの振幅ｂ_iの位相成分と考えることができる。式２
３を行列表現、ベクトル表現、複素数表現を用いて書き
改めると、

【００７７】

【数３０】

【００７８】となる。ここで、行列ｘ，ベクトルｈ，ベ
クトルｆは、

【００７９】

【数３１】

【００８０】

【数３２】

【００８１】

【数３３】

【００８２】である。４Ｎ個の未知数、ａ_i（ｉ＝１〜
Ｎ），ψ_i（ｉ＝１〜Ｎ），ｂ_i（ｉ＝１〜Ｎ），φ
_i（ｉ＝１〜Ｎ）を求めることは、式３０に最急降下法
を適用して、４Ｎ個の未知数ｆ_ci（ｉ＝１〜Ｎ），ｆ_si
（ｉ＝１〜Ｎ），ｈ_ci（ｉ＝１〜Ｎ），ｈ_si（ｉ＝１〜
Ｎ）を求めることに帰結する。式３０において、Ｒｅ
（行列Ｘ・ベクトルｆ）は制御信号ｕを表す。従って、
１スピーカ１マイク系では、ある時刻ｋにおける制御信
号出力ｕ_kは、その時刻ｋにおける式２６，式２７で定
義した適応パラメータｆ_ci，ｆ_siを用いて、

【００８３】

【数３４】

【００８４】となる。後にさらに詳しく説明する、制御
手順では、時刻ｋに於て生成した制御信号ｕ_kをスピー
カから出力し、同時にマイクから入力した残留騒音信号
ｅ_kに基づいて、次の時刻ｋ＋１における適応パラメー
タｆ_ci，ｆ_siを決定する。

【００８５】

【数３５】

【００８６】式３５は、誤差信号のパワーが最小になる
ように前述の最急降下法を用いて得た。式３５におい
て、周波数伝達関数ｈ_c，ｈ_sを含む行列は式２８，２９
によって演算される。また、Ｃ_n，Ｓ_nを含むベクトルは
式２４，２５によって決定される。従って、式３５に基
づいて時刻ｋにおける適応パラメータｆ_ci，ｆ_siから時
刻ｋ＋１における適応パラメータｆ_ci，ｆ_siが決定され
る。

【００８７】〈Ｌ×Ｍシステムへの拡張〉以上は、１ス
ピーカ、１マイクからなるシステムにおける手法の説明
である。この手法を、図５に示されたようなＬ個のスピ
ーカとＭ個のマイクからなるシステムに拡張すると、式
３０の代わりに、

【００８８】

【数３６】

【００８９】が得られる。ここで、ベクトルｅ，ベクト
ルｄは夫々、Ｍ個のマイクが検出したＭ個の残留騒音
ｅ、Ｍ個の外部雑音ｄであり、

【００９０】

【数３７】

【００９１】

【数３８】

【００９２】また、ベクトルｈ_iをｋ番目のスピーカに
与えられる応答関数ｈ_kの振幅ｂについての式３２に対
応するベクトルとすると、即ち、

【００９３】

【数３９】

【００９４】となり、さらにベクトルｆ_iをｋ番目のス
ピーカに与えられる制御変数ｕ_kの振幅ａについての式
３３に対応するベクトルとすると、即ち、

【００９５】

【数４０】

【００９６】となる。従って、式３６において、行列Ｈ
は、

【００９７】

【数４１】

【００９８】である。ここで、行列Ｈ中の要素であるベ
クトルｈは、１スピーカ１マイク系で得られた式３２の
ベクトルｈを拡張したもので、例えばベクトルｈ₁₁は、
１番目マイクと１番目のスピーカとの間のその瞬間での
伝達特性である。また、行列Ｘは、

【００９９】

【数４２】

【０１００】となり、ベクトルハットｆは、

【０１０１】

【数４３】

【０１０２】となる。１スピーカ１マイクのシステムを
Ｌスピーカ、Ｍマイクのシステムの特種形態と考えれ
ば、式３６〜式４３が一般的な騒音低減システムを表す
こととなる。そこで、評価関数

【０１０３】

【数４４】

【０１０４】を最小化すべく、式４３に対して最急降下
法を適用する。即ち、各マイクで検出される騒音の平均
パワーが最小になるようにする。但し、勾配ベクトルと
して、その真の値を用いず瞬時推定値を用いる。する
と、

【０１０５】

【数４５】

【０１０６】であるから、

【０１０７】

【数４６】

【０１０８】が得られる。尚、＊は共役の転置を表す。
従って、ベクトルハットｆを最適化するためには、

【０１０９】

【数４７】

【０１１０】であればよい。尚、式３６において、行列
Ｈ（または２／Ｔ・Ｈ）は、スピーカ／マイク間の伝達
特性と考えることができる。従って制御ｕは、

【０１１１】

【数４８】

【０１１２】となる。また、マイクで検出される制御音
ｙを、

【０１１３】

【数４９】

【０１１４】と定義すれば、

【０１１５】

【数５０】

【０１１６】と表すことができる。 〈システムの構成〉図１０，図１１は、本発明を車両に
適用した場合の騒音低減システムの構成を示す。この実
施例のシステムは、４スピーカ（２０ａ〜２０ｄ）と４
マイク（３０ａ〜３０ｄ）の構成からなる。騒音の基本
周期Ｔを検出するために、エンジン１１の回転周期を検
出する点火コイル１０からの信号IGを用いる。図１０の
コントローラ１００の詳細な構成を図１１に示す。図１
１において、信号IGは波形成形器によって波形成形さ
れ、ＤＳＰ１０２によって取り込まれる。４つのマイク
からの信号ｅはＡ／Ｄ変換されてＤＳＰ１０２が取り込
む。また、ＤＳＰ１０２は、スピーカ出力信号ｕをＤＡ
変換してスピーカから出力する。

【０１１７】〈制御手順〉１スピーカ、１マイクシステム（＝１×１システム） 図１２は、説明の簡略化上、１スピーカと１マイクを用
いたときのＤＳＰ１０２における制御手順を示す。そこ
で、ステップＳ２では、波形成形器１０１を介して点火
時期信号IGを入力し、ステップＳ４で、点火時期信号IG
に基づいて騒音の基本周波数ωを演算する。ここで、 ω＝２π／Ｔ である。ステップＳ６では制御出力信号の位相角θ_kを
次式に従って決定する。

【０１１８】

【数５１】

【０１１９】位相角θ_kは式１９，２０における位相角
に相当するもので、φ等が未知故にθ_kで置き換えたも
のである。また、引き数ｋは時刻を表す。時刻の原点を
イグニッションキーが投入されたときに取れば、時刻ｋ
＝０においてθ₀＝０である。また、本発明では制御変
数ｕや伝達関数が周期性を有していることを前提にして
いるので、θ_kの範囲を、 −π≦θ_k＜π とした。従って、時刻ｋ＝１においては、θ₁＝ωΔｔ
である。

【０１２０】ステップＳ８では、逐次的に、式２４，２
５で定義されたパラメータＣ_n+1，Ｓ_n+1を決定する。パ
ラメータＣ_n+1，Ｓ_n+1のｎは高調波の次数を表す。エン
ジンからの騒音を制御することを目的とする場合には、
５次の高長波を制御すれば十分である。パラメータＣ
_n+1，Ｓ_n+1は、式２３から明らかなように、一般的に次
の漸化式によって決定される。

【０１２１】

【数５２】

【０１２２】時刻ｋ＝１では、式２４，２５から明らか
に、１次の高調波についてのパラメータに対しては、

【０１２３】

【数５３】

【０１２４】が得られ、二次については、

【０１２５】

【数５４】

【０１２６】を解くことによって得られる。二次のパラ
メータＣ，Ｓが得られれば、順にＮ次までのパラメータ
が得られる。式２６，２７によって定義されたＮ次まで
のパラメータを、ｆ_c1，ｆ_s1，ｆ_c2，ｆ_s2，…，ｆ_cN，
ｆ_sNと表記し、そのパラメータの初期値（即ち、時刻ｋ
＝１における）ｆ_c1，ｆ_s1，ｆ_c2，ｆ_s2，…，ｆ_cN，ｆ
_sNが与えられていれば、ｎ＝１〜Ｎについての、Ｃ_n，
Ｓ_nはステップＳ８で求められているから、時刻ｋ＝１
における制御変数出力ｕ₁は式３４によって与えられ
る。即ち、ステップＳ１０で、

【０１２７】

【数５５】

【０１２８】である。ステップＳ１２ではこのようにし
て決定されたｕ₁をスピーカに入力する。そして、ステ
ップＳ１４では、マイクから信号ｅ_k（即ちｅ₁）を入力
する。ステップＳ１６では、基本周波数オメガに対応す
る周波数伝達関数ｈ_cn，ｈ_snをメモリから読み出す。ス
テップＳ１８では、式３５に従って、次の時刻ｋ＋１に
おける（即ち、時刻ｋ＝２における）、１次からＮ次
（ｎ＝１〜Ｎ）までの適応パラメータｆ_c1，ｆ_s1，
ｆ_c2，ｆ_s2，…，ｆ_cN，ｆ_sNを決定する。式３５におい
て、ｋ＝１におけるｆ_c1，ｆ_s1，ｆ_c2，ｆ_s2，…，
ｆ_cN，ｆ_sNは与えられている。また、ｋ＝１における、
ｎ＝１〜ＮについてのＣ_n，Ｓ_nも既にステップＳ８にお
いて求められているから、周波数伝達関数ｈさえ求める
ことができれば、時刻ｋ＝２のための、１次からＮ次
（ｎ＝１〜Ｎ）までの適応パラメータｆ_c1，ｆ_s1，
ｆ_c2，ｆ_s2，…，ｆ_cN，ｆ_sNを決定することができる。

【０１２９】ステップＳ１６の周波数伝達関数ｈ_cn，ｈ
_snについて説明する。スピーカマイク間の、ある周波数
ωに対する周波数伝達関数をＨ（ω）と表せば、この伝
達関数Ｈ（ω）を前もって測定することが可能である。
そして、この伝達関数を、フーリエ変換することにより
その高調波成分Ｈ（２ω），Ｈ（３ω）…Ｈ（Ｎω）を
求めることができる。そして、このような各高調波成分
に対する実数部分と虚数部分を、ｈ_c，ｈ_sと表記すれ
ば、

【０１３０】

【数５６】

【０１３１】とおくことにより、各高調波に対する
ｈ_cn，ｈ_sn（ｎ＝１〜Ｎ）を前もってコントローラ内の
メモリに記憶しておくことができる。このようにして、
式３５によって、時刻ｋ＝２のための、適応パラメータ
ｆを決定することができる。時刻ｋ＝２になれば、ステ
ップＳ２，Ｓ４において、騒音の基本周波数ωが求めら
れる。そして、制御出力ｕの位相角θ₂が決定され、ス
テップＳ８で、１次からＮ次までのパラメータＣ_n，Ｓ_n
が決定され、ステップＳ１２で制御出力ｕ₂が決定さ
れ、ステップＳ１４でｕ₂が出力され、ステップＳ１６
でマイクから騒音信号ｅ₂が出力され、ステップＳ１８
で式３５に従って時刻ｋ＝３のための適応パラメータｆ
が決定される。

【０１３２】一般的に、時刻ｋ−１の制御サイクルの終
了時点で、式３５にしたがって時刻ｋの制御サイクルの
ための適応パラメータｆ_kが決定されるから、時刻ｋの
時点の制御サイクルでは、ステップＳ２，Ｓ４におい
て、騒音の基本周波数ωが求められる。そして、制御出
力ｕ_kの位相角θ_kが決定され、ステップＳ８で、１次か
らＮ次までのパラメータＣ_nk，Ｓ_nkが決定され、ステッ
プＳ１２で制御出力ｕ_kが式３４に従って決定され、ス
テップＳ１４でｕ_kが出力され、ステップＳ１６でマイ
クから騒音信号ｅ_kが出力され、ステップＳ１８で式３
５に従って時刻ｋ＋１のための適応パラメータｆ_k+1が
決定される。

【０１３３】このようにして、逐次的に、その時刻に適
したパラメータに従って決定された制御信号ｕがスピー
カから出力され、その結果がマイク信号ｅによってモニ
タされ、その結果はパラメータｆの更新に反映される。
以上説明した本実施例の方法の最大の特徴は、式１９，
２０を導入したことにより、フィルタ演算処理において
更新されるパラメータの数が大幅に減したことにある。
即ち、エンジン騒音においては５次の高調波成分まで求
めれば足りるとされているが、前述の特開平５−２３２
９６９号の手法では例えば５次の高調波成分まで求めよ
うとした場合には５０個程度の適応パラメータの更新演
算がを必要であったが、本手法を用いれば、ｆ_c1，
ｆ_s1，ｆ_c2，ｆ_s2，…，ｆ_c5，ｆ_s5とＣ₁，Ｓ₁，Ｃ₂，
Ｓ₂，…，Ｃ₅，Ｓ₅の合計２０個のパラメータの更新演
算で足りることである。パラメータ数が低減されても、
収束速度が向上するために、結果的には、騒音低減の精
度は劣化しない。従って、加速時などの過渡期において
も追随性良く騒音を低減することができる。また、本手
法は、振動の基本周期Ｔ（即ち、周波数ω）に変動が有
っても、その変動はステップＳ８で求められるパラメー
タＣ₁，Ｓ₁，Ｃ₂，Ｓ₂，…，Ｃ_N，Ｓ_Nに反映される。換
言すれば、エンジン回転数が急激に変化する、即ち振動
の基本周期が急激に変化する加速時においても、図５，
図６に示したような制御出力ｕの線形補間（この補間は
精度の低い）が不要となり、結果的に加速時の振動低減
が向上する。

【０１３４】なお、ＤＳＰ内の不図示のメモリに記憶さ
れている周波数伝達関数ｈ_cn，ｈ_snについて補足する。
この周波数伝達関数ｈ_cn，ｈ_snは、前もって、所定の基
本周波数毎に設定されている。その基本周波数をω₀と
すれば、

【０１３５】

【数５７】

【０１３６】となる。しかし、ステップＳ４で検出され
た周波数ωがメモリに記憶されている周波数と必ずしも
一致するとは限らない。メモリ内に、例えば、ω₀，ω₁
について記憶されていて、エンジンの周波数ω’（ω₀
＜ω’＜ω₁）であった場合には、ω₀について記憶され
ているｈ_cn，ｈ_snと、ω₁について記憶されている
ｈ_cn，ｈ_snとに基づいて線形補間を適用して、ω’につ
いてのｈ_cn，ｈ_snを求める。

【０１３７】Ｌ個のスピーカ、Ｍ個のマイクのシステム
（＝Ｌ×Ｍシステム） Ｌ個のスピーカから制御信号¹ｕ，²ｕ，…，^Lｕを出力
し、Ｍ個のマイクから残留騒音ｅ_m(k)を入力するシステ
ムに、前述の１×１の手法を拡張的に適用する。図１３
にＬ×Ｍシステムの制御手順を示す。ステップＳ２２〜
ステップＳ２８は、１×１システムの制御手順と同じで
ある。ステップＳ３０では、式４８に基づいて制御出力
ｕを決定する。式４８を、Ｌ×Ｍ系の適応パラメータ¹
ｆ_c1，¹ｆ_s1，²ｆ_c1，²ｆ_s1，…，^Lｆ_c1，^Lｆ_s1を用い
て変形すると、ｌ番目（ｌ＝１〜Ｌ）のスピーカからの
制御出力^lｕは、

【０１３８】

【数５８】

【０１３９】となる。ここで、Ｃ_n，Ｓ_nは１×１システ
ムのそれと同じである。また、¹ｆ_c1，¹ｆ_s1，²ｆ_c1，²
ｆ_s1，…，^Lｆ_c1，^Lｆ_s1の演算については後述する。ス
テップＳ３２では、ＤＳＰ１０２は、Ｌ個のスピーカに
制御出力^lｕ（ｌ＝１〜Ｌ）を同時にあるいは順に出力
する。ステップＳ３４ではＭ個のマイクから順に、騒音
信号ｅ_m(k)を入力する。但し、ｍ（ｋ）は時刻ｋにおけ
る整数列で、１，２，…，Ｍである。ステップＳ３６で
は、基本周波数ωについての周波数伝達関数
^1m(k)ｈ_c1，^1m(k)ｈ_s1…^1m(k)ｈ_cN，^1m(k)ｈ_sN，^2m(k)
ｈ_c1，^2m(k)ｈ_s1… ^2m(k)ｈ_cN，^2m(k)ｈ_sN，…，^Lm(k)ｈ
_c1，^Lm(k)ｈ_s1…^Lm(k)ｈ_cN，^Lm(k)ｈ_sNをメモリから読
み込む。

【０１４０】１番目のスピーカとｍ（ｋ）番目のマイク
との間についての、１次からＮ次までの周波数伝達関数
ｈは、

【０１４１】

【数５９】

【０１４２】に良って、また、２番目のスピーカとｍ
（ｋ）番目のマイクとの間についての周波数伝達関数ｈ
は、

【０１４３】

【数６０】

【０１４４】によって、同様にして、Ｌ番目のスピーカ
とｍ（ｋ）番目のマイクとの間についての周波数伝達関
数ｈは、

【０１４５】

【数６１】

【０１４６】によって前もって決めておくことができ
る。ステップＳ３８では、これらの周波数伝達関数ｈを
用いて、時刻ｋ＋１のための適応パラメータ^lｆ_c，^lｆ_s
を式４７に基づいて求める。式４７は周波数伝達関数を
用いて、

【０１４７】

【数６２】

【０１４８】但し、ｎ＝１〜Ｎ、ｌ＝１〜Ｌである。 〈従来例との比較〉本実施例の演算を、従来のＬＭＳ法
と特開平５−２３２９６９号の手法とを比較し、定性的
比較を図１４に、定量的比較を図１５に示した。なお、
エンジン回転数を１２００ｒｐｍ、サンプリング周波数
１ｋＨｚ、１〜５時の全次数成分を演算した。

【０１４９】〈他の実施例〉上記実施例では、１×１系
により、また、Ｌ×Ｍ系により、エンジン騒音を低減す
るシステムを説明したが、本発明は、エンジン騒音に限
られず、例えば排気音の低減、さらには、車両振動の低
減にも適用できる。図１６に、本発明を、振動低減のた
めのアクティブエンジンマウントに適用した例を示す。
このマウント５０は、エンジン４０と車体間に作用する
力を発生するためのアクチュエータを内蔵しており、加
速度センサ６０で検出された車体フロア振動のパワーが
最小になるようにアクチュエータが制御される。これに
より、アイドル振動や加速時の振動など、乗員にとって
不快な車体振動が抑制される。

【０１５０】

【発明の効果】以上説明した本発明において、振動を抑
制するためにアクチュエータ手段（例えばスピーカ）か
ら発生される制御振動は、検出された基本振動数ω（例
えばエンジン回転数）の高調波成分のフーリエ級数に基
づいて決定される。振動抑制の精度はフーリエ級数の次
数に左右されるが、このフーリエ級数の振幅成分は、時
間に依存する成分（Ｃ_i，Ｓ_i）と位相成分（ｆ_ci，
ｆ_si）という４つの成分のみとなり、必要次数をＮとす
れば、振動低減のために必要なパラメータの数は４Ｎ個
となる。

【０１５１】一方、特開平５−２３２９６９号において
は、図６に示すように、制御振動ｕ、周波数伝達関数と
もに、必要なデータ数はＴ／Δｔ（＝５０個前後）だけ
必要であった。本発明の振動制御装置若しくは振動制御
方法では、大幅に演算量を低減することができ、その結
果、振動制御が速やかに収束することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のＬＭＳ法を適用した騒音低減システムの
構成を示すブロック図。

【図２】従来のＬＭＳ法を周波数領域において適用した
騒音低減システムの構成を示すブロック図。

【図３】図２の従来例において積分回路が必要となる理
由を説明する図。

【図４】特開平５−２３２９６９号の騒音低減システム
の構成を示すブロック図。

【図５】特開平５−２３２９６９号の騒音低減の原理を
説明する図。

【図６】特開平５−２３２９６９号における線形補間を
説明する図。

【図７】特開平５−２３２９６９号にエラースキャニン
グ法を適用した場合のシステム図。

【図８】特開平５−２３２９６９号とＬＭＳ法とを比較
した結果を示す図。

【図９】本発明を１×１系に適用した実施例の概略構成
を示した図。

【図１０】本発明を４×４系に適用した実施例の構成を
示した図。

【図１１】図９の実施例のコントローラ１００の構成を
示す図。

【図１２】１×１系の制御手順を示すフローチャート。

【図１３】Ｌ×Ｍ系の制御手順を示すフローチャート。

【図１４】実施例の騒音低減に必要な演算を従来の手法
と定性的に比較した結果を示す図。

【図１５】実施例の騒音低減に必要な演算を従来の手法
と定量的に比較した結果を示す図。

【図１６】本発明を騒音低減に適用した実施例のシステ
ムを示す図。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｆ１６Ｆ 15/02 Ｂ 9138−3Ｊ Ｇ１０Ｋ 11/16 Ｈ０３Ｈ 21/00 8842−5Ｊ

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 周期的な車両振動を低減する車両の振動
   制御装置において、 前記車両振動の基本振動数を検出する検出手段と、 検出された基本振動数の高調波成分のフーリエ級数に基
   づいて、車両振動を低減するための制御振動を発生する
   ための制御信号を発生する発生手段と、 この制御信号に基づいて振動を発生するアクチュエータ
   手段と、 車両振動を示す振動信号を検出するためのセンサ手段
   と、 検出された振動信号と、前記アクチュエータ手段と前記
   センサ手段間の周波数伝達関数とに基づいて、各高調波
   成分についての前記フーリエ級数の振幅成分を更新する
   更新手段とを備えたことを特徴とする車両の振動制御装
   置。
2. 【請求項２】 前記検出手段はエンジンの回転を検出
   し、その回転周波数を振動の基本振動数とすることを特
   徴とする請求項１に記載の車両の振動制御装置。
3. 【請求項３】 前記更新手段は、前記センサ手段が検出
   した振動信号の平均パワーが最小になるように、各高調
   波成分についての前記フーリエ級数の振幅成分を更新す
   ることを特徴とする請求項１に記載の車両の振動制御装
   置。
4. 【請求項４】 前記センサ手段は複数の振動検知センサ
   を有し、前記アクチュエータ手段は複数の振動アクチュ
   エータを有し、 前記複数の振動検知センサの１つと前記複数の振動アク
   チュエータの１つを選択する手段とを具備し、 前記更新手段は、１サンプリング期間において、選択さ
   れた１つのセンサと１つのアクチュエータとの間の周波
   数伝達関数に基づいて各高調波成分についての前記フー
   リエ級数の振幅成分を更新することを特徴とする請求項
   １に記載の車両の振動制御装置。
5. 【請求項５】 前記センサ手段はマイクロフォンであ
   り、前記アクチュエータ手段はスピーカであることを特
   徴とする請求項１に記載の車両の振動制御装置。
6. 【請求項６】 車両振動を低減するための制御振動をア
   クチュエータ手段から発生し、車両振動を示す振動信号
   をセンサ手段により検出することにより、周期的な車両
   振動を低減する車両の振動制御方法において、 前記車両振動の基本振動数を検出し、 検出された基本振動数の高調波成分のフーリエ級数に基
   づいて、車両振動を低減するための制御振動を前記アク
   チュエータ手段から発生し、 前記アクチュエータ手段と前記センサ手段間の周波数伝
   達関数とに基づいて、各高調波成分についての前記フー
   リエ級数の振幅成分を更新することを特徴とする車両の
   振動制御方法。
7. 【請求項７】 エンジンの回転周波数を振動の基本振動
   数とすることを特徴とする請求項６に記載の車両の振動
   制御方法。
8. 【請求項８】 前記更新工程において、前記センサ手段
   が検出した振動信号の平均パワーが最小になるように、
   各高調波成分についての前記フーリエ級数の振幅成分を
   更新することを特徴とする請求項６に記載の車両の振動
   制御方法。
9. 【請求項９】 前記センサ手段は複数の振動検知センサ
   を有し、前記アクチュエータ手段は複数の振動アクチュ
   エータを有し、 前記複数の振動検知センサの１つと前記複数の振動アク
   チュエータの１つを選択し、 １サンプリング期間において、選択された１つのセンサ
   と１つのアクチュエータとの間の周波数伝達関数に基づ
   いて各高調波成分についての前記フーリエ級数の振幅成
   分を更新することを特徴とする請求項６に記載の車両の
   振動制御方法。