JPH01318409A - カスケード接続発振回路 - Google Patents
カスケード接続発振回路Info
- Publication number
- JPH01318409A JPH01318409A JP15193588A JP15193588A JPH01318409A JP H01318409 A JPH01318409 A JP H01318409A JP 15193588 A JP15193588 A JP 15193588A JP 15193588 A JP15193588 A JP 15193588A JP H01318409 A JPH01318409 A JP H01318409A
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- JP
- Japan
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- voltage
- power supply
- oscillation
- circuit
- transistor
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 title claims abstract description 40
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は発振回路、殊に消費電力を小さくすると共に出
力レベルの低下を防止したカスケード接続発振回路に関
する。
力レベルの低下を防止したカスケード接続発振回路に関
する。
（従来技術）
トランジスタを用いた発振回路においては負荷のインピ
ーダンス等の変動によ多出力電流が変化すると発振回路
の入力インピーダンスが変＝１− 動し、その結果発振周波数が不安定となる欠点があった
。これを改善するため１発振部と負荷（ロ）路との間に
バッファ部を挿入して負荷のインピーダンスの変動が発
振回路へ影響するのを防止するのが一般的である。
ーダンス等の変動によ多出力電流が変化すると発振回路
の入力インピーダンスが変＝１− 動し、その結果発振周波数が不安定となる欠点があった
。これを改善するため１発振部と負荷（ロ）路との間に
バッファ部を挿入して負荷のインピーダンスの変動が発
振回路へ影響するのを防止するのが一般的である。
従来は発振部及びバッファ部の組み合わせにおいて、第
２図に示すようにコルピッツ発振回路の次段にエミッタ
接地バッファ増幅回路を接続した発振回路が使用されて
いた。しかしこの回路においては発振部及びバッファ部
のトランジスタが別々のバイアス回路によシ動作してい
るため１発振段トランジスタ１のコレクタ電流と第２段
バッファ段トランジスタ３のエミッタ電流は電源から各
々供給され、消費電力が増加するという欠点があった。
２図に示すようにコルピッツ発振回路の次段にエミッタ
接地バッファ増幅回路を接続した発振回路が使用されて
いた。しかしこの回路においては発振部及びバッファ部
のトランジスタが別々のバイアス回路によシ動作してい
るため１発振段トランジスタ１のコレクタ電流と第２段
バッファ段トランジスタ３のエミッタ電流は電源から各
々供給され、消費電力が増加するという欠点があった。
即ち、電源電圧をＶＣＣＩ 、発振段トランジスタ１の
エミッタ電流を１ｅ１．バッファ段トランジスタ３のエ
ミッタ電流をｌｅｇとすると消費電力Ｐ１ はＰ＋＝（
ｌｅ１＋ｌｅｇ）−Ｖ（（、ｔ となる。従ってバッ
ファ部がない回路に比べ消費電流が増バイアス電流も加
わシ出力し得る電力に対して消費電流がよシー層多くな
る欠点があった。
エミッタ電流を１ｅ１．バッファ段トランジスタ３のエ
ミッタ電流をｌｅｇとすると消費電力Ｐ１ はＰ＋＝（
ｌｅ１＋ｌｅｇ）−Ｖ（（、ｔ となる。従ってバッ
ファ部がない回路に比べ消費電流が増バイアス電流も加
わシ出力し得る電力に対して消費電流がよシー層多くな
る欠点があった。
この問題を解決するため従来第３図に示すようにコルピ
ッツ発振回路のトランジスタのコレクタにベース接地バ
ッファ増幅回路のトランジスタのエミッタを接続したカ
スケード接続発振回路が使用されていた。この回路にお
いては２つのトランジスタが組み合わさった形でバイア
スされ動作しているため、バッファ段トランジスタ３の
エミッタ電流が発振段トランジスタ１のコレクタ電流と
なシ、２つのトランジスタに流れる電流はバッファ段ト
ランジスタ３のエミッタ電流のみと考えてよく、第２図
の回路と比較して消費電流は少なくて済み、消費電力が
小さくなる。
ッツ発振回路のトランジスタのコレクタにベース接地バ
ッファ増幅回路のトランジスタのエミッタを接続したカ
スケード接続発振回路が使用されていた。この回路にお
いては２つのトランジスタが組み合わさった形でバイア
スされ動作しているため、バッファ段トランジスタ３の
エミッタ電流が発振段トランジスタ１のコレクタ電流と
なシ、２つのトランジスタに流れる電流はバッファ段ト
ランジスタ３のエミッタ電流のみと考えてよく、第２図
の回路と比較して消費電流は少なくて済み、消費電力が
小さくなる。
即ち、電源電圧を第２図の回路と同じＶＣＣＩ 。
バッファ段寺トランジスタ３のエミッタ電流を第２図の
回路と同じＩｅｇとすると消費電力２２社Ｐｇ＝ｌｅｇ
・ｖＣＣｌとなり、消費電力を小さくすることができろ
。
回路と同じＩｅｇとすると消費電力２２社Ｐｇ＝ｌｅｇ
・ｖＣＣｌとなり、消費電力を小さくすることができろ
。
また、バイアス回路が少ない分９部品点数を減らすこと
ができ、さらに雑音指数も良いため発揚回路においては
カスケード接続回路が広く使われている。
ができ、さらに雑音指数も良いため発揚回路においては
カスケード接続回路が広く使われている。
しかしながら、上述した従来のカスケード接トランジス
タ１のコレクタ電圧が等しいならば両回路の出力レベル
、Ｃ／Ｎは同等である。ところが第３図の回路ではバッ
ファ段トランジスまう。この結果発振の飽和レベルが低
下し、出力レベルが小さくなってＣ／Ｎが低化すると云
う新らたな問題ケ生ずる。ここでＣ／Ｎを良くするため
には発振段トランジスタ１のコレクタ電圧が所要値とな
るよう電源電圧を上昇させなければならないが、軽量、
超小型が望まれるページャ等に於いては内蔵する電源回
路の寸法制限から不可能である。
タ１のコレクタ電圧が等しいならば両回路の出力レベル
、Ｃ／Ｎは同等である。ところが第３図の回路ではバッ
ファ段トランジスまう。この結果発振の飽和レベルが低
下し、出力レベルが小さくなってＣ／Ｎが低化すると云
う新らたな問題ケ生ずる。ここでＣ／Ｎを良くするため
には発振段トランジスタ１のコレクタ電圧が所要値とな
るよう電源電圧を上昇させなければならないが、軽量、
超小型が望まれるページャ等に於いては内蔵する電源回
路の寸法制限から不可能である。
換言すれば、バッファ段トランジスタ３の飽和電圧をＶ
ＢＥ （約０．７Ｖ）とすると発振段トランジスタ１の
コレクタ電圧を第２図の回路と等しくするためには電源
電圧ＶＣＣＩをＶＣＣ２：ＶＣＣＩ＋ＶＢＥとする必要
があシ、その分バッテリイ電圧を高くするにはバッテリ
イセル数を増すことになり大型化をまねくことになる。
ＢＥ （約０．７Ｖ）とすると発振段トランジスタ１の
コレクタ電圧を第２図の回路と等しくするためには電源
電圧ＶＣＣＩをＶＣＣ２：ＶＣＣＩ＋ＶＢＥとする必要
があシ、その分バッテリイ電圧を高くするにはバッテリ
イセル数を増すことになり大型化をまねくことになる。
一方、近年ページャをはじめとして通信機器にはデジタ
ル回路が多用され、このデジタル回路が要求する電源電
圧を供給するために低圧バッテリ電圧を数倍に昇圧する
回路を付加する場合が多い。
ル回路が多用され、このデジタル回路が要求する電源電
圧を供給するために低圧バッテリ電圧を数倍に昇圧する
回路を付加する場合が多い。
そこで、前記カスケード接続発振回路全体の電源として
、との昇圧出力を用いることが考えられるが、一般に昇
圧回路の負荷容量が大きくなるとその公使用する部品が
大きくなって小型化を疎外するばかシでなく、変換効率
が低い場合その分電力の損失が大きくなって得策とは云
い難い。
、との昇圧出力を用いることが考えられるが、一般に昇
圧回路の負荷容量が大きくなるとその公使用する部品が
大きくなって小型化を疎外するばかシでなく、変換効率
が低い場合その分電力の損失が大きくなって得策とは云
い難い。
（発明の目的）
本発明は上述したような従来のカスケード接続発振回路
の問題点を解決するため罠なされたモノであって、第２
段バッファ部のトランジスタのベース電源を他の電源電
圧よル高くシ、かつ独立して供給することによって÷Ｖ
ｃの低下を防止し、その結果か電源回路を小型化し、か
つ消費電流の増加を伴なうことｆｉ（Ｃ／Ｎを向上させ
ることのできるカスケード接続発振回路を提供すること
を目的とする。
の問題点を解決するため罠なされたモノであって、第２
段バッファ部のトランジスタのベース電源を他の電源電
圧よル高くシ、かつ独立して供給することによって÷Ｖ
ｃの低下を防止し、その結果か電源回路を小型化し、か
つ消費電流の増加を伴なうことｆｉ（Ｃ／Ｎを向上させ
ることのできるカスケード接続発振回路を提供すること
を目的とする。
（発明の概要）
上述の目的を達成するため本発明においては以下の如き
構成をとる。即ち初段発振部と第２段バッファ部とをカ
スケード接続した回路において、第２段バッファ部のト
ランジスタのベース電源を他の電源電圧よシ高くシ、か
つ独立して供給することによって初段発振部のトランジ
スタのコレクタ電圧の低下を防止するよう構成する。
構成をとる。即ち初段発振部と第２段バッファ部とをカ
スケード接続した回路において、第２段バッファ部のト
ランジスタのベース電源を他の電源電圧よシ高くシ、か
つ独立して供給することによって初段発振部のトランジ
スタのコレクタ電圧の低下を防止するよう構成する。
（発明の実施例）
以下図示した実施例に基づいて本発明の詳細な説明する
。
。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図である。
同図において１はエミッタＥをチョークコイル２を介し
て接地した発振段トランジスタであシ、そのコレクタＣ
にバッファ段トランジスタ３のエミッタＥを接続し電源
４から抵抗５とチョークコイル６を介してバッファ段ト
ランジスタ３のコレクタＣに接続し該トランジスタのコ
レクタ電流Ｉ（ａを供給する。同時に電源４は抵抗５，
７を介して発振段トランジスタ１のペースＢに接続し、
該トランジスタ１のベースバイアス電流ＩＢＩを供給す
る。
て接地した発振段トランジスタであシ、そのコレクタＣ
にバッファ段トランジスタ３のエミッタＥを接続し電源
４から抵抗５とチョークコイル６を介してバッファ段ト
ランジスタ３のコレクタＣに接続し該トランジスタのコ
レクタ電流Ｉ（ａを供給する。同時に電源４は抵抗５，
７を介して発振段トランジスタ１のペースＢに接続し、
該トランジスタ１のベースバイアス電流ＩＢＩを供給す
る。
８は電源４と独立した電源であシ、この電圧は電源４の
電圧より高く、トランジスタ３０ペースに接続する。
電圧より高く、トランジスタ３０ペースに接続する。
発振段トランジスタ１の出力はコンデンサ９゜１０によ
多分割帰還され１発振コイル１１と共に形成されるコル
ピッツ発振回路にて発振する。
多分割帰還され１発振コイル１１と共に形成されるコル
ピッツ発振回路にて発振する。
本回路の動作は次のとおシである。即ち発振段トランジ
スタ１の出力はコンデンサ９．１０により分割帰還され
１発振コイル１１と共に形成されるコルピッツ発振回路
にて発振起動し。
スタ１の出力はコンデンサ９．１０により分割帰還され
１発振コイル１１と共に形成されるコルピッツ発振回路
にて発振起動し。
その振幅はトランジスタ３から成るバッファ部を通シ、
出力端子１２から取シ出される。
出力端子１２から取シ出される。
電源４から抵抗５，７を介して発振段トランジスタ１の
ベース電流ＩＢＩが供給され、この電流によって該トラ
ンジスタのコレクタ電流■Ｃ１が決定される。同時に電
源４から抵抗５とチョークコイル６を介してバッファ段
トランジスタ３のコレクタ電流ＩＣＪ１が供給され、こ
の電流が発振段トランジスタ１のコレクタ電流■Ｃ１と
なる。ここでバッファ段トランジスタ３のコレクタ電流
ＩＣａとエミッタ電流Ｉｅｓはほぼ等しいので、結局発
振段トランジスタ１のペースＭ、ＲＩＢＩを決めること
によシバッファ段トランジスタ３のエミッタ電流１ｅｓ
を所定値に設定することができる。
ベース電流ＩＢＩが供給され、この電流によって該トラ
ンジスタのコレクタ電流■Ｃ１が決定される。同時に電
源４から抵抗５とチョークコイル６を介してバッファ段
トランジスタ３のコレクタ電流ＩＣＪ１が供給され、こ
の電流が発振段トランジスタ１のコレクタ電流■Ｃ１と
なる。ここでバッファ段トランジスタ３のコレクタ電流
ＩＣａとエミッタ電流Ｉｅｓはほぼ等しいので、結局発
振段トランジスタ１のペースＭ、ＲＩＢＩを決めること
によシバッファ段トランジスタ３のエミッタ電流１ｅｓ
を所定値に設定することができる。
電源８の電圧はバッファ段トランジスタ３の飽和電圧Ｖ
ＢＥ （約０．７Ｖ）によって電圧降下を生じても発振
段トランジスタ１のコレクタ電圧ＶＣＩを所定値に設定
するよう電源４の電圧よシ高くなっている。例えば電源
電圧が１■であればコレクタ電圧は ０．３ Ｖである
が、電源電圧を３■に上げるとコレクタ電圧は２．３Ｖ
と上昇する。
ＢＥ （約０．７Ｖ）によって電圧降下を生じても発振
段トランジスタ１のコレクタ電圧ＶＣＩを所定値に設定
するよう電源４の電圧よシ高くなっている。例えば電源
電圧が１■であればコレクタ電圧は ０．３ Ｖである
が、電源電圧を３■に上げるとコレクタ電圧は２．３Ｖ
と上昇する。
ここで発振段トランジスタ１のコレクタ電圧ＶＣＩを上
昇したことＫよシ発振の飽、和レベルが上昇し、出力レ
ベルが大きくなってＣ／Ｎは向上するが、このときバッ
ファ段トランジスタのエミッタ電流１ｅｓは第３図の回
路と比べて変わらず、消費電流は増加しない。
昇したことＫよシ発振の飽、和レベルが上昇し、出力レ
ベルが大きくなってＣ／Ｎは向上するが、このときバッ
ファ段トランジスタのエミッタ電流１ｅｓは第３図の回
路と比べて変わらず、消費電流は増加しない。
ところで電圧を上昇させるためには電源回路に昇圧トラ
ンスを用いる必要があるが、一般にトランジスタのベー
ス電流は著しく小さいため。
ンスを用いる必要があるが、一般にトランジスタのベー
ス電流は著しく小さいため。
ベース電流を供給するために用いる昇圧トランスは小容
量小型のものでよい。従って電源回路を小型化し、かつ
消費電流の増加を伴なうことなく Ｃ／Ｎを向上するこ
とができる。
量小型のものでよい。従って電源回路を小型化し、かつ
消費電流の増加を伴なうことなく Ｃ／Ｎを向上するこ
とができる。
また９発振段トランジスタ１のコレクタ電圧■Ｃ１を上
昇したことは当該トランジスタの出力容量を減少させる
ことにもなシ９回路全体の動作を安定にさせるという利
点４１ある。
昇したことは当該トランジスタの出力容量を減少させる
ことにもなシ９回路全体の動作を安定にさせるという利
点４１ある。
（発明の効果）
本発明は以上説明したようにカスケード接続発振回路に
おいて第２段バッファ部のトランジスタのペース電源を
他の電源電圧よシ高くしかつ独立して供給することＫよ
って電源回路を小型化し、かつ消費電流の増加を伴なう
ことなくＣ／Ｎを向上し、更に回路動作の安定化におい
て著しい効果がある。
おいて第２段バッファ部のトランジスタのペース電源を
他の電源電圧よシ高くしかつ独立して供給することＫよ
って電源回路を小型化し、かつ消費電流の増加を伴なう
ことなくＣ／Ｎを向上し、更に回路動作の安定化におい
て著しい効果がある。
第１図は本発明の一実施例ケ示す回路図、第２図は従来
のエミツタ接地２段接続発振回路。 第３図は従来の一電源カスケート接続発振回路である。 １・・・・・−・−・発振段トランジスタ、 ２，
６・・−・・・・・・テリークコイル、 ３・・・
・・・・・・バッファ段トランジスタ、 ４，８・
・・・・・・・・電源。 ５．７−・・・・・・・・抵抗、 ９，１０，１
３．１４・・・・・・・・・コンデン？、 １１
・・・・・・・−・発振：ｌル。 １２−・・・・・・・・出力端子。 特許出願人 東洋通信機株式会社
のエミツタ接地２段接続発振回路。 第３図は従来の一電源カスケート接続発振回路である。 １・・・・・−・−・発振段トランジスタ、 ２，
６・・−・・・・・・テリークコイル、 ３・・・
・・・・・・バッファ段トランジスタ、 ４，８・
・・・・・・・・電源。 ５．７−・・・・・・・・抵抗、 ９，１０，１
３．１４・・・・・・・・・コンデン？、 １１
・・・・・・・−・発振：ｌル。 １２−・・・・・・・・出力端子。 特許出願人 東洋通信機株式会社
Claims (1)
- 初段発振部と第２段バッファ部とをカスケード接続した
回路において、第２段バッファ部のトランジスタのベー
ス電源を他の電源電圧より高くし、かつ独立して供給す
ることによって初段発振部のトランジスタのコレクタ電
圧の低下を防止したことを特徴とするカスケード接続発
振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63151935A JP2832435B2 (ja) | 1988-06-20 | 1988-06-20 | カスケード接続発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63151935A JP2832435B2 (ja) | 1988-06-20 | 1988-06-20 | カスケード接続発振回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01318409A true JPH01318409A (ja) | 1989-12-22 |
| JP2832435B2 JP2832435B2 (ja) | 1998-12-09 |
Family
ID=15529419
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63151935A Expired - Lifetime JP2832435B2 (ja) | 1988-06-20 | 1988-06-20 | カスケード接続発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2832435B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0665638A1 (en) * | 1992-10-29 | 1995-08-02 | Motorola, Inc. | Voltage controlled oscillator with low operating supply voltage |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01277008A (ja) * | 1988-04-28 | 1989-11-07 | Nec Corp | 発振回路 |
-
1988
- 1988-06-20 JP JP63151935A patent/JP2832435B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01277008A (ja) * | 1988-04-28 | 1989-11-07 | Nec Corp | 発振回路 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0665638A1 (en) * | 1992-10-29 | 1995-08-02 | Motorola, Inc. | Voltage controlled oscillator with low operating supply voltage |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2832435B2 (ja) | 1998-12-09 |
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