JP3506449B2 - 騒音制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は騒音と逆相等音圧のキャ
ンセル音をスピーカから出力することにより騒音をキャ
ンセルする騒音制御装置に関し、特に本発明では騒音源
から発生する騒音を目的の領域において低減するため、
適応型フィルタ等を用いてキャンセル音（二次音）を発
生する騒音制御装置において、効果的なキャンセル音を
生成する騒音源の動作状態を表現する各種情報の加工
方法、加工回路構成、キャンセル音を生成するため
の主処理部への情報受渡し方法等に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来このような分野の技術として、内燃
機関等から発生する騒音を低減するためにマフラ等の受
動的なキャンセル音装置が使用されてきたが、サイズ、
キャンセル音特性等の観点から改善がなされていた。こ
れに対し、音源から発生された騒音と逆位相・等音圧の
補償音をスピーカから出力し、騒音を相殺する能動型の
騒音制御装置が提案されている。ところで、この能動型
の騒音制御装置自体の周波数特性あるいは安定性等が十
分でなく実用化が遅れていた。しかし、近年ディジタル
回路を使用した信号処理技術が発展し取り扱う周波数範
囲も拡大した結果、実用的な騒音制御装置が多数提案さ
れている。このような分野の技術として、特開昭６３−
３１１３９６号公報に記載されるものがある。これに記
載されるものは、ダクト上流に設置した騒音源用のマイ
クロフォンで騒音を検出し信号処理回路により騒音と逆
位相・等音圧の信号をダクト下流に設置したスピーカか
ら出力し、キャンセルされた結果をキャンセル用のマイ
クロフォンで検出してフィードバックするフィードバッ
ク系と、フィードフォワード系と組み合わせた、いわゆ
る２マイクロフォン・１スピーカ型の能動型騒音制御装
置である。

【０００３】ところで、この騒音制御装置には、所定の
サンプリング周波数によりアナログ信号が変換されたデ
ィジタル信号を処理するディジタル回路を使用した信号
処理技術としてＤＳＰ（Digital Signal Processor) が
使用され、該ＤＳＰには主処理を行う適応型フィルタ
（Adaptive Signal Processor)が設けられており、この
適応型フィルタにより騒音をキャンセルための補償音が
形成されている。この騒音制御装置を、例えば、車両に
搭載し車両の騒音を制御する場合にはエンジンの回転パ
ルスから騒音として生じる模擬的信号を形成し前記適応
型フィルタへの参照信号として使用されている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、従来の騒音
制御装置では、エンジンの回転パルスは、エンジンの回
転に依存してＤＣレベル、パルス波高等が変動する。例
えば、エンジン回転が高くなるとＤＣレベルがふわっと
高くなり、パルス波高が小さくなり、パルス波形も矩形
波からサイン波に近くなるといった現象が発生する場合
がある。しかし、回転パルスのＤＣレベルが変動すると
騒音の周波数が検出できなくなり、パルス波高が変動す
るとジッタが生じ、参照信号の形成に問題があった。さ
らに前記参照信号、参照信号処理の応答性改善、非整数
次の騒音のキャンセル、騒音の音色調整等の課題があ
る。

【０００５】したがって本発明は上記問題点に鑑みエン
ジンの回転パルスの検出精度向上、参照信号、参照信号
処理の応答性改善、非整数次の騒音のキャンセル、騒音
の音色調整等が図れる騒音制御装置を提供することを目
的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明は前記問題点を解
決するために、エンジンからの騒音と逆相等音圧のキャ
ンセル音を出力するスピーカと、前記キャンセル音によ
り騒音が重畳した結果生じる残留音を捕捉して誤差信号
としてフィートバックするマイクロフォンとを有する騒
音制御装置に、パルス整形回路、参照信号形成回路、主
処理部、補正制御部及び誤動作防止回路を設ける。そし
て、補正制御部では、誤差信号を周波数分析し、これに
よって抽出された結果に基づき、参照信号回路での基本
信号を分周する分周比、分周された信号の振幅を補正す
る。また、参照信号形成回路では、自ら形成した参照信
号の周波数分析と、補正制御部で誤差信号の周波数分析
とを対応づけて比較し、この結果により、参照信号形成
回路に入力する基本信号を分周する分周比、分周された
信号の振幅を調整する。

【０００７】前記パルス整形回路は前記エンジンからの
エンジンパルスに関し、エンジン回転数に依存するＤＣ
レベル、パルス波高の変化の影響を除去するようにして
ある。前記参照信号形成回路は前記パルス整形回路の出
力信号を基本信号としこの整数次のみならず非整数次に
関しても前記エンジンの騒音を模擬した参照信号を形成
し、この参照信号をアナログ信号からディジタル信号に
変換するためにＡ／Ｄ変換器を有するようにしてある。

【０００８】前記主処理部は前記参照信号を用いて前記
誤差信号が最小になるようにキャンセル音を形成するた
めの補償信号を形成し、前記エンジンの回転数が低くな
る程に処理量を増加するようにしてある。前記補正制御
部は前記誤差信号に基づき前記参照信号形成回路の参照
信号を補正し、前記残留音の音色を調整するようにして
ある。

【０００９】前記誤動作防止回路は前記パルス整形回路
のエンジンパルスに基づき、エンジン回転数が所定以上
なら騒音制御の動作を停止するようにしてある。

【００１０】

【作用】本発明の騒音制御装置によれば、前記エンジン
からのエンジンパルスに関し、エンジン回転数に依存す
るＤＣレベル、パルス波高の変化の影響を除去すること
により、エンジン回転が変動しても正確にパルスを発生
することができるようになった。前記パルス整形回路の
出力信号を基本信号としこの整数次のみならず非整数次
に関しても前記エンジンの騒音を模擬した参照信号を形
成し、この参照信号をアナログ信号からディジタル信号
に変換するために、例えば、Δ−Σ型Ａ／Ｄ変換器を有
し、主処理部では前記Δ−Σ型Ａ／Ｄ変換器に用いるサ
ンプリング信号の周波数を分周した分周信号をサンプリ
ング信号として用いることにより群遅延特性の影響を小
さくできるようになった。さらに非整数次の騒音の低減
を図ることができるようになった。前記主処理部は前記
参照信号を用いて前記誤差信号が最小になるようにキャ
ンセル音を形成するための補償信号を形成し、前記エン
ジンの回転数が低くなる程に処理量を増加することによ
り応答性改善と精度向上が図られるようになった。前記
誤差信号に基づき前記参照信号形成回路の参照信号を補
正することにより、出力の成分と入力の成分が対応づけ
らる場合も、出力の成分と入力の成分が対応づけられな
い場合も有効な効果が得られるようになった。自ら形成
した参照信号の周波数分析と、誤差信号の周波数分析と
を対応づけて比較しこの結果により基本信号を分周する
分周比、分周された信号の振幅を前記残留音の音色を調
整することにより騒音低減効果を最大にするだけでなく
音色の調整も可能にする。さらにエンジンパルスに基づ
き、エンジン回転数が所定以上なら騒音制御の動作を停
止することにより騒音制御を無効にする。

【００１１】

【実施例】以下本発明の実施例について図面を参照して
説明する。図１は本発明の実施例に係る騒音制御装置の
全体構成を示す図である。本図に示す騒音制御装置は、
車両のエンジン１を騒音源として騒音が排気管を経由し
て外部の放出される付近に設けられ、騒音と逆位相・等
音圧のキャンセル音を出力するスピーカ２と、該スピー
カ２の付近に設けられかつ騒音にキャンセル音を重畳し
た結果残留する残留音を捕捉して誤差信号を生成するマ
イクロフォン３と、前記スピーカ２を駆動する電力増幅
器４と、該電力増幅器４に接続され高周波成分を除去す
る低域通過フィルタ５と、該低域通過フィルタ５に接続
され、ディジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ
変換器６(Digital to AnalogConverter) と、前記マイ
クロフォン３の出力信号を増幅する増幅器７と、該増幅
器７に接続され標本化に伴う折り返しを防止する低域通
過フィルタ８と、該低域通過フィルタ８に接続されアナ
ログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器９
（Analog to Digital Converter)と、エンジン１のエン
ジンパルスを入力しその波形を整形するパルス整形回路
１００と、該パルス整形回路１００で整形された信号に
基づき騒音の参照信号を形成する参照信号形成回路２０
０と、前記Ａ／Ｄ変換器９に接続され残留音の誤差信号
により前記参照信号を補正する補正制御部４００と、前
記参照信号形成回路２００の非制御信号として前記Ａ／
Ｄ変換器９からの誤差信号を制御信号としてＤ／Ａ変換
器６に騒音をキャンセルする補償信号を形成する主処理
部３００と、パルス整形回路からの信号に基づき制御帯
域内外を判断し騒音制御を禁止する誤動作防止回路５０
０とを具備する。以下順次、本実施例に係る騒音制御装
置の主要構成を説明する。

【００１２】図２は本発明に係る騒音制御装置における
パルス整形回路１００の第１の例を示す図である。本図
（ａ）に示すパルス整形回路１００はエンジンの回転パ
ルスを入力しインピーダンス変換を行うバッファアンプ
１０と、該バッファアンプ１０の後段に接続し一定の積
分定数をもつ積分器である低域通過フィルタ１１と、前
記バッファアンプ１０が非反転入力端子に、前記低域通
過フィルタ１１が反転入力端子に接続される比較器１２
を具備する。本図（ｂ）は本図（ａ）のパルス整形回路
の各部信号波形を示す図である。本図（ｂ）に示す入力
信号エに対して、低域通過フィルタ１１では予め扱う周
期に応じた積分定数を持つ積分器によって、低域通過フ
ィルタ１１の出力信号オのように、入力パルスのＤＣレ
ベルに応じたスレッショルドレベルが設定される。この
ため、本図（ｂ）に示すように、入力パルスのＤＣ変位
や周期変化の影響を受けない良好なパルス出力信号カが
得られ、これによって良好な騒音低減効果が得られる。

【００１３】図３は本実施例との比較のために従来のパ
スル整形回路との関係を示す図である。本図（ａ）に示
すように、従来のパルス整形回路ではバッファアンプ１
０と比較器１２との間に低域通過フィルタ１１がない。
このため本図（ｂ）にしめすようにパルス波高が小さく
なったり、ＤＣ入力レベルが変動するとパルスを正確に
得ることができなかった。

【００１４】図４は本発明の実施例に係る騒音制御装置
におけるパルス整形回路１００の第２の例を示す図であ
る。本図のパルス整形回路１００の第２の例は前記整形
回路の第１の例の改良をしたものであり、前記整形回路
の第１の例と異なるものは前記低域通過フィルタ１１と
前記比較器１２の反転入力端子との間に非反転加算部１
３を備える。該非反転加算部１３はその出力が前記比較
器１２の反転入力端子に接続するオぺアンプ１３１と、
該オぺアンプ１３１の出力と反転入力端子との間に接続
する抵抗１３２と、前記低域通過フィルタ１１の出力端
子と前記オぺアンプ１３１の反転入力端子との間に接続
される抵抗１３３と、前記オぺアンプ１３１の非反転端
子と接地間との間に接続される抵抗１３４と、前記オぺ
アンプ１３１の反転入力端子にその一方が接続される抵
抗１３４とを具備する。

【００１５】さらに一方が前記抵抗１３５の他方に接続
され可変の基準電圧部１４と、図示しない主制御部の動
作結果（誤差信号）が好ましい方向に変化するように、
該基準電圧１４の電圧を制御するレベル制御部１５とが
設けられる。このようにして、第２の例は低域通過フィ
ルタ１１の出力電圧を微調整する方法を示すものであ
り、大枠として動作保証と制御効果の改善、両方のメリ
ットを得ることができる構成としている。この場合、積
分器出力変化幅よりもレベル制御部１５によって調整さ
れる範囲は小さく設定しておくことでレベル制御部１５
によりパルス出力が得られなくなるといった誤動作を防
止することができる。

【００１６】図５は図４の波形整形回路の各部信号波形
を示す図である。本図（ａ）における入力信号エに対し
て低域通過フィルタ１１の出力信号オに対して非反転加
算部１３の出力信号オ’のように電圧がかさ上げされ
る。本図（ｂ）は前記低域通過フィルタ１１の出力信号
に基づき比較器１２により形成されると仮定した場合の
出力信号カを示すものである。これに対して、本図
（ｃ）に示すように非反転加算部１３の出力信号オ’に
基づき比較器１２により出力信号カ’が形成される。

【００１７】但し低域通過フィルタ１１の出力電圧をＶ
Ｒ１、可変の基準電圧部１４の電圧をＶＲ２とするとＶ
Ｒ１の変化範囲≫ＶＲ２の変化範囲の関係を保ってい
る。以下にレベル制御部１５による可変の基準圧１４の
調整方法の例を説明する。図６は図４のレベル制御部１
５の調整動作を説明するフローチャートであり、図７は
可変の基準電圧部１４の電圧と誤差との関係を説明する
図である。レベル制御部１５では、騒音にキャンセル音
を重畳して得られた残留音を誤差信号として主制御部か
ら制御信号として入力している。主制御部はここでは図
示しないが適応型フィルタ等で構成されている。前記誤
差信号と前記基準電圧部１４との関係に関し図７に示す
ように特性が単調増減の場合について説明する。レベル
制御部１５の電圧を増加する場合にはフラグ１＝＋と
し、減少する場合にはフラグ１＝−とし、誤差信号が増
加している場合にはフラグ２＝０とし、減少している場
合にはフラグ２＝１とする。図６のステップ１において
フラグ１＝＋、フラグ２＝０と初期化する。

【００１８】ステップ２において可変基準電圧部１４の
レベルを既設定増加分だけ増加してパルスの整形が行わ
れる。ここでレベルの既設定増加分の電圧は、例えば
０．０１〜０．００１Ｖ程度である。ステップ３におい
て、前記ステップ２により整形された信号によりレベル
制御部１５では誤差信号が減少したかを判断する。

【００１９】ステップ４において、前記ステップでの判
断が「ＹＥＳ」ならフラグ２＝１に変更する。ステップ
５において可変基準電圧部４へのレベル設定範囲が上限
かを判断する。ここで上限が図７に示すように設定さ
れ、例えば４Ｖに設定される。この判断において上限に
達していなければ、ステップ２に戻り上記手順を繰り返
す。

【００２０】ステップ６において前記ステップ５で上限
を越えれば、現状レベルを設定する。ステップ７におい
てステップ３での判断が「ＮＯ」であるならば、レベル
を既設定増分だけ減少してステップ６に進む。ステップ
８においてフラグ１＝−、フラグ２＝０に設定する。

【００２１】ステップ９において可変基準電圧部４のレ
ベルを既設定減少分だけ減少する。ステップ１０におい
て誤差信号は減少したかを判断する。ステップ１１にお
いて前記ステップ９での判断が「ＹＥＳ」ならフラグ２
＝１に変更する。ステップ１２ではレベル設定範囲が下
限かを判断する。この判断が「ＮＯ」なら前記ステップ
９に戻り上記手順を繰り返す。

【００２２】ステップ１３において前記ステップ１２の
判断が「ＹＥＳ」なら現状レベルを可変基準電圧部１４
に現在のレベルを設定してステップ１に戻る。ステップ
１４において前記ステップ１０での判断が「ＮＯ」なら
可変基準電圧部１４の電圧をレベル既設定増加分だけ増
加してステップ１３に進む。以上は誤差信号の特性が単
調増減の場合であったが、複雑な変化をしても調整方法
は複雑になるだけで同様な思想に基づき実現可能であ
る。かくしてレベル制御部１５により、誤差信号が図７
に示す最小値に落とし込めることが可能になり、このた
めエンジン回転数によりパルスが変動してもこのパルス
を正確に取り出すことが可能になる。

【００２３】図８は本発明の実施例に係る騒音制御装置
に於ける参照信号形成回路２００を説明する図である。
本図に示す参照信号形成回路２００は、パルス整形回路
１００からの信号を分岐して入力する複数の分周器２０
−１、２０−２、…、２０−ｎ、前記複数の分周器２０
−１、２０−２、…、２０−ｎにそれぞれ分周比を設定
する複数の分周比設定手段２１−１、２１−２、…、２
１−ｎと、前記分周器２０−１、２０−２、…、２０−
ｎの後段にそれぞれ設けられた複数の可変乗算器２２−
１、２２−２、…、２２−ｎと、該可変乗算器２２−
１、２２−２、…、２２−ｎにそれぞれゲインを設定す
る複数のゲイン設定手段２３−１、２３−２、…、２３
−ｎと、前記可変乗算器２２−１、２２−２、…、２２
−ｎの出力を加算する加算器２４と、該加算器２４の後
段に設けられた乗算器２５と、該乗算器２５のゲインを
設定するゲイン設定手段２６と、前記補正制御部４００
からの誤差信号を評価出力として入力し、この評価出力
により前記可変乗算器２２−１、２２−２、…、２２−
ｎ、ゲイン設定手段２３−１、２３−２、…、２３−ｎ
及びゲイン設定手段２６を制御する制御手段２７と、前
記可変乗算器２５の後段に設けられ標本化による折り返
しを防止する低域通過フィルタ２８と、該低域通過フィ
ルタ２８の後段の設けられるＡ／Ｄ変換器２９とを具備
する。かくしてエンジン１からのパルス信号に基づき合
成され、騒音の周波数特性と近似した周波数特性の参照
信号に形成され、この参照信号はＡ／Ｄ変換器２９でア
ナログ信号からディジタル信号に変換されて、後段の主
処理部３００に出力される。

【００２４】図９は本実施例との比較のために従来のΔ
−Σ型Ａ／Ｄ変換器と主処理部３００とのサンプリング
周波数の関係を示す図であり、図１０は本実施例に係る
Δ−Δ型Ａ／Ｄ変換器と主処理部３００とのサンプリン
グ周波数の関係を示す図である。図９に示す前記Ａ／Ｄ
変換器２９にはΔ−Σ型のＡ／Ｄ変換器が用いられる。
本図に示すように低域通過フィルタ２８のカットオフ周
波数はサンプリング周波数をｆｓとしてｆｃ＝ｆｓ／２
に設定され、Δ−Σ型のＡ／Ｄ変換器２９にはクロッ
ク発生回路３０からサンプリング信号が供給され、この
サンプリング周波数が同時に主処理部３００のサンプリ
ング信号としも従来は使用されていた。これに対して本
実施例の場合には、図１０に示すように、主処理部３０
０に対してはクロック発生回路３０のクロック出力を１
／ｎに分周して出力することが異なる。このｎは予め選
択したサンプリング周波数が必要なサンプリング周波数
の何倍になるかを示す数値である。ここでクロック発生
回路３０からのサンプリング周波数が４８ＫＨｚの場合
にはｎ＝１６に設定される。これにより主処理部３００
のサンプリング周波数は３ＫＨｚになる。また低域通過
フィルタ２８のカットオフ周波数ｆｃは必要な帯域だけ
取り出すように、例えばｆｃ＝１．５ＫＨｚに設定され
る。なお、これらの例は一例であり、騒音制御において
通常必要な帯域は数百から数ＫＨｚであり、実際にはこ
の範囲を考慮して決定される。このように、Δ−Σ型Ａ
／Ｄ変換器２９のサンプリング周波数を必要帯域を上回
るようにするのは以下の理由による。

【００２５】図１１はΔ−Σ型Ａ／Ｄ変換器の群遅延時
間とサンプリング時間の関係を示すグラフである。Δ−
Σ型Ａ／Ｄ変換器２９ではディジタルフィルタを用いる
ため、これに起因する群遅延が生じる。本図に示すよう
に、Δ−Σ型Ａ／Ｄ変換器２９の群遅延時間はサンプリ
ング時間が大きくなるにしたがって小さくなる。例え
ば、市販のものを例とすると、Δ−Σ型のＡ／Ｄ変換器
２９の郡遅延は、一般のオーディオ用のサンプリング周
波数ｆｓ＝４８ＫＨｚでは約３７５μｓである。騒音制
御装置で使用する周波数の最大を約１ＫＨｚにした時に
は通常使用するサンプリング周波数はｆｓ＝３ＫＨｚで
ある。騒音制御の信号処理は複雑な場合があり処理量が
多いため上記サンプリング周期の間で処理しなければな
らずこれ以上処理時間を短くできない、すなわちサンプ
リング周波数をこれ以上大きくはできない。しかしなが
らこの前記サンプリング周波数をｆｓ＝４８ＫＨｚから
３ＫＨｚまで落とすと、前記群遅延は３７５μｓ×４８
ＫＨｚ／３ＫＨｚ＝９．７ｍｓになり、これは無視でき
ないほど大きくなり騒音低減上問題となる。図１０の本
実施例によれば、Δ−Σ型Ａ／Ｄ変換器２９を用いた場
合でも必要帯域を上回るサンプリング周波数で動作し群
遅延短縮でき、主処理部３００では前記サンプリング周
波数が処理に必要な理論サンプリング周波数まで分周さ
れたサンプリング周波数で信号処理されることになる。
かくして従来と比較して１／ｎに群遅延を小さくできる
ことになる。

【００２６】次に参照信号形成回路２００の変形につい
て説明する。図１２は参照信号形成回路２００の変形を
示す図である。本図に示す参照信号形成２００の構成は
図８の示すものとほぼ同一であるが、各分周器の分周比
の設定、乗算器のゲイン設定は図８のように制御部から
行わなくても、ディップスイッチ等によるもので設定し
てもよい。本参照信号形成２００の変形の特徴は、整数
次以外の騒音成分をキャンセルするために、図１２に示
すエンジンパルスを分周する手段（１個または複数個）
とその出力の振幅を調整する手段（１個又複数個）とこ
れらの出力（分周しない分も含む）を混合する手段を持
ち、この出力をＡ／Ｄ変換する機能とを有している。こ
の比較的簡単な手法で０．３、０．５、０．６．、０．
９、１．０、１．２、１．５、１．８、２．０、…等基
本波と非整数次の成分の低減が実現できる。

【００２７】図１３は参照信号形成回路２００の各主要
部の信号波形及び非整数次の成分の調整を示す図であ
る。本図（ａ）に示すように、入力信号アとして周期Ｔ
で周波数ｆのエンジンパルスが入力する。本図（ｂ）に
示すように、各乗算器２２−１、２２−２、…、２２−
ｎの出力信号は前記入力信号が調整されて、例えば周波
数ｆ／２、ｆ、３ｆ／２、２ｆ、５ｆ／２…等の信号イ
に形成されている。本図（ｃ）に示すように、加算器２
４の出力ウでは前記各乗算器の出力が合成されて、低域
通過フィルタ２８の出力エでは高次の信号が除去され
る。かくして非整数次の成分の低減を実現できる。

【００２８】次に主処理部３００について説明する。前
記参照信号形成回路における分周器３１を利用して主処
理部３００での信号処理応答性の改善を行う。すなわち
上記で設定したサンプリングを可変的に用い、例えば、
エンジン回転が低い時には処理量を増やし処理の精度を
向上し、エンジン回転が高回転になったとき処理量を減
らし精度よりも応答性を向上し、系として最適状況によ
り動作を保証する構成を実現する。該主処理部３００は
ＤＳＰ（Digital Signal Processor) で構成され、その
主要部は適応型フィルタ（Adaptive Filter)で形成さ
れ、さらに該適応型フィルタの主要部はＦＩＲ（Finite
Impulse Response)で形成されている。

【００２９】前記参照信号形成回路２００において、Ａ
／Ｄ変換器２９のサンプリング周波数には必要なサンプ
リング周波数を上回るものを用い、低域通過フィルタ２
８のカットオフ周波数により必要な帯域のみを通過させ
ることを前提とする。図１４は主処理回路４００におけ
る信号処理量とエンジン回転数との関係を示す図であ
る。本図（ａ）は同期クロック（サンプリングクロッ
ク）を示す。本図（ｂ）ではエンジンが低回転の場合に
は騒音の周期が長いので４クロック分をサンプリング周
期として処理量をＦＩＲのタップ数を、例えば６４とし
て最大にするようにしてある。本図（ｃ）ではエンジン
が中回転の場合には騒音の周期も中ぐらいなので、３ク
ロック分をサンプリング周期とし、処理量としては前記
タップ数３２とする。さらにエンジンが高回転の場合に
は２クロック分をサンプリング周期として、処理量は前
記タップ数１６とする。従来のものと比較すると、従来
ではエンジンの回転数が変化しても高速回転の場合と同
様に処理量はタップ数１６に固定されていた。

【００３０】図１５はサンプリング周期を可変にするこ
とによる効果を示す図である。本図に示すように、サン
プリング周波数ｆｓを大にすると、応答性が向上し、精
度はやや劣るという特徴がある。これに対しサンプリン
グ周波数ｆｓを小さくすると、応答性がやや劣るが精度
が向上するという特徴がある。図１６は低域通過フィル
タ２８のカットオフ周波数の決定を説明するための図で
ある。本図に示すように、低域通過フィルタのカットオ
フ周波数は必要な処理帯域以外は予め入力段の低域通過
フィルタ２８で除去してあるので、最大の処理時間で、
処理した場合でも折り返しノイズ等の影響で異常動作は
発生しない。例えば、高回転時（周波数変化量の大きい
とき）に必要なサンプリング周波数、この例の場合には
低回転（変化の少ない）場合の周波数の４倍に設定して
おく。

【００３１】上記処理量の切り換えのエンジンのタイミ
ングとしては、エンジン等機器の回転数、回転数変化
量、トランスミッションのポジション、アクセル開度、
アクセル開度の変化量を用いて行う機器で得るようにし
てもよい。図１７は処理量、精度、応答性と処理切り換
えのエンジンパラメータとの関係を示す図である。本図
に示すように、周波数低、周波数変化小、Ｄレンジ、５
速等のパラメータにより処理量が大きく、高精度が必要
であるがやや応答性が劣ってもよい状態に切り換えられ
るようにする。周波数中、周波数変化中、２レンジ等の
パラメータにより処理量が中ぐらいで、中程度の精度応
答性の状態に切り換えるようにする。さらに周波数高、
周波数変化大、１レンジ、Ｒレンジ等のパラメータによ
り処理量が小さく、精度がやや劣る状態であるが高い応
答性の状態に切り換えるようにする。

【００３２】図１８は主処理部でのエンジンパラメータ
の検出に伴う処理動作の切り換えを説明するフローチャ
ートである。本図のステップ２０において前述したエン
ジン等機器の回転数、回転数変化量、トランスミッショ
ンのポジション、アクセル開度、アクセル開度の変化量
を用いて、エンジンパラメータを検出する。ステップ２
１においてエンジンの回転数が低回転かを判断する。

【００３３】ステップ２２において低回転なら低回転用
のフィルタのタップ長、フィルタ係数のアドレスを決定
して主処理を行い、ステップ２０に戻る。ステップ２３
において前記ステップ２１での判断が「ＮＯ」なら中回
転かの判断を行う。ステップ２４において中回転なら中
回転用のフィルタのタップ長、フィルタ係数のアドレス
を決定して主処理を行い、ステップ２０に戻る。

【００３４】ステップ２５において前記ステップ２３で
の判断が「ＮＯ」なら高回転用のフィルタ長、フィルタ
係数のアドレスを決定して処理を行う。なお、例えば、
低回転での処理を行っている最中に、高回転の処理があ
っても現在行っている処理を終了しなければ次の処理は
行えないようにしてある。これはクロック発生毎にフラ
グをたてこのフラグを管理することにより行う。

【００３５】次に補正制御部４００の説明を行う。図１
９は補正制御部４００の第１の構成例を説明する図であ
り、図２０は図１９の周波数分析手段による参照信号形
成回路の制御部２７への制御信号の形成を説明する図で
ある。本図に示すように、補正制御部４００はＡ／Ｄ変
換器９からの残留音を評価出力とする誤差信号を入力し
周波数分析を行って、その出力を前記参照信号形成回路
２００の制御部２７に制御信号として出力する周波数分
析手段３１からなる。この周波数分析手段３１はバンド
パスフィルタ群または高速フーリェ変換部(Fast Fourie
r Transformation) 等で構成するようにしてもよい。図
２０に示すように、周波数分析手段の３１の解析する周
波数帯は、例えば、入力信号の周波数は制御部２７を介
して前記周波数分周器設定手段２１−１、２１−２、
…、２１−ｎにより設定されるものと一致させておく。
そして前記周波数分析手段３１により抽出された周波数
成分の基づき、例えば、図２０に示すように、０．６
ｆ、ｆ、１．５ｆの信号の振幅に対してそれぞれ０．
２、１．０、０．５の係数を掛けた信号を形成し、この
ように調整した制御信号を前記制御部２７に出力し、ゲ
イン設定手段２３−１、２３−２、…、２３−ｎのゲイ
ン設定を制御する。本実施例によれば、出力の成分と入
力の成分が対応づけられる場合に最適の制御出力が得ら
れる。

【００３６】図２１は補正制御部４００の第２の構成例
を示す図であり、図２２は図２１の周波数分析により参
照信号形成回路の制御部２７への制御信号の形成を説明
する図である。図２１に示すように、補正制御部４００
は前記同様にＡ／Ｄ変換器９からの評価出力を入力する
周波数分析手段３１と、前記参照信号形成回路２００の
Ａ／Ｄ変換器２９からの信号を周波数分析する周波数分
析手段３２と、該周波数分析手段３２により抽出された
各周波数の成分に一定の係数を乗算する複数の乗算器３
３と、該複数の乗算器３３の出力とこの周波数成分が同
一であり前記周波数分析手段３２により抽出された周波
数成分とを乗算する複数の乗算器３４と、該複数の乗算
部３４の出力に一定の係数ｋｎ（ｉ＝１，２，…，ｎ）
を乗算する複数の乗算器３５とを具備する。本第２の構
成例によれば、本図（ａ）及び（ｂ）に示すように、周
波数分析手段３１及び３２によりエンジンパルス入力と
残留音の解析結果を対応して比較し、この結果に基づ
き、本図（ｃ）に示すように、良好な出力が得られるよ
うに主処理部３００の入力成分が調整される。第１の構
成例と比較すると、分周器２０−１、２０−２、…、２
０−ｎのゲイン設定では、例えば、入力が小さく残留音
が多いところでは大きく、逆は小さくし、出力成分と入
力の成分が対応づけられない場合も有効な効果が得られ
る。

【００３７】図２３は参照信号形成回路２００内に設け
られた音色調整部２０１の第１の構成例を示す図であ
る。本図に示す音色調整部２０１は前記Ａ／Ｄ変換器２
９からの参照信号を入力しディジタルフィルタからなり
帯域を可変にできる複数のバンドパスフィルタ４０を具
備する。ここに、バンドパスフィルタ４０のＤＦ１は一
次の信号を通過させ、ＤＦ２は二次の信号と通過させ、
…、ＤＦｎはｎ次の信号を通過させるものである。

【００３８】さらに、音色調整部２０１は該バンドパス
フィルタ４０の後段に設けられる複数の可変乗算器４１
と、さらに該複数の可変乗算器４１の後段に設けられる
複数の可変乗算器４２と、該複数の可変乗算器４２の出
力を加算し、その加算信号を主処理部３００に出力する
加算器４３と、Ａ／Ｄ変換器２９の信号から元のエンジ
ンパルスをカウントし、そのカウントが周期に対応する
ようにしてある周期算出手段４４と、該周期算出手段４
４により前記乗算器４２の係数を設定する係数選択手段
４５とを含む。

【００３９】ここで前記乗算器４１の係数は補正制御部
４００の出力により設定する。本図に補正制御４００の
構成を示すようにＡ／Ｄ変換器９の誤差信号を入力し、
その構成が前記バンドフィルタ４０と同様な構成のバン
ドパスフィルタ３８と、該バンドパスフィルタ３８の各
帯域のレベルに応じて前記乗算器４１の係数を設定する
係数調整手段３９とからなる。

【００４０】さらに係数選択手段４５及び係数調整手段
３９に供給する係数を記憶する係数メモリ４６が設けら
れる。図２４は図２３の係数メモリ４６に記憶される係
数群、ゲイン群を説明する図である。本図（ａ）に示す
ように、バンドパスフィルタ４０、３８、乗算器４２に
設定するものは周期算出手段４４でのカウント数Ｃ01、
Ｃ02、…、Ｃ0mに対してＣ1 、Ｃ2 、…、Ｃm の帯域を
有する係数群及びゲインｇS1、ｇS2、…、ｇSmのゲイン
群である。さらに、本図（ｂ）に示すように、乗算器４
１に設定するものはバンドパスフィルタ３８の出力レベ
ルに対してゲインｇL1、ｇL2、…、ｇLmを有するゲイン
群である。

【００４１】図２５は図２３の音色調整部を構成するバ
ンドパス等の特性を示す図である。本図（ａ）に示すよ
うに、エンジンの回転周波数ｆ１が周期算出手段により
算出されると、この周波数ｆ１に対する整数次の周波数
はｆ２＝ｆ１×２、ｆ３＝ｆ１×３、…、ｆｎ＝ｆ１×
ｎとして得られ、本図（ｂ）、（ｃ）に示すように、こ
の整数次のバンドパスフィルタ４０、３８、のＤＦ１、
ＤＦ２、…、ＤＦｎ特性、乗算器４２のｇS1、ｇS2、
…、ｇSm特性は、係数メモリ４５に記憶されている係数
データの内挿又は外挿から選択される。

【００４２】かくして音色調整部２０１及び補正制御４
００により騒音低減効果を最大にするだけでなく音色の
調整が可能になる。最後に誤動作防止回路５００を説明
する。図２６は誤動作防止回路５００の第１の例を示す
図である。本図（ａ）に示す誤動作防止回路５００は前
記パルス整形回路１００のバッファアンプ１０からのエ
ンジンパルスをカウントするカウンタ回路６０と、しき
い値保持部６１と、前記カウンタ６０からのカウンタ値
ａとしきい値保持部６１とのしきい値ｂとの大小を判断
する比較器６２とを具備する。本図（ｂ）に示すように
カウンタ値はエンジン回転数が大きくなるにともない小
さくなるのが一般的である。本図（ｂ）に示すように、
カウンタ値ａがしきい値ｂよりも大きいときは制御帯域
内であると判断されるがしきい値ｂよりも小さいときは
制御帯域外と判断される。これはしきい値以上では主処
理が有効に行われないからである。制御帯域外と判断さ
れると、比較器６２からの禁止信号により参照信号形成
回路内でのサンプリング信号を形成するクロック発生回
路３０の動作を停止し、又は主処理部３００に入力する
Ａ／Ｄ変換器９からの誤差信号を零にして騒音制御自体
の動作を停止する。

【００４３】図２７は誤動作防止回路５００の第２の例
を示す図である。本図に示す誤動作防止開５００はバッ
ファアンプ１０の後段に積分器６３を設け、積分器６３
の出力と基準電圧とを比較する比較器６４とを含む。エ
ンジンの回転数の増加とともに積分器６３の出力Ｖｉｎ
は増加する。この回路は前記回路をアナログ形にしたも
ので、回路の機能は前記回路と全く同一である。

【００４４】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、エ
ンジン回転が変動しても正確にパルスを発生することが
でき、群遅延特性を伴うＡ／Ｄ変換器の場合にはその影
響を小さくでき、非整数次の騒音の低減をでき、応答性
改善と精度向上が図られ、出力の成分と入力の成分が対
応づけらる場合も、出力の成分と入力の成分が対応づけ
られない場合も有効な効果が得られるようになり、音色
の調整も可能になり、さらに動作外では騒音制御を無効
にできるようになった。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例に係る騒音制御装置の全体構成
を示す図である。

【図２】本発明の実施例に係る騒音制御装置に於けるパ
ルス整形回路１００の第１の例を示す図である。

【図３】本実施例との比較のために従来のパルス整形回
路との関係を示す図である。

【図４】本発明の実施例に係る騒音制御装置に於けるパ
ルス整形回路１００の第２の例を示す図である。

【図５】図４のパルス整形回路の各部信号波形を示す図
である。

【図６】図４のレベル制御部１５の調整動作を説明する
フローチャートである。

【図７】可変の基準電圧部１４の電圧と誤差との関係を
説明する図である。

【図８】本発明の実施例に係る騒音制御装置における参
照信号形成回路２００を示す図である。

【図９】本実施例との比較のために従来のΔ−Σ型Ａ／
Ｄ変換器と主処理部とのサンプリング周波数の関係を示
す図である。

【図１０】本実施例に係るΔ−Σ型Ａ／Ｄ変換器と主処
理部とのサンプリング周波数の関係を示す図である。

【図１１】Δ−Σ型Ａ／Ｄ変換器の群遅延時間とサンプ
リング周波数との関係を示すグラフを示す図である。

【図１２】参照信号形成回路２００の変形を示す図であ
る。

【図１３】図１２の参照信号形成回路２００の各主処理
部の信号波形及び非整数次の成分の調整を示す図であ
る。

【図１４】主処理回路４００における信号処理量とエン
ジン回転数との関係を示す図である。

【図１５】サンプリング周期を可変にすることによる効
果を示す図である。

【図１６】低域通過フィルタ２８のカットオフ周波数の
決定を説明するめの図である。

【図１７】処理量、精度、応答性と処理切り換えのエン
ジンパラメータとの関係を示す図である。

【図１８】主処理部でのエンジンパラメータの検出に伴
う処理動作の切り換えを説明するフローチャートであ
る。

【図１９】補正制御部４００の第１の構成例を説明する
図である。

【図２０】図１９の周波数分析手段による参照信号回路
の制御部２７への制御信号の形成を説明する図である。

【図２１】補正制御部４００の第２の構成例を示す図で
ある。

【図２２】図２１の周波数分析による参照信号形成回路
の制御部２７への制御信号の形成を説明する図である。

【図２３】参照信号形成回路２００内に設けられた音色
調整部２０１の構成例を示す図である。

【図２４】図２３の係数メモリ４６に記憶される係数
群、ゲイン群を説明する図である。

【図２５】図２３の音色調整部を構成するバンドパスフ
ィルタ等の特性を示す図である。

【図２６】誤動作防止回路５００の第１の例を示す図で
ある。

【図２７】誤動作防止回路５００の第２の例を示す図で
ある。

【符号の説明】

１…エンジン ２…スピーカ ３…マイクロフォン １００…パルス形成回路 ２００…参照信号形成回路 ３００…主処理部 ４００…補正制御部 ５００…誤動作防止回路

フロントページの続き (72)発明者 崎山 和広 兵庫県神戸市兵庫区御所通１丁目２番28 号 富士通テン株式会社内 (72)発明者 馬場崎 正博 兵庫県神戸市兵庫区御所通１丁目２番28 号 富士通テン株式会社内 (72)発明者 石川 修 兵庫県神戸市兵庫区御所通１丁目２番28 号 富士通テン株式会社内 (72)発明者 北尾 英樹 兵庫県神戸市兵庫区御所通１丁目２番28 号 富士通テン株式会社内 (56)参考文献 特開 昭52−123673（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−140451（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−203406（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−203491（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−318897（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−204354（ＪＰ，Ａ) 実開 昭60−88148（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭61−99900（ＪＰ，Ｕ) 特表 平１−501344（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G10K 11/178 F01N 1/06

Claims (9)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 エンジン（１）からの騒音と逆相等音圧
   のキャンセル音を出力するスピーカ（２）と、前記キャ
   ンセル音により騒音が重畳した結果生じる残留音を捕捉
   して誤差信号としてフィートバックするマイクロフォン
   （３）とを有する騒音制御装置であって、 前記エンジン（１）からのエンジンパルスに関し、エン
   ジン回転数に依存するＤＣレベル、パルス波高の変化の
   影響を除去するためのパルス整形回路（１００）と、 前記パルス整形回路の出力信号を基本信号として前記エ
   ンジン（１）の騒音を模擬した参照信号を形成し、この
   参照信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する
   ためにＡ／Ｄ変換器を有する参照信号形成回路（２０
   ０）と、 前記参照信号を用いて前記誤差信号が最小になるように
   キャンセル音を形成するための補償信号を形成し、前記
   エンジン（１）の回転数に応じて処理量が変化する主処
   理部（３００）と、 前記誤差信号に基づき前記参照信号形成回路（２００）
   の参照信号を補正し、前記残留音の音色を調整する補正
   制御部（４００）と、を 備え前記補正制御部（４００）では、誤差信号を周波数分析
   し、これによって抽出された結果に基づき、前記参照信
   号回路（２００）での基本信号を分周する分周比、分周
   された信号の振幅を補正する ことを特徴とする騒音制御
   装置。
2. 【請求項２】 エンジン（１）からの騒音と逆相等音圧
   のキャンセル音を出力するスピーカ（２）と、前記キャ
   ンセル音により騒音が重畳した結果生じる残留音を捕捉
   して誤差信号としてフィートバックするマイクロフォン
   （３）とを有する騒音制御装置であって、 前記エンジン（１）からのエンジンパルスに関し、エン
   ジン回転数に依存するＤＣレベル、パルス波高の変化の
   影響を除去するためのパルス整形回路（１００）と、 前記パルス整形回路の出力信号を基本信号として前記エ
   ンジン（１）の騒音を模擬した参照信号を形成し、この
   参照信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する
   ためにＡ／Ｄ変換器を有する参照信号形成回路（２０
   ０）と、 前記参照信号を用いて前記誤差信号が最小になるように
   キャンセル音を形成するための補償信号を形成し、前記
   エンジン（１）の回転数に応じて処理量が変化する主処
   理部（３００）と、 前記誤差信号に基づき前記参照信号形成回路（２００）
   の参照信号を補正し、前記残留音の音色を調整する補正
   制御部（４００）と、を備え前記参照信号形成回路（２００）では自ら形成した参照
   信号の周波数分析と、補正制御部（４００）で誤差信号
   の周波数分析とを対応づけて比較し、この結果により参
   照信号形成回路（２００）に入力する基本信号を分周す
   る分周比、分周された信号の振幅を調整する ことを特徴
   とする騒音制御装置。
3. 【請求項３】 請求項１又は２において、前記パルス整
   形回路（１００）のエンジンパルスに基づき、エンジン
   回転数が所定以上なら騒音制御の動作を停止する誤動作
   防止回路（５００）とを備えることを特徴する騒音制御
   装置。
4. 【請求項４】 前記パルス整形回路（１００）ではエン
   ジンパルスを任意の積分定数で積分し、この積分値と入
   力パルスとを比較する請求項１又は２記載の騒音制御装
   置。
5. 【請求項５】 前記主処理部（３００）で用いる最も低
   いサンプリング信号の周波数と合わせて、不要帯域を除
   去する帯域制限フィルタを前記Ａ／Ｄ変換器の前に配置
   し、更に前記主処理部（３００）では前記Ａ／Ｄ変換器
   に用いるサンプリング信号の周波数を分周した分周信号
   をサンプリング信号として用いる請求項１又は２記載の
   騒音制御装置。
6. 【請求項６】 前記主処理部（３００）では必要な周波
   数帯域のみ通過した参照信号に関し、少なくともエンジ
   ン回転数、回転数変化量の計測手段、トランスミッショ
   ンのポジション、アクセル開度、開度の変化量の計測手
   段により、エンジン回転数が低い時には処理量を増や
   し、エンジン回転数が高い時には処理量を減らすように
   前記分周されたサンプリング周波数の分周比を制御する
   請求項１又は２記載の騒音制御装置。
7. 【請求項７】 前記参照信号形成回路（２００）では前
   記パルス整形回路の出力信号を基本信号として基本信号
   を分周し、振幅を調整して非整数次の成分を有する参照
   信号を形成する請求項１又は２記載の騒音制御装置。
8. 【請求項８】 前記参照信号形成回路（２００）では、
   予め定められた範囲内でかつ予め決定された音色の範囲
   内で自動的に参照信号の音色を調整する請求項１又は２
   記載の騒音制御装置。
9. 【請求項９】 前記誤動作防止回路（５００）では前記
   誤差信号を強制的に零にするか又はサンプリング周波数
   を発生するクロックを停止する請求項３記載の騒音制御
   装置。