DE3786165T2

DE3786165T2 - Aktive vibrationskontrolle.

Info

Publication number: DE3786165T2
Application number: DE87906587T
Authority: DE
Inventors: Stephen Elliott; Philip Nelson; Ian Stothers
Original assignee: Adaptive Control Ltd
Current assignee: Adaptive Audio Ltd
Priority date: 1986-10-07
Filing date: 1987-10-06
Publication date: 1993-10-14
Anticipated expiration: 2007-10-07
Also published as: EP0285632B1; EP0285632A1; JPH01501344A; DE3786165D1; JP2890196B2; WO1988002912A1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die Erfindung betrifft eine aktive Schwingungsbekämpfung. Der hierin verwendete Ausdruck "Schwingung" schließt Schall oder Störgeräusche ein und die Erfindung betrifft insbesondere die aktive Störgeräuschebekämpfung.
In Fahrgasträumen von Fahrzeugen (Automobilen), wo ein beachtlicher Anteil des Störgeräusches aus Harmonischen der Drehzahl des Kolbenmotors besteht, der zum Antrieb des Fahrzeuges verwendet wird, ist der Schall-Pegel bei niedrigen Frequenzen in derartigen abgeschlossenen Räumen durch konventionelle passive Verfahren schwierig abzudämmen und kann ein subjektiv lästiges "Aufschaukeln", bewirken. Ein Verfahren der aktiven Abdämmung eines einfachen Schallfeldes durch Einführen einer einzelnen sekundären Schallquelle, die so angesteuert wird, daß ihr Ausgang in Gegenphase mit dem ursprünglichen Umgebungsgeräusch ist, wird in allgemeiner Form von B. Chaplin in "The Chartered Mechanicl Engineer" von Januar 1983, auf den Seiten 41 bis 47 beschrieben. Weitere Erörterungen kann man in einem Artikel von Glenn E. Warnaka auf den Seiten 100 bis 110 in Noise Control Engineering, Mai-Juni 1982 finden, der mit "Active Attenuation of Noise - The State of the Art" betitelt ist, sowie in Internoise 83 Proceedings, Seite 457 bis 458 und 461 bis 464, und Internoise 84 Proceedings , Seite 483 bis 488. Einzelne Verfahren und Vorrichtungen werden sowohl in den britischen Patent-Beschreibungen Nr. 1,577,322 und 2,149,614, als auch von S. J. Elliot und I. M. Stothers "A multichannel adaptive algorithm for the active control of start up transient", Colloque Euromech 213 , September 1986, Marseille, France beschrieben. Die beiden lezten Dokumente sind von den Erfindern geschrieben und haben eine enge Beziehung zur vorliegenden Erfindung. Es besteht jedoch eine Differenz in der Filterausführung, welche verwendet wird, um das Nachhall-Verhalten zu berücksichtigen. Diese Differenz trägt dazu bei, das Einschwingverhalten des Systems beträchtlich zu verbessern.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Entsprechend der vorliegenden Erfindung wird im Anspruch 1 ein aktives Schwingungs-Bekämpfungs-System zur Verringerung der von einer Primärquelle erzeugten Schwingung definiert. Es ist dadurch gekennzeichnet, daß mindestens ein Referenz- Signal, welches ausgewählte Harmonische der primären Schwingungsquelle enthält, in die Steuereinrichtungen mehrerer sekundären Schwingungsquellen so eingespeist wird, daß die von den Sensoreinrichtungen zum Erfassen des aus den primären und den sekundären Schwingungsquellen gebildeten Schwingungsfeldes wirksamen ermittelte Schwingungsenergie reduziert wird.
Der hierin verwendete Ausdruck "Harmonische" schließt "Subharmonische" ein.
Das Steuersystem arbeitet vorzugsweise nach einem Algorithmus, welcher die Ausgangssignale der Sekundärquellen so einstellt, daß eine Belastungsfunktion wesentlich verringert wird und zwar in einem Zeitmaßstab, der mit den Verzögerungen vergleichbar ist, die bei der Ausbreitung der Schwingung von der Sekundärquelle zur Sensoreinrichtung auftreten.
Die vorliegende Erfindung beschäftigt sich insbesondere mit einem aktiven Geräuschverringerungs-System, welches den Störgeräusche im gesamten Innenraum eines Fahrzeuges oder in einer oder mehreren "Ruhezonen" in diesem bekämpfen kann, und welches sich schnell an Veränderungen in der Erregung des Schallfeldes, zum Beispiel infolge von Veränderungen der Belastung oder der Geschwindigkeit des Motors anpassen kann.
Um sicherzustellen, daß der von den sekundären Schwingungsquellen erzeugte Schall dieselbe Frequenz wie der von dem Motor erzeugte besitzt, wird ein auf die Drehzahl der Kurbelwelle bezogenes Signal, zum Beispiel ein vom Zündsystem des Motors abgegebes Signal, zur Erzeugung eines Referenzsignals verwendet, welches eine Anzahl sinusförmiger Harmonischer (oder Subharmonischer) der Kurbelwellen-Dreh-Frequenz enthält. Diese sind als Maschinen-Ordnungsfrequenzen bekannt. Diese Sinusschwingungen können, wie unten ausgeführt wird, mit verschiedenen Methoden gewonnen werden. Anstatt zu versuchen, alle Harmonischen zu bekämpfen, kann auch in Übereinstimmung mit der Erfindung nur ein ausgewählter Satz von Maschinen-Ordnungsfrequenzen als Referenz- Signal erzeugt werden. Man kann zum Beispiel nur die Zündfrequenz (die Maschinenfrequenz zweiter Ordnung bei einem Vierzylinder-Fahrzeug) und ihre zweite Harmonische (die Maschinenfrequenz vierter Ordnung) benutzen, wenn diese Komponenten im Geräuschspektrum des Fahrzeuges dominieren.
Alternativ kann ein Signal, das alle Maschinen-Ordnungsfrequenzen enthält, einem Bandpaßfilter zugeführt werden, welcher nur die spezielle Frequenz oder Frequenzen abtrennt, die im abgeschlossenen Innenraum eine besondere Resonanz anregen und ein "Aufschaukeln" verursachen könnten. Der Vorteil der Verringerung der Anzahl der dem Filter zugeführten Frequenzen besteht darin, daß ein adaptives Filter, das weniger Koeffizienten besitzt, als es sonst der Fall wäre, verwendet werden kann. Das macht die Durchführung wirksamer und erlaubt eine kurze Adaptionszeit. Diese kurze Adaptionszeit ist insbesondere zum Beispiel bei Anwendungen in Kraftfahrzeugen wichtig, bei welchen sich ein aktives Bekämpfungssystem hinreichend schnell anpassen muß, um Änderungen der Motorgeschwindigkeit, welche in einer sehr kurzen Zeitspanne auftreten können, zu folgen.
Andere Referenz-Signale können von Transducern geliefert werden, die an einer Radnabe des Fahrzeugrades oder dem Aufhängesystem des Fahrzeuges montiert sind. Derartige Referenz-Signale würden die Harmonischen der Drehzahl des Fahrzeugrades oder der Straßengeräusche enthalten. Transducer, die außerhalb des Fahrzeuges angeordnet sind, können Referenz-Signale bereitstellen, die repräsentativ für die Windgeräusche sind. Wenn die Referenzsignale periodisch (deterministisch) sind, kann die Bekämpfung mit einzelnen Harmonischen durchgeführt werden, wie nachfolgend beschrieben wird.
Wenn der abgeschlossene Raum das Innere eines Kraftfahrzeugs ist, können die Sekundärquellen die Lautsprecher sein, die als Tiefton-Systems eines Fahrzeug-Beschallungs- Systems verwendet werden.
Im folgenden werden in Übereinstimmung mit der Erfindung Beispiele von Verfahren zur Erzeugung der Referenz-Signale aus einem Signal von einem Motor mit innerer Verbrennung erörtert.

1. Auswahl der Harmonischen durch Filterung

Von der primären Schwingungsquelle wird ein Signal erhalten, welches Komponenten von allen Harmonischen enthält, die im Störgeräusche eines von einem Motor angetriebenen Fahrzeugs vorherrschen. Dieses Signal wird gefiltert, so daß nur die wichtigsten beziehungsweise dominierenden Harmonischen verbleiben. Die Filterung wird mit einem Filter ausgeführt, dessen Mittenfrequenz von einem externen Signal in der Weise gesteuert werden kann, daß die kritischen Filterfrequenzen ein konstantes Verhältnis zur der Drehzahl der Kurbelwelle besitzen. Dies kann zum Beispiel durch Verwendung von ladungsgekoppelten Bauelementen erreicht werden, deren Schaltfrequenz der Drehzahl der Kurbelwelle nachgeführt wird, aber es kann auch als Programm in einem Mikroprozessor realisiert werden, wie nachfolgend beschrieben wird.
2. Auswahl der Harmonischen innerhalb eines Bandes durch eine feste Filterung.
Ein Primärquellen-Signal, reich an Harmonischen, wird von einem Bandpaßfilter gefiltert, dessen Mittenfrequenzfest auf die Frequenz des angeprochenen "Aufschaukeln" im abgeschlossenen Raum des Fahrzeugs eingestellt ist und welches eine solche Charakteristik besitzt, daß das Referenz-Signal nur die Harmonische(n) enthält, welche insbesondere das Aufschaukeln herbeiführen. Dies kann so erweitert werden, daß das Filter eine Anzahl von Resonanzen bei einer Anzahl von Aufschaukelfrequenzen des Fahrzeugs enthält, oder selbst so, daß das Filter einen Frequenzgang besitzt, welcher die akustische Reaktion des Innenraumes des Fahrzeuges auf die primäre Erregung nachbildet. Das Eingangssignal des Filters kann ein Signal vom Motor sein, das alle wichtigen Harmonischen enthält, und es kann die Form einer Impulsfolge besitzen.
3. Erzeugung von speziellen Harmonischen, die auf der Frequenz der Kurbelwellen-Drehzahl eingerastet sind.
Dieses Verfahren kann durch die Verwendung von Phasen-Regelkreisen (PLL) realisiert werden, indem sinusförmige Signale mit Frequenzen, die ein ganzzahliges Verhältnis zu einem Rechteck-Signal vom Motor besitzen, erzeugt werden, welche dann zur Bildung des Referenzsignals summiert werden. Als Alternative kann das vom Motor kommende Signal zur Steuerung einer Anzahl. abstimmbarer Oszillatoren verwendet werden, von denen jeder eine Sinus-Schwingung auf einer ausgewählten harmonischen Frequenz erzeugt. In einer Anordnung, die eine derartige Reihe von abstimmbaren Oszillatoren benutzt, wird die Periode des Rechteck-Signals bei der Drehzahl des Motors mit einem Zähler gemessen und einem Mikroprozessor übergeben, welcher eine Anzahl von digitalen Oszillatoren realisiert, welche die Differenzengleichungen der Form
XI(n) = δ (n) + 2 cos (Iω0) XI (n-1) - XI (n-2)
erfüllen, wobei ω0 = 2πfc / Nfs, I die Ordnung der zu erzeugenden Harmonischen oder Subharmonischen, fc die Frequenz des Zählers, welcher die N Impulse während einer Periode zählt, und fs die Abtastrate darstellt, die für die Differenzengleichung verwendet wird. δ(n) ist eine Einheits-Abtastfolge zum Initialisieren der Oszillatoren, die durch die obigen Differenzengleichung beschrieben werden. Zum Beispiel können die zweite und vierte Harmonische erzeugt werden.
Es ist vorteilhaft, wenn die Abtastfrequenz (fs), zum Beispiel durch eine Frequenzteilerschaltung, aus der Zählerfrequenz (fc) abgeleitet wird, so daß das Verhältnis fs/fc exakt ganzzahlig ist.
Eine alternative Differenzengleichung, welche zur Realisierung der digitalen Oszillatoren verwendet werden kann, besitzt die Form einer seriellen Approximation einer trigonometrischen Funktion, zum Beispiel:
XI(n) = 1 - Y²/2! + Y&sup4;/4! - Y&sup6;/6! + Y&sup8;/8! cos(y)
Die Variable Y ist die summierte Phase des Oszillators, die gegeben ist durch
mit ωi(n) = Iω0, wobei ω0, wie oben, aus der gemessenen Periode des Referenz-Signals für jede neue Abtastung (n) berechnet wird. Die obige serielle Approximation kann für Y(n) im Bereich -π/2 < Y(n) < π/2 verwendet werden. Für Werte von Y(n) außerhalb dieses Bereiches werden die symmetrischen Eigenschaften der Kosinuswellenform nutzbar gemacht, bis zu Y(n) > π. Wenn Y(n) ≥ π wird, werden die natürlichen Überlaufeigenschaften der Zahlendarstellungen im Zweierkomplement verwendet, um Y(n) auf Y(n) ≥ -π "umzupacken" und die Reihenausdrücke und Symmetrie-Eigenschaften, die oben diskutiert wurden, werden wieder verwendet. Auf diesem Wege wird die digitale Darstellung von Y(n) auf den Bereich -π < Y(n) < π beschränkt, und XI(n) liegt innerhalb des Bereiches ±1.
Die Berechnungen der in den Differenzengleichungen für die digitalen Oszillatoren verwendeten Koeffizienten können, zusammen mit den Differenzengleichungen selbst, auf einem geeigneten Mikroprozessor implementiert werden, oder sie können Teil eines Programms sein, welches auch einen Regler realisiert, der die Ausgangs-Signale erzeugt, die zur Ansteuerung der Sekundärquellen durch die oben beschriebenen Referenz-Signale verwendet werden.
Der Regler ist als Adaptivregler konstruiert, so daß er Änderungen der Motorgeschwindigkeit und -belastung schnell folgen kann. Die Ausgangs-Signale der Sekundärquellen werden adaptiv gesteuert, so daß eine irgendwie meßbare Belastungsfunktionen minimiert wird. Eine solche Belastungsfunktionen könnte typischerweise die Summe der mittleren quadratischen Ausgangs-Pegel einer Anzahl von Mikrofonen in einem eingeschlossenen Raum sein. Der Regler kann als digitales adaptives FIR-(nichtrekursives)Filter realisiert werden, das den Basisaktualisieralgorithmus verwendet, der von S. Elliot und P. Nelson in "Electronics Letters", auf den Seiten 979 - 981, 1985, beschrieben wird. Zu diesem Basis- Algorithmus müssen jedoch eine Anzahl von Ergänzungen gemacht werden, damit er in diesem besonderen Beispiel schnell und effizient arbeitet. Dieser Basis-Algorithmus, im nachfolgenden als stochastischer Gradienten-Algorithmus bezeichnet, ist unten dargestellt, um die notwendigen Abänderüngen deutlich zu machen. Wenn der i-te Koeffizient des adaptiven Filters, das die m-te Sekundärquelle mit der Abtastzahl n ansteuert, wmi(n) ist, dann sollte jeder dieser Koeffizienten bei jeder Abtastung entsprechend der Gleichung
eingestellt werden, wobei α ein Konvergenzkoeffizient, e1(n) das abgetastete Ausgangs-Signal vom 1-ten Sensor und rlm(n) eine Folge ist, die durch Filterung des oben erörterten Referenz-Signals (sage X(n)) mit einem digitalen Filter erzeugt wird, welches die Reaktion des l-ten Sensor auf die Erregung der m-ten Sekundärquelle nachbildet. Diese digitalen Filter, die jedes rlm(n) erzeugen, besitzen in der in dem "Electronics Letters"-Artikel beschriebenen Ausführung nur zwei Koeffizienten, da die Bekämpfung nur bei einer einzigen festen Frequenz versucht wurde. In dem vorliegenden Beispiel müssen jedoch die digitalen Filter die relevante Reaktion über einen Bereich von Frequenzen nachbilden, der maßgeblich durch den Frequenzbereich bestimmt ist, welchen das aktive System zu bekämpfen versucht. Es wurde erkannt, daß ein digitales Filter unter bestimmten Umständen nur die Gesamtverzögerung der Reaktion nachbilden muß, um die Stabilität des adaptiven Filters zu sichern. Im allgemeinen Falle braucht man jedoch digitale Filter, die eine Verzögerung und dann ein gewisses Nachschwingen besitzen. Dies kann durch Verwendung von digitalen FIR oder von IIR-(mit unendlicher Impulsantwort)Filtern realisiert werden, deren Koeffizienten während einer Initialisierungsphase adaptiv so abgestimmt werden, daß das gewünschte Übergangsverhalten korrekt angepaßt ist. Es ist auch möglich, diesen Anfangsanpassungs-Vorgang während des Betriebes des aktiven Bekämpfungssystems fortzusetzen, indem jeder Sekundärquelle Prüf-Signale zugeführt werden, die miteinander, und mit der primären Erregung unkorreliert sind. Dies kann notwendig sein, um den Änderungen im akustischen Übergangsverhalten des eingeschlossenen Raumes zu folgen. Wenn jedoch die Änderung durch irgendeinen wohldefinierten Fall verursacht wird, wenn sich zum Beispiel ein Fahrgast hinsetzt oder das Fahrzeugfenster geöffnet wird, kann dieser Wechsel auch mit mechanischen Tranducern ermittelt werden, und die Informationen können zum Umschalten zwischen verschiedenen Filtern, die das jeweilige Ünergangsverhalten des abgeschlossenen Raumes unter verschiedenen Bedingungen nachbilden, verwendet werden.
Eine andere wichtige Überlegung, die die Verwendung des adaptiven Algorithmus in diesem Beispiel betrifft, bezieht sich auf den Effekt von unerwünschten harmonischen oder subharmonischen Komponenten mit niedrigem Pegel im Referenzsignal. Angenommen, daß das Verfahren zur Erzeugung des Referenz-Signals, wie oben beschrieben verwendet, so abgewandelt wird, daß nur I Frequenzen erzeugt werden. Wenn es auch in einem solchen System nur die I gewünschten Harmonischen gibt, werden in der Praxis, zum Beispiel wegen der Anfangs-Sperrdämpfung des Filters, auch eine Anzahl anderer harmonischer oder subharmonischer Frequenzen mit niedrigem Pegel vorhanden sein. Diese Komponenten können auch von der primären Quelle erzeugt werden und deshalb im abgeschlossenen Raum und daher auch in den Ausgangs-Signalen der Sensoren, wie etwa den Mikrofonen, vorhanden sein, und folglich wird der adaptive Algorithmus versuchen, diese kleinen, falschen harmonischen Referenz-Signale durch große Verstärkung der niedrigen Pegel zu beseitigen. Dieses kann numerische Überlaufprobleme der adaptiven Filter-Koeffizienten verursachen. Dies kann auf mehreren Wegen verhindert werden:
(1) Die Verwendung nur der 2.I-Koeffizienten im adaptiven Filter.
(2) Die bewußte Einführung von Zufallsrauschen in das Referenz-Signal.
(3) Das Einfügen eines "Lecks" in den Algorithmus, so daß in der obigen Gleichung der letzte Koeffizientenwert wmi(n) mit einem Faktor nahe, aber nicht gleich Eins multipliziert wird, bevor er fortgeschrieben wird.
(4) Die Addition eines zusätzlichen Terms in die Update-Gleichung, welcher eine belastungsfunktion sowohl hinsichtlich "Anstrengung" als auch hinsichtlich "Fehlern" minimiert, wie in dem ISVR Technical Report No. 136, 1985, veröffentlicht von dem Institute of Sound and Schwingung Reserch, University of Southampton, beschrieben wurde.
Zur Einstellung der Koeffizienten der digitalen Filter in dem Regler, der die Sekundärquellen ansteuert, kann auch eine Anzahl anderer adaptiver Algorithmen ausgeführt werden. Diese alternativen Algorithmen werden am besten in Matrixform beschrieben.
Nehmen wir die Verfügbarkeit eines abgetasteten Referenz- Signals, x(n) an, welches mit dem Ausgangs-Signal der Primärquelle korreliert ist, aber vom Verhalten der Sekundärquellen nicht beeinflußt wird. Das Ausgangs-Signal für die m-ten Sekundärquellen, ym(n), kann gewonnen werden, indem dieses Referenz-Signal ein digitales Filter durchläuft, dessen i-ter Koeffizient bei der n-ten Abtastung wmi(n) beträgt, so daß
Das abgetastete Ausgangs-Signal des l-ten Fehlersensors, el(n), ist gleich der Summe der Beiträge von der Primärquelle, dl(n), und jeder der Sekundärquellen. Das Übergangsverhalten des Weges zwischen der m-ten Sekundärquelle und dem l-ten Fehlersensor wird als FIR-Filter J-ter Ordnung nachgebildet mit den Koeffizienten clmj, so daß
Deshalb ist
Um einen Matrix-Ausdruck für die Fehleroberfläche zu erhalten, müssen wir nun die Annahme machen, daß die Filterkoeffizienten in dem Regler zeitunabhängig sind, d.h., daß der Regler im Vergleich mit der Reaktionszeit des zu steuernden Systems, nur sehr langsam reagiert. Dann ist w(n-j) = wmi und
Wenn wir
ansetzen, wobei die Folgen rlm(n) für jedes l und m die gefilterten Referenz-Signale genannt werden, dann ist
oder
el(n) = dl(n) + rlt(n)
wobei
lT(n)=[rl1(n) rl1(n-1)...rl1(n-I+1) rl2(n) ...rl2(n-I+1)
rl3(n) ... rlm(n)...rlm(n-I+1)]
Wenn
T(n) = [e&sub1;(n) e&sub2;(n) .... eL(n)]
T(n) = [d&sub1;(n) d&sub2;(n) .... dL(n)]
dann ist
(n) = (n) + (n)
wobei
T(n) = [ &sub1;(n) &sub2;(n) ... L(n)]
Wenn die Belastungsfunktion als
geschrieben wird, wobei E der Erwartungs-Operator ist, dann wird
J = E( T(n) (n)) + 2 TE( T(n) (n))+ TE( T(n) (n)) .
Unter Verwendung der Standard-Theorie der quadratischen Matrix-Formen läßt sich das Minimum von J, Jmin, aus
opt = - &supmin;¹ = -E ( T(n) (n))&supmin;¹E( T(N) (n))
erhalten und ergibt sich zu
Jmin = c - T &supmin;¹b
= E( T(n) (n) - E( T(n) (n))E( T(n) (n))&supmin; -1E( T(n) (n))
Der echte Gradient kann
geschrieben werden. Der Algorithmus für den steilsten Abfall im Zeitbereich kann deshalb als
(n+1) = (n) - 2µE( T(n) (n))
geschrieben werden. Bei der praktischen Realisierung könnte der wahre Erwartungswert durch ein MA- oder AR-Mittelwertbildungs-Verfahren approximiert werden. Andererseits könnte auch der Momentan-Gradient verwendet werden, um die Filterkoeffizienten bei jeder Abtastung zu aktualisieren, wie bei dem "stochastischen Gradienten"-Algorithmus im Zeitbereich
(n+1) = (n) - 2µ T(n) (n),
welcher die Matrixdartellung des oben beschriebenen Algorithmus darstellt. Mit dieser Formulierung wird deutlich, daß das Stabilitäts- und Konvergenzverhalten dieses Algorithmus, eingeschränkt auf langsame Adaption, von dem Eigenwert-Streubereich der Matrix E( T(n) (n)) bestimmt wird. Diese Matrix hängt nur vom Übergangsverhalten des zu überwachenden Systems, der Positionierung der Quellen und Sensoren innerhalb dieses Systems und den spektralen Eigenschaften des ReferenzSignals, x(n), ab. Es ist möglich, daß eine ungünstige Plazierung dieser Quellen und Sensoren dazu führen könnte, daß diese Matrix ungünstig konditioniert wird, so daß sie eine große Eigenwertstreuung besitzt. Dies würde sehr langsame "Betriebsarten" im Konvergenzverhalten eines derartigen Algorithmus schaffen.
Dieses Problem könnte durch die Verwendung eines Newton'schen Algorithmus beseitigt werden, dessen exakte Form als
(n+1) = (n) - 2µE([ T(n) (n)#)&supmin;¹E( T(n) (n)]
geschrieben werden kann. Wiederum könnten verschiedene Arten der Mittelwertbildung verwendet werden, um eine praktische Approximation für den Erwartungsoperator zu liefern. Es sollte jedoch angemerkt werden, daß die zeitunabhängige Matrix E( T(n) (n)) nur vom Übergangsverhalten des zu überwachenden Systems und von dem Referenzsignal abhängt, und diese werden als bekannt und stationär angenommen. Das weist auf eine Anzahl von stochastischen Newton-("SNM")-Algorithmen hin. Der naheliegendste von ihnen verwendet einen modifizierten oder "normalisierten" Satz von Referenz- Signalen Q(n), derart, daß
E([ T(n) (n)])&supmin;¹ T(n) = QT(n)
ist.
Die Berechnung jedes dieser Referenz-Signale wird etwas länger dauern als für (n) allein, da keines der Elemente von Q(n) unbedingt eine zeitverzögerte Version irgendeines anderen Elements ist. Der vollständige SNM-Algorithmus, der wieder die momentanen Versionen der E( T(n) e(n)) verwendet, wird (n+1) = (n) - 2µ T(n) (n).

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Mit Hilfe von Beispielen sollen nun Ausführungsbeispiele der Erfindung mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben werden, worin:
Fig.1 ein schematisches Blockschaltbild eines aktiven Geräusch-Bekämpfungs-Systems darstellt, das einem geschlossenen Raum zugeordnet ist;
Fign. 2(a), (b) und (c) grafische Darstellungen des Verhaltens der Elemente des Systems darstellen,
Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Aufbaus eines Referenz- Signal-Generators darstellt;
Fig. 4 ein Blockschaltbild eines anderen Aufbaus eines Referenz-Signal-Generators darstellt;
Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Schaltung darstellt, die einen Mikroprozesor enthält;
Fig. 6 ein Blockschaltbild darstellt, das veranschaulicht, wie zwei Referenz-Signale kombiniert werden;
Fig. 7 ein Flußdiagramm darstellt, das die Verarbeitung in einem speziellen Ausführungsbeispiel der Erfindung veranschaulicht;
Fig. 8 eine schematische Darstellung darstellt, die ein heterodynes und ein Mittelwertbildungs-Verfahren zum Erhalt der gleichphasigen und der Quadratur-Komponente der Fehlersequenz in einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt;
Fig. 9 die Anwendung der Erfindung zur Schwingungsbekämpfung veranschaulicht; und
Fig. 10 eine Modifikation der in Fig. 9 gezeigten Anordnung zeigt.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

In Fig. 1 ist schematisch eine Kabine 10, welche das Innere eines Fahrgast- oder Führerraumes eines von einem Motor mit innerer Verbrennung angetriebenen Fahrzeuges, in diesem Beispiel des Kraftahrzeuges 100 bildet, zusammmen mit einem aktiven Schall-Bekämpfungs-System 1 gemäß der Erfindung dargestellt. In diesem Beispiel umfaßt das System 1 zwei sekundäre Schallquellen 11, bestehend aus zwei Tiefton- Lautsprechern der im Fahrzeug eingebauten Stereo-Tonanlage, und drei akustische Sensoren, bestehend aus den Mikrofonen 12. Die Lautsprecher 11 werden von einer Überwachungs- Schaltung 13 angesteuert, welche ein Paar adaptiver Filter 14 enthält. Jedes adaptive Filter steuert jeweils einen der Lautsprecher 11 mit einem Ausgangs-Signal 3 an, das vom Filter 14 im Ergebnis seiner Einwirkung auf das von dem Referenz-Signal-Generator 15 eingespeiste Referenz-Signal 4 erzeugt wird. Das Referenz-Signal 4 wird von dem Generator 15 aus einem Eingangs-Signal 16 erzeugt, dessen Periode von der Kurbelwellen-Drehzahl des Motors mit innerer Verbrennung 2 bestimmt wird.
Der Signal-Generator 15 kann ein Nachführ-Filter enthalten.
Der Zweck der Ausgangs-Signale der von der Überwachungs- Schaltung 13 angesteuerten Lautsprecher 11 ist es, das Schall-Schwingungsfeld zu reduzieren, das sich auf Grund der Primär- und Sekundärquellen innerhalb der abgeschlossenen Kabine 10 einstellt. Da die Primärquelle (Motor 2) des zu reduzierenden Geräusches periodisch ist, wird das von dem Generator 15 erzeugte Referenz-Signal 4 entsprechend der Erfindung so eingestellt, daß es eine oder mehrere sinusförmige Komponenten auf Harmonischen (oder Subharmonischen) der Kurbelwellen-Drehzahl des Motors 2 enthält. Die adaptiven Filter 14 werden automatisch von den Ausgangs-Signalen 5 der Sensor-Mikrofone 12 gesteuert, und die entsprechende Abstimmung wirkt gleichzeitig so auf die Ausgangs-Signale der Lautsprecher 11, daß eine Belastungsfunktion in einem Zeitmaßstab der mit der Laufzeit der Schallschwingungen von den Lautsprechern 11 zu den Mikrofonen 12 vergleichbar ist, wesentlich verringert wird. Die Belastungsfunktion kann die Summe der mittleren quadratischen Ausgangs-Spannungen der Mikrofone 12 enthalten.
Im voraus muß eine Entscheidung darüber getroffen werden, welche Harmonischen auszuwählen sind; eine Entscheidung, die von Fahrzeug zu Fahrzeug verschieden sein kann.
Das Bekämpfungs-System 1 setzt keine gespeicherte Lösung ein. Stattdessen macht es von mehreren geschlossenen Schleifen Gebrauch, von denen jede Schleife ein Mikrofon 12, die Überwachungs-Schaltung 13 und einen Lautsprecher 11 enthält, wobei die Signale vom Mikrofon 12 zur Anpassung der Filter 14 verwendet werden, welche die Lautsprecher 11 ansteuern, was wiederum im Ergebnis des akustischen Verhaltens der Kabine 10 Einfluß auf die Ausgangs-Signale des Mikrofons hat.
Jede Schleife ist für einen Teil des Algorithmus verantwortlich, welcher die Ausgangs-Signale der Lautsprecher 11 in vorgenannter Weise bestimmt, wobei der Algorithmus die Form besitzt:
(n+1) = (n) - 2µ T(n) (n).
Es soll angemerkt werden, daß die Lautsprecher 11 und die Mikrofone 12 in der abgeschlossenen Kabine 10 in räumlicher Beziehung zueinander verteilt sind. Die Verteilung, welche von Fahrzeug zu Fahrzeug verschieden sein kann, wird so abgestimmt, daß im gesamten Innenraum 10 eine wesentliche Schallverringerung eintritt.
Es soll auch angemerkt werden, daß das System 1 so viele geschlossene Schleifen verwendet, wie die Anzahl der Sensoren (12) multipliziert mit der Anzahl der Sekundärquellen (11).
Die Art, in welcher jede Sekundärquelle 11 auf jeden der Sensoren 12 wirkt, wird in den Algorithmen widergespiegelt, auf die hier Bezug genommen wird.
Weiterhin setzt das System 1 mehr Sensoren (12) als Sekundärquellen (11) ein, wodurch eine kontrollierte Verringerung der Schwingungen der Primärenquellen erreicht wird. Dies steht im Widerspruch zu den gegenwärtig bekannten Systemen, welche die gleiche Anzahl Sekundärquellen wie Sensoren einsetzen, wodurch eine nahezu perfekte Aufhebung an den Sensorstandorten erreicht werden kann, die Schwingungspegel entfernt von diesen Standorten aber erhöht werden.
Da das Referenz-Signal 4 Harmonische des Eingangs-Signals 16 enthält, welches periodisch zur Motorkurbelwellen-Drehzahl ist, enthält das Referenz-Signal 4 Maschinenordnungs- Frequenzen. Der Signal-Generator 15 dient zur Auswahl der Maschinen-Ordnungs-Frequenzen, die sicherstellen, daß der von den Lautsprechern 11 erzeugte Schall dieselbe Frequenz oder Frequenzen besitzt, wie der Schall, der vom Motor 2 im Innenraum 10 erzeugt wird, selbst bei Änderungen der Motorbedingungen, wie etwa der Belastung oder der Geschwindigkeit. Die Anzahl der Maschinenordnungs-Frequenzen in dem Referenz-Signal 4 wird so begrenzt, daß das adaptive Filter 14 eine relativ geringe Anzahl von Koeffizienten besitzt und deshalb schnell nachgestimmt werden kann.
Alle Koeffizienten werden ständig durch das System von Abtastung zu Abtastung aktualisiert. Es wird also nicht auf eine endgültige Antwort gewartet, bevor eine neue Abstimmung durchgeführt wird. Die Abtastzeit ist nur ein Bruchteil der Grundfrequenz der Primärquelle 2.
Das Eingangs-Signal 16 kann zum Beispiel auch von einem anderen bewegten Teil des Motors oder einem Teil der Zündschaltung gewonnen werden.
Fig. 2(a) veranschaulicht grafisch den Frquenzgang des Referenz-Signal-Generators 15, wenn er die Form eines Nachführ-Filters besitzt. Das ist ein Filter, dessen Mittenfrequenz so gesteuert wird, daß die Filter-Ausgangs-Frequenzen ein konstantes Verhältnis zu den dominierenden Eingangs- Frequenzen besitzen, so daß in Fig. 2(a) die Frequenz f&sub0; N x (Motor-Kurbelwellen-Drehzahl) beträgt und das Referenz- Signal 4 nur die ersten N Harmonischen der Motor-Drehzahl enthält, wobei N eine ganze Zahl ist. Wenn das Filter-Eingangs-Signal eine Spannungs-Impulsfolge darstellt, wie in Fig. 2(b) gezeigt wird, wobei 8T die Periodendauer der Motor-Drehzahl ist, dann sind die ersten acht Harmonischen der Motor-Drehzahl in dem Referenz-Signal 4 vorhanden. Das Spektrum nach der Fourier-Analyse des Referenz-Signals 4 ist dann in Fig. 2(c) dargestellt, in welchem A die Amplitude darstellt. Mit dem Frequenzgang der Fig. 2(a) wären nur die ersten sechs Harmonischen verwendbar.
Das Nachführ-Filter, das den Signal-Generator enthält, kann die Form eines ladungsgekoppelten Bauelementes besitzen, das eine auf die Motor-Kurbelwellen-Drehzahl eingerastete Schaltfrequenz besitzt.
Eine alternative Form des Referenz-Signal-Generators, welcher mehrere Nachführ-Bandpaß-Filter verwendet, wird in Fig. 3 dargestellt, in welchem das Eingangs-Signal 16, eine Rechteckwelle mit zum Beispiel den 128-fachen der Motor- Antriebswellen-Drehzahl, erst durch 32 und dann durch 2 geteilt wird. Die Division durch 32 erfolgt durch einen Teiler 6, welcher ein Rechteckwellen-Signal 7 mit dem vier-fachen der Kurbelwellen-Drehzahl erzeugt, das in ein Bandpaß- Filter 17 eingespeist wird. Das Filter 17 besitzt eine Mittenfrequenz f&sub4;, welche so eingestellt wird, daßsie der Grundfrequenz des angelegten Rechteckwellen-Signals 7 folgt. Die weitere Division durch 2 erfolgt durch einen Teiler 8, welcher ein Rechteckwellen-Signal 9 mit der doppelten Motor-Antriebswellen-Drehzahl erzeugt. Das Signal 9 wird dann einem Bandpaß-Filter 18 mit einer Mittenfrequenz f&sub2; zugeführt, welche so eingestellt wird, daß sie der Grundfrequenz des eingespeisten Rechteckwellen-Signals 9 folgt. Die Bandpaß-Filter 17 und 18 erzeugen jeweils sinusförmige Ausgangs-Signale 7 , 9 mit den Frequenzen f&sub2; und f&sub4;, welche von dem Summierer 19 linear summiert werden, um das erforderliche Referenz-Signal 4 zu erzeugen.
Selbstverständlich können weitere Teiler und Bandpaß-Filter in die Schaltung der Fig. 3 einbezogen werden, so daß das Referenz-Signal 4 den gewünschten Satz der Maschinen-Ordnungs-Frequenzen enthält.
Eine andere Form des Referenz-Signal-Generators kann eine Festfrequenz-Filterschaltung enthalten, welche aus einem Eingangs-Signal, das reich an Hormonischen der Motor-Kurbelwellen-Drehzahl oder der Zündfolge ist, Harmonische und/oder Subharmonische selektiert. Die Filterschaltung kann ein Bandpaßfilter enthalten, dessen Mittenfrequenz fest auf der Frequenz einer ausgeprägten Resonanz liegt, die von dem Motor 2 oder einer anderen primären Schwingungsquelle im Innenraum 10 (Fig. 1) erregt wird. Zum Beispiel kann ein Bandpaß-Filter so eingestellt werden, daß es einen Frequenzgang besitzt, der die akustische Reaktion des Fahrgastraumes auf den Fahrzeug-Motor nachbildet.
Eine weitere Form des Referenz-Signal-Generators kann mehrere Phasenregelkreise enthalten, die zur Erzeugung sinusförmiger Signale verwendet werden, die entsprechende Frequenzen mit ganzzahligen Verhältnissen zu einem Rechteckwellen-Eingangs-Signal von dem Motor 2 oder einer anderen primären Schwingungsquelle besitzen. Die sinusförmigen Signale können dann summiert werden und so das erforderliche Referenz-Signal erzeugen. Auf diese Weise wird ein Referenz-Signal 4 erzeugt, das spezifische Harmonische und/oder Subharmonische enthält, die auf die grundfrequenz der Primärquelle, wie etwa die Motorkurbelwellen-Drehzahl, eingerastet sind.
Ein alternativer Generator für ein derartiges Referenz- Signal wird in Fig. 4 dargestellt, in welchem eine Rechteckwelle 20 auf der Grundfrequenz der Primärquelle zur Steuerung mehrerer abstimmbarer Oszillatoren 25, 26 verwendet wird, von denen jeder ein sinusförmiges Signal auf einer ausgesuchten harmonischen oder subharmonischen Frequenz erzeugt, die dannin einem Summierer 19, welcher durch eine einfache Addition der sinusförmigen Signale das Referenz-Signal 4 erzeugt, summiert werden.
In dem Signal-Generator 27 der Fig. 4 wird das Rechteckwellen-Signal 20, welches auf der Motor-Kurbelwellen-Drehzahl liegt, in eine bistabile Schaltung 21 eingespeist, welche das Drehzahl-Signal durch 2 teilt und dabei ein Impulsfolge-Signal 20a erzeugt, bei welchem die Periodendauer jedes Impulses gleich der vorherrschenden Periodendauer des Rechteckwellen-Signals 20 ist. Diese Periodendauer wird dann von einem Zähler 22 gemessen, welcher über die Zeitdauer jedes positiven Impulses von der bistabilen Schaltung 21 freigegeben wird und die Taktimpulse zählt, die vom Taktimpuls-Generator 23 eingespeist werden. Die Taktimpulse werden auf einer festen, hinreichend hohen Frequenz fc erzeugt.
Am Ende jedes positiven Impulses von der bistabilen Schaltung 21 werden die Inhalte des Zählers 22 von einem trigonometrischen Funktions-Generator 24 gelesen. Der Generator 24 wird von der Hinterflanke jedes positiven Impulses der Schaltung 21 getriggert und erzeugt zwei digitale Ausgangs-Signale, die cos(2ω&sub0;) beziehungsweise cos(4ω&sub0;) repräsentieren, wobei ω&sub0; gegeben ist durch
ω&sub0; = 2πfc/Nfs,
worin N die Anzahl der von dem Zähler 22 während der Zeitdauer eines positiven Impulses von der Schaltung 21 gezählten Taktimpulse und fs die in den zwei digitalen Oszillatoren 25, 26 verwendete Abtastrate darstellt, welche die digitalen Ausgangs-Signale cos(2ω&sub0;) beziehungsweise cos(4ω&sub0;) vom Funktions-Generator 24 empfangen. Die digitalen Sinus- Ausgänge der zwei Oszillatoren 25 und 26 werden in einem digitalen Adder 19¹ überlagert, welcher das Referenz-Signal 4 als digitales Signal bereitstellt. Der trigonometrische Funktions-Generator 24, die Oszillatoren 25 und 26 und der Adder 19¹ können durch einen Mikroprozessor mit einem geeigneten Programm realisiert werden. Der Mikroprozessor kann das Referenz-Signals 4 in der Form
xI(n) = δ(n) + 2cos(Iω&sub0;)xI(n-1) - xI(n-2)
erzeugen, wobei I die Ordnung der erzeugten Harmonischen oder Subharmonischen, δ(n) eine Einheits-Abtastfolge, welche die Simulation des Oszillators initialisiert, und n die Abtastzahl darstellt.
Fig. 5 stellt ein Blockschaltbild eines aktiven Schall-Bekämpfungs-Systems 30 zur Verringerung des von einem Motor in einem Fahrgastraum eines Motor-Fahrzeuges erzeugten Geräusch-Pegels dar. Das Fahrzeug ist mit einer Zündschaltung ausgerüstet, die eine Niederspannungs-Spule 31 enthält, von welcher ein Spannungs-Signal 32 mit dem Zündtakt des Motor abgenommen und in den Signalformer 33 eingespeist wird, welcher daraufhin eine Impulsfolge im Zündtakt des Motors erzeugt. In dem vorliegenden Beispiel wird angenommen, daß der Zündtakt des Motors das Doppelte der Motorkurbelwellen- Drehzahl f&sub0; beträgt. Folglich stellt der Signalformer 33 ein Signal bereit, dessen Grundfrequenz eine einzige Harmonische, (2f&sub0;), der Kurbelwellen-Drehzahl ist. Als Referenz- Signal-Generator ist ein kommerzielles Nachführ-Filter 34 vorgesehen, das von Bruel and Kjaer unter der Typennummer 1623 hergestellt wird. Das Nachführ-Filter 34 empfängt das Ausgangs-Signal des Signalformers 33 als Eingangs- und Trigger-Signal und erzeugt ein sinusförmiges Ausgangssignal auf der ausgewählten Harmonischen 2f&sub0;. Dieses sinusförmige Ausgangs-Signal wird mit einem Analog-Digital-Wandler 35 abgetastet, der eine Referenz-Folge x(n) von digitalisierten Abtastwerten erzeugt, welche als Daten einer Prozessor- und Speichereinheit 36 zugeführt werden.
Innerhalb des Fahrgastraumes 10 des Motor-Fahrzeuges (in Fig. 5 nicht gezeigt)sind zwei Lautsprecher 37&sub1; und 37&sub2; angebracht, welche sich in den Positionen befinden, in der sie normalerweise für eine Stereo-Wiedergabe in einem Fahrzeug verwendet werden. Die Lautsprecher 37&sub1; und 37&sub2; werden von einem Multiplexer 38 über entsprechende Tiefpaß-Filter 39 und Ausgangsverstärker 40 angesteuert. Die Filter 39 besitzen eine Grenzfrequenz von 460 Hz und dienen der Vermeidung von Aliasing. Der Multiplexer 38, welcher Sample-and- Hold-Schaltungen für jeden Ausgang besitzt, wird über eine Steuerleitung 55 von der Prozessor- und Speicher-Einheit 36 gesteuert, und empfängt von einem Digital-Analog-Wandler 41 ein einziges Eingangs-Signal 57. Der Zweck der Lautsprecher 37&sub1; und 37&sub2; ist es, in dem Fahrgastraum eine Schallwellen zu erzeugen, welche diejenigen auslöschen, die sich direkt infolge eine mechanischen Übertragung vom Motor zum Fahrgastraum bilden. Dem Digital/Analog-Wandler 41 werden von der Prozessor- und Speicher-Einheit 36 Ausgangs-Daten 58 zugeführt, welche aus zwei verschachtelten Folgen der digitalisierten Abtast-Signale y&sub1;(n) und y&sub2;(n) bestehen. Die Daten 58 werden von dem Wandler 41 in verschachtelten Folgen analoger Abtast-Werte gewandelt, von dem Multiplexer 38 in die entsprechenden Folgen getrennt und dann an die Tiefpaß-Flter 39 angelegt. Im wesentlichen wird also der Lautsprecher 37&sub1; von der Folge y&sub1;(n) und der Lautsprecher 37&sub2; von der Folge y&sub2;(n) angesteuert. Jede Daten-Folge 58 in Fig. 5 wird durch einen Ausdruck ym(n) dargestellt, in diesem Beispiel kann m also 1 oder 2 sein.
Um sicherzustellen, daß die akustischen Ausgangs-Signale der Lautsprecher 37&sub1; und 37&sub2; eine korrekte Phase und Amplitude zur Aufhebung der Motorgeräusche besitzen, werden Fehler-Signale vom Fahrgastraum aufgenommen und durch die Prozessor- und Speichereinheit 36 ausgewertet. Die akustischen Fehlersignale werden, wenn sie vorhanden sind, von vier Mikrofonen 42&sub1;, 42&sub2;, 42&sub3; und 42&sub4; aufgenommen, welche an jeder Seite der Fahrer-Kopfstützen beziehungsweise der Fahrgast- Kopfstützen angeordnet sind, da sich im vorliegenden Beispiel nur zwei Sitzgelegenheiten in dem Abteil befinden. Die elektrischen Ausgangs-Signale von den Mikrofonen 42&sub1; usw. werden jeweils von Verstärkern 43 verstärkt und gelangen durch Tiefpaß-Filter 44 hindurch zu einem Vier-Eingangs-Multiplexer 45, welcher sein einziges analoges Ausgangs-Signal in einen Analog-Digital-Wandler 46 einspeist. Die Filter 44 sollen das Aliasing verhindern und besitzen eine Grenzfrequenz von 460 Hz.
Der Multiplexer 45 wird beispielsweise durch die Prozessor- und Speichereinheit 36 über die Steuerleitung 56 gesteuert.
Der Multiplexer 45 und der Wandler 46 wandeln die vier gefilterten Ausgangs-Signale der Mikrofone in den Datenstrom 59 um, der die vier verschachtelten Folgen der digitalisierten Abtastwerte e (n), e (n), e (n) und e (n) enthält, welche jeweils den gefilterten Ausgangs-Signalen der Mikrofone 42&sub1;, 42&sub2;, 42&sub3; und 42&sub4; entsprechen. In Fig. 5 wird jede Folge durch el(n) dargestellt, so daß in diesem Beispiel l = 1, 2, 3 oder 4 sein kann.
Die Prozessor- und Speichereinheit 36 empfängt von einem Abtasttakt-Oszillator 47 ein Rechteckwellen-Signal 60 von 1,2 kHz, welches die Abtastrate der Wandler 35, 41 und 46 sowie den Verarbeitungs-Zyklus der Einheit 36 bestimmt. Folglich beendet in dem vorliegenden Beispiel die Einheit 36 ihre Gesamtverarbeitung innerhalb von 833 Millisekunden. In der Einheit 36 ist ein Quarz-Oszillator 61 mit einer Frequenz von 10 Megahertz enthalten.
Die Einheit 36 simuliert zwei adaptive Filter, von denen jedes zwei Koeffizienten besitzt, so daß:
y (n) = wm0x(n) + wm1x(n-1)
die Beziehung zwischen der Ausgangs-Signalfolge ym(n) für einen Lautsprecher und dem Referenz-Signal x(n) beschreibt, wobei die Koeffizienten wm0 und wm1 sind. Für die zwei Lautsprechern 37&sub1; und 37&sub2; gilt also:
y&sub1;(n) = w&sub1;&sub0;x(n) + w&sub1;&sub1;x(n-1) und
y&sub2;(n) = w&sub2;&sub0;x(n) + w&sub2;&sub1;x(n-1).
Die Werte der Koeffizienten wm0 und wm1 werden von der Einheit 36 aus der Beziehung:
berechnet, in welcher α ein fester Konvergenzkoeffizient, rlm(n-1) ein Wert des gefilterten Referenz-Signals rlm und i = 0 oder 1 ist.
Das gefilterte Referenz-Signal rlm ist eine Folge, die durch Filterung des Referenz-Signals x(n) mit einem Filter erzeugt wird, das die Wirkung der akustischen Kopplung zwischen dem m-ten Lautsprecher und dem l-ten Mikrofon nachbildet. Die Einheit 36 simuliert diese Filterung als eine digitale FIR-(endliche Impulsantwort)Filterung. Die Koeffizienten für die digitale FIR-Filterung werden während des Initialisierungs-Programms, in welchem ein Generator für weißes Rauschen 48 erregt wird, adaptiv abgestimmt.
In dem Initialisierungs-Programm wird von dem Generator 48 ein weißes Rausch-Signal erzeugt, welches dann von einem Tiefpaß-Filter 49 zur Verhinderung von Aliasing gefiltert wird, wobei das Filter 49 eine Grenzfrequenz von 460 Hz besitzt. Nachfolgend wird das Signal abgetastet und von einem Analog-Digital-Wandler 50 gewandelt. Das digitale Ausgangs- Signal des Wandlers 50 wird nach Durchlaufen der Prozessor- und Speichereinheit 36 zum Ansteuern der Lautsprecher 37&sub1; und 37&sub2; verwendet, und das resultierende digitale Eingangs-Signal von den Mikrofonen 42&sub1;, 42&sub2;, 42&sub3; und 42&sub4; in die Einheit 36 wird zur Bestimmung der Werte der Referenz- Filter-Koeffizienten clmj verwendet, wobei j = 0, ..., 34 ist. Die Einheit 36 führt eine 35-Koeffizienten-FIR-Nachbildung der Impulsantwort zwischen dem m-ten Lautsprecher und dem l-ten Mikrofon bei der j-ten Abtastung durch. Eine derartige Nachbildung wird in "Adaptive Signal Processing" von B. Widrow und S.D. Stearns beschrieben, herausgegeben 1985 von Prentice Hall.
Die gefilterte Referenz-Signal-Folge ist dann gegeben durch:
Die Wirkungsweise der Einheit 36 ist derart, daß nach Eintreffen der Fehler-Abtast-Werte el(n) und des gefilterten Referenz-Signals rlm(n) jeder adaptive Filterkoeffizient wmi für jedes Ausgangs-Signal ym(n) durch einen Betrag aktualisiert wird, der proportional der Summe der berechneten Produkte von el(n) und rlm(n-i) ist, entsprechend der Gleichung:
Der neue Satz der adaptiven Koeffizienten wmi wird dann gespeichert und zur Filterung der nächsten Abtastung des Referenz-Signals, x(n+1), verwendet.
Die Einheit 36 enthält einen RAM zur zeitweiligen Speicherung und Neuberechnung und einen EPROM zur Programm- Speicherung. Die berechneten Koeffizienten wmi und Clmj und die Referenz-Signalfolgen rlm(n) werden im RAM aufbewahrt. Der Konvergenz-Koeffizient wird mittels manuell bedienbarer Schalter (nicht gezeigt) eingegeben.
Vorzugsweise enthält die Einheit 36 einen Mikroprozessor TMS 32010 von Texas Instruments. Der Eingangs-Signaltakt von der ZündSchaltung mit der Niederspannungs-Spule 31 beträgt 100 Hz bis 200 Hz, und der Signalformer 33, der eine von der Vorderflanke des Eingangs-Signals getriggerte monostabile Schaltung darstellt, erzeugt Impulse einer konstanten Breite, welche gegenüber der Abtastperiode, die durch die Abtastfrequenz von 1,2 kHz festgesetzt wird, relativ gering ist. Die Tiefpaß-Filter 39, 44 und 49 sind aktive Filter-Module, die von Kemo Limited unter der Nummer 1431/L angeboten werden.
Bei Verwendung des oben erwähnten Mikroprozessor TMS 32010, welcher ein beachtliches internes RAM besitzt, und der entsprechend dem TMS 32010 Users' Guide, veröffentlicht 1983 von Texas Instruments Inc., arbeitet, ist nur eine geringe Menge separaten zusätzlichen RAMs erforderlich. Die Daten- Busse zwischen der Einheit 36 und den Wandlern 35, 41, 46 und 50 sind 12-Bit-Busse. Andere Busse und Leitungen, die für die Synchronisation und Steuerung erforderlich sind, wurden wegen der Übersichtlichkeit weggelassen. Es soll angemerkt werden, daß die Werte der Koeffizienten wmi und clmj anfangs auch auf Null gesetzt werden können.
Eine Familie von Algorithmen, welche Alternativen zum SNM- Algorithmus darstellen, verwendet eine Reihe parallel arbeitender adaptiver digitaler Filter, für jede Sekundärquelle. Jedem Einzelfilter wird ein Referenz-Signal zugeführt, das eine Teilmenge der zu bekämpfenden Harmonischen oder Subharmonischen enthält. Zum Beispiel zeigt Fig. 6 der beiliegenden Zeichnungen zwei parallele FIR-Filter 70, denen jeweils reine Ton-Referenz-Signale 71, in diesem Fall mit der zweiten und vierten Maschinen-Ordnungs-Frequenz, zugeführt werden. Die Ausgangs-Signale 72 dieser Filter werden von einem Summierer 73 summiert und bilden ein Ausgangs-Signal 74 zur Sekundärquelle. Jeder der parallelen Filter 70 kann nach irgendeinem der oben diskutierten Algorithmen aktualisiert werden. Zum Beispiel kann der genannte stochastische Gradienten-Algorithmus so modifiziert werden, daß:
wobei wImi der i-te Koeffizient des FIR-Filters ist, dem die I-te Harmonische des Motors zugeführt wird, und mit den die m-te Sekundärquelle angesteuert wird.
Der Vorteil eines derartigen Algorithmus besteht darin, daß jede harmonische Frequenz unabhängig bekämpft wird und die Konvergenz einer Harmonischen nicht mit der Konvergenz irgend einer anderen Harmonischen gekoppelt ist, wie es der Fall ist, wenn 2I Koeffizienten-Filter zum gleichzeitigen Filtern von I Harmonischen verwendet werden. In diesem Fall könnten I Filter mit je 2 Koeffizienten zum getrennten Filtern von I Harmonischen verwendet und ihre Reaktion später kombiniert werden. Der Nachteil dieses Algorithmus ist es, daß für jede Quelle (m), jeden Sensor (l) und jede Harmonische (I) ein gefiltertes Referenz-Signal erzeugt werden muß, um jedes rlmj(n) zu liefern.
Eine andere Lösung zur Bekämpfung einer Anzahl von Harmonischen ist es, die Fourier-Transformation für jedes der Fehlersignale durchzuführen und einen Satz von Koeffizienten zu berechnen, die jede Harmonische von jeder Sekundärquelle unabhängig voneinander steuern. Die Ausgangs- Signale dieser Filter werden dann für jede Sekundärquelle über eine inverse Fourier-Transformation miteinander kombiniert, um die Ausgangs-Wellenform für diese Quelle zu erzeugen) wie in Fig.7 angezeigt wird.
Für eine einzelne Harmonische in dem Frequenzbereich soll der komplexe Wert des l-ten Fehler-Signals gegeben sein durch
wobei Al der Wert von El ohne aktive Bekämpfung, wm die komplexe Amplitude der Speise-Spannung für die m-te Sekundärquelle und clm die komplexe Übertragungs-Funktion zwischen dem l-ten Sensor und der m-ten Quelle bei der interessierenden Frequenz der Harmonischen ist.
Dies kann in Matrix-Form ausgedrückt werden als:
= +
wobei
Die Belastungsfunktion kann in diesem Fall als J = H geschrieben werden, wobei das hochgeschriebene H die komplexe Konjugierte des vertauschten Vektors oder der gestürzten Matrix bezeichnet. Deshalb ist:
J = H + H H + H + H H
Man beachte, daß
gilt, so daß der Algorithmus des steilsten Abfalls geschrieben werden kann als:
Wk+1 = Wk - 2# H k
wobei Wk und Ek die komplexen Werte der Filter-Antwort beziehungsweise des Fehler-Ausgangs-Signals der k-ten Iteration sind.
Dieser Algorithmus scheint in der Literatur über aktive Bekämpfung nicht vorzukommen. Dies resultiert wahrscheinlich daraus, daß der unten ausgeführte Newton'sche Verfahrens- Algorithmus nach der Initialisierung zur Bildung der zur Vormultiplikation Ek benötigten Matrix einfach auszuführen ist. In einigen Fällen kann es jedoch sein, daß sich die Matrix C mit der Zeit ändert und ein separater "Identifikations"-Algorithmus parallel zu dem adaptiven Bekämpfungs-Algorithmus verwendet wird, um diesen Änderungen zu folgen. In derartigen Fällen kann der Algorithmus des steilsten Abfalls bedeutend recheneffektiver zu realisieren sein, als der unten aufgeführte.
Die Frequenzbereichs-Version des Newton'schen Algorithmus kann geschrieben werden: k+1 = k - 2µ( H )&supmin;¹ H k
In der Literatur erscheint ein spezieller Fall dieses Algorithmus, in welchem die Anzahl der Fehler-Sensoren gleich der Anzahl der Sekundärquellen (L=M) ist, so daß eine quadratische Matrix ist und der Algorithmus sich auf:
k+1 = k - 2 &supmin;¹ k
reduziert. Dieser Algorithmus wurde von Pierce dargestellt (1985, David W. Taylor Naval Ship Research and Development Center Report Nr. 85/047. "An Algorithm for active adaptive control of periodic interface"). Wenn der Konvergenz-Koeffizient, µ, auf einhalb gesetzt wird, reduziert sich der Algorithmus ebenfalls auf den iterativen Matrix-Algorithmus, der von White und Cooper beschrieben wird (1984, Applied Acoustics 17, 99-109. "An adaptive controller for multivariable active control"). Siehe auch GB-Patent-Beschreibung Nr. 2,122,052 A.
In der Praxis wird der vorteilhafteste Algorithmus wahrscheinlich aus einer vernünftigen Mischung der Zeit- und Frequenzbereichs-Konzeptionen gewonnen. Als Beispiel zeigt Fig. 8 die Realisierung eines Fourier-Transformators für jede Fehler-Signalfolge el(n), wobei ein Integrator 80 und ein Multiplizierer 81 verwendet werden, um die gleichphasigen und quadratischen Frequenzkomponenten der el(n) bei Iω0 zu erzeugen. Die sich langsam verändernden Ausgangs-Signale dieser Schaltung stellen die realen und imaginären Anteile des oben definierten Frequenzbereich-Signals El dar, und somit können diese Signale mit irgend einem der oben diskutierten Frequenz-Bereichs-Algorithmen zum Aktualisieren einer Reihe adaptiver Filter verwendet werden, die wie in Fig. 6 von diesen Frequenz-Komponenten gespeist werden und die Sekundärquellen ansteuern.
Fig. 9 veranschaulicht eine Anwendung der Erfindung zur geräuschlosen, d.h. mechanischen Schwingungs-Bekämpfung.
Das durch Fig.9 veranschaulichte Beispiel enthält eine Modifikation der Anordnung von Fig.1, worin die Mikrofon- Sensoren durch Beschleunigungsmesser 90 und die Lautsprecher durch mechanische Vibratoren 91 ersetzt werden. Die Beschleunigungsmesser 90 und die Vibratoren 91 werden an Oberflächenteilen des Innenraumes 10 montiert.
In einer anderen Modifikation werden, wie durch Fig. 10 illustriert, eine Sensor-Kombination aus Mikrofonen 12 und Beschleunigungsmessern 90 und/oder eine Quellen-Kombination aus Lautsprechern 11 und Vibratoren 91 verwendet.
Eine Kombination nach Fig. 10 muß nicht übereinstimmend sein; ihre Komponenten könnten statt dessen getrennt voneinander angeordnet werden.

Claims

1. Aktives Vibrationskontrollsystem zum Reduzieren von Vibrationen, die von einer Vibrationsprimärquelle erzeugt werden und eine dominante harmonische Frequenz haben, die sich schnell ändern kann, mit einer Prozessoreinheit (36); einer ersten Tiefpaßfiltervorrichtung (39), die an einem Ausgang der Prozessorvorrichtung (36) angeordnet ist und eine feste Abschneidefrequenz hat; einer Bezugsvorrichtung (31, 33, 34, 35), um mindestens ein Bezugssignal zur Prozessorvorrichtung (36) zuzuführen, welches mindestens eine ausgewählte harmonische der Primärvibrationsquellen darstellt; wobei die Prozessorvorrichtung (36) im Betrieb mindestens ein Antriebssignal unter Benutzung des Bezugssignales erzeugt, und das oder jedes Antriebssignal einer Vielzahl von sekundären Vibrationsquellen (37) über die erste Tiefpaßfiltervorrichtung (39) zuführt; mit einer zweiten Tiefpaßfiltervorrichtung (44), die an einem Eingang der Prozessorvorrichtung (36) vorgesehen ist und eine feste Abschneidefrequenz aufweist; einer Sensorvorrichtung (42), die an einer oder mehreren Stellen vorgesehen ist und im Betrieb ein Vibrationsfeld abtastet, welches sich an der mindestens einen Stelle durch die Primär- und Sekundärquellen (37) einstellten und mindestens ein Fehlersignal über die zweite Tiefpaßfiltervorrichtung (44) zur Prozessorvorrichtung (36) ausgibt; mit einem Abtasttaktoszillator (47), der ein konstantes Abtasttaktsignal an die Prozessorvorrichtung liefert, so daß das Bezugssignal und das oder die Fehlersignale in einem konstanten Takt abgetastet werden; wobei die Prozessorvorrichtung (36) eine adaptive Antwortfiltervorrichtung (14, 70) aufweist, die erste Filterkoeffizienten hat, um über einen weiten Frequenzbereich die verzögerte und hallende Antwort der Sensorvorrichtungen (42) auf mindestens einen Ausgang der Sekundärvibrationsquellen (37) zu modellieren; wobei die adaptive Antwortfiltervorrichtung (14, 70) im Betrieb adaptiv zweite Filterkoeffizienten bestimmt in Antwort auf das oder jedes Fehlersignal und das oder jedes Antriebssignal einstellt unter Benutzung der ersten und zweiten Filterkoeffizienten, um das durch die Sensorvorrichtung (42) gemessene Vibrationsfeld zu reduzieren.

2. Aktives Vibrationskontrollsystem nach Anspruch 1, wobei die Sensorvorrichtung eine Vielzahl von Sensoren aufweist und die Anzahl der Sensoren größer ist als die der Sekundärvibrationsquellen.

3. Aktives Vibrationskontrollsystem nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Bezugsvorrichtung (31, 33, 34, 35) im Betrieb ein Bezugssignal der Prozessorvorrichtung (36) zuführt, welches mindestens zwei Harmonische der Primärvibrationsquelle darstellt.

4. Aktives Vibrationskontrollsystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die adaptive Antwortfiltervorrichtung ein Feld von Filtern aufweist, die jeweils 35 erste Koeffizienten (Clmj) haben, welche die Antwort der Sensorvorrichtung (42) auf mindestens einen Ausgang der Sekundärvibrationsquellen (37) modellieren.

5. Aktives Vibrationskontrollsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die adaptive Antwortfiltervorrichtung (14, 70) eine Anzahl I von Filtern aufweist, die jeweils zwei zweite Koeffizienten (wmi) haben, wobei I die Anzahl der Harmonischen des Bezugssignals bedeutet.

6. Aktives Vibrationskontrollsystem nach Anspruch 1 oder 2, wobei die adaptive Antwortfiltervorrichtung (14, 70) Filter (70) aufweist, die mit einer Vielzahl von Bezugssignalen (71) versorgt werden, die jeweils eine einzelne Harmonische darstellen, wobei die Feder (70) mit ihren Ausgängen (72) verbunden sind, um einen Ausgang (74) zur Sekundärquelle zu bilden und unabhängig einstellbar sind.

7. Aktives Vibrationskontrollsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die adaptive Antwortfiltervorrichtung (14, 70) ein Feld von Filtern aufweist und im Betrieb die Fourier-Transformation des oder jedes Fehlersignals bildet, einen Satz von komplexen zweiten Koeffizienten ( k) für das Filterfeld aktualisiert, welche die oder jede harmonische des Antriebssignals steuern, und die Ausgänge des Filterfeldes über eine inverse Fourier-Transformation kombiniert, um das oder jedes Antriebssignal zu erzeugen.

8. Aktives Vibrationskontrollsystem nach einem der vorangegangenen Ansprüche, wobei die Bezugsvorrichtung (31, 33, 34, 35) einen Bezugssignalfilter (34) enthält, um ein periodisches Eingangssignal zu filtern, dessen Grundfrequenz auf eine prädominante Frequenz der Primärvibrationsquelle festgelegt ist.

9. Aktives Vibrationskontrollsystem nach Anspruch 8, wobei das Bezugssignalfilter (34) ein Nachlauffiiter ist.

10. Aktives Vibrationskontrollsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 7, das die Bezugsfiltervorrichtung (31, 33, 34, 35) mindestens einen einstellbaren Oszillator (25, 26) enthält, dessen Frequenz durch ein Signal (20) gesteuert wird, weiches die Grundfrequenz der primären Vibrationsquelle anzeigt.

11. Aktives Vibrationskontrollsystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die adaptive Antwortfiltervorrichtung (14, 70) ein Feld von Filtern aufweist, die jeweils eine Vielzahl von ersten Koeffizienten (Clmj) haben, die adaptiv eingestellt werden während einer Initialisationsphase des Systembetriebs.

12. Aktives Vibrationskontrollsystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die adaptive Antwortfiltervorrichtung (14, 70) ein Feld von Filtern aufweist, die jeweils eine Vielzahl von ersten Koeffizienten (Clmj) hat, welche adaptiv eingestellt werden, während des Betriebs des Systemes durch Zuführen von Trainingssignalen über einen weiten Frequenzbereich zu jeder Sekundärquelle, weiche geeignet unkorreliert miteinander und mit der primären Vibrationsquelle sind.

13. Aktives Vibrationskontrollsystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die adaptive Antwortfiltervorrichtung im Betrieb das oder jedes Antriebssignal einstellt in Übereinstimmung mit einem Algorhithmus, um so eine Kostenfunktion auf einer Zeitskala, die mit den Verzögerungen vergleichbar ist, die mit der Verbreitung der Vibration von den Sekundärvibrationsquellen (37) zu der Sensorvorrichtung (42) zusammenhängen, wesentlich zu minimieren.

14. Aktives Vibrationskontrollsystem nach Anspruch 13, das die adaptive Antwortfiltervorrichtung im Betrieb das oder jedes Antriebssignal einstellt in Übereinstimmung mit einem Algorhithmus der Form:

(n+1) = (n) - 2µ T(n) (n).

wobei (n+1) einen Vektor darstellt, der Werte der zweiten Filterkoeffizienten der (n+1)ten Probe;

(n) einen Vektor von Werten der zweiten Filterkoeffizienten für die n-te Probe;

µ einen Konvergenzfaktor darstellt;

T(n) eine Matrix von Signalen darstellt, die durch Filtern des Bezugssignals mithilfe der ersten Filterkoeffizienten erhalten wird; und

(n) einen Vektor von Werten Fehlersignale der n-ten Probe darstellt.

15. Aktives Vibrationskontrollsystem nach Anspruch 13, das die adaptive Antwortfiltervorrichtung im Betrieb das oder jedes Antriebssignals einstellt in Übereinstimmung mit einem Algorhythmus der Form:

(n+1) = (n) - 2µ T( ) e(n).

wobei (n+1) einen Vektor, der Werte der zweiten Filterkoeffizienten der (n+1)ten Probe darstellt;

(n) einen Vektor von Werten der zweiten Filterkoeffizienten für die n-te Probe darstellt;

µ einen Konvergenzfaktor darstellt;

QT(n) eine modifizierte Matrix von gefilterten Bezugssignalen darstellt; und

(n) die komplexen Werte der Fehlersignale der n-ten Probe darstellt.

16. Aktives Vibrationskontrollsystem nach Anspruch 13, das die adaptive Antwortfiltervorrichtung im Betrieb das oder jedes Antriebssignal bei einer einzelnen harmonischen einstellt in Übereinstimmung mit einem Algorhythmus der Form:

k+1 = k - 2µ H k

wobei k+1 einen Vektor von komplexen Werten der Filterantwort bei der (k+1)ten Iteration darstellt;

k einen Vektor von komplexen Werten der Filterantwort bei der k-ten Iteration präsentiert.

µ einen Konvergenzfaktor repräsentiert;

k einen Vektor von komplexen Werten der Fouriertransformation der Fehlersignale bei der k-ten Iteration darstellt; die Matrix der Übertragungsfunktionen darstellt; und H die komplexe Konjugierte des transponierten Vektors oder Matrix bezeichnet.

17. Aktives Vibrationskontrollsystem nach Anspruch 13, das die adaptive Antwortfiltervorrichtung im Betrieb das oder jedes Antriebssignal einstellt in Übereinstimmung mit einem Algorhithmus der Form:

k+1 = k - 2µ( H )&supmin;¹ H k.

µ einen Konvergenzfaktor repräsentiert;

k einen Vektor von komplexen Werten der Fouriertransformation der Fehlersignale bei der k-ten Iteration darstellt;

und

die Matrix der Übertragungsfunktionen darstellt; und H die komplexe Konjugierte des transponierten Vektors oder Matrix bezeichnet.

18. Aktives Vibrationskontrollsystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, welches Sekundärvibrationsquellen (37) aufweist, die Lautsprecher enthalten, und wobei die Sensorvorrichtung (42) mindestens ein Mikrophon enthält.

19. Aktives Vibrationskontrollsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 17, mit Sekundärvibrationsquellen (37), die Vibratoren enthalten, und wobei die Sensorvorrichtung (42) Beschleunigungsmesser aufweist.

20. Aktives Vibrationskontrollsystem nach Anspruch 18 oder 19, wobei die Sekundärvibrationsquellen (37) eine Mischung aus Lautsprechern und Vibratoren enthalten und die Sensorvorrichtung eine Mischung aus Mikrophonen und Beschleunigungsmessern aufweist.

21. Durch eine interne Verbrennungsmaschine angetriebenes Fahrzeug mit einem aktiven Vibrationskontrollsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 20.

22. Durch eine interne Verbrennung*smaschine angetriebenes Fahrzeug nach Anspruch 21, wenn abhängig von einem der Ansprüche 1 bis 18 und 20, wobei die besagten Lautsprecher Lautsprecher eines Stereoaudiosystems enthalten, welches in dem Fahrzeug eingebaut ist.