JP2890196B2 - 能動的振動制御装置もしくはそれに関連する改良 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 この発明において「振動」という用語は、音響あるい
は雑音にも包含するものであり、特にこの発明は能動的
な雑音の制御に関する。顕著な雑音成分が車両（自動
車）の運転に使用される往復動エンジンの回転周波数に
調和する関係にある場合における、車両の客室内におい
ては、このような閉鎖した区画内における低周波領域の
音響レベルは、これを従来の受動的な方法によって減衰
させることは困難であると共に、不快な「低音」の原因
となる。単一の第二次音源の出力が原始周囲雑音と反対
位相となるように、その二次音源を導入することによっ
て、単純な音場を積極的に減衰させる方法は、「チャー
タード・メカニカル・エンジニア」の1983年１月号の第
41〜47頁にB.チャップリン氏によってその一般的条件が
記載されている。その他の論説としては、Noise Contro
l Enginnering誌の1982年５〜６月号の第100〜110頁にG
lenn E.Warnaka氏による「雑音の積極的減衰法−現在の
技術状況」と題する論文中に開示され、この論文は「In
ternoise83年の進歩」の457〜458頁と461〜464頁および
「Internoise84年の進歩」の483〜488頁にも掲載されて
いる。また特殊な方法および装置は、英国特許明細書第
1,577,322号、第2,149,614号に記載されている。 発明の概要 この発明によれば、一次音源すなわち一次振動源から
発生する振動を減衰させる積極的振動制御装置であっ
て、その特徴とするところは、一次音源の選ばれた高調
波を含む少なくとも１つの基準信号が複数個の二次音源
すなわち二次振動源を駆動する手段に供給されて、前記
一次と二次の振動源によって形成される振動音場を感知
する作用を有するセンサ手段によって検出される振動エ
ネルギーが減少されるようにすることにある。 この明細書中では、「高調波」という場合には「準高
調波」をも含むものとする。 発明による制御装置は、二次振動源からセンサへの振
動の伝達に伴う遅延に対応する時間スケールのコスト要
素を十分に低減するために、二次振動源からの出力を調
整する１つのアルゴリズムに関して動作するのが好まし
い。 特にこの発明は、車両の密閉空間全域にわたる音響の
制御、あるいはその空間内の１つまたは多数の「静かな
ゾーン」における音響の制御を可能とし、かつ例えばエ
ンジンの負荷または速度などの変化に伴って生ずる音響
の励起状態の変化に対して急速に対応し得るところの能
動的雑音低減装置に関する。 二次振動源によって発生する音響がエンジンによって
生起される音響と同一の周波数となるようにさせるため
に、エンジンのクランク軸の回転速度に関連する信号、
例えばエンジンの点火装置によって発生する信号を、ク
ランク軸の回転周波数の高調波（または準高調波）に存
在する多くの正弦波を含む基準信号を発生するために使
用される。これらの高調波および準高調波はエンジンオ
ーダ周波数として知られている。これらの正弦波を得る
には種々の方法があり、以下その概要を説明する。すべ
ての高調波を制御しようとするのではなく、この発明に
おいては、エンジンオーダ周波数の或る１組の周波数を
選定して基準周波数として発生する。例えば、燃焼周波
数（４気筒車両内の第２エンジンオーダ）およびその第
２次高調波（第４エンジンオーダ）が、車両内の音響ス
ペクトルが主としてこれらの成分によって支配されるな
らば、使用される。 または前記の他に、エンジンオーダ周波数のすべてを
帯域フィルタに入力し、このフィルタによって、特定の
周波数、即ち、車両内において「不快な低音」を発生す
るような特定の共振を助長する若干の周波数のみを分離
させる。帯域フィルタに入力させる周波数の個数を少な
くすることの利点は、少数の係数を有する適応形フィル
タを使用すればよいことである。これによって効率的な
実行が可能となり、適応時間も速くなる。適応時間が速
くなることは、自動車の用途において特に重要であり、
例えば、本発明の能動的制御装置は、極めて短い時間ス
ケールで発生するエンジン回転速度の変化に追随するも
のである。 さらにこの基準信号を、車両の車輪のハブまたは懸架
装置に設置したトランスデューサから取出すこともでき
る。この方法による基準信号は、車輪の回転はまたは走
行雑音の高調波を含んでいる。トランスデューサが車両
の外部にあるので、風圧雑音を表わす基準信号が得られ
る。このような音源から得られる信号は音域が広く、こ
の場合は、基準信号を適応フィルタに直接に入力させる
ことができ、以下これを詳説する。また、基準信号が周
期性（判別し易い）である場合は、個々の高調波に対し
て個別に制御することが可能となり、これについても後
述する。 空閉空間が自動車の内部であれば、二次振動源は、カ
ー・オーディオ装置の低周波音域再生用のラウンドスピ
ーカーである。 内燃機関から発生する信号によって幾つかの基準信号
を生成させるための、本発明による方法の実例につき以
下説明する。 1.フィルタによる高調波の選択 内燃機関によって動力を与えられる車両内の音響に含
まれるすべての高調波成分を含む一次振動源から、１つ
の信号が取出される。この信号を濾波して、最も重要
な、即ち最も優位の高調波のみを取出す。この濾波方法
は、フィルタの中心周波数を１つの外部信号によって制
御し得るようなフィルタによって濾波を行う方法であ
り、その方式としては、、臨界濾波信号数がエンジンの
クランク軸の回転数に対して一定の比率を有するように
する方式である。例えば、これは、切換え周波数がクラ
ンク軸の回転周波数の値に固定された電荷結合素子（CC
D）を使用することによって達成できるが、後述のとお
り、マイクロコンピュータにより１つのプログラムを実
行することによっても可能である。 2.中心周波数が固定されたフィルタにより、或る１つの
帯域内の高調波を選択する方法 一次振動源からの１つの信号が多くの高調波を含み、
２つの信号を帯域フィルタによって濾波する方法で、こ
のフィルタは、車室内の「好ましくない低音」の周波数
の値に固定された中心周波数を有するようにしてあり、
かつこのフィルタは、基準信号が、特にそのような低音
を励起するような１つのまたは２つ以上の高調波のみを
含むような特性を有するものとする。この方法を発展さ
せることにより、帯域フィルタが、車両から生じる多く
の低音周波数における多数の共振を含むようにすること
ができる。さらには、フィルタが、一次的励起に応答す
る車両内部に音響的特性を再現するような周波数特性を
有するようにすることができる。このフィルタに入力さ
せる信号は、主要な高調波のすべてを含んでエンジンか
ら発生する信号であり、これを一連のパルスの形で入力
させることができる。 3.エンジンのクランク軸の回転周波数の値に固定された
特定の高調波の生成 この方法は、位相固定ループ（PLL）を使用してエン
ジンからの形波に対して整数関係にある多くの正弦波を
発生させ、然るのち、この正弦波の周波数を相互に加算
して基準信号を形成させるものである。或いは、エンジ
ンから抽出した信号により、複数個の可同調発振器を制
御し、その各々が選択された高調波における正弦波を発
生するようにしてもよい。このように一連の可同調発振
器を使用した一つの構成においては、エンジン回転数に
おける方形波信号の同期をカウンタで測定し、マイクロ
プロッサを通して、このプロセッサが下記の各微分方程
式を使用して複数個のディジタルオシレータを実行させ
るものである。 x_I（ｎ）＝δ（ｎ）＋2cos（Ｉω_Ｏ）x_I（ｎ−１）−x_I（ｎ−２） ここで各記号は、ω_Ｏ＝２πf_C/Nf_S、Ｉは発生すべき高
調波の次数、f_Cはカウンタの周波数で、カウンタは１周
期の間にＮ個のパルスをカウントし、f_Sは、微分方程式
に使用されるサンプル速度を表わす。δ（ｎ）は、上記
の微分方程式で形成されるオシレータを開始させるため
の単位サンプル順序である。例えば第２次と第４次の高
調波を発生することができる。 例えば、分周回路を使用して、カウンタ周波数（f_C）
からサンプル周波数（f_S）を抽出すれば好適であり、そ
うすればf_Sとf_Cとの比f_S/f_Cは厳密に１つの整数比とな
る。 また、一つの三角関数に近似させた級数の形式から成
る次記の微分方程式を使用して、ディジタルオシレータ
を実行させることができる。例えば、 変数ｙはオシレータの蓄積位相で、次式によって与えら
れる。 前式中でω_ｉ（ｎ）＝Ｉω_Ｏであり、ω_Ｏは、各々の新
しいサンプル（ｎ）に対し、上記のとおり、基準信号の
周期の測定値から演算される。上式における級数近似法
は、−π/2＜ｙ（ｎ）＜π/2の範囲におけるｙ（ｎ）の
各数値に対して使用することができる。この範囲外のｙ
（ｎ）に対しては、ｙ（ｎ）＞πとなるまでは余弦波形
の対称性を利用する。ｙ（ｎ）≧πの値に対しては、２
の補数の表示の自然オーバフロー特性を利用して、ｙ
（ｎ）をｙ（ｎ）≧−πまで拡大し、上記で説明した級
数展開と対称性を再び活用する。かくして、ｙ（ｎ）の
ディジタル表示が、−π＜ｙ（ｎ）＜πの範囲内で行わ
れ、x_I（ｎ）は±１の範囲内にある。 ディジタル発振器の各々を形成させる各微分方程式内
で使用される各係数の算定および微分方程式それ自体
は、マイクロプロセッサで実行され、または前記基準信
号からの二次振動源を駆動するために使用される出力を
発生する制御装置を実行させるプログラムの一部の形成
も行うことができる。 この制御装置は、エンジン速度と負荷との変化に急速
に追随できるような適応性を与えられている。二次振動
源の出力は、予測できる若干のコスト機能を低減するの
に適応するように制御される。このコスト機能の代表的
なものは、閉鎖空間内にある複数個のマイクロホンから
の自乗平均出力の総和である。制御装置はディジタル適
応FIRフィルタを使用することができ、「エレクトロニ
クス・レターズ」の1985年第979〜981頁に掲載のS.エリ
オット及びP.ネルソン氏によるベーシック形更新アルゴ
リズムが使用される。但しこのペーシックアルゴリズム
に幾つかの付加要素を加えて、この発明の特殊な実例に
おいて急速かつ効率的に使用できるようにする必要はあ
る。このアルゴリズムを、以下「確率勾配アルゴリズ
ム」と呼称することにし、以下これによる必要な諸種の
変形を示して説明する。サンプル番号ｎにある第ｍ番目
の二次振動源を駆動する適応形フィルタの第ｉ番目の係
数w_mi（ｎ）とすれば、これらの係数の各々は次の式に
より各サンプル毎に調節が行われる。 なお、αは収束係数、e_l（ｎ）は第ｌ番目のセンサか
らサンプル化出力で、さらにr_m（ｎ）は順番をあらわ
し、これは関数ｘ（ｎ）に関して前記説明した基準信号
を、第ｍ次の二次振動源の励起に対する第ｌセンサの応
答をモデル化するようなディジタルフィルタにより、濾
波することによって形成される順番である。これらのデ
ィジタルフィルタは、v_lm（ｎ）の各周波数を発生する
が、前記「エレクトロニクス・レターズ」の論文中記載
の実行のうちの２つの係数のみを有する。それは、単一
の一定の周波数のみについての制御が意図されていたか
らである。或る条件下にてディジタルフィルタが、応答
特性内の総合的な遅延を模写し、他の１つの適応形フィ
ルタの安定性を保持させればそれでよいことが判明して
いる。なお、さらに通常のこととしては、ディジタルフ
ィルタを遅延およびその他の反射特性と関連付けること
である。このためには、係数αが初期有段階において適
応形に調整されるようになっているディジタルFIRまた
はIIR形のフィルタを使用すれば可能であり、所要の応
答特性に正確に整合させることができる。この初期の適
応過程は、この能動制御装置の動作中継続することがで
きる。その方法は、相互にかつ一次励起を適切に関連し
ていない二次振動源に、教示信号を供給することであ
る。これは、閉室内の音響特性の変化に追随できること
が必要である。これとは別に、乗客が座席に坐る動作と
か、閉じた窓を開く動作の如き明確な要因による変化が
あるときは、これが機械的変換手段で検出され、この情
報により各フィルタ間の切換えを行うので、各種の条件
下における客室の応答特性を模写することができる。 この実例における適応形アルゴリズムの使用に関する
他の重要な見地としては、基準信号中の好ましくない低
レベルの高調波または副次高調波の成分がある。前記に
よる基準信号を発生する方法が、単にＩ周波数のみを発
生するように設定されていると仮定する。かかる装置で
はＩの所望の高調波のみが存在する筈であるが、実際に
は、それ以外の低いレベルの高調波または副次高調波周
波数が多く存在し、それは例えばフィルタのカットオフ
速さが有限であることに起因する。これらな成分は一次
振動源からも発生するので、車室内にも、従ってマイク
ロホン等のセンサ類の出力にも存在する。そこで、適応
形アルゴリズムは、低レベルの不容高調波的基準信号を
極度に増幅することによって、これらの不要分を除去し
ようとするものである。これによって適応形フィルタ内
に数値的なオーバフローを誘起する可能性があるが、こ
れは次のようにして防止することができる。 （１）適応形フィルタ内に2,Iの係数のみの使用する。 （２）基準信号にランダムの雑音を意識的に注入する。 （３）アルゴリズムに「洩れ」の要素を挿入し、前記算
式中で、数値を更新する前に、以前の係数のW_mi（Ｎ）
に、１に近い値であるが、１に等しくない値を乗じる。 （４）更新方程式に外挿項を付加して、「誤り」のみな
らず「努力」をも含んだコスト関数を最小ならしめる方
法で、サザンプトン大学の音響振動研究所発行のISVR技
法No.136,1985中に記載された方法である。 その他の各種の適応形アルゴリズムが、二次振動源を
駆動する制御装置（コントローラ）中のディジタルフィ
ルタの係数を調整するために使用される。これらのアル
ゴリズムは、マトリクス形式で最も良く記述される。 標本化された基準信号ｘ（ｎ）は、一次振動源の出力
と相関性を有するが、二次振動源の出力には影響されな
い形で使用されるものと仮定する。第ｍ次の二次振動源
の出力y_m（ｎ）は、この基準信号を、第ｉ次の係数が第
ｎ次のサンプルにおいてw_mi（ｎ）であるディジタルフ
ィルタを通過させて得られ、従って、次式が成立する。 誤差センサの第ｌ番の標本化出力e_l（ｎ）は、一次振
動源からの寄与成分d_l（ｎ）と、二次振動源の各々との
総計に等しい。第ｍ番の二次振動源と、 ｌ′番の誤差センサとの間のパスの特性は、第Ｊ′次
FIRフィルタによって係数c_lmijを含んで模式化される。 従って 誤差平面に対するマトリクス表現を求めるには、制御
装置内のフィルタ係数が時間的に不変、即ち制御装置が
制御されるべきシステムの応答のタイムスケールに比較
して極めて緩慢にしか適応しないと仮定せねばならな
い。しかしてw_mi（ｎ−ｊ）＝w_miであり、次式が成立
つ。 とし、この式中、ｌとｍの各々に対する整数r_m（ｎ）を
フィルタされた基準信号と呼ぶことにすると、 または、e_l（ｎ）＝d_l（ｎ）＋ｒ _l ^T（ｎ）ｗ が求められ、上式中 ｒ _l ^T（ｎ）＝［r_l1（ｎ） r_l1（ｎ−１）…r_l1（ｎ
−Ｉ＋１） r_l2（ｎ）…r_l1（ｎ−Ｉ＋１） r_l3（ｎ）… r_lM（ｎ）…r_lM（ｎ−Ｉ＋１）］ ｗ ^Ｔ＝［w₁₀ w₁₁ w_11-1 w_2O w_2I-1 w₃₀… w_MO w_MI-1］ である。 そこで、ｅ ^Ｔ（ｎ）＝［e₁（ｎ） e₂（ｎ）…e
_L（ｎ）］ ｄ ^Ｔ（ｎ）＝［d₁（ｎ） d₂（ｎ）…d
_L（ｎ）］ とすれば次式を得る。 ｅ（ｎ）＝ｄ（ｎ）＋Ｒ（ｎ）ｗ 但し Ｒ ^Ｔ（ｎ）＝［ｒ _１（ｎ） ｒ _２（ｎ）…ｒ
_Ｌ（ｎ）］ とする。ここで、Ｅを期待演算子としてコスト関数を で表わせば、 Ｊ＝Ｅ（ｄ ^Ｔ（ｎ）ｄ（ｎ））＋ｚｗ ^TE （Ｒ ^Ｔ（ｎ）ｄ（ｎ））＋ｗ ^TE（Ｒ ^Ｔ（ｎ）Ｒ
（ｎ））Ｗ マトリクスの２次形式の標準論理を適用して、Ｊの極
小値J_minを求めるために、 ｗ _opt＝−Ａ ^-1 ｂ＝−Ｅ（Ｒ ^Ｔ（ｎ）Ｒ（ｎ））^-1E （Ｒ ^Ｔ（ｎ）ｄ（ｎ）） を求めると、 J_min＝Ｃ−ｂ ^Ｔ Ａ ^-1 ｂ ＝Ｅ（ｄ ^Ｔ（ｎ）ｄ（ｎ））−Ｅ（ｄ ^Ｔ（ｎ）Ｒ（ｎ）） Ｅ（Ｒ ^Ｔ（ｎ）Ｒ（ｎ））^-1E（Ｒ ^Ｔ（ｎ）ｄ（ｎ）） となる。勾配の実数は次式で表わされる 時間変域最深下降アルゴリズムは、次のように表記さ
れる。 ｗ（ｎ＋１）＝ｗ（ｎ）−２μＥ（Ｒ ^Ｔ（ｎ）ｅ
（ｎ） 実際の実施段階では、真の期待値は、MAまたはARの平
均値法によって近似させる。或いは、勾配の瞬時値を各
標本について各フィルタ係数を更新するために使用さ
れ、時間変域「確率勾配」アルゴリズムとして、 ｗ（ｎ＋１）＝ｗ（ｎ）−２μＲ ^Ｔ（ｎ）ｅ（ｎ） この式は前記アルゴリズムのマトリクス表示である。こ
の形式から明らかに、緩慢適応の制限内においてのこの
アルゴリズムの安定性と収束性は、マトリクスＥ（Ｒ ^Ｔ
（ｎ）Ｒ（ｎ））の固有値広がりによって支配される。
このマトリクスは、単に、制御せらるべきシステムの特
性と、システム内での振動源とセンサの設定の仕方と、
基準信号ｘ（ｎ）のスペクトル特性とによってのみ左右
される。振動源とセンサとの位置が良くないと、このマ
トリクスが不良な状態となり、大きな固有値広がりを持
つようになってしまう。かかるアルゴリズムの収束特性
に極めて遅い「モード」を生ぜしめることになる。 この問題はニュートン法アルゴリズムを適用すること
によって排除され、その厳密な表式を示せば、 ｗ（ｎ＋１）＝ｗ（ｎ）−２μＥ （［Ｒ ^Ｔ（ｎ）Ｒ（ｎ）］）^-1E（Ｒ ^Ｔ）（ｎ）ｅ（ｎ）） さらに、種々の方式の平均化が、期待演算子に対する
実用的な近似値を与えるために使用される。しかしなが
ら、時間に独立なマトリクスＥ（Ｒ ^Ｔ（ｎ）Ｒ（ｎ））
は、制御せられるシステムの応答性と、基準信号とにの
み依存し、これらは何れも既知であり定常性である。こ
れは種々の確率ニュートン法（“SNM"）アルゴリズムを
暗示することになる。これらの最も明瞭なものは、基準
信号Ｑ（ｎ）の変形または「標準化」セットを次式の形
で使用することである。 Ｅ（〔Ｒ ^Ｔ（ｎ）Ｒ（ｎ）〕）^-1 ＲＴ（ｎ）＝Ｑ ^Ｔ
（Ｎ） これらの基準信号の各々を算定することは、Ｒ（ｎ）
のみを求めるよりも幾分手間がかかる。それは、Ｑ
（ｎ）の何れかの要素も、当然他の何れの要素の時間的
遅延表現であるからである。完全なSNMアルゴリズム
は、再びＥ（Ｒ ^Ｔ（ｎ）ｅ（ｎ））の瞬時表現を使用し
て、次の様になる。 ｗ（ｎ＋１）＝ｗ（ｎ）−２μＱ ^Ｔ（ｎ）ｅ（ｎ） 図面の簡単な説明 第１図は、閉鎖空間に随伴するこの発明の能動的雑音
制御装置のブロック図、 第２図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の各図は、第１図の装
置の一要素の動作を示すグラフ、 第３図は、基準信号発生器の一例を示すブロック図、 第４図は、基準信号発生器の他の一例を示すブロック
図、 第５図は、２つの基準信号が合成される状況を示すブ
ロック図、 第６図は、基準信号の結合状態を示すブロック図、 第７図は、この発明の特殊な実施例における処理を示
すブロック図、 第８図は、この発明の他の実施例に係り、誤差列の同
位相の、および２次形式成文を求めるためのヘテロダイ
ン法および平均化法を図示した構成図、 第９図は、非雑音振動制御に関する、この発明の適用
を示す図、 第10図は、第９図の構造の変形を示す図である。 発明の詳細な説明 第１図において、包囲体10は、この発明による能動的
音響制御装置１と結合された形で図示されている。包囲
体10は、内燃機関動力による車両、即ち一例として自動
車100の客室または運転室の内部に相当する。この実施
例では、装置１は、車両に取付けたステレオ音響装置の
２個の低周波スピーカを有する２つの二次音源11と、マ
イクロホン12を有する３個の音響センサより成る。スピ
ーカ11は、１対の対応形フィルタ14を有する制御回路13
によって駆動される。各適応形フィルタは、基準信号発
生器15によって供給される基準信号４に加わる作用の結
果としてフィルタ14が発生する出力信号により、スピー
カ11の各々を駆動する。基準信号４は、クランク軸の回
転数に伴って同期的な入力信号16から発振器15によっ
て、基準信号４が生成される。 信号発生器15は、追跡フィルタを含ませることができ
る制御装置13によって駆動されるスピーカ11からの出力
の目的は、客室10内で経験される、一次と二次との音源
によって生ずる振動音場を低減させることにある。低減
させようとする雑音の一次音源（エンジン２）は周期的
であるから、発振器15で発生される基準信号４は、この
発明によれば、エンジン２のクランク軸の回転数の高調
波（または準高調波）における１つまたは２つ以上の正
弦波成分を含むように構成される。適応形フィルタ14
は、センサマイクロホン12からの出力信号５によって自
動的に調節され、対応する調整は、スピーカ11の出力に
対して同時に行われ、スピーカ11からマイクロホン12へ
の音響振動の伝播に伴なう遅延と、時間的に匹敵するコ
スト関数を十分に低減させようとするものである。 どの高調波を選択すべきかの決定が前以て行われる。
この決定は車両毎に異ってくるものである。 制御装置１は記憶装置が使用していない。その代り、
複数個の閉ループが利用され、その各ループはマイクロ
ホン12と、制御装置13とスピーカ11とを含み、それによ
ってマイク12からの信号は、スピーカ11を制御するフィ
ルタ14を適応させるのに使用される。このスピーカ11
は、車室10内の音響的特性の結果として、マイクの出力
に影響を及ぼす。 閉ループの各々は、前記のとおり、スピーカ11の出力
を調節する一種のアルゴリズムの一部によって説明され
る。このアルゴリムは次式で表わされる。 ｗ（ｎ＋１）＝ｗ（ｎ）−２μＲ ^Ｔ（ｎ）ｅ（ｎ） スピーカ11とマイクロホン12とは車室10内において相
互に間隔をとって配置されている。この配置は車両毎に
異なるので、車室10内にわたって十分な音響低減がなさ
れるように調節される。 さらに、注目すべき点は、音響制御装置が、二次音源
11の数によって増加されるセンサ12の数と同数の閉ルー
プを使用することにある。 第２音源11がセンサ12の各センサに対してどのように
作用するかは、この発明中で言及されたアルゴリズム中
に反映される。 さらに、装置１は、二次センサ11よりも多くのセンサ
12を有することにより、一次音源振動を制御して低減さ
せることができる。この点が、センサと同じ数の二次音
源を使用した周知の装置と対比されるものである。従来
装置では、ほぼ完全な相殺がセンサの位置で達成される
が、これらの位置から離れた位置では振動レベルが増大
する。 基準信号４は入力信号16の高調波を含み、この入力信
号はエンジンのクランク軸の回転数と同じ周期となって
いるので、基準信号４はエンジンオーダ周波数を含むも
のである。信号発生器15は、エンジンの負荷、回転数
等、エンジンの状態に変化があったとしても、スピーカ
11から生ずる音がエンジン２によって車室内に生ずる音
の周波数と同じになるようなエンジンオーダ周波数を、
信号発生器15が選択するように構成されている。基準信
号中にあるエンジンオーダ周波数は、適応形フィルタ14
が比較的少数の係数を有して急速に適応できるように、
その周波数の個数の適切に制限するようになっている。 サンプルからサンプルへの原則を基き、すべての係数
が、制御装置によって一定期間毎に更新される。よっ
て、次の調整を行う前に最終応答を待つ必要がない。サ
ンプル時間は、二次音源２の基本周波数は何分の一とい
う数値である。 入力信号16は、例えばエンジンの他の可動部または点
火回路部分から得られる。 第２図は、基準信号発生器15が追跡フィルタの形であ
る場合の、発生器15の特性を図示するものである。即
ち、フィルタ出力周波数が主要入力周波数に対して一定
の比を有するように中心周が制御されるフィルタであっ
て、第２図（ａ）の如く周波数f_OはN_x（エンジンクラン
ク軸回転数）で、基準信号４（第１図）は、エンジン回
転数の第1N高調波のみを含むものである。ここにＮは整
数とする。フィルタ入力信号が第２図（ｂ）で表示され
る電圧パルス列とすれば、信号が第２図（ｂ）で表示さ
れる電圧パルス列とすれば、（ここで8Tはエンジン回転
数の周期時間とする）エンジン回転数のはじめの８高調
波は基準信号４内に存在する。この基準信号４は、フー
リエ分析によれば第２（ｃ）図のように表示され、ここ
でＡは振幅である。第２（ａ）図によれば、はじめの６
つの高調波だけが利用できる。 信号発生器を含む追跡フィルタは、切換え周波数がク
ランク軸の回転数に固定された電荷結合素子（CCD）の
形にすることができる。 他の方式の基準信号発生器は複数個の追跡帯域フィル
タを使用したもので、第３図に示すように、入力信号16
は、例えばエンジン駆動軸回転数の128倍の方形波で、
これを先ず32で割り次に２で割る。32で割ることは、分
周器６で割ってクランク軸回転数の４倍の方形波７が得
られ、帯域フィルタ17に入力される。フィルタ17は中心
周波数f₄を有し、それに入力される方形波信号の基準周
波数を追跡するようになっている。次に２で割ることは
分周器８で行われ、エンジン駆動軸回転数の２倍の方形
波信号９を発生する。信号９は帯域フィルタ18に入力さ
れ、その中心周波数はf₂で、受取った方形波信号９の基
本周波数を追路する。帯域フィルタ17と18は、それぞれ
中心周波数f₂、f₄において正弦波信号7a,7bを発生し、
加算器19で線形に加算され、所要の基準信号４を発生す
る。 さらに他の分周器と追跡フィルタを第３図の回路に追
加して、基準信号４が一組のエンジン位数周波数を含む
ようにすることもできる。 その他の形式の基準信号発生回路は、一定周波数濾波
回路を有して、クランク軸回転速度または点火速度の高
調波を多く含む出力信号から高調波または準高調波、ま
たはその両者を選択させ方式も可能である。この濾波回
路は、エンジン２またはその他の一次振動音源によって
車室10（第１図）内に生起させる顕著な１つの共振の周
波数に固定された中心周波数を有する帯域フィルタを有
するものとする。例えば、自動車の車室がエンジンの音
に応答して表わす音響特性を模倣する特性を有するよう
に設計された１つの帯域フィルタ使用すればよい。 更に、他の方式は、基準信号発生回路に複数個の位相
固定ループ（PLL）を含ましめ、これによって、エンジ
ン２またはその他の第一次振動源からの方形波入力信号
に対して整数関係を有する各周波数を持った複数個の正
弦波信号を発生させるものである。この正弦波信号を、
次に互いに加算して必要な基準信号を形成する。かくし
て、特定の高調波か、またはクランク軸の回転数などの
第一次音源の基本振動に固定された高調波から成る基準
信号４が発生される。 このような基準信号用の信号発生回路は第４図のとお
りで、第一次音源基本振動の方形波20によって、複数個
の可同調ディジタルオシレータ25、26を制御し、各オシ
レータは、加算器19に加算されるべき選択された高調波
または準高調波周波数を発生し、この加算器19から正弦
波の単純な加算によって、基準信号４が発生されるので
ある。 第４図の信号発生器27内で、エンジンクランク軸回転
数に相当する方形波信号20が双安定回路21に入力され、
回転速度信号を２で割って、パルス列信号20aが生成さ
れる。この信号内では各パルスのパルス長は、方形波信
号20の周期時間と等しくされている。次にこの周期がカ
ウント22が計数され、このカウンタは、双安定回路21か
らの正の各パルスの継続時間中はエネイブルにされて、
クロックパルス発生器23からのクロックパルスをカウン
トする。このクロックパルスは、一定の適度のパルス速
さで発生される。 カウンタ22のカウント数は、三角関数発生回路24によ
り、双安定回路21からの正のパルス毎にその終端におい
て読取られる。発生回路24は、回路21からの正のパルス
を受ける毎に、その立下りによってトリガされ、式ω_０
＝２πf_C/Nf_Sによって与えられるcoj（2₀）とcos（4₀）
でそれぞれ表される２つのディジタル出力を発生する。
この式ではＮは、カウンタ22が回路21からの正の１パル
スの継続中にカウントされたクロックパルスの数で、f_S
は、関数発生器24からのディジタル出力cos（２ω_０）
とcos（４ω_０）の各々を受理する２つのディジタルオ
シレータ25、26内で使用される単位時間当りの標本数で
ある。オシレータ25、26からのディジタル正弦波出力
は、基準信号を１つのディジタル信号として出力するデ
ィジタル加算器19¹の出力と重畳される。三角関数発生
器24、オシレータ25、26と加算器19¹は、すべてマイク
ロプロセッサにより適切なプログラムに従って作動され
る。このプロセッサを使用すれば、基準信号４は次の式
の形で出力することができる。 x_I（ｎ）＝δ（ｎ）＋2cos（Ｉω_０）x_I （ｎ−１）−x_I（ｎ−２） ここでＩは、発生される高調波または準高調波の次
数、δ（ｎ）は、オシレータのシミュレーションを開始
する単位サンプル列、ｎは、サンプル番号をあらわす。 第５図は、車両の客室内のエンジン雑音レベルを低減
するための、能動的音響制御装置30の回路ブロック図で
ある。車両には、点火回路が設けられ、この回路には低
張力のコイル31が含まれ、このコイルから、エンジンの
点火速度に応じた電圧信号32が得られ、波形整形回路33
に送られて、この回路33は電圧信号32に応答して点火速
度に応じたパルス列を発生する。この実施例では、点火
速度はクランク軸回転速度f₀の２倍と仮定する。かく
て、波形回路33は、クランク軸速度の単一高調波（2
f₀）に相当する基本周波数より成る１つの信号を発生す
る。 基準信号発生回路は、ブリュエル・アンド・キエール
の型式名1623番の追跡フィルタの方式で与えられる。こ
の追跡フィルタ34は、波形整形回路33の出力を入力信号
ならびにトリガ信号として受理し、選択された高調波2f
₀の正弦波出力信号を発生する。この信号は、アナログ
／ディジタル変換器35によって標本化され、ディジタル
化標本値の基準列ｘ（ｎ）を発生し、これがデータとし
てマイクロプロセッサより成る処理回路と記憶装置とを
兼ねる回路36に入力される。 自動車の客室10（第５図には図示せず）内にはスピー
カ37₁、37₂が、通常はカーステレオ再生用として設置さ
れている。スピーカ37₁、37₂は各々の低域フィルタ39と
出力増幅器40を通じてマルチプレクサ38によって駆動さ
れる。フィルタ39のカットオフ周波数は460Hzで、偽信
号を発生を防止するようになっている。マルチプレクサ
38は、各出力毎にサンプル・ホールド回路を有し、処理
回路兼記憶装置36により、制御ライン55によって制御さ
れ、ディジタル・アナログ変換器41から単一入力信号57
を受理する。 スピーカ37₁と37₂は客室内にあって、音声信号を発生
し、エンジンから客室へ機械的に直接伝播する音波を打
消すようになっている。ディジタル・アナログ変換器
（以下、D/A変換器とする）41は、プロセッサと記憶装
置36から、ディジタル化した標本値y₁（ｎ）とy₂（ｎ）
が交互に挿入された列より成るデータ58を供給する。デ
ータ58はD/A変換器41によってアナログ標本値に変換さ
れ、またマルチプレクサ38によって各々の列に分離さ
れ、低域フィルタ39に入力される。その結果、スピーカ
37₁は列y₁（ｎ）によって、また他のスピーカ37₂は列y₂
（ｎ）によって駆動され、即ちこの実施例では、ｍは１
または２である。 スピーカ37₁と37₂からの音響出力が、正しい位相と振
幅を有してエンジン雑音を除去するために、誤差信号は
客室から抽出され、マイクロ処理回路兼記憶装置36によ
って使用される。音響的誤差が存在する場合は、操縦者
ヘッドレストと乗客のヘッドレストの両側にあるマイク
ロホン42₁、42₂、42₃、42₄によって感知される。この実
施例の場合は、前後に各々２座席だけの構造とする。マ
イクロホン42₁、……からの電気的出力は、それぞれ増
幅器43によって、増幅され、低域フィルタ44を通過して
四入力マルチプレクサ45に入力され、単一のアナログ出
力となってA/D変換器46に入力される。フィルタ44は偽
信号を防止するために設けられ、カットオフ周波数は46
0Hzになっている。 マルチプレクサ45は、制御ライン56を通じて処理回路
36によって制御される。 マルチプレクサ45とA/D変換器は、４個の濾波された
マイクロホン出力を変換して、４個の相互挿入された誤
差信号のディジタル化標本値e₁（ｎ）、e₂（ｎ）、e
₃（ｎ）、e₄（ｎ）の数列にして出力する。この標本値
はそれぞれマイクロホン42₁、42₂、42₃,42₄の出力を濾
波したものに対応する。第５図で、各数列はe_l（ｎ）で
表示され、ｌは１、２、３、４何れかの値である。 処理回路36は、変換器35、41、46が標本を変換する速
さおよびユニット36によって実行される処理のフレーム
継続時間を決める標本速度オシレータ47から、1.2KHzの
方形波信号60を受ける。そして処理回路36は、833ミリ
秒内にフレームの処理を終了する。処理回路36には10MH
zの水晶クロックオシレータ61が含まれる。 処理回路36は、各々が２つの係数を有する適応形フィ
ルタをシミュレートし、次式によって、スピーカに対す
る駆動信号数列y_m（ｎ）と基準信号ｘ（ｎ）との関係が
表わされる。 y_m＝W_m0x（ｎ）＋W_m1x（ｎ−１） なお、W_m0、W_m1は第２のフィルタ係数である。従ってス
ピーカ37₁と37₂については y₁（ｎ）＝W₁₀x（ｎ）＋W₁₁x（ｎ−１） y₂（ｎ）＝W₂₀x（ｎ）＋W₂₁x（ｎ−１） となる。係数W_m0、W_m1は、次式の関数を利用してユニッ
ト36によって演算される。 ここでαは一定の収束係数、r_lm（ｎ−ｉ）フィルタさ
れた基準信号の値で、ｉ＝０または１とする。 フィルタされた基準信号r_lm（ｎ−ｉ）は、基準信号
ｘ（ｎ）を、スピーカのｍ番目とマイクのｌ番目の間の
音響的結合の結果を模式化する１つのフィルタで濾波さ
れることによって形成される１つの系列となる。処理回
路36は、この濾波をディジタルFIR（有限パルス応答特
性）濾波としてシミュレートする。ディジタルFIR用濾
波法は、白色ノイズ発生器48に通電される初期化プログ
ラムの間に、適応型によって調整される。 初期化プログラム中では、白色ノイズ信号が信号発生
器48によって発生され、低域フィルタ49によって濾波さ
れて偽信号を防止し、フィルタ49のカットオフ周波数は
460Hzである。この白色ノイズは、標本化されA/D変換器
50によって変換される。変換器50のディジタル出力は、
プロセッサと記憶ユニットを経て、スピーカ37₁、37₂を
駆動し、マイク42₁、42₂、42₃、42₄から処理回路36に入
力されるディジタル入力は、第１のフィルタ係数C_lmjの
値を決定するために使用され、ｊ＝0,……,34である。
処理回路36は、第ｊ番目の標本におけるスピーカのｍ番
とマイクロホンのｌ番の間のパルス特性を模式化する。
この模式化は、Prentice Hallによって1985年に発行さ
れたB.WidrowとS.D.Steransの「適応形信号処理法」中
に記載されている。 次に、フィルタされた基準信号は、次式で与えられ
る。 処理回路36の作用により、まず誤差標本e_l（ｎ）と濾波
した基準信号r_lm（ｎ）が得られる。次いで各駆動信号y
_m（ｎ）に対する第２のフィルタ係数w_miは、誤差信号e_l
（ｎ）とr_lm（ｎ−ｉ）との積の総和に比例した数値だ
け更新される。 第２の係数の新しいセットw_mi（ｎ＋１）は、格納され
て次の基準信号ｘ（ｎ＋１）の標本をフィルタするのに
使用される。 処理回路36は、一時保持と演算用のRAMと、プログラ
ム格納用EPROMを有する。計算された係数W_miとC_lmjと基
準信号とはRAMに保持される。集束係数αは、１組の手
動スイッチ（図示せず）によって入力される。 できれば、処理回路36は、テキサスインストロメンツ
社のTMS32010マイクロプロセッサがよい。点火用回路か
らの入力信号速度はテンションコイルを通じて100から2
00Hzで、波形成形回路33は、入力信号の立上りでトリガ
される単安定回路で、1.2KHzのサンプル速度によるサン
プル周期セットに比較して小さい一定幅のパルスを発生
する。低域フィルタ39、44、49はKemo Limited社のNo.1
431/Lのアクティブフィルタモジュールである。 別に追加のRAMは上記TMS32010マイクロプロセッサで
は必要で、可成りの量の内部RAMを有し、TMS32010ユー
ザズガイド（1983年TI社発行）に記載されているがごと
く作動する。処理回路36と変換器35、41、46、50の間の
データバスは、12ビットバスである。同期と制御に必要
な他のバスとラインとは、簡単のために略した、なお、
係数w_miとC_lmijとはまず「０」にセットする。 SNMアルゴリズムの代りに１つのアルゴリズムは、第
２音響と平行に動作する適応形ディジタルフィルタであ
り、各フィルタは、高調波のサブセットまたは準高調波
より成る。例えば第６図は、２つの平行FIRフィルタ70
を示し、このフィルタは、純音の基準信号71が入力され
る。この際、エンジンオーダ周波数の第２次、第４次の
周波数が入力される。フィルタ群の出力72は、加算器73
を追加して、二次振動源への出力74を形成する。並列フ
ィルタ70の各々は、前述のアルゴリズムで更新すること
ができる。例えば前記確率勾配アルゴリズムは、次のよ
うに変更できる。 ここでw_Imiは、二次振動源のｍ番面を駆動するため
の、エンジンの第１次高調波から供給されるFIRフィル
タのｉ番目の係数である。 このアルゴリズムの利点は、高調波周波数が独立に制
御され、高調波の集束が他の高調波の集束に結合しない
ということである。2I係数のフィルタがフィルタＩの高
調波と同時に使用されても差支えない。この場合、２つ
の計数を有するフィルタは、Ｉ高調波を独立にフィルタ
するために用いられ、その特性はあとで合成される。こ
のアルゴリズムの短所は、フィルタされた基準信号が、
各音源（ｍ）、センサ（ｌ）および高調波（Ｉ）を得
て、r_lmI（ｎ）を得るために必要なことである。 多くの高調波を得るための他の試みは、各誤差信号を
フーリエ変換し、各二次出力を独立に制御する１組の係
数を更新することである。次に第２の各音源について、
各フィルタの出力を相互に結合し、第７図のように、こ
の音源の出力波形が発生される。 周波数域における１つの高調波について、或る順番の
誤差信号の複素数値は次式で与えられる。 ただし、A_lは、アクティブ制御されないときのE_lの値
であり、w_mは第ｍ番二次音源の複素振幅、C_lmは、第ｌ
番センサとｍ番音源との間の複素伝達関数である。 数式表示すれば Ｅ＝Ａ＋CW ここで この場合のコスト関数はＪ＝Ｅ ^Ｈ Ｅと書くことができ、
Ｈは転置ベクトルまたはマトリクスの複素共軛を表示す
る。即ち、 Ｊ＝Ａ ^Ｈ Ａ＋Ｗ ^Ｈ Ｃ ^Ｈ Ａ＋Ａ ^Ｈ Ｃ Ｗ＋Ｗ ^Ｈ Ｃ ^Ｈ Ｗ 従って、 となり、最急峻下降アルゴリズムは Ｗ _k+1＝Ｗ _ｋ−２μＣ ^Ｈ Ｅ と記述され、Ｗ _ＫとＥ _Ｋは、それぞれ第ｋ番目の反復に
おけるフィルタ特性と誤差出力である。 このアルゴリズムは、アクティブ制御の文献には現れ
ないようである。これはおそらく下記のニュートン法ア
ルゴリズムの方が、初期化後にＥ _ｋを予め乗ずるに必要
なマトリクス形成を実行することが困難でないからであ
る。但し或る場合には、マトリクスＣは時間と共に変化
するので、他に「識別」アルゴリズムを、適応制御アル
ゴリズムと並行して使用し、前記の変化に対応させてい
る。この場合は、最急峻下降アルゴリズムの方が下記の
ものよりも、演算上可成り効率的であると見られる。 ニュートン法アルゴリズムの周波数領域表現は、 Ｗ _k+1＝Ｗ _ｋ−２μ（Ｃ ^Ｈ Ｃ）^-1 Ｃ ^Ｈ Ｅ _ｋ このアルゴリズムの特殊な事例は文献にも見られ、誤
差センサの個数は二次音源の数と等しくし（Ｌ＝Ｍ）、
Ｃは正方行列となり、アルゴリズムは次のように簡略化
される。 Ｗ _k+1＝Ｗ _Ｋ−２Ｃ ^-1 Ｅ _ｋ このアルゴリズムはピアース（1985年、デービットW.
テーラー海洋船舶研究開発センター報告No.85/047.中に
掲載の「周期的インタフェースの能動的適応制御用のア
ルゴリズム」）によって既に発表されている。収束係数
μが２分の１に設定されている場合には、ホワイト ア
ンド クーパー（1984年、応用音響学P.99〜109に掲載
の「多変数能動制御用の適応形制御装置」）中に記載の
如く、反復マトリクスアルゴリズムの形に簡略化され
る。なお英国特許明細書第2,122,052A号にも開示されて
いる。 実用上最もすぐれたアルゴリズムは、恐らくは時間の
概念と周波数領域の概念とを適切に統合して得られるア
ルゴリズムと考えられる。例えば、各誤差数列e_l（ｎ）
に対して作用するフーリエ変換演算を一回行うことによ
ってＩω_０におけるe_l（ｎ）の２次形式の周波数成分を
得ることを第８図に示し、この際積分回路80と乗算回路
81が使用される。この回路の緩徐に変化する出力は、前
記定義の周波数変域E_lの実数部と虚数部とを表示する。
従ってこれらの信号は、前記説明の周波数変域アルゴリ
ズムの何れと共に使用してもよく、この周波数成分によ
って駆動され二次音源の各々を駆動する一連の適応形フ
ィルタを更新することができることは、第６図のとおり
である。 第９図は、この発明を無雑音、即ち機械的振動制御に
使用した場合を示す。 この第９図に示した実施例は、第１図の構成の変形で
あり、マイクロホンセンサに代って、加速度計90をスピ
ーカに代って振動装置91を使用したもので、これらを車
室の表面に取付けたものである。 第10図は他の変形例を示し、マイクロホン12と加速時
計90より成るセンサ構成と、スピーカ11と振動器91より
なる音源構成とが使用されている。 第10図のセンサまたは音源構成は、この通りでなくて
もよいが、各々の構成部品は互いに距離をおくようにす
る。

フロントページの続き (72)発明者 ストーサーズ，イアン マックグレガー イギリス国，ハンプシャー イーストレ イ ニュートン ロード 89番地 (56)参考文献 特開 昭59−9699（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−97989（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−133595（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) G10K 11/16

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 １．複数の高周波周波数を有する一次振動源から発生す
   る振動を低減させるための能動的振動制御装置であっ
   て、処理回路36と；この処理回路の出力側に設けられ、
   一定のカットオフ周波数を有する第１の低域フィルタ39
   と；前記一次振動源の周波数から選択された少なくとも
   １つの高調波を表わす少なくとも１種の基準信号を前記
   処理回路36に供給する基準回路31、33、34、35とを備
   え；前記処理回路36は、前記基準信号を使用して少なく
   とも１つの駆動信号を発生し、これらの各駆動信号を、
   前記第１の低域フィルタ39を介して複数個の二次振動源
   37に供給する作用を果たし；前記処理回路36の入力側に
   設けられ、一定のカットオフ周波数を有する第２の低域
   フィルタ44と;1つまたは２つ以上の位置にあって、前記
   第１および二次振動源37および前記第２の低域フィルタ
   44を経由して前記処理回路36へ入力される少なくとも１
   つの出力誤差とによって、前記少なくとも１つの位置に
   形成される振動音場を検出する作用を備えたセンサ手段
   42と；一定の標本化速度信号で標本化するための標本化
   速度発信器を備えることにより、前記基準信号r
   _lm（ｎ）とセンサ手段によって出力される誤差信号e
   _l（ｎ）とを一定の速度で標本化し；前記処理回路36に
   設けられた適応形特性フィルタ14または70は、第１のフ
   ィルタ係数C_lm（ｎ）を使用することにより、二次振動
   源37の少なくとも１個からセンサ42への音響振動の伝播
   に伴って生じる遅延および残響に対応して前記基準信号
   r_lm（ｎ）を調整し、さらに、前記基準信号r_lm（ｎ）
   と、センサ42から検出された誤差信号e_l（ｎ）の少なく
   とも１つに基づいて、第２のフィルタ係数w_miを決定
   し、前記第２のフィルタ係数_miを使用することにより、
   前記駆動信号y_m（ｎ）の各々を逐次更新し、かくして前
   記センサ手段42によって検出された振動音場を減衰させ
   るところの能動的振動制御装置。 ２．適応形特性フィルタ14、70が、第１のフィルタ係数
   を使用することによって１つの濾波基準信号を発生し、
   この基準信号を誤差信号の各々と結合することにより、
   第２のフィルタ係数を決定するところの請求の範囲第１
   項記載の能動的振動制御装置。 ３．センサ手段42が、二次振動源の個数より多い複数個
   のセンサより成るところの請求の範囲第１項または第２
   項記載の能動的振動制御装置。 ４．基準回路31、33、34、35が、一次振動源の少なくと
   も２種の高調波を表わす１つの基準信号を、処理回路36
   に供給するところの請求の範囲第１項または第２項記載
   の能動的振動制御装置。 ５．適応形特性フィルタが、センサ手段42の特性を、二
   次振動源37の少なくとも１つの出力に対して模式化する
   ところの各々35種の第１の係数c_lmjを有する一連のフィ
   ルタより成るところの請求の範囲第１項から第４項まで
   のいずれか１項記載の能動的振動制御装置。 ６．Ｉを基準信号の高調波の数とするとき、適応形特性
   フィルタ14、70が、各々が２種の第２の係数w_miを有す
   るＩ個のフィルタ70より成るところの請求の範囲第１項
   から第５項までの何れか１項記載の能動的振動制御装
   置。 ７．適応形特性フィルタ14、70が、それぞれが１個の高
   調波を代表する複数個の基準信号を付与された複数個の
   フィルタ70より成り、このフィルタ70の出力72が、二次
   振動源への出力74を形成するように連結され、かつ独立
   に調節可能であるところの請求の範囲第１項から第３項
   までの何れか１項記載の能動的振動制御装置。 ８．適応形特性フィルタ14、70が、一連のフィルタ列を
   備えることにより、誤差信号をフーリエ変換し、一連の
   複素第２係数を更新し、および反転フーリエ変換による
   各フィルタの出力を組み合わせて駆動信号を発生すると
   ころの請求の範囲第１項から第４項までの何れか１項記
   載の能動的振動制御装置。 ９．基準回路31、33、34、35が、基準信号フィルタ34を
   包含することにより、基本周波数が一次振動源の主要周
   波数に固定された周期的入力信号を濾波するところの請
   求の範囲第１項から第８項までの何れか１項記載の能動
   的振動制御装置。 １０．基準信号フィルタ34が、追跡フィルタ34であると
   ころの請求の範囲第９項記載の能動的振動制御装置。 １１．基準回路31、33、34、35が、少なくとも１個の可
   同調発振器25、26を包含し、その周波数が、一次振動源
   の基本周波数を表わす信号20によって制御されるところ
   の請求の範囲第１項から第９項までの何れか１項記載の
   能動的振動制御装置。 １２．第１のフィルタ係数が、装置の作動開始段階の期
   間において適応調整されるところの請求の範囲第１項か
   ら第11項までの何れか１項記載の能動的振動制御装置。 １３．適応形特性フィルタ14、70が、複数個の第１の係
   数（C_lmj）を有するフィルタ列より成り、装置の作動期
   間中において周波数広域に亘り、訓練信号を二次振動源
   に供給することにより、適応形に制御され、前記訓練信
   号は、信号相互にもまた一次振動源とも相関しないもの
   であるところの請求の範囲第１項から第12項までの何れ
   か１項記載の能動的振動制御装置。 １４．適応形特性フィルタが、１つのアルゴリズムに従
   って駆動信号を調整することにより、二次振動源37から
   センサ手段42への振動の伝播に付随する遅延に匹敵する
   時間規模で、費用関数を十分に低減するところの請求の
   範囲第１項から第13項までの何れか１項記載の能動的振
   動制御装置。 １５．ｗ（ｎ＋１）を、ｎ＋１番目の標本の第２フィル
   タ係数の値のベクトル、 ｗ（ｎ）を、ｎ番目の標本の第２フィルタ係数の値のベ
   クトル、 μを変換係数、 R^T（ｎ）を、第１の濾波信号係数を使用して基準信号を
   濾波することによって得られた信号マトリクス、 ｅ（ｎ）を、ｎ番目の標本に関する誤差信号に対する複
   数数値とするとき、適応形特性フィルタが、 ｗ（ｎ＋１）＝ｗ（ｎ）−２μR^T（ｎ）×ｅ（ｎ） で表示されるアルゴリズムに従って、駆動信号を調整す
   るところの請求の範囲第14項記載の能動的振動制御装
   置。 １６．ｗ（ｎ＋１）を、ｎ＋１番目の標本の第２フィル
   タ係数の値のベクトル、 ｗ（ｎ）を、ｎ番目の標本の第２フィルタ係数の値のベ
   クトル、 μを変換係数、 Q^T（ｎ）を、濾波された基準信号から変形されたマトリ
   クス、 ｅ（ｎ）を、ｎ番目の標本に関する誤差信号に対する複
   素数値、 R^T（ｎ）は、第１の信号フィルタ係数を適用して前記基
   準信号を濾波することによって求められた信号のマトリ
   クスで、添字Ｔは転置マトリクスを表わし、かつＥを期
   待演算子とするとき、適応形特性フィルタが、 ｗ（ｎ＋１）＝ｗ（ｎ）−２μQ^T（ｎ）×ｅ（ｎ） および Q^T（ｎ）＝Ｅ（［R^T（ｎ）Ｒ（ｎ）］）^-1R^T（ｎ） で表わされるアルゴリズムに従って、駆動信号を調整す
   るところの請求の範囲第14項記載の能動的振動制御装
   置。 １７．w_k+1を、ｋ＋１番目の代入値のフィルタ特性の複
   素数値ベクトル、 w_kを、ｋ番目の代入値フィルタ特性の複素数値ベクト
   ル、 μを変換係数、 E_kを、ｋ番目の代入値の誤差信号のフーリエ変換の複素
   数値ベクトル、 Ｃを、変換係数のマトリクス、 Ｈを、転置されたベクトルまたはマトリクスの共役複素
   数値とするとき、 適応形特性フィルタ14、70が、 w_k+1＝w_k−２μC^HE_k で表示されるアルゴリズムに従って、単一の高調波にお
   ける駆動信号を調整するところの請求の範囲第14項記載
   の能動的振動制御装置。 １８．w_k+1を、ｋ＋１番目の代入値のフィルタ特性の複
   素数値ベクトル、 w_kを、ｋ番目の代入値フィルタ特性の複素数値ベクト
   ル、 μを変換係数、 Ｃを、変換係数のマトリクス、 E_kを、ｋ番目の代入値の誤差信号のフーリエ変換の複素
   数値ベクトル、 Ｈを、転置されたベクトルまたはマトリクスの共役複素
   数値とするとき、 適応形特性フィルタ14、70が、 w_k+1＝w_k−２μ（C^H−Ｃ）^-1C^HE_k で表示されるアルゴリズムに従って、駆動信号を調整す
   るところの請求の範囲第14項記載の能動的振動制御装
   置。 １９．二次振動源37が、スピーカを含み、センサ手段42
   が少なくとも１個のマイクロホンを含むところの請求の
   範囲第１項から第18項までの何れか１項記載の能動的振
   動制御装置。 ２０．二次振動源37が、振動発生器を含み、センサ手段
   42が加速度測定器を含むところの請求の範囲第１項から
   第18項までの何れか１項記載の能動的振動制御装置。 ２１．二次振動源37が、スピーカと振動発生器との組合
   わせより成り、センサ手段42がマイクロホンと加速度測
   定器との組合せより成るところの請求の範囲第19項また
   は第20項記載の能動的振動制御装置。 ２２．内燃機関によって駆動される車両に設置されたと
   ころの請求の範囲第１項から第21項までの何れか１項記
   載の能動的振動制御装置。 ２３．内燃機関によって駆動される車両に設置され、立
   体音響装置用のスピーカを備えたところの請求の範囲第
   １項から第21項までの何れか１記載の能動的振動制御装
   置。