JP3732227B2 - 繰り返し事象を制御する適応制御システム - Google Patents
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Description
本発明は、繰り返し事象に従うプラントを制御する適応制御のシステムと方法に関する。特に、本発明は、同相と直角位相の成分に作用する適応制御システムに関する。
プラントの閉ループ適応制御の基本原理は、プラント出力を監視し、プラント制御信号を変更し、プラントからの信号出力を望ましいレベルに収束させることである。これにより、プラントは、望みどおりに制御され運転される。
明細書を通し、用語のプラントは、少なくとも一つの入力と、少なくとも一つの出力を持ち、各入力が少なくとも或る程度の影響を各出力に及ぼすシステムを記述する制御システム用語として使用される。
プラントのフォードフォワード制御に特に適した一つの制御配置は、一般に、フィルタードＸアルゴリズム(filtered X algorithm)として知られ、この背後の原理は、バーナード ウイドロー(Bernard Widrow)と、サムエル ディ スターンズ(Samuel D. Stearns)による教科書「Adaptive Signal Processing」、（1995 Prentice Hall ,New Jersey）の２８８から２９２ページに示されている。このようなシステムにおいては、参照信号が、適応フィルターに与えられ、プラントの駆動信号が生成される。プラントの出力は、プラント制御の影響の尺度であり、これは、最小平均二乗アルゴリズム（ＬＭＳアルゴリズム）に与えられる。この最初平均二乗アルゴリズムは、出力信号または偏差信号を減らすために、適応応答フィルターの係数を更新する。
ＬＭＳアルゴリズムにおいては、偏差または出力信号を、参照信号に再度合わせるため、参照信号は、ＬＭＳアルゴリズムにおいて使用される前に、プラントの応答モデルにより濾波される必要がある。
ウイドローとスターンズによる記述は、単一チャネルシステム、例えば、単一参照信号、単一制御信号、単一出力または偏差信号についてのものであるが、アルゴリズムは、ここに参照し取り入れているＷＯ ８８／０２９１２に開示されているように、複数チャネルシステムに適用可能である。
ＷＯ ８８／０２９１２は、時間領域で動作する適応制御アルゴリズムを開示している。しかし、複数チャネルシステムには、特に、多くの制御信号と偏差信号があり、実行すべき多くの畳み込み操作があるので、計算に対する要求が大きくなる。
特に、複数チャネルシステムの計算要求は、システムが周波数領域で動作すれば、大きく削減される。しかし、制御信号と、出力信号または偏差信号は、時間領域での動作が要求されるので、出力信号または偏差信号を周波数領域に変換し、周波数領域において計算された制御信号を時間領域に逆変換し、プラントを制御する。これを実行する既成の離散フーリェ変換技術は、計算が過度になるのみならず、演算処理がなされるデータの範囲、すなわちウィンドウが設定されるという欠点を持つ。
周波数領域における適応制御アルゴリズムの動作は、ＷＯ ８８／０２９１２の終わりの部分に示されている。フーリェ変換の１実施例が、図８に示され、これによれば、偏差信号が、同相と直角位相の参照信号を用いてヘテロダイン処理され、同相と直角位相の周波数成分が出力される。ヘテロダイン処理の出力は、積分され、高周波成分が除かれる。
本発明の発明者は、フーリェ変換を実現するこのような方法は、係数の更新に更なる遅延を持ち込むことを認識した。ＬＭＳアルゴリズムは、制御係数の計算において積分を実行するので、ヘテロダイン処理により提供される高周波すなわち和成分は、ＬＭＳアルゴリズム自身の中で、積分が可能であることが判明した。これによれば、必要であった積分ステップが除かれるので、計算効率が向上する。更に、これによれば、制御係数を更新する速度についての１つの制約が取り除かれる。また、更に重要なことは、ＬＭＳアルゴリズムは、瞬間の勾配を使用する原理（principle of using the instantaneous gradient）に作用し、制御係数を更新する。ヘテロダイン処理の出力が、積分されるか、低減フィルターを通されると、得られた信号は、現在の信号のみならず、その前の偏差の情報も含む。したがって、ヘテロダイン処理がなされ、さらに積分または低減フィルターを通過して得られた同相と直角位相の成分は、本来の瞬間勾配降下ＬＭＳアルゴリズム（instantaneous gradient descent LMS algorism）が、正確に動作するのを妨げる。以前の偏差の値の影響は、アルゴリズムが不安定となることである。
このようにして、本発明の一つの態様に従えば、本発明は、少なくとも一つの周波数成分を持つ繰り返し事象に従うプラントを制御する適応制御システムを提供する。このシステムは、
ａ）前記少なくとも一つの周波数成分に対し、実質的に当該周波数成分の周波数において、同相と直角位相の成分を持つ複素参照信号を生成するよう適応されている複素参照生成手段と、
ｂ）前記複素参照信号を複素制御係数でヘテロダイン処理するよう適応されている第１のヘテロダイン処理手段であって、前記ヘテロダイン処理によって同相成分を有する少なくとも一つの制御信号が生成され、この制御信号は、前記プラントの制御において、少なくとも一つの望ましい出力信号を生成するために用いられる、第１のヘテロダイン処理手段と、
ｃ）前記少なくとも一つの出力信号の周波数を前記複素参照信号と相関させるよう適応されている更新計算手段であって、この相関によって複素参照係数が生成され、この更新計算手段は、前記少なくとも一つの出力信号を、複素参照信号から得られる信号でヘテロダイン処理するように適応されている第二のヘテロダイン処理手段を含み、このヘテロダイン処理によって和と差の成分を含む前記複素更新係数が生成される、更新計算手段と、
ｄ）前記和と差の成分を含む前記複素更新係数を積分し、前記複素制御係数を生成するよう適応されている積分手段と、
を含む。
本発明の他の態様は、少なくとも一つの周波数成分を持つ繰り返し事象に従うプラントを適応制御する方法を提供する。この方法は、
ａ）少なくとも一つの前記周波数成分に対し、実質的に前記周波数成分の周波数において、同相と直角位相の成分を持つ複素参照信号を生成するステップと、
ｂ）前記複素参照信号を複素制御係数でヘテロダイン処理するステップであって、前記ヘテロダイン処理によって同相成分を有する少なくとも一つの制御信号が生成され、この制御信号は、前記プラントの制御において、少なくとも一つの望ましい出力信号を生成するために用いられる、ステップと、
ｃ）前記少なくとも一つの出力信号の中の周波数を前記複素参照信号と相関させる相関ステップであって、この相関によって複素参照係数が生成され、このステップは、前記少なくとも一つの出力信号を、複素参照信号から得られる信号でヘテロダイン処理するステップを含み、このヘテロダイン処理によって和と差の成分を含む前記複素更新係数が生成される、相関ステップと、
ｄ）前記和と差の成分を含む前記複素更新係数を積分し、前記複素制御係数を生成するステップと、
を含む。
前記プラントの転送関数の影響が、更新係数の計算において無視できれば、好ましくは、前記少なくとも一つの出力信号と、前記複素参照信号の複素共役とのベクトル積に相当するベクトル積が形成される。しかし、前記プラントの転送関数の影響が、更新係数の計算において無視できなければ、好ましくは、前記少なくとも一つの出力信号と、前記複素参照信号の複素共役と、前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルの複素共役とのベクトル積に相当するベクトル積が形成される。
ベクトル積を形成する六つの同等の方法がある。
第一の方法では、複素参照信号の複素共役がとられ、これに、プラントの周波数応答から得られる複素モデルの複素共役が乗ぜられる。この乗算の積は、前記少なくとも一つの出力信号でヘテロダイン処理される。そして、このヘテロダイン処理によって前記複素更新係数が生成される。
第二の方法では、前記参照信号に、前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルが乗ぜられ、この乗算の積の複素共役がとられる。この結果が、前記少なくとも一つの出力信号でヘテロダイン処理される。そして、このヘテロダイン処理によって前記複素更新係数が生成される。
第三の方法では、前記複素参照信号に、前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルが乗ぜられ、この結果が前記少なくとも一つの出力信号でヘテロダイン処理される。そして、ヘテロダイン処理された出力の複素共役がとられ、これにより前記複素更新係数が生成される。
第四の方法では、複素参照信号の複素共役がとられ、前記少なくとも一つの出力信号でヘテロダイン処理される。ヘテロダイン処理の出力に、プラントの周波数応答から得られる複素モデルが乗ぜられ、これにより前記複素更新係数が生成される。
第五の方法では、前記複素参照信号は、前記少なくとも一つの出力信号でヘテロダイン処理され、ヘテロダイン処理の出力の複素共役がとられ、前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルが乗ぜられ、これによって前記複素更新係数が生成される。
第六の方法では、前記複素参照信号は、前記少なくとも一つの出力信号でヘテロダイン処理され、ヘテロダイン処理の出力に、前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルが乗ぜられる。乗算結果の複素共役がとられ、これによって複素更新係数が生成される。
ランダムノイズの影響を平滑化するため、本発明の一実施形態に従えば、積分の前に、複素更新係数に、収束係数が乗ぜられる。
プラントに対する制御信号には、実部のみ必要なので、本発明の一実施形態に従えば、第一のヘテロダイン操作は、計算を減らすため、同相西部のみ生成する。
できるだけ小さな電力を使用しプラントを制御するため、プラントへの必要以上のエネルギーの入力を避けるため、本発明の一実施形態に従えば、複素制御係数に、エホート重み項（effort weighting term）が乗ぜられ、余分な出力を減らすよう調整される。
本発明は、単一チャネルシステムに適用可能であるが、本発明により提供される計算の結果は、とりわけ複数チャネルシステムに対し実現される。この複数チャネルシステムには、複数の複素参照信号周波数成分と、複数の制御信号と、複素制御係数の行列と、複素モデル係数を要求する出力信号がある。このような複数チャネルシステムでは、収束係数とコスト関数は、例えば、出力信号パスに対する制御信号が異なるように、異なるチャネルに対し異なる。
本発明の一実施形態に従えば、複素制御係数は、前記少なくとも一つの出力信号の平均二乗の和が、零に収束するように調整される。これは、既成のＬＭＳアルゴリズムである。
本発明の他の実施形態に従えば、前記少なくとも一つの出力信号は、望ましい値と比較され、新しい出力信号が生成され、前記少なくとも一つの出力信号と、望ましい値との間で検出されるどのような差にも従う、複素制御係数の更新に使用される。本実施形態は、異なる周波数成分を、例えば望ましい出力が零で無いような、望ましい非零値に調整する能力を持つ適応制御システムを提供する。
本発明は、プラントのいずれの閉ループ制御システムにも適用可能であるが、特に、振動の能動制御に適している。この配置においては、プラントは、望ましく無い繰り返し音響振動にさらされ、それぞれの前記制御信号を受けるよう配置された少なくとも一つの第一の変換器と、音響媒体と、少なくとも一つの第一の変換手段と前記望ましく無い繰り返し音響振動からの出力に応答する少なくとも一つの第二の変換器を含み、それぞれの前記出力信号を提供する。このような能動振動制御システムでは、複素モデルは、第一と第二の変換器と、音響媒体の周波数応答をモデルとする。
本発明の計算要求の一層の低減を目指した、本発明の更に他の実施形態においては、前記少なくとも一つの出力信号と、複素参照信号から得られる信号との間のヘテロダイン操作の出力の連続群のサンプルの和が、とられる。ここで、各群は、ｎ個のサンプルを含む。複素制御係数を生成するために実行される積分は、得られた和に対して行われ、従って、デジタルサンプル速度の１／ｎの速度で実行される。連続群のサンプルの和は、ｎ個のサンプルを合計するか、ｎ個のサンプルを積分するか、ｎ個のサンプル周期に等しい時定数の低減フィルターを通すことにより得られる。替わりに、重み付けされた和が、連続群に対する平均値のように計算されることも可能である。重要なものは、加算周期、積分時間、または時定数、例えばｎである。本実施形態が提供するものは、複素制御係数の更新頻度の低減である。制御係数は、１／ｎサンプル毎にのみ、ｎ個のサンプルの平均値に基づき更新される。これは、特に、プラントの周波数応答の複素モデルによる乗算の前に、連続群のサンプルの和がとられる場合に、計算要求を軽減する。連続群のサンプルの和が、複素モデルによる乗算の前にとられると、要求される乗算数は、明らかに低減される。この方法は、更新頻度の低減になるが、デジタルサンプル速度には影響をおよぼさなく、依然としてサンプル速度で、制御係数は、複素参照信号でヘテロダイン操作され、従って、制御信号の生成における遅延は無い。遅延させられるものは、制御係数の更新のみである。更新頻度、例えば、ｎの値は、最高周波数成分の帯域幅の２倍より大きくなるよう選ばれ、ナイキストの判定基準を満たすよう制御される。
本発明の実施形態が、次に、付属の図を参照し記述される。
図１は、本発明の第一の実施形態に従う適応制御システムの概略制御図である。
図２は、本発明の第二の実施形態に従う適応制御システムの概略制御図である。
図３は、本発明の第三の実施形態に従う適応制御システムの概略制御図である。
図４は、本発明の第四の実施形態に従う適応制御システムの概略制御図である。
図５は、本発明の第五の実施形態に従う適応制御システムの概略制御図である。
図６は、本発明の第六の実施形態に従う適応制御システムの概略制御図である。
図７は、エホート重み(effort weighting)を含むよう変更された図１から図６のいずれかの適応制御システムの部分概略制御図である。
図８は、本発明の１実施形態に従う適応制御システムのブロック図である。
本発明の背後にある原理は、偏差または出力信号の周波数領域への変換、周波数領域での制御係数の計算、制御信号を生成する制御係数の時間領域への逆変換である。本発明は、制御係数の効率的な計算と同様に、周波数領域への、または、周波数領域からの効率的な変換と逆変換に関連する。
制御係数は、次の式の何れかに従い計算される。
ここでＷ kは、ｋ番目の繰り返しの複素制御係数であり、Ｘ kは、ｋ番目の繰り返しの複素参照信号であり、Ｃは、プラントの周波数応答の複素モデルであり、Ｅ kは、ｋ番目の繰り返しの出力信号であり、Ｈは、エルミートの転置（transpose）を示す。
式２は、周波数領域のフィルタードＸアルゴリズム（filtered X algorism）であると考えられるが、一方、式１は、フィルタードエラーアルゴリズム（filtered error algorism）である。時間領域のフィルタードエラーアルゴリズム（filtered error algorism）は、制御パスの時間反転されたインパルス応答で、偏差を濾波する必要がある。制御パスは、因果的(causal)であるので、その反転は、非因果的(acausal)となる。このことは、時間領域においては実現を複雑にするが、周波数領域においては、ベクトル和を形成する乗算は簡単である。
本発明は、繰り返し事象に関連し、これら信号は、周波数領域においては複素ベクトルと考えられるので、要求される処理は、かなり簡単になり、また軽減される。プラントから出力される信号は、制御すべき周波数における複素参照信号により、０Ｈｚにヘテロダイン処理される。時間領域で要求されるすべての濾波または畳み込みは、周波数領域においては複素乗算となる。これらの乗算は、参照信号に存在する周波数についてのみ実行されるので、周波数領域での処理は、大きく低減される。
プラントから出力される信号に対するヘテロダイン処理は、和と差の成分を生成する。差成分は、０Ｈｚ成分であり、これは必要であるが、一方、和成分すなわち２倍の周波数の成分は、望まれないものである。従来の技術では、これら高周波成分は、濾波されるか、または信号が積分され取り除かれる。本発明では、このような濾波または積分は実行されない。これは、ＬＭＳアルゴリズムが積分を実行し、そのため、高周波成分を取り除く平均化が、ＬＭＳアルゴリズム自身の中で実行可能なように実現されるからである。
図を参照すると、図１から図６は、適応制御システムの動作を説明する６種類の等価制御ダイヤグラムを示す。図１から図６の共通の特徴は、複素生成器が、複素参照信号Ｘを生成し、これは、複素制御係数Ｙでヘテロダイン処理され、制御信号を生成し、この実部ｙ（ｔ）が、プラントの制御、例えば変換器２の駆動に使用される。図１から図６において、実部すなわち同相の成分を抽出するヘテロダイン処理が独立したステップとして示されているが、虚部すなわち直角位相の成分の計算は不要なので、処理を省くため、これらは計算されず、実際には、独立した実部すなわち同相の成分の分離は行われない。
複素制御係数Ｙは、複素更新係数を積分することにより生成される。積分は、遅延Ｚ-1を使用し実行される。
図１から図６において、複素更新係数は、増幅されるか、または収束係数μが乗ぜられる。これは、不規則雑音の影響を減らし、アルゴリズムの円滑な収束のの確保に利用される。
プラント内に、変換器１が備えられ、これは、プラントの制御信号ｙ（ｔ）の影響と、繰り返し事象の影響を検出する。例えば、変換器２により生成された振動と、プラントに入る望ましくない振動３との間の相互作用の結果を検出する。変換器１は、偏差信号または出力信号ｅ（ｔ）を生成し、これは、複素参照信号Ｘから得られる信号でヘテロダイン処理される。ヘテロダイン処理の出力は、積分段に送られる。図１から図６の間の差は、複素共役がとられ、ベクトルが乗ぜられる順序である。
図１において、複素参照信号Ｘの、複素共役がとられ、この（Ｘ′）に、プラントの周波数応答から得られるモデルの複素共役（Ｃ′）が乗ぜられる。乗算結果は、出力信号ｅ（ｔ）でヘテロダイン処理され、ヘテロダイン処理の出力は、収束係数μにより大きさが変えられた後、積分段に送られる。
図２においては、複素参照信号Ｘに、プラントの周波数応答から得られる複素モデル（Ｃ）が乗ぜられ、乗算結果の複素共役がとられ、出力信号ｅ（ｔ）でヘテロダイン処理される。ヘテロダイン処理の出力は、収束係数μにより大きさが変えられた後、積分段に送られる。
図３において、複素参照信号Ｘに、プラントの周波数応答から得られる複素モデルＣが乗ぜられる。乗算結果は、出力信号ｅ（ｔ）でヘテロダイン処理され、ヘテロダイン処理の出力の複素共役がとられ、収束係数μにより大きさが変えられた後、積分段に送られる。
図４において、複素参照信号Ｘの、複素共役（Ｘ′）がとられ、出力信号ｅ（ｔ）でヘテロダイン処理される。ヘテロダイン処理の出力に、プラントの周波数応答から得られる複素モデルの複素共役（Ｃ′）が乗ぜられ、乗算結果は、収束係数μにより大きさが変えられた後、積分段に送られる。
図５において、複素参照信号Ｘは、出力信号ｅ（ｔ）でヘテロダイン処理され、ヘテロダイン処理の出力から複素共役がとられる。このヘテロダイン処理の出力の複素共役に、プラントの周波数応答から得られる複素モデルの複素共役（Ｃ′）が乗ぜられ、乗算結果は、収束係数μにより大きさが変えられた後、積分段に送られる。
図６において、複素参照信号Ｘは、出力信号ｅ（ｔ）でヘテロダイン処理される。ヘテロダイン処理の出力に、プラントの周波数応答から得られる複素モデル（ｃ）が乗ぜられる。乗算結果の複素共役がとられ、収束係数μにより大きさが変えられた後、積分段に送られる。
図１から図６は、ベクトル的に等価であり、それぞれのベクトル和は同一である。プラントの周波数応答の複素モデルは、制御が行われる各周波数に対する同相と直角位相の係数を含む。従って、相殺すべき繰り返し事象が、広い周波数範囲にわたって変われば、複素参照生成器は、その周波数範囲にわたり対応する参照信号を生成し、複素モデルＣは、各周波数に対する同相と直角位相の係数を含む必要がある。更に、この場合には、変換器１と２が複数あり、よって、これらの間に複数のパスがある複数チャネルに対しては、複素モデルは、各周波数に対する同相と直角位相の成分と同様に、各制御パスに対し同相と直角位相の成分を含む必要がある。従って、複数チャネルシステムに対しては、複素モデルは、同相と直角の成分の三次元の配列または行列を形成する。
図１から図６に対し、複素モデルＣまたは複素モデルの複素共役Ｃ′による乗算が現われるが、プラントの転送関数の影響が小さく、無視できれば、この乗算ステップの必要が無いので、更に計算が簡単になる。
図１から図６は、単一チャネル配置のみ示している。しかし、これら図は、複数チャネルシステムに対しても同等に有効である。その中には、制御信号ｙm（ｔ）を受ける複数Ｍの変換器２と、出力信号ｅl（ｔ）を生成する複数Ｌの変換器１がある。複数チャネルシステムには、従って、Ｌ個の出力信号ｅl（ｔ）と、ここでｌ＝１−Ｌであり、Ｍ個の制御信号ｙm（ｔ）、ここでｍ＝１−Ｍ、がある。従って、図１から図６において、信号に、複素モデルか、またはＭ個の信号が存在する複素モデルの複素共役が、乗ぜられるまでは、Ｌ個の信号が存在する。複数周波数の制御のため、複素生成器は、制御されるべき周波数における必要数の複素参照信号を生成し、各周波数は、平行して制御される。したがって、制御アルゴリズムは、簡単な行列の式となる。
図１から図６の重要な特徴は、出力信号ｅl（ｔ）のヘテロダイン処理後は、積分演算が無いことである。積分演算は、ＬＭＳアルゴリズム実施手段の中の積分段で、瞬間勾配推定（instantaneous gradient estimate）をとることによってのみ、実行が許される。これは、アルゴリズムに要求される計算ステップを減らし、システム更新における遅延を減らす。
本発明の原理は、アナログ形式で実現できるが、現代のデジタル信号処理の能力は、アルゴリズムを実行するのに必要な柔軟性と速度を提供する。また、デジタル信号の利用は、更に計算の節約を可能とする。
計算を減らすため、出力信号ｅ（ｔ）でのヘテロダイン処理の出力は、積分され、和がとられるか低減フィルターを通され、連続群のサンプルの和がとられる。このようにして、例えば、ヘテロダイン処理の出力の８個のサンプルが加算され、その和が、収束係数により大きさが変えられた後、積分段に入力される。従って、積分段は、適応制御システムのサンプル速度の１／８だけの速度で、新しいサンプル値を受ける。従って、制御係数の更新は、制御信号ｙ（ｔ）はサンプル毎に生成されるが、各８個のサンプルに１回だけ計算される。この制御係数Ｙの更新の軽減は、適応制御システムの計算要求を大きく減らす。その周波数での制御を保証するナイキストの判定基準を満たすためには、更新速度は、制御される最高周波数の２倍の周波数より大きく設定する必要があることが判っている。
連続群のサンプルの和がとられるところで、収束係数μは、計算された複素更新係数の大きさに対する和の影響を補償するよう調整される必要がある。替わりに、各群に対する和を計算しないで、重み付けした和が、平均値のように計算されることも可能である。
連続群のサンプルの和をとることは、出力信号ｅ（ｔ）にヘテロダイン処理をした後で、積分段の前であればいずれにおいても実行可能である。しかし、最も計算上効率的な方法は、複素モデルＣ（または複素モデルの複素共役Ｃ′）が、複素参照信号Ｘから得られる信号との乗算に使用される前に、連続群のサンプルの和がとられることを確保することである。この理由は、複素モデルとの乗算が、群のサンプル数ｎの値に従い大きく減るためである。連続群のサンプルの平均和が前もってとられていると、複素モデル係数に、各サンプルを乗ずる必要性は無くなる。
この連続群のサンプルの和をとる技術は、出力信号ｅ（ｔ）にヘテロダイン処理をした後では積分が行われない本発明の適応制御システムに特に適しているが、この技術は、ＷＯ ８８／０２１９２の図８に開示されているような、ヘテロダイン処理の後で積分を行う既存の変換技術にも適用可能である。出力信号ｅ（ｔ）にヘテロダイン処理をした出力の積分ステップが無い組み合わせと、連続群のサンプルの加算が、適応制御システムに対する最も効率的な計算技術を提供するが、既存の変換技術にもこの技術は、同様な計算の節約を提供する。加算周期が、プラントにおける遅延より小さい限り、プラントの制御に大きな影響は無い。
８個のサンプルに対しとられる加算の例を考えると、制御係数は、８個のサンプル毎に更新され、積分は、制御信号ｙ（ｔ）と、出力信号ｅ（ｔ）のサンプル速度の１／８の速度で実行される。Ｍ個の制御信号、Ｌ個の出力信号、Ｈ個の繰り返し倍振動を持つ複数チャネルシステムに対し、加算無しでは、乗算ステップの合計は、Ｈ（ＬＭ＋４ＬＭ＋２Ｌ）となる。
複素係数が、８番目毎のサンプルのみにより更新されると、例えば、出力信号ｅ（ｔ）のヘテロダイン操作の出力は、８個のサンプルに対するものであり、出力信号ｅ（ｔ）の操作は、８個のサンプルに対するものであり、乗算ステップの合計は、Ｈ（（２Ｍ＋４ＬＭ）／８＋２Ｌ＋２Ｍ）となる。
Ｌ＝３２、Ｍ＝１６、Ｈ＝４、の場合は、連続群の８個のサンプルに対する８個のサンプルの加算無しで、乗算ステップの合計は、１０４９６となる。加算が利用されると、乗算ステップの合計は、１４２４に減る。このように、加算技術は、複素係数の更新に要求される乗算ステップ数を、１／７以下に減らす。この計算の節約は、システムが含む制御信号と出力信号の数を増やす。
図７を参照すると、エホート重み係数(effort weighting coefficient)（１−β）に、遅延Ｚ-1の出力が乗ぜられる代替積分段が示される。この代替積分段は、図１から図６に示される配置の何れにも利用でき、例えば、最適で無い変換器の位置によりもたらされる悪い条件の制御に提供可能で、不適切な複素モデルにより引き起こされる不安定の開始を遅らせる。エホート重み係数(effort weighting coefficient)は、積分段からの過度の出力にペナルティーを科す。これは、できるだけ小さなパワーでプラントを制御するのが望ましく、制御信号のエネルギーが増えれば、プラントにそれだけ多くのエネルギーが入り、変換器からはなれたところの望ましい大きさからの偏位を増やす。
図８は、自動車に使用される実際のアクティブ振動制御システムを示す。４個の偏差センサー４２1〜４２4、２個の二次振動源３７1、３７2を持つ複数チャネルシステムが示される。自動車には、１個のエンジンしか無いので、単一の複素生成器３５のみ示されている。航空機のような複数エンジンの乗り物に対しては、複数の複素生成器、または、複数の複素参照信号を生成する単一複素生成器が提供される。上に述べたように、本発明は、特に、複数チャネルシステムに適する。
図８において、信号は、自動車の電気システムの点火コイル３１からとられる。提供された点火パルス３２は、波形整形器３３で整形され、パルス３４を提供する。これらパルスは、複素生成器３５が、点火信号３２の周波数で、または実質的にその周波数で、複素参照信号を生成するのに使用される。複素参照生成器３５は、点火パルス３２に同期させられる、または、位相固定される必要の無いことに注意する必要がある。複素参照生成器は、点火パルス３２の周波数で、または実質的にその周波数で、複素参照信号Ｘkのみ生成する。このようにして、点火パルス３２は、自動車内に到達するうるさいエンジンノイズの尺度を提供する。４気筒４行程内燃エンジンにおいては、点火パルス３２で表される点火周波数は、回転周波数の２倍である。車内で生成されるじゃまなノイズは、典型的には、エンジンの回転周波数の二次、またはそれ以上の倍音である。図８に示される実施形態では、回転周波数の二次倍音のみ制御されるが、これは、点火パルス３２から与えられる点火周波数と同一周波数である。
複素生成器３５で生成される複素参照信号Ｘkは、メモリー６１を備えるプロセッサー３６に入力される。
４個の偏差センサー４２1〜４２4は、車内の天井あたりに間隔をおいて備えられる。これらマイク４２1〜４２4は、車内のノイズを検出する。マイク４２1〜４２4の出力は、増幅器４３で増幅され、低減フィルター４４で低減が濾波され、偽信号が除かれる。低減フィルター４４の出力は、アナログデジタル変換器４６でデジタル化される前に、マルチプレクサー４５で多重化される。アナログデジタル変換器の出力ｅl（ｎ）は、プロセッサー３６に入力される。
駆動信号ｙm（ｎ）は、プロセッサー３６から出力され、デジタルアナログ変換器４１で、アナログ信号に変換される。デジタルアナログ変換器４１の出力は、デマルチプレクサー３８で分離される。デマルチプレクサー３８は、駆動信号ｙm（ｎ）を、分離駆動信号に分離し、これは、経路から低減フィルター３９に通され、高周波デジタルサンプリング雑音が除去される。信号は、それから、増幅器４０で増幅され、二次振動源３７1，３７2に出力される。この二次振動源は、自動車内に備えられたスピーカを含む。都合の良いことに、スピーカは、自動車の車内娯楽システムのスピーカと共通にすることができる。このような配置において、駆動信号は、車内娯楽信号と混合され、スピーカにより出力される。これは、ＧＢ ２，２５２，６５７に開示されている。
このように、プロセッサーは、複素参照信号Ｘkと、偏差信号ｅl（ｎ）が提供され、駆動信号ｙm（ｎ）を出力し、上に述べたアルゴリズムの実行に適合するようにされる。
図８において、アナログデジタル変換器４６と、デジタルアナログ変換器４１が、個別に示されているが、単一チップに搭載可能である。図８は、また、サンプル速度発振器４７からクロック信号６０を受けるプロセッサーを示している。プロセッサーは、このように、減らすべき振動周波数と、ナイキストの判断基準を満たす要求により定まる周波数、に関連する固定周波数で動作する。プロセッサー３６は、テキサスインストルメント社から入手可能なＴＭＳ ３２０ Ｃ５０（商品名）のような、固定点プロセッサーにすることができる。替わりに、同様にテキサスインストルメント社から入手可能なＴＭＳ ３２０ Ｃ３０（商品名）が、アルゴリズムの実行に使用可能である。
図８に示されるこれら技術的な振動源は、スピーカであるが、これらは、替わりに、振動器、または、双方の組み合わせも可能である。
本発明は、詳細に記述され、説明されたが、これらは、説明と例にのみ示されたもので、制限としてとられるべきもので無いことは明確に理解される必要がある。本発明の真意と範囲は、付属の請求項にのみにより制限されるものである。
プラントの閉ループ適応制御の基本原理は、プラント出力を監視し、プラント制御信号を変更し、プラントからの信号出力を望ましいレベルに収束させることである。これにより、プラントは、望みどおりに制御され運転される。
明細書を通し、用語のプラントは、少なくとも一つの入力と、少なくとも一つの出力を持ち、各入力が少なくとも或る程度の影響を各出力に及ぼすシステムを記述する制御システム用語として使用される。
プラントのフォードフォワード制御に特に適した一つの制御配置は、一般に、フィルタードＸアルゴリズム(filtered X algorithm)として知られ、この背後の原理は、バーナード ウイドロー(Bernard Widrow)と、サムエル ディ スターンズ(Samuel D. Stearns)による教科書「Adaptive Signal Processing」、（1995 Prentice Hall ,New Jersey）の２８８から２９２ページに示されている。このようなシステムにおいては、参照信号が、適応フィルターに与えられ、プラントの駆動信号が生成される。プラントの出力は、プラント制御の影響の尺度であり、これは、最小平均二乗アルゴリズム（ＬＭＳアルゴリズム）に与えられる。この最初平均二乗アルゴリズムは、出力信号または偏差信号を減らすために、適応応答フィルターの係数を更新する。
ＬＭＳアルゴリズムにおいては、偏差または出力信号を、参照信号に再度合わせるため、参照信号は、ＬＭＳアルゴリズムにおいて使用される前に、プラントの応答モデルにより濾波される必要がある。
ウイドローとスターンズによる記述は、単一チャネルシステム、例えば、単一参照信号、単一制御信号、単一出力または偏差信号についてのものであるが、アルゴリズムは、ここに参照し取り入れているＷＯ ８８／０２９１２に開示されているように、複数チャネルシステムに適用可能である。
ＷＯ ８８／０２９１２は、時間領域で動作する適応制御アルゴリズムを開示している。しかし、複数チャネルシステムには、特に、多くの制御信号と偏差信号があり、実行すべき多くの畳み込み操作があるので、計算に対する要求が大きくなる。
特に、複数チャネルシステムの計算要求は、システムが周波数領域で動作すれば、大きく削減される。しかし、制御信号と、出力信号または偏差信号は、時間領域での動作が要求されるので、出力信号または偏差信号を周波数領域に変換し、周波数領域において計算された制御信号を時間領域に逆変換し、プラントを制御する。これを実行する既成の離散フーリェ変換技術は、計算が過度になるのみならず、演算処理がなされるデータの範囲、すなわちウィンドウが設定されるという欠点を持つ。
周波数領域における適応制御アルゴリズムの動作は、ＷＯ ８８／０２９１２の終わりの部分に示されている。フーリェ変換の１実施例が、図８に示され、これによれば、偏差信号が、同相と直角位相の参照信号を用いてヘテロダイン処理され、同相と直角位相の周波数成分が出力される。ヘテロダイン処理の出力は、積分され、高周波成分が除かれる。
本発明の発明者は、フーリェ変換を実現するこのような方法は、係数の更新に更なる遅延を持ち込むことを認識した。ＬＭＳアルゴリズムは、制御係数の計算において積分を実行するので、ヘテロダイン処理により提供される高周波すなわち和成分は、ＬＭＳアルゴリズム自身の中で、積分が可能であることが判明した。これによれば、必要であった積分ステップが除かれるので、計算効率が向上する。更に、これによれば、制御係数を更新する速度についての１つの制約が取り除かれる。また、更に重要なことは、ＬＭＳアルゴリズムは、瞬間の勾配を使用する原理（principle of using the instantaneous gradient）に作用し、制御係数を更新する。ヘテロダイン処理の出力が、積分されるか、低減フィルターを通されると、得られた信号は、現在の信号のみならず、その前の偏差の情報も含む。したがって、ヘテロダイン処理がなされ、さらに積分または低減フィルターを通過して得られた同相と直角位相の成分は、本来の瞬間勾配降下ＬＭＳアルゴリズム（instantaneous gradient descent LMS algorism）が、正確に動作するのを妨げる。以前の偏差の値の影響は、アルゴリズムが不安定となることである。
このようにして、本発明の一つの態様に従えば、本発明は、少なくとも一つの周波数成分を持つ繰り返し事象に従うプラントを制御する適応制御システムを提供する。このシステムは、
ａ）前記少なくとも一つの周波数成分に対し、実質的に当該周波数成分の周波数において、同相と直角位相の成分を持つ複素参照信号を生成するよう適応されている複素参照生成手段と、
ｂ）前記複素参照信号を複素制御係数でヘテロダイン処理するよう適応されている第１のヘテロダイン処理手段であって、前記ヘテロダイン処理によって同相成分を有する少なくとも一つの制御信号が生成され、この制御信号は、前記プラントの制御において、少なくとも一つの望ましい出力信号を生成するために用いられる、第１のヘテロダイン処理手段と、
ｃ）前記少なくとも一つの出力信号の周波数を前記複素参照信号と相関させるよう適応されている更新計算手段であって、この相関によって複素参照係数が生成され、この更新計算手段は、前記少なくとも一つの出力信号を、複素参照信号から得られる信号でヘテロダイン処理するように適応されている第二のヘテロダイン処理手段を含み、このヘテロダイン処理によって和と差の成分を含む前記複素更新係数が生成される、更新計算手段と、
ｄ）前記和と差の成分を含む前記複素更新係数を積分し、前記複素制御係数を生成するよう適応されている積分手段と、
を含む。
本発明の他の態様は、少なくとも一つの周波数成分を持つ繰り返し事象に従うプラントを適応制御する方法を提供する。この方法は、
ａ）少なくとも一つの前記周波数成分に対し、実質的に前記周波数成分の周波数において、同相と直角位相の成分を持つ複素参照信号を生成するステップと、
ｂ）前記複素参照信号を複素制御係数でヘテロダイン処理するステップであって、前記ヘテロダイン処理によって同相成分を有する少なくとも一つの制御信号が生成され、この制御信号は、前記プラントの制御において、少なくとも一つの望ましい出力信号を生成するために用いられる、ステップと、
ｃ）前記少なくとも一つの出力信号の中の周波数を前記複素参照信号と相関させる相関ステップであって、この相関によって複素参照係数が生成され、このステップは、前記少なくとも一つの出力信号を、複素参照信号から得られる信号でヘテロダイン処理するステップを含み、このヘテロダイン処理によって和と差の成分を含む前記複素更新係数が生成される、相関ステップと、
ｄ）前記和と差の成分を含む前記複素更新係数を積分し、前記複素制御係数を生成するステップと、
を含む。
前記プラントの転送関数の影響が、更新係数の計算において無視できれば、好ましくは、前記少なくとも一つの出力信号と、前記複素参照信号の複素共役とのベクトル積に相当するベクトル積が形成される。しかし、前記プラントの転送関数の影響が、更新係数の計算において無視できなければ、好ましくは、前記少なくとも一つの出力信号と、前記複素参照信号の複素共役と、前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルの複素共役とのベクトル積に相当するベクトル積が形成される。
ベクトル積を形成する六つの同等の方法がある。
第一の方法では、複素参照信号の複素共役がとられ、これに、プラントの周波数応答から得られる複素モデルの複素共役が乗ぜられる。この乗算の積は、前記少なくとも一つの出力信号でヘテロダイン処理される。そして、このヘテロダイン処理によって前記複素更新係数が生成される。
第二の方法では、前記参照信号に、前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルが乗ぜられ、この乗算の積の複素共役がとられる。この結果が、前記少なくとも一つの出力信号でヘテロダイン処理される。そして、このヘテロダイン処理によって前記複素更新係数が生成される。
第三の方法では、前記複素参照信号に、前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルが乗ぜられ、この結果が前記少なくとも一つの出力信号でヘテロダイン処理される。そして、ヘテロダイン処理された出力の複素共役がとられ、これにより前記複素更新係数が生成される。
第四の方法では、複素参照信号の複素共役がとられ、前記少なくとも一つの出力信号でヘテロダイン処理される。ヘテロダイン処理の出力に、プラントの周波数応答から得られる複素モデルが乗ぜられ、これにより前記複素更新係数が生成される。
第五の方法では、前記複素参照信号は、前記少なくとも一つの出力信号でヘテロダイン処理され、ヘテロダイン処理の出力の複素共役がとられ、前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルが乗ぜられ、これによって前記複素更新係数が生成される。
第六の方法では、前記複素参照信号は、前記少なくとも一つの出力信号でヘテロダイン処理され、ヘテロダイン処理の出力に、前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルが乗ぜられる。乗算結果の複素共役がとられ、これによって複素更新係数が生成される。
ランダムノイズの影響を平滑化するため、本発明の一実施形態に従えば、積分の前に、複素更新係数に、収束係数が乗ぜられる。
プラントに対する制御信号には、実部のみ必要なので、本発明の一実施形態に従えば、第一のヘテロダイン操作は、計算を減らすため、同相西部のみ生成する。
できるだけ小さな電力を使用しプラントを制御するため、プラントへの必要以上のエネルギーの入力を避けるため、本発明の一実施形態に従えば、複素制御係数に、エホート重み項（effort weighting term）が乗ぜられ、余分な出力を減らすよう調整される。
本発明は、単一チャネルシステムに適用可能であるが、本発明により提供される計算の結果は、とりわけ複数チャネルシステムに対し実現される。この複数チャネルシステムには、複数の複素参照信号周波数成分と、複数の制御信号と、複素制御係数の行列と、複素モデル係数を要求する出力信号がある。このような複数チャネルシステムでは、収束係数とコスト関数は、例えば、出力信号パスに対する制御信号が異なるように、異なるチャネルに対し異なる。
本発明の一実施形態に従えば、複素制御係数は、前記少なくとも一つの出力信号の平均二乗の和が、零に収束するように調整される。これは、既成のＬＭＳアルゴリズムである。
本発明の他の実施形態に従えば、前記少なくとも一つの出力信号は、望ましい値と比較され、新しい出力信号が生成され、前記少なくとも一つの出力信号と、望ましい値との間で検出されるどのような差にも従う、複素制御係数の更新に使用される。本実施形態は、異なる周波数成分を、例えば望ましい出力が零で無いような、望ましい非零値に調整する能力を持つ適応制御システムを提供する。
本発明は、プラントのいずれの閉ループ制御システムにも適用可能であるが、特に、振動の能動制御に適している。この配置においては、プラントは、望ましく無い繰り返し音響振動にさらされ、それぞれの前記制御信号を受けるよう配置された少なくとも一つの第一の変換器と、音響媒体と、少なくとも一つの第一の変換手段と前記望ましく無い繰り返し音響振動からの出力に応答する少なくとも一つの第二の変換器を含み、それぞれの前記出力信号を提供する。このような能動振動制御システムでは、複素モデルは、第一と第二の変換器と、音響媒体の周波数応答をモデルとする。
本発明の計算要求の一層の低減を目指した、本発明の更に他の実施形態においては、前記少なくとも一つの出力信号と、複素参照信号から得られる信号との間のヘテロダイン操作の出力の連続群のサンプルの和が、とられる。ここで、各群は、ｎ個のサンプルを含む。複素制御係数を生成するために実行される積分は、得られた和に対して行われ、従って、デジタルサンプル速度の１／ｎの速度で実行される。連続群のサンプルの和は、ｎ個のサンプルを合計するか、ｎ個のサンプルを積分するか、ｎ個のサンプル周期に等しい時定数の低減フィルターを通すことにより得られる。替わりに、重み付けされた和が、連続群に対する平均値のように計算されることも可能である。重要なものは、加算周期、積分時間、または時定数、例えばｎである。本実施形態が提供するものは、複素制御係数の更新頻度の低減である。制御係数は、１／ｎサンプル毎にのみ、ｎ個のサンプルの平均値に基づき更新される。これは、特に、プラントの周波数応答の複素モデルによる乗算の前に、連続群のサンプルの和がとられる場合に、計算要求を軽減する。連続群のサンプルの和が、複素モデルによる乗算の前にとられると、要求される乗算数は、明らかに低減される。この方法は、更新頻度の低減になるが、デジタルサンプル速度には影響をおよぼさなく、依然としてサンプル速度で、制御係数は、複素参照信号でヘテロダイン操作され、従って、制御信号の生成における遅延は無い。遅延させられるものは、制御係数の更新のみである。更新頻度、例えば、ｎの値は、最高周波数成分の帯域幅の２倍より大きくなるよう選ばれ、ナイキストの判定基準を満たすよう制御される。
本発明の実施形態が、次に、付属の図を参照し記述される。
図１は、本発明の第一の実施形態に従う適応制御システムの概略制御図である。
図２は、本発明の第二の実施形態に従う適応制御システムの概略制御図である。
図３は、本発明の第三の実施形態に従う適応制御システムの概略制御図である。
図４は、本発明の第四の実施形態に従う適応制御システムの概略制御図である。
図５は、本発明の第五の実施形態に従う適応制御システムの概略制御図である。
図６は、本発明の第六の実施形態に従う適応制御システムの概略制御図である。
図７は、エホート重み(effort weighting)を含むよう変更された図１から図６のいずれかの適応制御システムの部分概略制御図である。
図８は、本発明の１実施形態に従う適応制御システムのブロック図である。
本発明の背後にある原理は、偏差または出力信号の周波数領域への変換、周波数領域での制御係数の計算、制御信号を生成する制御係数の時間領域への逆変換である。本発明は、制御係数の効率的な計算と同様に、周波数領域への、または、周波数領域からの効率的な変換と逆変換に関連する。
制御係数は、次の式の何れかに従い計算される。
式２は、周波数領域のフィルタードＸアルゴリズム（filtered X algorism）であると考えられるが、一方、式１は、フィルタードエラーアルゴリズム（filtered error algorism）である。時間領域のフィルタードエラーアルゴリズム（filtered error algorism）は、制御パスの時間反転されたインパルス応答で、偏差を濾波する必要がある。制御パスは、因果的(causal)であるので、その反転は、非因果的(acausal)となる。このことは、時間領域においては実現を複雑にするが、周波数領域においては、ベクトル和を形成する乗算は簡単である。
本発明は、繰り返し事象に関連し、これら信号は、周波数領域においては複素ベクトルと考えられるので、要求される処理は、かなり簡単になり、また軽減される。プラントから出力される信号は、制御すべき周波数における複素参照信号により、０Ｈｚにヘテロダイン処理される。時間領域で要求されるすべての濾波または畳み込みは、周波数領域においては複素乗算となる。これらの乗算は、参照信号に存在する周波数についてのみ実行されるので、周波数領域での処理は、大きく低減される。
プラントから出力される信号に対するヘテロダイン処理は、和と差の成分を生成する。差成分は、０Ｈｚ成分であり、これは必要であるが、一方、和成分すなわち２倍の周波数の成分は、望まれないものである。従来の技術では、これら高周波成分は、濾波されるか、または信号が積分され取り除かれる。本発明では、このような濾波または積分は実行されない。これは、ＬＭＳアルゴリズムが積分を実行し、そのため、高周波成分を取り除く平均化が、ＬＭＳアルゴリズム自身の中で実行可能なように実現されるからである。
図を参照すると、図１から図６は、適応制御システムの動作を説明する６種類の等価制御ダイヤグラムを示す。図１から図６の共通の特徴は、複素生成器が、複素参照信号Ｘを生成し、これは、複素制御係数Ｙでヘテロダイン処理され、制御信号を生成し、この実部ｙ（ｔ）が、プラントの制御、例えば変換器２の駆動に使用される。図１から図６において、実部すなわち同相の成分を抽出するヘテロダイン処理が独立したステップとして示されているが、虚部すなわち直角位相の成分の計算は不要なので、処理を省くため、これらは計算されず、実際には、独立した実部すなわち同相の成分の分離は行われない。
複素制御係数Ｙは、複素更新係数を積分することにより生成される。積分は、遅延Ｚ-1を使用し実行される。
図１から図６において、複素更新係数は、増幅されるか、または収束係数μが乗ぜられる。これは、不規則雑音の影響を減らし、アルゴリズムの円滑な収束のの確保に利用される。
プラント内に、変換器１が備えられ、これは、プラントの制御信号ｙ（ｔ）の影響と、繰り返し事象の影響を検出する。例えば、変換器２により生成された振動と、プラントに入る望ましくない振動３との間の相互作用の結果を検出する。変換器１は、偏差信号または出力信号ｅ（ｔ）を生成し、これは、複素参照信号Ｘから得られる信号でヘテロダイン処理される。ヘテロダイン処理の出力は、積分段に送られる。図１から図６の間の差は、複素共役がとられ、ベクトルが乗ぜられる順序である。
図１において、複素参照信号Ｘの、複素共役がとられ、この（Ｘ′）に、プラントの周波数応答から得られるモデルの複素共役（Ｃ′）が乗ぜられる。乗算結果は、出力信号ｅ（ｔ）でヘテロダイン処理され、ヘテロダイン処理の出力は、収束係数μにより大きさが変えられた後、積分段に送られる。
図２においては、複素参照信号Ｘに、プラントの周波数応答から得られる複素モデル（Ｃ）が乗ぜられ、乗算結果の複素共役がとられ、出力信号ｅ（ｔ）でヘテロダイン処理される。ヘテロダイン処理の出力は、収束係数μにより大きさが変えられた後、積分段に送られる。
図３において、複素参照信号Ｘに、プラントの周波数応答から得られる複素モデルＣが乗ぜられる。乗算結果は、出力信号ｅ（ｔ）でヘテロダイン処理され、ヘテロダイン処理の出力の複素共役がとられ、収束係数μにより大きさが変えられた後、積分段に送られる。
図４において、複素参照信号Ｘの、複素共役（Ｘ′）がとられ、出力信号ｅ（ｔ）でヘテロダイン処理される。ヘテロダイン処理の出力に、プラントの周波数応答から得られる複素モデルの複素共役（Ｃ′）が乗ぜられ、乗算結果は、収束係数μにより大きさが変えられた後、積分段に送られる。
図５において、複素参照信号Ｘは、出力信号ｅ（ｔ）でヘテロダイン処理され、ヘテロダイン処理の出力から複素共役がとられる。このヘテロダイン処理の出力の複素共役に、プラントの周波数応答から得られる複素モデルの複素共役（Ｃ′）が乗ぜられ、乗算結果は、収束係数μにより大きさが変えられた後、積分段に送られる。
図６において、複素参照信号Ｘは、出力信号ｅ（ｔ）でヘテロダイン処理される。ヘテロダイン処理の出力に、プラントの周波数応答から得られる複素モデル（ｃ）が乗ぜられる。乗算結果の複素共役がとられ、収束係数μにより大きさが変えられた後、積分段に送られる。
図１から図６は、ベクトル的に等価であり、それぞれのベクトル和は同一である。プラントの周波数応答の複素モデルは、制御が行われる各周波数に対する同相と直角位相の係数を含む。従って、相殺すべき繰り返し事象が、広い周波数範囲にわたって変われば、複素参照生成器は、その周波数範囲にわたり対応する参照信号を生成し、複素モデルＣは、各周波数に対する同相と直角位相の係数を含む必要がある。更に、この場合には、変換器１と２が複数あり、よって、これらの間に複数のパスがある複数チャネルに対しては、複素モデルは、各周波数に対する同相と直角位相の成分と同様に、各制御パスに対し同相と直角位相の成分を含む必要がある。従って、複数チャネルシステムに対しては、複素モデルは、同相と直角の成分の三次元の配列または行列を形成する。
図１から図６に対し、複素モデルＣまたは複素モデルの複素共役Ｃ′による乗算が現われるが、プラントの転送関数の影響が小さく、無視できれば、この乗算ステップの必要が無いので、更に計算が簡単になる。
図１から図６は、単一チャネル配置のみ示している。しかし、これら図は、複数チャネルシステムに対しても同等に有効である。その中には、制御信号ｙm（ｔ）を受ける複数Ｍの変換器２と、出力信号ｅl（ｔ）を生成する複数Ｌの変換器１がある。複数チャネルシステムには、従って、Ｌ個の出力信号ｅl（ｔ）と、ここでｌ＝１−Ｌであり、Ｍ個の制御信号ｙm（ｔ）、ここでｍ＝１−Ｍ、がある。従って、図１から図６において、信号に、複素モデルか、またはＭ個の信号が存在する複素モデルの複素共役が、乗ぜられるまでは、Ｌ個の信号が存在する。複数周波数の制御のため、複素生成器は、制御されるべき周波数における必要数の複素参照信号を生成し、各周波数は、平行して制御される。したがって、制御アルゴリズムは、簡単な行列の式となる。
図１から図６の重要な特徴は、出力信号ｅl（ｔ）のヘテロダイン処理後は、積分演算が無いことである。積分演算は、ＬＭＳアルゴリズム実施手段の中の積分段で、瞬間勾配推定（instantaneous gradient estimate）をとることによってのみ、実行が許される。これは、アルゴリズムに要求される計算ステップを減らし、システム更新における遅延を減らす。
本発明の原理は、アナログ形式で実現できるが、現代のデジタル信号処理の能力は、アルゴリズムを実行するのに必要な柔軟性と速度を提供する。また、デジタル信号の利用は、更に計算の節約を可能とする。
計算を減らすため、出力信号ｅ（ｔ）でのヘテロダイン処理の出力は、積分され、和がとられるか低減フィルターを通され、連続群のサンプルの和がとられる。このようにして、例えば、ヘテロダイン処理の出力の８個のサンプルが加算され、その和が、収束係数により大きさが変えられた後、積分段に入力される。従って、積分段は、適応制御システムのサンプル速度の１／８だけの速度で、新しいサンプル値を受ける。従って、制御係数の更新は、制御信号ｙ（ｔ）はサンプル毎に生成されるが、各８個のサンプルに１回だけ計算される。この制御係数Ｙの更新の軽減は、適応制御システムの計算要求を大きく減らす。その周波数での制御を保証するナイキストの判定基準を満たすためには、更新速度は、制御される最高周波数の２倍の周波数より大きく設定する必要があることが判っている。
連続群のサンプルの和がとられるところで、収束係数μは、計算された複素更新係数の大きさに対する和の影響を補償するよう調整される必要がある。替わりに、各群に対する和を計算しないで、重み付けした和が、平均値のように計算されることも可能である。
連続群のサンプルの和をとることは、出力信号ｅ（ｔ）にヘテロダイン処理をした後で、積分段の前であればいずれにおいても実行可能である。しかし、最も計算上効率的な方法は、複素モデルＣ（または複素モデルの複素共役Ｃ′）が、複素参照信号Ｘから得られる信号との乗算に使用される前に、連続群のサンプルの和がとられることを確保することである。この理由は、複素モデルとの乗算が、群のサンプル数ｎの値に従い大きく減るためである。連続群のサンプルの平均和が前もってとられていると、複素モデル係数に、各サンプルを乗ずる必要性は無くなる。
この連続群のサンプルの和をとる技術は、出力信号ｅ（ｔ）にヘテロダイン処理をした後では積分が行われない本発明の適応制御システムに特に適しているが、この技術は、ＷＯ ８８／０２１９２の図８に開示されているような、ヘテロダイン処理の後で積分を行う既存の変換技術にも適用可能である。出力信号ｅ（ｔ）にヘテロダイン処理をした出力の積分ステップが無い組み合わせと、連続群のサンプルの加算が、適応制御システムに対する最も効率的な計算技術を提供するが、既存の変換技術にもこの技術は、同様な計算の節約を提供する。加算周期が、プラントにおける遅延より小さい限り、プラントの制御に大きな影響は無い。
８個のサンプルに対しとられる加算の例を考えると、制御係数は、８個のサンプル毎に更新され、積分は、制御信号ｙ（ｔ）と、出力信号ｅ（ｔ）のサンプル速度の１／８の速度で実行される。Ｍ個の制御信号、Ｌ個の出力信号、Ｈ個の繰り返し倍振動を持つ複数チャネルシステムに対し、加算無しでは、乗算ステップの合計は、Ｈ（ＬＭ＋４ＬＭ＋２Ｌ）となる。
複素係数が、８番目毎のサンプルのみにより更新されると、例えば、出力信号ｅ（ｔ）のヘテロダイン操作の出力は、８個のサンプルに対するものであり、出力信号ｅ（ｔ）の操作は、８個のサンプルに対するものであり、乗算ステップの合計は、Ｈ（（２Ｍ＋４ＬＭ）／８＋２Ｌ＋２Ｍ）となる。
Ｌ＝３２、Ｍ＝１６、Ｈ＝４、の場合は、連続群の８個のサンプルに対する８個のサンプルの加算無しで、乗算ステップの合計は、１０４９６となる。加算が利用されると、乗算ステップの合計は、１４２４に減る。このように、加算技術は、複素係数の更新に要求される乗算ステップ数を、１／７以下に減らす。この計算の節約は、システムが含む制御信号と出力信号の数を増やす。
図７を参照すると、エホート重み係数(effort weighting coefficient)（１−β）に、遅延Ｚ-1の出力が乗ぜられる代替積分段が示される。この代替積分段は、図１から図６に示される配置の何れにも利用でき、例えば、最適で無い変換器の位置によりもたらされる悪い条件の制御に提供可能で、不適切な複素モデルにより引き起こされる不安定の開始を遅らせる。エホート重み係数(effort weighting coefficient)は、積分段からの過度の出力にペナルティーを科す。これは、できるだけ小さなパワーでプラントを制御するのが望ましく、制御信号のエネルギーが増えれば、プラントにそれだけ多くのエネルギーが入り、変換器からはなれたところの望ましい大きさからの偏位を増やす。
図８は、自動車に使用される実際のアクティブ振動制御システムを示す。４個の偏差センサー４２1〜４２4、２個の二次振動源３７1、３７2を持つ複数チャネルシステムが示される。自動車には、１個のエンジンしか無いので、単一の複素生成器３５のみ示されている。航空機のような複数エンジンの乗り物に対しては、複数の複素生成器、または、複数の複素参照信号を生成する単一複素生成器が提供される。上に述べたように、本発明は、特に、複数チャネルシステムに適する。
図８において、信号は、自動車の電気システムの点火コイル３１からとられる。提供された点火パルス３２は、波形整形器３３で整形され、パルス３４を提供する。これらパルスは、複素生成器３５が、点火信号３２の周波数で、または実質的にその周波数で、複素参照信号を生成するのに使用される。複素参照生成器３５は、点火パルス３２に同期させられる、または、位相固定される必要の無いことに注意する必要がある。複素参照生成器は、点火パルス３２の周波数で、または実質的にその周波数で、複素参照信号Ｘkのみ生成する。このようにして、点火パルス３２は、自動車内に到達するうるさいエンジンノイズの尺度を提供する。４気筒４行程内燃エンジンにおいては、点火パルス３２で表される点火周波数は、回転周波数の２倍である。車内で生成されるじゃまなノイズは、典型的には、エンジンの回転周波数の二次、またはそれ以上の倍音である。図８に示される実施形態では、回転周波数の二次倍音のみ制御されるが、これは、点火パルス３２から与えられる点火周波数と同一周波数である。
複素生成器３５で生成される複素参照信号Ｘkは、メモリー６１を備えるプロセッサー３６に入力される。
４個の偏差センサー４２1〜４２4は、車内の天井あたりに間隔をおいて備えられる。これらマイク４２1〜４２4は、車内のノイズを検出する。マイク４２1〜４２4の出力は、増幅器４３で増幅され、低減フィルター４４で低減が濾波され、偽信号が除かれる。低減フィルター４４の出力は、アナログデジタル変換器４６でデジタル化される前に、マルチプレクサー４５で多重化される。アナログデジタル変換器の出力ｅl（ｎ）は、プロセッサー３６に入力される。
駆動信号ｙm（ｎ）は、プロセッサー３６から出力され、デジタルアナログ変換器４１で、アナログ信号に変換される。デジタルアナログ変換器４１の出力は、デマルチプレクサー３８で分離される。デマルチプレクサー３８は、駆動信号ｙm（ｎ）を、分離駆動信号に分離し、これは、経路から低減フィルター３９に通され、高周波デジタルサンプリング雑音が除去される。信号は、それから、増幅器４０で増幅され、二次振動源３７1，３７2に出力される。この二次振動源は、自動車内に備えられたスピーカを含む。都合の良いことに、スピーカは、自動車の車内娯楽システムのスピーカと共通にすることができる。このような配置において、駆動信号は、車内娯楽信号と混合され、スピーカにより出力される。これは、ＧＢ ２，２５２，６５７に開示されている。
このように、プロセッサーは、複素参照信号Ｘkと、偏差信号ｅl（ｎ）が提供され、駆動信号ｙm（ｎ）を出力し、上に述べたアルゴリズムの実行に適合するようにされる。
図８において、アナログデジタル変換器４６と、デジタルアナログ変換器４１が、個別に示されているが、単一チップに搭載可能である。図８は、また、サンプル速度発振器４７からクロック信号６０を受けるプロセッサーを示している。プロセッサーは、このように、減らすべき振動周波数と、ナイキストの判断基準を満たす要求により定まる周波数、に関連する固定周波数で動作する。プロセッサー３６は、テキサスインストルメント社から入手可能なＴＭＳ ３２０ Ｃ５０（商品名）のような、固定点プロセッサーにすることができる。替わりに、同様にテキサスインストルメント社から入手可能なＴＭＳ ３２０ Ｃ３０（商品名）が、アルゴリズムの実行に使用可能である。
図８に示されるこれら技術的な振動源は、スピーカであるが、これらは、替わりに、振動器、または、双方の組み合わせも可能である。
本発明は、詳細に記述され、説明されたが、これらは、説明と例にのみ示されたもので、制限としてとられるべきもので無いことは明確に理解される必要がある。本発明の真意と範囲は、付属の請求項にのみにより制限されるものである。
Claims (56)
- 少なくとも一つの周波数成分を持つ繰り返し事象に従うプラントを制御する適応制御システムにおいて、
ａ）前記少なくとも一つの周波数成分に対し、実質的に当該周波数成分の周波数において、同相と直角位相の成分を持つ複素参照信号を生成するよう適応されている複素参照生成手段と、
ｂ）前記複素参照信号を複素制御係数でヘテロダイン処理するよう適応されている第１のヘテロダイン処理手段であって、前記ヘテロダイン処理によって同相成分を有する少なくとも一つの制御信号が生成され、この制御信号は、前記プラントの制御において、少なくとも一つの望ましい出力信号を生成するために用いられる、第１のヘテロダイン処理手段と、
ｃ）前記少なくとも一つの出力信号の周波数を前記複素参照信号と相関させるよう適応されている更新計算手段であって、この相関によって複素参照係数が生成され、この更新計算手段は、前記少なくとも一つの出力信号を、複素参照信号から得られる信号でヘテロダイン処理するように適応されている第二のヘテロダイン処理手段を含み、このヘテロダイン処理によって和と差の成分を含む前記複素更新係数が生成される、更新計算手段と、
ｄ）前記和と差の成分を含む前記複素更新係数を積分し、前記複素制御係数を生成するよう適応されている積分手段と、
を含むシステム。 - 請求の範囲１に記載の適応制御システムにおいて、前記更新計算手段は、前記プラントの周波数応答に対する影響が無視できるとき、前記少なくとも一つの出力信号と、前記複素参照信号の複素共役と、のベクトル積に等しいベクトル積を形成するよう適応されているシステム。
- 請求の範囲１に記載の適応制御システムにおいて、前記更新計算手段は、前記少なくとも一つの出力信号と、前記複素参照信号の複素共役と、前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルの複素共役と、のベクトル積に等しいベクトル積を形成するよう適応されているシステム。
- 請求の範囲１または３に記載の適応制御システムにおいて、前記更新計算手段は、前記複素参照信号の複素共役をとり、前記複素参照信号の複素共役に、前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルの複素共役を乗ずるよう適応され、前記第二のヘテロダイン処理手段は、前記少なくとも一つの出力信号を、乗算結果でヘテロダイン処理するよう適応され、当該第二のヘテロダイン処理によって前記複素更新係数が生成される、システム。
- 請求の範囲１または３に記載の適応制御システムにおいて、前記更新計算手段は、前記複素参照信号に、前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルを乗じ、乗算結果の複素共役をとるよう適応され、前記第二のヘテロダイン処理手段は、前記少なくとも一つの出力信号を、乗算結果の複素共役でヘテロダイン処理するよう適応され、当該第二のヘテロダイン処理によって前記複素更新係数が生成される、システム。
- 請求の範囲１または３に記載の適応制御システムにおいて、前記更新計算手段は、前記複素参照信号に、前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルを乗ずるよう適応され、前記第二のヘテロダイン処理手段は、前記少なくとも一つの出力信号を、乗算結果でヘテロダイン処理するよう適応され、さらに、前記更新計算手段は、前記第二のヘテロダイン処理手段の出力の複素共役をとるよう適応され、この複素共役をとる処理によって複素更新係数が生成される、システム。
- 請求の範囲１または３に記載の適応制御システムにおいて、前記更新計算手段は、前記複素参照信号の複素共役をとるよう適応され、前記第二のヘテロダイン処理手段は、前記少なくとも一つの出力信号を、前記複素参照信号の複素共役でヘテロダイン処理するよう適応され、さらに、前記更新計算手段は、前記第二のヘテロダイン処理手段の出力に、前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルの複素共役を乗じるよう適応され、この複素共役をとる処理によって前記複素更新係数が生成される、システム。
- 請求の範囲１または３に記載の適応制御システムにおいて、前記第二のヘテロダイン処理手段は、前記複素参照信号を、前記少なくとも一つの出力信号でヘテロダイン処理するよう適応され、前記更新計算手段は、前記第二のヘテロダイン処理手段の出力の複素共役をとり、出力の複素共役に、前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルの複素共役を乗じるよう適応され、この複素共役を乗じる処理によって前記複素更新係数が生成される、システム。
- 請求の範囲１または３に記載の適応制御システムにおいて、前記第二のヘテロダイン処理手段は、前記少なくとも一つの出力信号を、前記複素参照信号でヘテロダイン処理するよう適応され、前記更新計算手段は、前記第二のヘテロダイン処理手段の出力に、前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルを乗じ、乗算結果の複素共役をとるよう適応され、この複素共役をとる処理によって前記複素更新係数が生成される、システム。
- 請求の範囲１〜９のいずれかに記載の適応制御システムにおいて、前記積分手段による積分の前に、前記複素更新係数に、少なくとも一つの収束係数を乗ずるよう適応されている収束手段を含むシステム。
- 請求の範囲１〜１０のいずれかに記載の適応制御システムにおいて、前記第一のヘテロダイン処理手段は、同相成分のみ生成するよう適応され、これによって、前記少なくとも一つの制御信号が生成される、システム。
- 請求の範囲１〜１１のいずれかに記載の適応制御システムにおいて、前記積分手段は、前記複素制御係数に、エホート重み項（effort weighting term）を乗ずることにより、前記積分手段からの過剰な出力を減らすよう適応されているコスト関数手段を含むシステム。
- 請求の範囲１〜１２のいずれかに記載の適応制御システムにおいて、前記繰り返し事象は、複数の周波数成分を持ち、前記複素参照生成手段は、複数の周波数成分に対する同相と、直角位相の成分を含む前記複素参照信号を生成するよう適応されているシステム。
- 請求の範囲１〜１３のいずれかに記載の適応制御システムにおいて、前記更新計算手段と、前記積分手段は、前記第一のヘテロダイン処理手段が複数の前記制御信号を生成するように、複数の複素制御係数を生成するよう適応されているシステム。
- 請求の範囲１〜１４のいずれかに記載の適応制御システムにおいて、前記プラントは、複数の前記出力信号を生成し、前記更新計算手段は、複数の前記複素更新係数を生成するよう適応されているシステム。
- 請求の範囲１〜１５のいずれかに記載の適応制御システムにおいて、前記更新計算手段と、前記積分手段は、前記少なくとも一つの出力信号の平均二乗の和が、零に収束するように、前記複素制御係数を調整するよう適応されているシステム。
- 請求の範囲１〜１５のいずれかに記載の適応制御システムにおいて、前記少なくとも一つの出力信号を望ましい値と比較し、それぞれ新しい出力信号を生成するよう適応され、その新しい出力信号が、検出されるどのような差にも従う前記少なくとも一つの出力信号の替わりに、前記更新計算手段に使用される、比較手段を含むシステム。
- 請求の範囲１〜１７のいずれかに記載の適応制御システムにおいて、前記プラントは、望ましくない繰り返し音響振動にさらされ、それぞれの前記制御信号を受けるよう配置された少なくとも一つの第一の変換器と、音響媒質と、前記少なくとも第一の変換器の出力と前記望ましくない繰り返し音響振動に応答しそれぞれの前記出力信号を提供する少なくとも一つの第二の変換器を含むシステム。
- 請求の範囲３に従属する請求の範囲１８に記載の適応制御システムにおいて、前記複素モデルは、前記第一と第二の変換器と、前記音響媒質の周波数応答から得られるシステム。
- 請求の範囲１〜１９のいずれかに記載の適応制御システムにおいて、全ての前記信号は、デジタルであり、前記更新計算手段は、前記第二のヘテロダイン処理手段の出力の連続群のサンプル和をとるように適応され、この各群はｎ個のサンプルを含み、前記積分手段は、連続する前記和を積分し、デジタルサンプル速度の１／ｎの速度で積分を更新し、前記複素制御係数を生成するよう適応されているシステム。
- 請求の範囲２０に記載の適応制御システムにおいて、前記更新計算手段は、前記連続群のサンプルの重み付け和をとるよう適応され、前記積分手段は、連続する前記重み付け和を積分するよう適応されているシステム。
- 請求の範囲２０または２１に記載の適応制御システムにおいて、前記更新計算手段は、前記連続群のサンプルの平均値をとるよう適応され、前記積分手段は、連続する前記平均値を積分するよう適応されているシステム。
- 少なくとも一つの周波数成分を持つ繰り返し事象に従うプラントを適応制御する方法において、
ａ）少なくとも一つの前記周波数成分に対し、実質的に前記周波数成分の周波数において、同相と直角位相の成分を持つ複素参照信号を生成するステップと、
ｂ）前記複素参照信号を複素制御係数でヘテロダイン処理するステップであって、前記ヘテロダイン処理によって同相成分を有する少なくとも一つの制御信号が生成され、この制御信号は、前記プラントの制御において、少なくとも一つの望ましい出力信号を生成するために用いられる、ステップと、
ｃ）前記少なくとも一つの出力信号の中の周波数を前記複素参照信号と相関させる相関ステップであって、この相関によって複素参照係数が生成され、このステップは、前記少なくとも一つの出力信号を、複素参照信号から得られる信号でヘテロダイン処理するステップを含み、このヘテロダイン処理によって和と差の成分を含む前記複素更新係数が生成される、相関ステップと、
ｄ）前記和と差の成分を含む前記複素更新係数を積分し、前記複素制御係数を生成するステップと、
を含む方法。 - 請求の範囲２３に記載の方法において、前記相関ステップは、前記プラントの周波数応答の影響が無視できるとき、前記少なくとも一つの出力信号と、前記複素参照信号の複素共役と、のベクトル積に等しいベクトル積を形成するステップを含む方法。
- 請求の範囲２３に記載の方法において、前記相関ステップは、前記少なくとも一つの出力信号と、前記複素参照信号の複素共役と、前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルの複素共役と、のベクトル積に等しいベクトル積を形成するステップを含む方法。
- 請求の範囲２３または２５に記載の方法において、前記相関ステップは、前記複素参照信号の複素共役をとるステップと、前記複素参照信号の複素共役に前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルの複素共役を乗じるステップと、前記少なくとも一つの出力信号を乗算結果でヘテロダイン処理するステップとを含み、このヘテロダイン処理によって前記複素更新係数が生成される、方法。
- 請求の範囲２３または２５に記載の方法において、前記相関ステップは、前記複素参照信号に、前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルを乗じるステップと、乗算結果の複素共役をとるステップと、前記少なくとも一つの出力信号を乗算結果の複素共役でヘテロダイン処理するステップとを含み、このヘテロダイン処理によって前記複素更新係数が生成される、方法。
- 請求の範囲２３または２５に記載の方法において、前記相関ステップは、前記複素参照信号に前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルを乗じるステップと、前記少なくとも一つの出力信号を前記乗算結果でヘテロダイン処理するステップと、このヘテロダイン処理結果の複素共役をとるステップとを含み、この複素共役をとる処理によって前記複素更新係数が生成される、方法。
- 請求の範囲２３または２５に記載の方法において、前記相関ステップは、前記複素参照信号の複素共役をとるステップと、前記少なくとも一つの出力信号を前記複素参照信号の複素共役でヘテロダイン処理するステップと、このヘテロダイン処理結果に前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルの複素共役を乗じるステップとを含み、この複素共役を乗じる処理によって前記複素更新係数が生成される、方法。
- 請求の範囲２３または２５に記載の方法において、前記相関ステップは、前記少なくとも一つの出力信号を前記複素参照信号でヘテロダイン処理するステップと、このヘテロダイン処理結果の複素共役をとるステップと、ヘテロダイン処理結果の複素共役に前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルの複素共役を乗じるステップを含み、この複素共役を乗じる処理によって前記複素更新係数が生成される、方法。
- 請求の範囲２３または２５に記載の方法において、前記相関ステップは、前記少なくとも一つの出力信号を前記複素参照信号でヘテロダイン処理するステップと、ヘテロダイン処理結果に前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルを乗じるステップと、乗算結果の複素共役をとるステップを含み、この複素共役をとる処理によって前記複素更新係数が生成される、方法。
- 請求の範囲２３〜３１のいずれかに記載の方法において、積分の前に、前記複素更新係数に、少なくとも一つの収束係数を乗ずるステップを含む方法。
- 請求の範囲２３〜３２のいずれかに記載の方法において、ステップｂのヘテロダイン処理は、同相成分のみ生成し、前記少なくとも一つの制御信号を提供する方法。
- 請求の範囲２３〜３３のいずれかに記載の方法において、前記積分手段は、前記複素制御係数に、エホート重み項（effort weighting term）を乗じ、前記積分ステップからの過剰な出力を減らすステップを含む方法。
- 請求の範囲２３〜３４のいずれかに記載の方法において、前記繰り返し事象は、複数の周波数成分を持ち、前記複素参照信号を生成するステップは、複数の周波数成分に対する、複数の同相と直角位相の成分を含む前記複素参照信号を生成する方法。
- 請求の範囲２３〜３５のいずれかに記載の方法において、ステップｃとｄは、ステップｃが複数の前記制御信号を生成するように、複数の複素制御係数を生成する方法。
- 請求の範囲２３〜３６のいずれかに記載の方法において、前記プラントは、複数の前記出力信号を生成し、ステップｃが、複数の前記複素更新係数を生成する方法。
- 請求の範囲２３〜３７のいずれかに記載の方法において、前記少なくとも一つの出力信号の平均二乗の和が、零に収束するように、前記複素制御係数を調整するステップを含む方法。
- 請求の範囲２３〜３７のいずれかに記載の方法において、前記少なくとも一つの出力信号を、望ましい値と比較し、検出されるどのような差にも従う前記少なくとも一つの出力信号の替わりに、それぞれの新しい出力信号を生成するステップを含む方法。
- 請求の範囲２３〜３９のいずれかに記載の方法において、前記プラントは、望ましくない繰り返し音響振動にさらされ、それぞれの前記制御信号を受けるよう配置された少なくとも一つの第一の変換器と、音響媒質と、前記少なくとも第一の変換器の出力と前記望ましくない繰り返し音響振動に応答する少なくとも一つの第二の変換器を含む方法。
- 請求の範囲２５に従属する請求の範囲４０に記載の方法において、前記複素モデルは、前記第一と第二の変換器と、前記音響媒質の周波数応答から得られる方法。
- 請求の範囲２３〜４１のいずれかに記載の方法において、全ての前記信号は、デジタルであり、ステップｃのヘテロダイン処理後、連続群のサンプルの和をとるステップを含み、ここで、この各群はｎ個のサンプルを含み、積分ステップｄは、連続する前記和を積分するステップを含み、この積分は、デジタルサンプル速度の１／ｎの速度で更新され、前記複素制御係数を生成する方法。
- 請求の範囲４２に記載の方法において、前記連続群のサンプルの重み付け和がとられ、積分ステップが、連続する前記重み付け和を積分するステップを含む方法。
- 請求の範囲４２または４３に記載の方法において、連続群のサンプルの平均値がとられ、積分ステップｄが、連続する前記平均値を積分するステップを含む方法。
- 少なくとも一つの周波数成分を持つ繰り返し事象に従うプラントを制御するデジタル適応制御システムにおいて、
ａ）前記少なくとも一つの周波数成分に対し、実質的に当該周波数成分の周波数において、同相と直角位相の成分を持つ複素デジタル参照信号を生成するよう適応されている複素参照生成手段と、
ｂ）前記複素デジタル参照信号を複素デジタル制御係数でヘテロダイン処理するよう適応されている第１のヘテロダイン処理手段であって、前記ヘテロダイン処理によって同相成分を有する少なくとも一つのデジタル制御信号が生成され、このデジタル制御信号は、前記プラントの制御において、少なくとも一つの望ましいデジタル出力信号を生成するために用いられる、第１のヘテロダイン処理手段と、
ｃ）前記少なくとも一つのデジタル出力信号と、前記複素デジタル参照信号の複素共役とのベクトル積に等しいベクトル積を形成するよう適用されている更新計算手段であって、このベクトル積の形成によって複素デジタル更新係数が生成され、この更新計算手段は、さらに、前記複素デジタル更新係数の連続群のサンプルの和をとるように適応され、前記個々の群はｎ個のサンプルを含む、更新計算手段と、
ｄ）連続する前記和を積分し、前記複素デジタル制御係数を生成するように適応された積分手段であって、この積分更新速度はデジタルサンプル速度の１／ｎである、積分手段と、
を含むシステム。 - 請求の範囲４５に記載のデジタル適応制御システムにおいて、前記更新計算手段は、前記少なくとも一つのデジタル出力信号を前記複素デジタル参照信号から得られる信号でヘテロダイン処理するよう適応された第二のヘテロダイン処理手段を含み、前記更新計算手段は、前記第二のヘテロダイン処理手段の出力の連続群のサンプルの和をとるよう適応されているシステム。
- 請求の範囲４５または４６に記載のデジタル適応制御システムにおいて、前記更新計算手段は、前記少なくとも一つのデジタル出力信号と、前記複素参照信号の複素共役と、前記プラントの周波数応答から得られる複素デジタルモデルの複素共役と、のベクトル積に等しいベクトル積を形成するよう適応され、このベクトル積の更新によって前記複素デジタル更新係数が生成される、システム。
- 請求の範囲４５〜４７のいずれかに記載のデジタル適応制御システムにおいて、前記更新計算手段は、前記連続群のサンプルの重み付け和をとるよう適応され、前記積分手段は、連続する前記重み付け和を積分するよう適応されているシステム。
- 請求の範囲４５〜４８のいずれかに記載のデジタル適応制御システムにおいて、前記更新計算手段は、連続群のサンプルの平均値をとるよう適応され、前記積分手段は、連続する前記平均値を積分するよう適応されているシステム。
- 少なくとも一つの周波数成分を持つ繰り返し事象に従うプラントを適応制御する方法において、
ａ）前記少なくとも一つの周波数成分に対し、実質的に前記周波数成分の周波数において、同相と直角位相の成分を持つ複素デジタル参照信号を生成するステップと、
ｂ）前記少なくとも一つの複素デジタル参照信号を複素デジタル制御係数でヘテロダイン処理するステップであって、このヘテロダイン処理によって、同相成分を持つ少なくとも一つのデジタル制御信号が生成され、このデジタル制御信号は、前記プラントの制御において、少なくとも一つの望ましい出力信号を生成するために用いられる、ステップと、
ｃ）前記少なくとも一つのデジタル出力信号の中の周波数を、前記複素デジタル参照信号と相関させる相関ステップであって、この相関によって複素参照係数が生成され、このステップは、前記少なくとも一つのデジタル出力信号を、複素参照信号から得られる信号でヘテロダイン処理するステップと、このヘテロダイン処理結果の連続群のサンプルの和をとるステップとを含み、この各群はｎ個のサンプルを含む、相関ステップと、
ｄ）連続する前記和を積分するステップであって、この積分によって前記複素デジタル制御係数が生成され、この前記制御係数の積分更新速度はデジタルサンプル速度の１／ｎである、ステップと、
を含む方法。 - 請求の範囲５０に記載の方法において、前記相関ステップは、前記プラントの周波数応答の影響が無視できるとき、前記少なくとも一つの出力信号と、前記複素デジタル参照信号の複素共役と、のベクトル積に等しいベクトル積を形成するステップを含む方法。
- 請求の範囲５０に記載の方法において、前記相関ステップは、前記少なくとも一つの出力信号と、前記複素デジタル参照信号の複素共役と、前記プラントの周波数応答から得られる複素モデルの複素共役と、のベクトル積に等しいベクトル積を形成するステップを含む方法。
- 請求の範囲５０〜５２のいずれかに記載の方法において、前記相関ステップは、前記連続群のサンプルの重み付け和をとるステップを含み、前記積分ステップは、連続する前記重み付け和を積分するステップを含む方法。
- 請求の範囲５０〜５３のいずれかに記載の方法において、前記相関ステップは、前記連続群のサンプルの平均値をとるステップを含み、前記積分ステップは、連続する前記平均値を積分するステップを含む方法。
- 少なくとも一つの周波数成分を持つ繰り返し事象に従うプラントと制御する適応制御システムにおいて、
実質的に前記周波数成分の周波数において複素参照信号を生成するようプログラムされ、
前記プラントから少なくとも一つの出力信号を受け、少なくとも一つの出力信号を、前記複素参照信号から得られる信号でヘテロダイン処理するよう、そして、このヘテロダイン処理は和と差の成分を含む前記複素更新係数を生成するものであるよう、プログラムされ、
前記和と差の成分を含む前記複素更新係数を積分するよう、そして、この積分は複素制御係数を生成するものであるよう、プログラムされ、
前記複素参照信号を、前記複素制御係数でヘテロダイン処理するよう、そして、このヘテロダイン処理により同相成分を持つ少なくとも一つの制御信号が生成され、この制御信号が、前記プラントの制御において、前記少なくとも一つの出力信号を生成するために用いられるよう、プログラムされた、
デジタル信号プロセッサーを含むシステム。 - 少なくとも一つの周波数成分を持つ繰り返し事象に従うプラントを制御する適応制御システムにおいて、
実質的に前記周波数成分の周波数において複素参照信号を生成するようにプログラムされ、
前記プラントから少なくとも一つの出力信号を受け、前記少なくとも一つの出力信号を前記複素参照信号から得られる信号でヘテロダイン処理するようプログラムされ、
ヘテロダイン処理結果の連続群のサンプル和をとるよう、そして、この各群はｎ個のサンプルを含むように、プログラムされ、
連続する前記和を積分するように、そしてこの積分によって複素制御係数が生成されるよう、さらに、この前記複素制御係数の更新速度はデジタルサンプル速度の１／ｎであるよう、プログラムされ、
前記複素参照信号を前記複素制御係数でヘテロダイン処理するよう、そして、このヘテロダイン処理により同相成分を持つ少なくとも一つの制御信号が生成され、この制御信号が、前記プラントの制御において、前記少なくとも一つの出力信号を生成するために用いられるよう、プログラムされた、
デジタル信号プロセッサーを含むシステム。
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