JPH0130395B2

JPH0130395B2 -

Info

Publication number: JPH0130395B2
Application number: JP56188778A
Authority: JP
Inventors: Makoto Goto
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1981-11-24
Filing date: 1981-11-24
Publication date: 1989-06-19
Also published as: JPS5889088A

Description

【発明の詳細な説明】本発明はモータの速度制御装置に関するもので
ある。

従来のレコードプレーヤやビデオテープレコー
ダ等の音響、映像機器に用いられるモータとし
て、普及機には電圧を速度基準として速度制御さ
れたブラシレス直流モータを用いているが、この
ような方式では周囲の温度変化や部品の経年変化
に対して十分に安定な基準電圧を得ることが難か
しく、たとえば、温度変化に伴つて基準電圧が変
化した場合にはモータの変度変化を引き起こして
速度偏差を生じやすい。また、定常負荷トルクの
増大に対して速度偏差を生じるという問題点を含
んでいる。

このような問題点を解消するために、高級機で
は速度検出と共に位相の検出も行ない、速度制御
ループに更に位相制御ループを加えて、定常負荷
トルクの変化または周囲温度の変化に対して速度
偏差を小さくしている。

ビデオテープレコーダ用のシリンダモータやキ
ヤプスタンモータでは、再生映像信号の安定性を
得るために、基準となる周波数信号（垂直同期信
号）とモータの回転位相またはテープの走行位相
（コントロール信号の位相）との同期をとる必要
があり、上述のような位相制御動作を有する制御
方式は不可欠である。特に、シリンダモータで
は、その回転位相が定常負荷トルクの増大に伴つ
て変化すると、テープ走行位置とヘツドスイツチ
ング位置の間にズレが生じ、安定な再生画像が得
られない。そのため、位相誤差出力の低周波成分
を積分して帰還制御をかけ、定常負荷トルクの増
大に伴う回転位相の変化を極めて小さくなしてい
る。

このような従来の速度制御装置を第１図に示
す。第１図において、１は被速度制御モータ、２
はモータ１の回転速度に対応したパルス信号ａ
（通常１回転に50パルス程度）を発生する第１の
パルス発生器、３は前記パルス信号ａからモータ
１の回転速度に応じたアナログ信号ｄを得る速度
検出器、４はモータ１の回転位相に対応したパル
ス信号ｂ（通常１回転に１パルス）を発生する第
２のパルス発生器、５は位相同期の基準周波数信
号ｃを発生する基準信号発生器、６はパルス信号
ｂと基準信号ｃとの間の位相差に対応したアナロ
グ信号ｅを得る位相差検出器、７は位相差検出器
６の出力ｅに含まれる低周波成分を増強するフイ
ルタ（第２図にその周波数伝達関数の特性図を示
す）、８は速度検出器３の出力ｄとフイルタ７の
出力ｆを合成する加算器、９は加算器８の出力ｇ
を制御信号としてモータ１への供給電力を変化さ
せる電力給電器である。

このような構成のモータ速度制御装置の制御特
性は、外乱トルクに対するモータ１の速度変動の
し易さで表わされ、その周波数伝達特性は第３図
のようになつている。ここに、横軸は外乱トルク
の周波数であり、縦軸は制御特性（速度変動のし
易さ）であり、小さい値（グラフでの位置が下）
になる程良好な特性となつていることを意味す
る。この制御特性は次の４つの周波数領域から成
り立つている。

Ａ領域：モータ１の慣性モーメントによつて制御
特性が決まる周波数領域。

Ｂ領域：速度検出器３の出力ｄによつて主に制御
される周波数領域（制御信号ｇおいて、
速度検出器３の出力ｄがフイルタ７の出
力ｆよりも大きく影響し、支配的となる
領域）。

Ｃ領域：位相差検出器６およびフイルタ７を通つ
た出力ｆによつて主に制御される周波数
領域（制御信号ｇにおいて、フイルタ７
の出力ｆが速度検出器３の出力ｄよりも
大きく影響し、支配的となる領域）。

Ｄ領域：Ｃ領域と同様であるが、フイルタ７の作
用によつて低周波成分の制御ループ利得
をさらに増強された周波数領域。

ビデオテープレコーダに使用するシリンダモー
タでは、再生画像の安定性とジツタの低減のため
に、交流的な速度変動を小さくすると共に、回転
位相の定常的な偏差（定常負荷トルクの変化に対
する位相同期点の変化）をも小さくしなければな
らない。そのために、従来の速度制御装置では、
位相差検出器６の直後にフイルタ７を付加し、直
流および低周波における制御利得を大きくして
（第２図参照）、第３図に示すように、低周波領域
Ｄでの制御特性を良好にしている。

しかし、このような従来の構成（第１図）で
は、位相を検出する第２のパルス発生器４のパル
ス信号ｂがモータ１の１回転に１回のパルスしか
発生できないために、位相制御を主体にできる周
波数範囲（第３図のf₂以下のＣ領域とＤ領域）が
低くおさえられてしまう。これは、制御の安定性
のために必要とされ、特に、位相差の検出に伴う
時間遅れによつて制限されている。すなわち、f₂
を大きくすることには限界がある。そのために、
f₂以上の周波数領域における制御特性を良好にす
るためには、第１のパルス発生器２のパルス信号
ａの検出周波数、すなわちモータ１の１回転あた
りの検出パルス数を大きくする必要がある。しか
し、パルス数の増加には物理的な限界があり、制
御特性の向上をはかりにくかつた。その結果、ジ
ツタ（特に、f₃以下のジツタ）が多く発生し問題
となつていた。

また、このような回転位相を検出して帰還をす
る速度制御装置では、基準周波数信号ｃに対する
パルス信号ｂの位相差によつて制御しているため
に、起動時の過渡応答に時間がかかるという欠点
がある。起動から制御状態にいたる間ではパルス
信号ｂの周波数が基準周波数信号ｃの周波数より
も小さいために、その両者間の位相差が時間的に
大幅に変動する（位相が流れる）。従つて、位相
差検出器６のアナログ出力電圧ｅが過渡状態にお
いて大幅に変動し、制御信号ｇに大きなリツプル
を生じる。これにより、モータ１への供給電力が
変動し、すみやかな位相同期引き込みが得られな
かつた。

さらに、従来の速度検出器３および位相差検出
器６では、コンデンサの充電放電波形の一部をサ
ンプリングして、他のコンデンサにホールドする
方法をとつている。このようなコンデンサを多量
に使用する方法は外付部品が多くなり、モノリシ
ツクIC（集積回路）化に適さない。また、周囲温
度や部品の経年変化の変響をうけやすいという欠
点がある。

本発明は、上述の種々の問題点を解決したモー
タの速度制御装置を提供するものである。すなわ
ち、少ないパルス数ながらも良好な制御特性を得
られ、過渡応答特性の良好なモノリシツクIC化
に適した構成のモータの速度制御装置を実現した
ものである。

以下、本発明の一実施例を図面にもとづいて説
明する。第４図〜第１０図に本発明のモータ速度
制御装置の一実施例を示す。第４図の基本構成図
において、第１のパルス発生器１２は、モータ１
１にとりつけられた周波数発電機と波形整形器や
分周器によつて構成され、モータ１１の回転に対
応して変化する周波数の第１のパルス信号ａを発
生する。第２のパルス発生器１４も同様に、周波
数発電機と波形整形器や分周器によつて構成さ
れ、第１のパルス信号ａよりもかなり周波数の低
い第２のパルス信号ｂを発生する。ここで、第１
のパルス信号ａを分周して第２のパルス信号ｂを
得るようにしても良い。また、モータ１１と連動
動作する別の回転体や走行体から第２のパルス信
号ｂを検出するようにしてもよい。

速度検出器１３は、第１のパルス信号ａの零ク
ロス時刻を検出し、その時間間隔からモータ１１
の瞬時に回転速度に対応したデイジタル信号ｈを
得て、次の検出時点までホールドする。基準信号
発生器１５は位相同期の基準となる周波数信号ｃ
を発生する。位相差検出器１６は、第２のパルス
信号ｂと基準周波数信号ｃとの間の位相差に対応
したデイジタル信号ｉを得て、次の検出時点まで
ホールドする。すなわち、第２のパルス信号ｂの
零クロス時刻から基準周波数信号ｃの零クロス時
刻までの時間間隔（またはその逆の時間間隔）を
検出している。

速度検出器１３の出力ｈと位相差検出器１６の
出力ｉは演算器１７に入力され、その両者に対応
した制御信号ｇが出力される。電力給電器１８は
演算部１７の出力ｇに応じてモータ１１への供給
電力を制御し、モータ１１が所定の速度・位相に
て回転するようになしている。

演算器１７は判断機能を有し、速度検出器１３
のデイジタル出力ｈおよび（または）位相差検出
器１６のデイジタル出力ｉにもとづいて判断して
その動作モード（処理内容）をきりかえて出力
し、モータ１１の起動時における過渡応答を良好
にしている。また、演算器１７の処理内容の工夫
により、定常回転状態における制御特性を良好と
なるように改善している（詳細は後述）。

第４図の速度検出器１３の具体的な構成例を第
５図に示す。その構成および動作を第１１図の動
作説明図波形図を参照して説明する。第１のパル
ス発生器１２の出力信号ａ（第１１図イ）はトリ
ガ信号発生回路２２に入力され、パルス信号ａの
正エツジから所定のパルス巾のトリガ信号ｊ（第
１１図ロ）を作る。クロツクパルス発生回路２１
は、たとえば水晶発振器のような安定な高周波発
振器（4MHz程度）とその出力を整形・分周する
回路によつて構成され、パルス信号ａの周期Ｔよ
りも充分に短かい周期τのクロツクパルスｋを発
生する（通常τはＴの1000分の１程度）。クロツ
クパルスｋはＭ進カウンタ２３とＮ進カウンタ２
４に入力されている（Ｍ、Ｎは共に正の整数であ
り、ＭはＮより大きくとられている）。

Ｍ進カウンタ２３はトリガ信号ｊの正エツジよ
つてトリガされてカウント状態になり、その出力
ｌはクロツクパルスｋをＭ個カウントする間は
“Ｈ”となり、Ｍ個カウントを終えると“Ｌ”に
なり、次のトリガ信号ｊの到来まで停止している
（第１１図ハ）。また、Ｍ進カウンタ２３はカウン
ト中における再トリガも可能なリトリガブルカウ
ンタであり、トリガ信号ｊの正エツジ時点より所
定の時間巾Mτの遅延をおこなつている。

Ｍ進カウンタ２３のカウント終了時点、すなわ
ち出力信号１の負エツジによつて、Ｎ進カウンタ
２４はカウント状態にかわり、クロツクパルスｋ
をカウントしていく（第１１図ニ）。トリガ信号
ｊの次の正エツジによつて、Ｎ進カウンタ２４の
その時点の内容（デイジタル値）がラツチ回路２
６に入力され、次のラツチ入力時点までその内容
が保持される。このとき、Ｍ進カウンタ２３がカ
ウント状態に変わることは、すでに説明したとお
りである。さらに、トリガ信号ｊの負エツジによ
つてリセツト回路２５が動作して、Ｎ進カウンタ
２４のカウントを停止させ、その内容をリセツト
する（第１１図ニ）。

なお、Ｎ進カウンタ２４は、第１の内部状態
（オール０）からクロツクパルスｋのカウントを
開始し、第２の内部状態（オール１）になるとカ
ウントを停止して、その内部状態を保持するよう
になされている。すなわち、第１の内部状態で停
止していたＮ進カウンタ２４は、Ｍ進カウンタ２
３の出力信号ｌの負エツジによつてトリガされる
とカウント状態となり、リセツト回路２５のリセ
ツト信号によつてカウントを停止して第１の内部
状態にもどるか、または第２の内部状態になつて
カウントを停止し、その後のリセツト信号によつ
て第１の内部状態にもどる。従つて、パルス信号
ａの周期Ｔが長い場合（モータ１１の回転速度が
遅い場合に対応）には、Ｎ進カウンタ２４の内部
状態がラツチ回路２６に入力され、周期Ｔが所定
値近傍の場合（モータ１１の回転速度げ基準に近
い場合に対応）には、Ｎ進カウンタ２４のその時
の内容（デイジタル値）がラツチ回路２６に入力
され、さらに、周期Ｔが短い場合（モータ１１の
回転速度が速い場合に対応）には、Ｎ進カウンタ
２４の第１の内部状態がラツチ回路２６に入力さ
れる。その結果、ラツチ回路２６の値によつてモ
ータ１１の回転速度を誤りなく検出できる（速す
ぎる場合および遅すぎる場合も含めて）。

上述の動作によつて、ラツチ回路２６の出力デ
イジタル信号ｈは第１のパルス発生器１２のパル
ス信号ａの周期Ｔに対応した値となり、モータ１
１の瞬時の回転速度に対応する。その値をＨ（整
数）とすれば、ほぼ次式で表わされる。

Ｈ＝〔Ｔ／τ〕−Ｍ ……(1) ここに、Ｔはパルス信号ａの周期、τはクロツ
クパルスｋの周期、ＭはＮ進カウンタ２３のカウ
ント数、〔・〕はガウス記号であり、整数部をと
ることを意味する。ここで、Ｔ／τは正確には整
数とならないが、τがＴより十分小さければ、そ
の誤差はクロツクパルスｋの１パルス分以内の値
であり、実際上問題とならない。

このように、安定な周期τのクロツクパルスｋ
をカウントすることによつてパルス信号ａの周期
を検出するならば、経年変化、温度変化の影響の
少ない速度検出器を構成できる。

さらに、Ｍ進カウンタによつて遅延回路を構成
して、残余の時間をＮ進カウンタによつて測定す
るようにするならば、ラツチ回路２６のビツト数
およびそれ以後の演算器１７の処理のビツト数を
小さくしても、実質的な分解能を高くとれる利点
がある。

第６図に第４図の位相差検出器１６の具体的な
構成例を示す。その構成および動作を第１２図の
動作説明波形図を参照して説明する。基準信号発
生器１５の周波数信号ｃの到来に同期してＬ進カ
ウンタ３１はその状態を周期的に変化させる（第
１２図イとロ）。すなわち、信号ｃが“Ｈ”の間
にはＬ進カウンタ３１はリセツト状態をつづけ第
１の内部状態（オール０）にあり、信号ｃが
“Ｌ”にかわるとＬ進カウンタ３１はカウント状
態に入り、クロツクパルスｋを順次カウントして
そのデイジタル出力ｏを変化させていく。クロツ
クパルスｋをＬ個カウントし終ると第２の内部状
態（オール１）となり、その状態を保持し、信号
ｃが“Ｈ”に変わると再度リセツトされ前述の動
作をくりかえす。

第２のパルス発生器１４のパルス信号ｂはトリ
ガ信号発生回路３３に入力され、パルス信号ｂの
正エツジより所定のパルス巾のトリガ信号ｎを作
る（第１２図ハとニ）。トリガ信号ｎの正エツジ
において、Ｌ進カウンタ３１の内容（デイジタル
値）をラツチ回路３２に入力し、次のトリガ信号
の到来時点までホールドする。従つて、ラツチ回
路３２のデイジタル出力ｉは第２のパルス信号ｂ
と基準周波数信号ｃの位相差に対応し、モータ１
１の回転位相に対応した値となる。

また、トリガ信号ｎの負エツジによつて判別用
のフリツプフロツプ３４がセツトされ、その出力
ｑにより新しい位相差検出値が得られたことの判
別に利用される。このフリツプフロツプ３４は演
算器１７によるリセツト信号ｐによつてリセツト
される。

なお、基準周波数信号ｃはパルスデユテイを50
％からずらして、Ｌ進カウンタ３１の出力ｏに第
１の内部状態が出力される期間と第２の内部状態
が出力される期間を等しくなるように配慮されて
いる。

第４図の演算器１７の具体的な構成を第７図に
示す。第７図において、入力バツフア４２には第
５図のラツチ回路２６の出力ｈと第６図のラツチ
回路３２の出力ｉが入力され、メモリ回路４４の
ROM領域に格納されたプログラムに従つて順次
入力されて演算処理される。割込受付回路４１は
第５図のトリガ信号発生回路２２のトリガ信号ｊ
が入力され、トリガ信号ｊの負エツジにおいて割
り込みを受け付けるように、CPU（中央演算処理
回路）４３に割込信号ｕを送る。CPU４３はク
ロツクパルスｋを同期パルスとして、順次所定の
動作を行なつていく。

割込信号ｕを入力されたCPU４３はメモリ回
路４４のROM領域から所定のプログラムを順次
読み出して、所定の入力、演算、出力動作を行な
う（詳細な処理内容は後述する）。すなわち、
CPU４３は入力バツフア４２により速度検出器
１３の出力ｈおよび位相差検出器１６の出力ｉを
入力して、メモリ回路４４のRAM領域を利用し
て所要の演算を行なつた後に、出力バツフア４５
に出力する。出力バツフア４５の内容はＤ／Ａ変
換器４６に入力され、その内容に応じたアナログ
値に変換される。

第８図にＤ／Ａ変換器４６の一例を示す。本例
は、Ｒ−2Rラダー抵抗の接続をスイツチ回路４
７によつて切換えることにより、出力ｔを出力バ
ツフア４５の出力のデイジタル信号ｓに応じたア
ナログ値に変換している。

このとき、演算器１７のCPU４３の動作を進
めていく同期パルスは、速度検出器１３のクロツ
クパルス発生回路２１から得ているために、本シ
ステムにおける発振器は１個でよい。一般に、ク
ロツクパルス発生回路２１の内蔵する発振器の周
波数信号を整形・分周して同期パルスを作ること
ができる。

次に、第７図に示した演算器１７の出力内容を
第９図に示す。さらに、第９図の処理の詳細なフ
ローチヤートを第１０図に示す。第１０図におい
て、Ｈ，Ｑ，Ｉ，Ａ，Ｂ，Ｋ，Ｘ，Ｙ，Ｚ，Ｗは
RAM領域のメモリ名、H₁，H₂，H₃，I₁，I₂，
I₃，Ｓ，Ｒ，P₁，P₂，Wr，WmaxはROM領域の
メモリ名であるが、説明を簡単にするためにその
メモリの内容も含めて表わすものとする。

まず、その処理手順を第９図にもとづいて簡単
に説明する。

割込入力ｕが入力されたときに割込を受けつ
けて、次のに進める。

CPU４３は所定の入力を行ない、メモリに
記憶する。

その入力値にもとづいて判断し、その後の処
理内容を決める。

処理１、処理２または処理３を実行して、
にもどる。

次に、第１０図の詳細なフローチヤートについ
て説明する。第１０図において、破線で囲まれた
る部分はそれぞれ第９図の判断、処理１、処理２
および処理３のブロツクに相当する。その動作は
下記のようになつている。

割込入力ｕのないときは、他のプログラムを
１ステツプずつ実行していき、割込入力ｕが入
つてきたときにに移る。

速度検出器１３の出力ｈと位相差検出器１６
の判別用フリツプフロツプ３４の出力ｑをそれ
ぞれＨとＱに入力する。

デイジタル値Ｈにもとづいて次のような判
断・分岐を行なう。

(i) Ｈ≧H₁の場合処理１を実行し、判定用のメモリＡを１
にする。（Ａ←１）。

(ii) H₁＞Ｈ＞H₂でＡ＝１に場合（ここに、H₂
はH₁より小さな定数）処理１の実行を継続する。

(iii) Ｈ≦H₂の場合処理２または処理３を実行する（その判
断・分岐の仕方は後述する）。

(iv) Ｈ＜H₁でＡ＝０の場合処理２または処理３を実行する。

処理２と処理３の分岐は次のように行なわれ
る。

Ｑ＝１の場合（新しい位相差検出値が得られ
ている状態）には、位相差検出器１６の出力ｉ
をメモリＩに入力した後に、判別用フリツプフ
ロツプ３４をリセツトする。

(a) Ｉ≧I₁またはＩ≦I₂の場合には判定用メモ
リＢを０にする（Ｂ←０）。

(b) I₁＞Ｉ＞I₂の場合には、Ｂの内容に１をた
して新しいＢとする（Ｂ←Ｂ＋１）。

Ｑ＝１のときは上述に動作を行なつた後に、
Ｑ＝０のときは直接に、Ｂを定数５と比較
し、その結果により次の分岐を行なう。

(i) Ｂ＜５の場合処理２を実行する。

(ii) Ｂ≧５の場合処理３を実行する。

処理１の内容 (i) 判定用のメモリＡを１にし（Ａ←１）、
判定用のメモリＢを０にする（Ｂ←０）。

(ii) メモリＷの値をWmaxとする（Ｗ←
Wmax）。

(iii) Ｗを出力バツフア４５に出力し、Ｄ／Ａ変
換器４６により対応するアナログ値に変換す
る。

処理２の内容 (i) ＨからH₃を引いて速度誤差Ｘを計算する
（Ｘ←Ｈ−H₃）。ここに、H₃は基準の回転速
度に対応した値であり、H₁より小さく、H₂
に等しいもしくはほぼ等しい。

(ii) ＩからI₃を引いて位相誤差Ｙを計算する
（Ｙ←Ｉ−I₃）。ここに、I₃は基準の位相差に
対応した値であり、I₁とI₂の間にある（I₁＞
I₃＞I₂）。

(iii) ＸをＳ倍して新しいＸとした後に（Ｘ←
Ｓ・Ｘ）、ＸとＹを加算しＺに入れる（Ｚ←
Ｘ＋Ｙ）。すなわち、速度誤差Ｘ＝Ｈ−H₃と
位相誤差Ｙ＝Ｉ−I₃を所定の利得比Ｓをかけ
た後に加算して合成値Ｚを得ている。

(iv) ＺをＲ倍にして新しいＺとする（Ｚ←Ｒ・
Ｚ）。

(v) ＺをＷに入れる（Ｗ←Ｚ）。

(vi) ＷにWrをたして新しいＷとし（Ｗ←Ｗ＋
Wr）、そのＷを出力し、Ｄ／Ａ変換器４６に
よりアナログ値に変換する。

これは、Ｘ、ＹおよびＺの中心値を０に
しているのに対して、Ｄ／Ａ変換器４６の中心
値をWrにシフトさせ、その出力のリニアリテ
イの広い範囲を使うようにしている。

処理３の内容 (i) Ｂ＝５の場合には下記のようにメモリＫの
初期値設定を行ない、Ｂ≠５の場合（実際に
はＢ＞５の場合）にはＢを６に設定する
（Ｂ←６）。

＜Ｋの初期値設定＞ (a) 速度誤差Ｘ＝Ｈ−H₃と位相誤差Ｙ＝Ｉ−I₃を計算し、ＸとＹを所定の利
得比P₁にて合成し合成値Ｚを求める。

(b) Ｚの符号を反転し、P₂倍した値をメモ
リＫの初期値として設定する。

すなわち、処理３の実行に入る直前の速度
誤差Ｘと位相誤差Ｙに対応した値をＫに設定
している。なお、このＫの設定はＢ＝５とな
る時であり、これは処理２の実行から処理３
の実行に移る最初の段階においてのみ行なわ
れる。

(ii) 速度誤差Ｘ＝Ｈ−H₃を計算する。

(iii) 位相誤差Ｙ＝Ｉ−I₃を計算する。

(iv) ＸとＹに所定の利得比Ｓをかけたる後に加
算して合成値Ｚを得る。

(v) ＫにＺをたして新しいＫとする（Ｋ←Ｋ＋
Ｚ）。

これは、合成値ＺをＫに逐次加算すること
によつて、実質的に積分計算（デイジタル積
分）を行なうことを意味する。

(vi) ＺをＲ倍して新しいＺとし（Ｚ←Ｒ・Ｚ）、
ＺとＫを加算してＷに入れる（Ｗ←Ｚ＋Ｋ）。
すなわち、Ｚの積分値ＫとＺとを所定の利得
比Ｒをかけたる後に加算して合成値Ｗを得て
いる。

(vii) ＷにWrをたして新しいＷとし、その値Ｗ
を出力する。

第４図〜第１０図に示した実施例の全体の制御
動作について説明する。モータ１１は安定に回転
制御されている状態においては、演算器１７は第
１０図の処理３を実行している。

いま、瞬間的にモータ１１の負荷トルクが大き
くなつた場合を考えると、モータ１１の回転速度
が低下し、その回転位相も遅れる。これは、第１
のパルス発生器１２のパルス信号ａの周期を長く
し、第２のパルス発生器１４のパルス信号ｂと基
準信号発生器１５の基準周波数信号ｃの間の位相
差を大きくする。従つて、速度検出器１３の出力
デイジタル値Ｈおよび位相差検出器１６の出力デ
イジタル値Ｉは大きくなる。すなわち、速度誤差
Ｘ＝Ｈ−H₃および位相誤差Ｙ＝Ｉ−I₃は共に大
きくなり、その合成値Ｚを大きくする。Ｚの増加
はそのデイジタル積分値Ｋを大きくし、それらの
合成値Ｗ（Ｄ／Ａ変換器４６への出力）を大きく
する。この出力Ｗの増大に伴つて電力給電器１８
はモータ１１への供給電力を大きくして、モータ
１１に加速トルクを発生させ、その回転速度およ
び回路位相が所定の値となるように制御する。

逆に、モータ１１の負荷トルクが瞬間的に減少
したる場合には、モータ１１の回転速度が増加
し、その回転位相は進む。これは、第１のパルス
発生器１２のパルス信号ａの周期を短かくし、第
２のパルス発生器１４のパルス信号ｂと基準信号
発生器１５の基準周波数信号ｃの間の位相差を小
さくする。従つて、速度検出器１３のデイジタル
値Ｈおよび位相差検出器１６のデイジタル値Ｉは
小さくなる。すなわち、速度誤差Ｘ＝Ｈ−H₃と
位相誤差Ｙ＝Ｉ−I₃は共に小さくなり、その合成
値Ｚを小さくする。Ｚの減小はそのデイジタル積
分値Ｋを小さくし、それらの合成値Ｗ（Ｄ／Ａ変
換器４６への出力）を小さくする。この出力Ｗの
減小に伴つて電力給電器１８はモータ１１への供
給電力を減小（またはモータ１１の発生トルクの
方向と反転し減速トルクを増大）させて、モータ
１１を減速し、その回転速度および回転位相を所
定の値となるように制御する。

さらに、本実施例では、速度誤差Ｘおよび位相
誤差Ｙの合成値Ｚをデイジタル積分し、その積分
値に応動して演算器１７の出力を変化させている
ために、モータ１１の定常負荷トルクの値にかか
わらず位相誤差Ｙが零となるように制御がかか
る。これについて説明する。いま、モータ１１の
定常的な負荷トルクが増加した後の釣い合い状態
を考える。モータ１１への供給電力はその負荷ト
ルクにみあつた加速トルクを発生させる所要の値
であれば良いために、Ｄ／Ａ変換器４６への出力
デイジタル値Ｗは所要の有限な値となる。すなわ
ち、定常的にはＺおよびＫは所要の値（有限）を
とる。このとき、ＫはＺを積分したるものである
から、Ｚは零とならなければならない。Ｚは位相
誤差Ｙと速度誤差Ｘの合成値であり、速度の変化
を積分したるものが位相であることから、速度誤
差Ｘと位相誤差Ｙは共に零となる。従つて、モー
タ１１の回転位相は定常的な負荷トルクの値に無
関係に一定となる。

次に、モータ１１が安定に回転制御されている
状態（演算器１７が処理３を実行している状態）
における制御特性について説明する。合成値Ｚの
デイジタル積分値Ｋと合成値ＺをＲ倍したる値と
を加算合成した値がＷであるから、ＺからＷへの
周波数伝達関数は第１３図に示すようになる。す
なわち、低周波成分は積分効果によつて−
20dB／decの特性にて増強され、高周波成分が一
定となり、その折点周波数f₁は利得比Ｒによつて
きめられる。

上述の第１３図のような伝達関数に相当する演
算のない場合（デイジタル積分値Ｋを零に固定し
た場合）の制御は、単に速度誤差Ｘと位相差Ｙの
合成値によつて回転制御され、その回路特性は第
１４図イのようになつている。このような特性
は、従来のモータの速度制御装置によつてすでに
得られているものである（たとえば、1979年２月
に刊行されたNational Technical Report
Vol.25No.1P.47〜P.60に記載された“電子整流子
モータ直結回転ヘツドアセンブリ”の第２１図に
示されている）。

本実施例では、第４１図イのような制御特性を
有するモータ速度制御系の帰還ループ内に第１３
図のような周波数伝達関数を有するフイルタ要素
（デイジタルフイルタ）を直列に挿入されている。
その結果、折点周波数f₁以下の低周波成分のルー
プ利得が−20dB／decの特性にて増強され、本実
施例の制御特性は第１４図ロに示すようになる。
ここで、折点周波数f₁はf₂とf₃の中間に選定され、
制御特性を良好となすと共にモータ速度制御系全
体の安定性も十分に得られるようになしている
（詳細は後述する）。

本実施例の制御特性（第１４図ロ）を第１図に
示した従来のモータ速度制御装置の制御特性（第
３図）と比較すると、その差はＥ領域とＦ領域に
あらわれる。すなわち、Ｅ領域速度検出器１３の出力デイジタル値Ｈから求
められる速度誤差Ｘ＝Ｈ−H₃を−20dB／dec
の特性にて増強して帰還しているために、制御
特性がf₁からf₂の間で低周波成分程大きく改善
されている。

Ｆ領域位相差検出器１６の出力デイジタル値Ｉから
求められる位相誤差Ｙ＝Ｉ−I₃を−20dB／dec
の特性にて増強して帰還しているために、制御
特性はf₂以下の低周波成分についてさらに改善
されている。

次に、第４図の速度制御装置の制御系の安定性
について説明する。制御系の安定性は、帰還ルー
プ利得の変化点における位相まわりによつて決定
される。この変化点は、制御特性の切り換わりと
なる折点周波数f₃、f₁、f₂（第１４図ロ）であり、
一般に、これらの周波数の間の相対比が十分に確
保できるならば、制御系の各変化点における位相
余裕は安定条件をみたしている。

f₃における安定性ここでは、f₁との関係と共に、第１のパルス
発生器１２のパルス信号ａの周波数fa（すなわ
ち、速度検出器１３の検出周波数）との関係も
重要である。

まず、f₃とfaの関係について説明する。一般
に、検出周波数faが有限であることから、速度
に対応したデイジタル値Ｈを得る動作（検出・
ホールド）において時間遅れが存在し、安定に
速度制御をかけることができる周波数範囲f₃に
限界が生じている。通常、 f₃≦fa／10 ……(2) に設定される。

次に、f₁とf₃に近づけすぎると、f₁およびf₃
における位相余裕が減少し、制御特性にピーク
が発生し、ひどいときにはモータ１１の回転速
度がハンテイングして安定な制御がかからなく
なる。これらの不安定さをさけるために、 f₁≦f₃／２ ……(3) に設定される。

f₁における安定性ここでは、f₂との関係およびf₃との関係（す
でに説明した）が重要となる。

f₁とf₂に近づけすぎると、f₁およびf₂におけ
る位相余裕が減少し、制御系が不安定となる。
この不安定性をさけるために、 f₂≦f₁／２ ……(4) に設定される。

f₂における安定性ここでは、f₁との関係（すでに説明した）と
共に、第２のパルス発生器１４のパルス信号ｂ
の周波数fb（すなわち、位相差検出器１６の検
出周波数）との関係も重要である。

一般に、周波数fbが有限であることから、位
相差に対応したデイジタル値Ｉを得る動作（検
出・ホールド）において時間遅れが存在し、安
定に位相制御をかけることができる周波数範囲
f₂に限界が生じている。通常、 f₂≦fb／５ ……(5) に設定される。

従つて、本実施例のモータ速度制御装置を、
たとえばビデオテープレコーダのシリンダモー
タに使用する場合には、 fb＝30Hz fa＝30Hz×50pulse／rev＝1500Hz と設定すると、 f₃＝fa／20＝75Hz f₁＝f₃／４＝19Hz f₂＝fb／10＝３Hz＜f₁／２となすならば、安定かつ良好な制御特性を得る
ことができる。

次に、第４図〜第１０図に示した本発明の実施
例の過渡応答特性について、第１５図に示した過
渡応答波形を参照して説明する。本実施例の演算
器１７では速度検出器１３の出力デイジタル値Ｈ
および位相差検出器１６の出力デイジタル値Ｉに
もとづいて判断し、適時その処理内容を変更する
ことによつて、起動から安定な速度制御状態にい
たるまでの過渡応答を著しく改善している。

第１５図イは速度検出器１３の出力デイジタル
値Ｈの時間的変化を表わし、第１５図ロは位相差
検出器１６の出力デイジタル値Ｉの時間的変化を
表わし、第１５図ハは演算器１７において計算す
るデイジタル積分値Ｋの時間的変化を表わしてい
る（デイジタル値を等価なアナログ値になおして
図示している）。

モータ１１の起動の最初の段階においては、
その回転速度が遅いために、速度検出１３のデ
イジタル値Ｈは最も大きな値Ｎ（Ｎ進カウンタ
２４の最大カウント値）となり、位相差検出器
１６のデイジタル値Ｉは回転位相の流れに伴つ
て大幅に変化する。このとき、演算器１７は処
理１を選定し（Ｈ＞H₁）、その出力ＷをＨ、Ｉ
に無関係に最も大きな値Wmax（一定）となし
て、電力給電器１８によつてモータ１１に大電
力を供給し、大きな加速トルクを発生させる。
デイジタル積分値Ｋの値は不定であるために図
示していない。

モータ１１が加速され、速度検出器１３の出
力Ｈがモータ１１の回転速度に応動して変化し
はじめる。演算器１７は処理１を継続する。

速度検出器１３の出力ＨがH₁まで減少する。
演算器１７は処理１を継続する。

モータ１１がさらに加速をつづけ、速度検出
器１３の出力Ｈが減小しH₂となる。ここまで
の加速段階においては、演算器１７はその判断
論理により継続して処理１を選定し、モータ１
１に大電力が給電され、大きな加速トルクを発
生し急激な加速を行なう。

モータ１１がさらに加速され、速度検出器１
３の出力Ｈがさらに小さくなると（Ｈ≦H₂）、
演算器１７は処理２を実行するようになる（Ｂ
＝０）。処理２では、速度誤差Ｘ＝Ｈ−H₃と位
相誤差Ｙ＝Ｉ−I₃を所定利得比にて加算合成し
て、出力している。このとき、処理２に移る時
点における位相誤差Ｙはマイナス側（Ｉ＜I₃）
にあり、ＸとＹの合成値Ｚは小さな値となり、
モータ１１の加速トルクは処理１の場合より小
さくなる。

モータ１１の回転速度は基準の回転速度より
も遅い状態にあるために、パルス信号ｂと基準
周波数信号ｃの間の位相差は時間的に徐々に大
きくなる。その位相差の増大に伴つて、位相差
検出器１６の出力Ｉがリニアに変化する領域に
いたる。

位相差検出器１６の新しい出力がI₁とI₂で決
まる所定のリニアな範囲にあるならば、新しい
出力Ｉを得られる毎にＢをカウントアツプして
いく（初期値Ｂ＝０）。このとき、処理２が実
行されている。

Ｂの値が５になると、処理２から処理３に移
る。そのとき、デイジタル積分値Ｋの初期値と
してその直前の速度誤差Ｘと位相誤差Ｙに対応
した値を設定する。以後、速度誤差Ｘと位相誤
差Ｙを所定の利得比Ｓにて加算合成し、その合
成値Ｚをデイジタル積分した積分値Ｋと合成値
Ｚをさらに所定の利得比Ｒにて合成して、その
合成値Ｗを出力する。

演算器１７の処理３の動作により、モータ１
１の回転速度および回転位相が所定の値に安定
して制御される。このとき、デイジタル積分値
Ｋはモータ１１の定常的な負荷トルクに対応し
た正の値となるが、通常その値は小さくほぼ零
に等しい。

なお、処理２から処理３への移行において、
判定用メモリＢを使用し、位相差検出器１６の
新しい出力が所定回数（ここでは５回）だけ所
定の範囲にとどまることを確認している。これ
は、処理２の動作において、モータ１１の回転
速度が所定の値になり安定動作状態に入つたこ
とを、位相差検出器１６の出力Ｉが所定の範囲
にとどまつていることにより検出している。こ
の安定動作検出にもとづき、演算器１７の処理
を処理２から処理３に切り換えている。これに
より、処理３におけるモータ１１の回転速度お
よび回転位相の引込み動作が、極めて容易とな
りその過渡応答時間も著しく短かくなる。

また、処理２から処理３への移行時における
デイジタル積分値Ｋの初期値をその直前の位相
誤差Ｙもしくは速度誤差Ｘに対応した値となす
ならば、その後の位相誤差Ｙの変化（最終値は
Ｙ＝０）に伴つて積分値Ｋも最終の値（零に近
い正の値）に近づいてゆき、安定するまでの時
間は短かくなる。

さらに、モータ１１が安定制御されている状
態において、急に負荷トルクが大幅に増えた場
合を考える。モータ１１の回転速度が遅くな
り、回転位相も遅れていく。従つて、速度検出
器１３の出力Ｈは大きくなり、位相差検出器１
７の出力Ｉは変化する。Ｉが所定の範囲（I₁と
I₂の間）にある間に負荷トルクが軽減される
と、処理３の動作内においてモータ１１はすみ
やかに安定な回転制御状態におちつく。

しかし、負荷トルクがかなり大きく、位相差
検出器１６の出力Ｉが所定の範囲外になると、
演算器１７は処理３から処理２の実行に移る。
その結果、出力Ｗはデイジタル積分値Ｋの影響
をうけなくなる（このとき、Ｋの値は大幅に変
動する。）さらに、モータ１１の回転速度が大幅に遅
れ、速度検出器１３の出力ＨがH₁よりも大き
くなると、演算器１７は処理１を実行するよう
に変化する。その結果、モータ１１は大電力を
給電され、大きな加速トルクを発生する。

負荷トルクが軽減されると、モータ１１は増
速し、速度検出器１３の出力Ｈが所定値H₂よ
りも小さくなると、演算器１７の実行内容は処
理１から処理２に移る。

モータ１１の回転位相が制御され、位相差検
出器１６の出力Ｉは所定の範囲（I₁とI₂の間）
に入る。

位相差検出器１６の新しい出力が所定回数だ
け続けて所定の範囲に入つていると、演算器１
７の実行内容を処理２から処理３に移行する。

モータ１１は所定の回転速度・回転位相にて
安定に制御される。

すでに説明したように本実施例では、速度検出
器１３の出力Ｈと所定値H₁、H₂とを比較し、モ
ータ１１の回転速度がH₁に相当する速度より遅
いもしくは等しい状態から時間的に徐々に加速さ
れ、H₂に相当する速度にいたる間では処理１を
実行してモータ１１を急加速し、モータ１１の回
転速度がH₂に相当する速度よりも速くなると処
理２または処理３を実行するように制御内容を適
時変更している。その結果、良好な過渡応答特性
を得るようにしている。一方、処理３もしくは処
理２の実行状態から処理１の実行状態への移行
は、モータ１１の回転速度がH₁に相当する速度
まで遅くなつたときに行なわれる。すなわち、処
理３もしくは処理２の応動範囲は、速度検出器１
３の出力Ｈでみると、H₂を含み、さらに処理１
の応動範囲（Ｈ＞H₂）をもつ部分的に含んでい
る。従つて、処理３もしくは処理２での応動範囲
を狭めることなく、処理１の応動範囲を広くし
て、H₂をH₃（基準の回転速度に対応する所定値）
に接近させることが可能となる。これにより、過
渡応答特性を良好にできると共に、安定制御状態
（処理３の実行状態）における瞬間的な負荷変動
への応答範囲も広くとれる。なお、重複部分にお
いてどちらを選択するかは、判定用メモリＡによ
つて行なわれ、それ以前の過程に依存するように
している。

また、第１０図における処理１と処理２の切り
換えのための判断において、たとえば、Ｈ＝H₁
の場合やＨ＝H₂の場合などの等号成立時に処理
１を実行するか処理２を実行するかはどちらでも
良い。さらに、処理２から処理３に移るＢの判定
回数は、モータに応じて最適な値が選定される。

第７図に示した演算器１７の別の処理方式を第
１６図に示す。本例では、前述の第１０図の実施
例における処理１、処理２と処理３の他に、さら
に処理４を設けてモータ１１が基準の回転速度
（H₃に対応）を大幅に超えて場合に、急激に減速
してすみやかに安定な速度制御状態になるように
改良している。

これについて説明すれば、速度検出器１３のデ
イジタル値Ｈにもとづいて判断し、処理１、処理
２、処理３もしくは処理４のうちのどれか一つを
選択し、適時その選択を切り換えていく。処理
１、処理２および処理３の内容は、すでに説明し
たる内容（第１０図参照）と同一である。

処理４では、判定用メモリＣを１とし、Ｂ
を０としたのち、ＷをWmin（最小値）とし
てＤ／Ａ変換器４６に出力し、電力給電器１８に
よつてモータ１１に大電力を給電し、大きな減速
トルクを発生するようになしている（加速トルク
にするか減速トルクにするかの切換えは、Ｄ／Ａ
変換器４６の出力値による判定またはCPU４３
による別系統の指示によつて簡単に実現できる）。
ここで、第１６図のH₁、H₂、H₃、H₄およびH₅
の大小関係は、 H₁＞H₂≒H₃≒H₅＞H₄ となされている。

このように処理４を加え、処理２および処理３
の応動範囲がH₅を含み、さらに処理４の応動範
囲を部分的に含むようにするならば、モータ１１
の回転速度が基準の速度（H₃に対応）よりもか
なり速い状態からでも急減速した後にすみやかに
所定の速度に安定する。従つて、本実施例は速度
切換えを行なう多段速度モータにおいて、高速回
路から低速回路にきりかえるときに特に大きな効
果がある。

第７図に示した演算器１７の別の処理方式を第
１７図を示す。これは、前述の第１０図の実施例
における処理１の内容を部分的に変更し、Ｄ／Ａ
変換器４６への出力Ｗを速度誤差Ｘ＝Ｈ−H₃に
比例して変化するようにしたものである（判断・
分岐の仕方および処理２、処理３の内容は第１０
図の実施例と同じである）。

処理１において、まず、判定用のメモリＡを
１とし、Ｂを０とし、速度誤差Ｘ＝Ｈ−
H₃を計算したる後にＳ倍してＺに入れ、ＺをＲ
倍にしてＷに入れ、ＷにWrをたして新しいＷと
して、Ｄ／Ａ変換器４６にＷを出力する。すなわ
ち、速度誤差Ｘ＝Ｈ−H₃にのみ比例（位相誤差
Ｙ＝Ｉ−I₃には無関係）した出力Ｗによつてモー
タ１１への給電を制御している。

このような方式であつても、良好な過渡応答特
性と、定常状態（処理３）における良好な制御特
性を得ることができる。

第７図に示した演算器１７のさらに別の処理方
式を第１８図に示す。これは、前述の第１６図の
実施例における処理１と処理４の内容を部分的に
変更し、Ｄ／Ａ変換器４６へ出力Ｗを速度誤差Ｘ
＝Ｈ−H₃に比例して変化するようにしたもので
ある（判断・分岐の仕方および処理２、処理３の
内容は第１６図の実施例と同じである）。

前述の第１０図、第１６図、第１７図および第
１８図に示した演算器１７の処理３は、第１９図
に示した処理５にて置き換えることが可能であ
る。

第１９図の処理内容は次のようになつている。

(i) Ｂ＝５の場合には下記のようにメモリK₁と
K₂の初期値設定を行ない、Ｂ≠５の場合（実
際にはＢ＞５の場合）にはＢを６に設定す
る（Ｂ←６）。

＜K₁の設定＞位相誤差Ｙ＝Ｉ−I₃を計算し、ＹをP₁倍した
後に符号反転してK₁の初期値とする。

＜K₂の設定＞速度誤差Ｘ＝Ｈ−H₃を計算し、ＸをP₂倍し
た後に符号反転してK₂の初期値とする。

すなわち、処理５の実行に入る直前の速度誤
差Ｘもしくは位相誤差Ｙに対応した値をK₁、
K₂の初期値として設定している。なお、この
ような初期値設定動作は、Ｂ＝５となるときで
あり、これは処理２の実行から処理５の実行に
移る最初の段階において一度だけ行なわれる。

(ii) 位相誤差Ｙ＝Ｉ−I₃を計算し、K₁にＹをたし
て新しいK₁とし、K₁をR₁倍してＶに入れる。
すなわち、位相誤差Ｙをデイジタル積分し、そ
の積分値K₁に比例した値をＶとしている。

(iii) 速度誤差Ｘ＝Ｈ−H₃を計算し、K₂にＸをた
して新しいK₂とする。すなわち、Ｘをデイジ
タル積分し、その積分値をK₂に入れる。Ｘを
Ｓ倍した値とK₂とを加算合成して、その合成
値ＺをR₂倍して新しいＺとする。

(iv) ＶとＺを加算してＷとし、ＷにWrをたして
新しいＷとし、その値Ｗを出力する。

次に、第１９図に示した速度５を前述の第１０
図の処理３とおきかえた場合の制御特性について
説明する。

位相誤差Ｙからその積分値K₁への周波数伝達
関数は、第２０図に示すように−20dB／decの積
分特性を示す。また、合成値Ｚは速度誤差Ｘとそ
の積分値K₂とを所定の利得比Ｓにて加算合成し
たものであるから、ＸはＺへの周波数伝達関数は
第２１図に示すように低周波成分が−20dB／dec
にて増強され、高周波成分は一定となる。その折
点周波数f₁はＳの値によつて決まる。

従つて、K₁とＺを加算合成した合成値Ｗは、
位相誤差Ｙの積分値K₁と速度誤差Ｘの積分値K₂
と速度誤差Ｘを実質的に所定の利得比（R₁、R₂、
Ｓできまる）にて加算合成したものとなる。

これは、第１０図の処理３の結果得られるＷを
同等となる（第１３図の折点周波数f₁が第１４図
の折点周波数f₂よりも高いために、位相誤差Ｙの
積分したものが第１０図の合成値Ｚに影響する）。
従つて最終的に得られ制御特性は第１４図ロと完
全に一致させることができる。

また、積分値K₁，K₂の初期値を処理に移る直
前の位相誤差Ｙ＝Ｉ−I₃もしくは速度誤差Ｘ＝Ｈ
−H₃に対応した値となすことにより、過渡応答
特性は良好となる。

なお、本発明の主旨を応用して、従来の制御特
性（第３図）を有するモータの速度制御装置にお
ける過渡応答特性も著しく改善できる。これにつ
いて第２２図を参照して説明する。第２図に示し
た処理６は、前述の第１０図、第１６図、第１７
図および第１８図に示した演算器１７の処理３を
置きかえるものである。第２図の処理内容は次の
ようになつている。

(i) Ｂ＝５の場合には下記のようにメモリＫの初
期設定を行ない、Ｂ≠５の場合にはＢを６
に設定する。（Ｂ←６）。

＜Ｋの設定＞位相誤差Ｙ＝Ｉ−I₃を計算し、ＹをＰ倍した
後に符号反転してＫの初期値とする。

(ii) 位相誤差Ｙ＝Ｉ−I₃を計算し、ＫにＹをたし
て新しいＫとし（デイジタル積分）、ＹとＫを
所定の利得比R₁にて合成し、合成値ＶをR₂倍
して新しいＶとする。

(iii) 速度誤差Ｘ＝Ｈ−H₃を計算し、ＸをＳ倍し
て新しいＸとする。

(iv) ＸとＶを加算合成して、合成値ＷにWrをた
して新しいＷとし、その他Ｗを出力する。

位相誤差Ｙ＝Ｉ−I₃から合成値Ｖへの周波数伝
達関数は、第２３図に示すように低周波成分が−
20dB／decの特性で増強され、高周波成分は一定
の利得となつている。これは、第２図に示した周
波数特性と同一である。従つて、第２２図にした
処理６によつて前述の第１０図の演算器１７の処
理３をおきかえた場合の制御特性は、第１図に示
した従来のモータの速度制御装置によつて得られ
る特性（第３図）と一致する。

このような構成においても、モータ１１の起動
から安定な回転制御状態にいたる過渡応答は改善
されている。これは、すでに説明したように、速
度検出器１３の出力もしくは位相差検出器１６の
出力にもとづいて演算器１７の処理内容を処理
１、処理２または処理６と適時変更することによ
るものである。また、積分値Ｋの初期値を処理６
に移る直前の位相誤差Ｙ＝Ｉ−I₃に対応した値と
なすことによつて、さらに過渡応答特性を良好に
している。

なお、本発明のモータ速度制御装置において使
用する速度検出器１３、位相差検出器１６および
演算器１７の具体的な構成は、第５図、第６図お
よび第７図に示された構成に限らず、種々のもの
が利用可能である。また、本発明の主旨にもとづ
いて多くの変形が可能である。

上述の説明にて理解されるように、本発明のモ
ータ速度制御装置は下記のような種々の利点を有
している。

モータの回転速度と回転位相に対応した速度
誤差Ｘと位相誤差Ｙの合成値を実質的に積分
し、その積分値と合成値を所定の利得比にて合
成した信号によつて制御をかけているために、
非常に良好な制御特性を得られる。

定常的な負荷トルクの増減による速度偏差お
よび位相偏差は零となる。

速度検出手段の検出デイジタル値および位相
差検出手段の検出デイジタル値にもとづいて判
断し、演算手段の処理内容を適時変更して制御
内容を変更することにより、良好な過渡応答特
性が得られる。

特に、処理３の応動範囲が処理１の応動範囲
を部分的に含むようになし、処理１の範囲およ
び処理３の範囲をそれぞれ独立に十分広くとる
ことを可能となし、起動から定常速度にいたる
までの過渡的な応答を良好にすると共に、安定
な制御状態における応動範囲も広くとれる。

また、処理２においてモータの回転速度が所
定の値もしくはほぼ所定の値になつたことを検
出して（Ｂのカウントがこれに相当する）、そ
の検出結果にもとづいて処理３に移行するよう
になしているために、処理３の実行に移つた後
の安定な回転制御状態への引き込み時間が短か
い。さらに、デイジタル積分値の初期値とし
て、処理３に移る直前の位相誤差もしくは速度
誤差に対応した値を設定しているために、安定
な回転制御状態への引き込みが容易となる。

速度検出手段および位相差検出手段をカウン
タとラツチ回路によつて構成し、信号の時間間
隔内にあるクロツクパルスの数を計数するよう
にすれば、クロツクパルスの１パルス以上の誤
差が発生しない。従つて、クロツクパルスとし
て水晶発振器の出力のような安定かつ高周波の
周波数信号を使用するならば、正確な速度検出
および位相差検出が可能となる。また周囲温度
や部品の経年変化の影響を受けにくい。

速度誤差および位相誤差の積分をデイジタル
的に行なつているために、アナログ積分器に起
こりがちな温度ドリフトがオフセツト等が生じ
ないので正確な積分が可能となる。

速度検出、位相差検出および演算をデイジタ
ル的に行なつているために、Ｃ−MOS、I²L等
によるモノリシツクIC（集積回路）化に適して
いる。そして、従来のサンプリング方式の速度
検出回路および位相検出回路で必要となる外付
けコンデンサも不要となる。

本発明のモータの速度制御装置は、過渡応答特
性・制御特性がすぐれ、温度変化・経年変化に対
して安定である。従つて本発明にもとづいて、音
響・映像機器用のブラシレス直流モータの速度制
御装置を構成するならば、高性能・長寿命の制御
装置を実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のモータの速度制御特性の構成
図、第２図はフイルタの周波数伝達関数を表わす
特性図、第３図は第１図の従来の装置によつて得
られる制御特性図、第４図は本発明のモータの速
度制御装置の構成図、第５図は速度検出器の具体
的な構成図、第６図は位相差検出器の具体的な構
成図、第７図は演算器の具体的な構成図、第８図
はＤ／Ａ変換器の具体的な構成図、第９図は第７
図に示した演算器の処理内容を示す概略のフロー
チヤート図、第１０図は第９図の処理の詳細なフ
ローチヤート図、第１１図は第５図に示した速度
検出器の動作を説明するための波形図、第１２図
は第６図に示した位相差検出器の動作を説明する
ための波形図、第１３図は周波数伝達関数を表わ
す特性図、第１４図イ，ロは本発明のモータの速
度制御装置の制御特性を説明するための特性図、
第１５図イ，ロ，ハは過渡応答特性を説明するた
めの波形図、第１６図、第１７図および第１８図
はそれぞれに演算器の別の処理方式を示すフロー
チヤート図、第１９図は演算器の処理の一部を表
わすフローチヤート図、第２０図および第２１図
は周波数伝達関数を表わす特性図、第２２図は演
算器の処理の一部を表わすフローチヤート図、第
２３図は周波数伝達関数を表わす特性図である。１１……被速度制御モータ、１２……第１のパ
ルス発生器、１３……速度検出器、１４……第２
のパルス発生器、１５……基準信号発生器、１６
……位相差検出器、１７……演算器、１８……電
力給電器、２１……クロツクパルス発生回路、２
２……トリガ信号発生回路、２３……Ｍ進カウン
タ、２４……Ｎ進カウンタ、２５……リセツト回
路、２６……ラツチ回路、３１……Ｌ進カウン
タ、３２……ラツチ回路、３３……トリガ信号発
生回路、３４……判別用フリツプフロツプ、４１
……割込受付回路、４２……入力バツフア、４３
……CPU（中央演算処理回路）、４４……メモリ
回路、４５……出力バツフア、４６……Ｄ／Ａ変
換器、４７……スイツチ回路。

Claims

【特許請求の範囲】１被速度制御モータと、前記モータの回転速度
に対応してその周波数を変化する第１のパルス信
号を発生する第１のパルス発生手段と、前記第１
のパルス信号にもとづいて前記モータの回転速度
に対応したデイジタル値を得る速度検出手段と、
前記モータの回転に伴つて変化し、前記第１のパ
ルス信号の周波数よりも低い周波数の第２のパル
ス信号を発生する第２のパルス発生手段と、基準
周波数信号を発生する基準信号発生手段と、前記
第２のパルス信号と前記基準周波数信号との間の
位相差に対応したデイジタル値を得る位相差検出
手段と、前記速度検出手段のデイジタル値および
前記位相検出手段のデイジタル値に応動した出力
信号を発生する演算手段と、前記演算手段の出力
信号に応動して前記モータへの供給電力を変化さ
せる電力給電手段を具備し、前記演算手段はその
動作において、前記速度検出手段のデイジタル値
および前記位相差検出手段のデイジタル値に無関
係にその出力信号を一定または略一定となす第１
の動作モードと、前記速度検出手段のデイジタル
値と前記位相差検出手段のデイジタル値の合成信
号を出力信号となす第２の動作モードを有し、前
記速度検出手段のデイジタル値を第１の所定値お
よび第２の所定値と比較して、前記モータの回転
速度が前記第１の所定値に対応する速度よりも遅
い状態より時間的に徐々に加速されて前記第２の
所定値に対応する速度にいたる間では前記演算手
段を前記第１の動作モードとなし、前記モータの
回転速度が前記第２の所定値に対応する速度より
も早くなると前記演算手段を前記第２の動作モー
ドになるようにし、さらに、前記演算手段が第２
の動作モードで動作している状態から前記モータ
の回転速度が減速され前記第１の所定値に対応す
る速度よりも遅くなると前記演算手段を前記第１
の動作モードとなすようにしたことを特徴とする
モータの速度制御装置。２演算手段は第２の動作モードにおいて、速度
検出手段のデイジタル値と位相差検出手段のデイ
ジタル値を所定の利得比にて加算合成し、その合
成値をデイジタル的に積分したデイジタル積分値
と前記合成値を所定の利得比にてさらに加算合成
して出力信号とする動作モードを含んでいること
を特徴とする特許請求の範囲第１項に記載のモー
タの速度制御装置。３演算手段は第２の動作モードにおいて、位相
差検出手段のデイジタル値をデイジタル的に積分
して第１の積分値を得て、速度検出手段のデイジ
タル値をデイジタル的に積分して第２の積分値を
得て、前記第１の積分値と前記第２の積分値と前
記速度検出手段のデイジタル値を所定の利得比に
て加算合成して出力信号とする動作モードを含ん
でいることを特徴とする特許請求の範囲第１項に
記載のモータの速度制御装置。４演算手段は第２の動作モードにおいて、位相
差検出手段のデイジタル値とデイジタル的に積分
して積分値を得て、速度検出手段のデイジタル値
と前記位相差検出手段のデイジタル値と前記積分
値を所定の利得比にて加算合成して出力信号とす
る動作モードを含んでいることを特徴とする特許
請求の範囲第１項に記載のモータの速度制御装
置。５被速度制御モータと、前記モータの回転速度
に対応してその周波数を変化する第１のパルス信
号を発生する第１のパルス発生手段と、前記第１
のパルス信号にもとづいて前記モータの回転速度
に対応したデイジタル値を得る速度検出手段と、
前記モータの回転に伴つて変化し、前記第１のパ
ルス信号の周波数よりも低い周波数の第２のパル
ス信号を発生する第２のパルス発生手段と、基準
周波数信号を発生する基準信号発生手段と、前記
第２のパルス信号と前記基準周波数信号との間の
位相差に対応したデイジタル値を得る位相差検出
手段と、前記速度検出手段のデイジタル値および
前記位相検出手段のデイジタル値に応動した出力
信号を発生する演算手段と、前記演算手段の出力
信号に応動して前記モータへの供給電力を変化さ
せる電力給電手段を具備し、前記演算手段はその
動作において、前記速度検出手段のデイジタル値
だけに応動してその出力信号を変化する第１の動
作モードと、前記速度検出手段のデイジタル値と
前記位相差検出手段のデイジタル値の合成信号を
出力信号となす第２の動作モードを有し、前記速
度検出手段のデイジタル値を第１の所定値および
第２の所定値と比較して、前記モータの回転速度
が前記第１の所定値に対応する速度よりも遅い状
態より時間的に徐々に加速されて前記第２の所定
値に対応する速度にいたる間では前記演算手段を
前記第１の動作モードとなし、前記モータの回転
速度が前記第２の所定値に対応する速度よりも早
くなると前記演算手段を前記第２の動作モードに
なすようにし、さらに、前記演算手段が第２の動
作モードで動作している状態から前記モータの回
転速度が減速され前記第１の所定値に対応する速
度よりも遅くなると前記演算手段を前記第１の動
作モードとなすようにしたことを特徴とするモー
タの速度制御装置。６演算手段は第２の動作モードにおいて、速度
検出手段のデイジタル値と位相差検出手段のデイ
ジタル値を所定の利得比にて加算合成し、その合
成値をデイジタル的に積分したデイジタル積分値
と前記合成値を所定の利得比にてさらに加算合成
して出力信号とする動作モードを含んでいること
を特徴とする特許請求の範囲第５項に記載のモー
タの速度制御装置。７演算手段は第２の動作モードにおいて、位相
差検出手段のデイジタル値をデイジタル的に積分
して第１の積分値を得て、速度検出手段のデイジ
タル値をデイジタル的に積分して第２の積分値を
得て、前記第１の積分値と前記第２の積分値と前
記速度検出手段のデイジタル値を所定の利得比に
て加算合成して出力信号とする動作モードを含ん
でいることを特徴とする特許請求の範囲第５項に
記載のモータの速度制御装置。８演算手段は第２の動作モードにおいて、位相
差検出手段のデイジタル値とデイジタル的に積分
して積分値を得て、速度検出手段のデイジタル値
と前記位相差検出手段のデイジタル値と前記積分
値を所定の利得比にて加算合成して出力信号とす
る動作モードを含んでいることを特徴とする特許
請求の範囲第５項に記載のモータの速度制御装
置。９被速度制御モータと、前記モータの回転速度
に対応してその周波数を変化する第１のパルス信
号を発生する第１のパルス発生手段と、前記第１
のパルス信号にもとづいて前記モータの回転速度
に対応したデイジタル値を得る速度検出手段と、
前記モータの回転に伴つて変化し、前記第１のパ
ルス信号の周波数よりも低い周波数の第２のパル
ス信号を発生する第２のパルス発生手段と、基準
周波数信号を発生する基準信号発生手段と、前記
第２のパルス信号と前記基準周波数信号との間の
位相差に対応したデイジタル値を得る位相差検出
手段と、前記速度検出手段のデイジタル値および
前記位相検出手段のデイジタル値に応動した出力
信号を発生する演算手段と、前記演算手段の出力
信号に応動して前記モータへの供給電力を変化さ
せる電力給電手段を具備し、前記演算手段はその
動作において、前記速度検出手段のデイジタル値
と前記位相差検出手段のデイジタル値を所定の利
得比にて加算合成して出力信号となす第１の動作
モードと、前記速度検出手段のデイジタル値と前
記位相差検出手段のデイジタル値を所定の利得比
にて加算合成した合成値を得て、前記合成値をデ
イジタル的に積分したデイジタル積分値と前記合
成値を所定の利得比にてさらに加算合成して出力
信号をなす第２の動作モードを有し、さらに、前
記演算手段は、前記位相差検出手段のデイジタル
値が所定の範囲内に入つていることにより前記モ
ータの回転速度が所定の値もしくはほぼ所定の値
となつたことを検出する安定動作検出手段を含ん
で構成され、前記安定動作検出手段の判定結果が
安定状態の場合に前記演算手段の動作モードを前
記第２の動作モードになし、前記安定動作検出手
段の判定結果が安定状態でない場合に前記演算手
段の動作モードを前記第１の動作モードになすよ
うに切り換えたことを特徴とするモータの速度制
御装置。１０演算手段が第１の動作モードから第２の動
作モードに切り換わるときに、前記第２の動作モ
ードとにおけるデイジタル積分値の初期値とし
て、その直前の位相差検出手段のデイジタル値も
しくは速度検出手段のデイジタル値に対応した値
を設定するようにしたことを特徴とする特許請求
の範囲第９項に記載のモータの速度制御装置。１１被速度制御モータと、前記モータの回転速
度に対応してその周波数を変化する第１のパルス
信号を発生する第１のパルス発生手段と、前記第
１のパルス信号にもとづいて前記モータの回転速
度に対応したデイジタル値を得る速度検出手段
と、前記モータの回転に伴つて変化し、前記第１
のパルス信号の周波数よりも低い周波数の第２の
パルス信号を発生する第２のパルス発生手段と、
基準周波数信号を発生する基準信号発生手段と、
前記第２のパルス信号と前記基準周波数信号との
間の位相差に対応したデイジタル値を得る位相差
検出手段と、前記速度検出手段のデイジタル値お
よび前記位相検出手段のデイジタル値に応動した
出力信号を発生する演算手段と、前記演算手段の
出力信号に応動して前記モータへの供給電力を変
化させる電力給電手段を具備し、前記演算手段は
その動作において、前記速度検出手段のデイジタ
ル値と前記位相差検出手段のデイジタル値を所定
の利得比にて加算合成して出力信号となす第１の
動作モードと、前記位相差検出手段のデイジタル
値をデイジタル的に積分して第１の積分値を得
て、前記速度検出手段のデイジタル値をデイジタ
ル的に積分して第２の積分値を得て、前記第１の
積分値と前記第２の積分値と前記速度検出手段の
デイジタル値を所定の利得比にて加算合成して出
力信号となす第２の動作モードを有し、さらに、
前記演算手段は、前記位相差検出手段のデイジタ
ル値が所定の範囲内に入つていることにより前記
モータの回転速度が所定の値もしくはほぼ所定の
値となつたことを検出する安定動作検出手段を含
んで構成され、前記安定動作検出手段の判定結果
が安定状態の場合に前記演算手段の動作モードを
前記第２の動作モードになし、前記安定動作検出
手段の判定結果が安定状態でない場合に前記演算
手段の動作モードを前記第１の動作モードになす
ように切り換えたことを特徴とするモータの速度
制御装置。１２演算手段が第１の動作モードから第２の動
作モードに切り換わるときに、前記第２の動作モ
ードにおける第１の積分値および第２の積分値の
初期値として、その直前の位相差検出手段のデイ
ジタル値もしくは速度検出手段のデイジタル値に
対応した値をそれぞれ設定するようにしたことを
特徴とする特許請求の範囲第１１項に記載のモー
タの速度制御装置。１３被速度制御モータと、前記モータの回転速
度に対応してその周波数を変化する第１のパルス
信号を発生する第１のパルス発生手段と、前記第
１のパルス信号にもとづいて前記モータの回転速
度に対応したデイジタル値を得る速度検出手段
と、前記モータの回転に伴つて変化し、前記第１
のパルス信号の周波数よりも低い周波数の第２の
パルス信号を発生する第２のパルス発生手段と、
基準周波数信号を発生する基準信号発生手段と、
前記第２のパルス信号と前記基準周波数信号との
間の位相差に対応したデイジタル値を得る位相差
検出手段と、前記速度検出手段のデイジタル値お
よび前記位相検出手段のデイジタル値に応動した
出力信号を発生する演算手段と、前記演算手段の
出力信号に応動して前記モータへの供給電力を変
化させる電力給電手段を具備し、前記演算手段は
その動作において、前記速度検出手段のデイジタ
ル値と前記位相差検出手段のデイジタル値を所定
の利得比にて加算合成して出力信号となす第１の
動作モードと、前記位相差検出手段のデイジタル
値をデイジタル的に積分して積分値を得て、前記
積分値と前記位相差検出手段のデイジタル値と前
記速度検出手段のデイジタル値を所定の利得比に
て加算合成して出力信号となす第２の動作モード
を有し、さらに、前記演算手段は、前記位相差検
出手段のデイジタル値が所定の範囲内に入つてい
ることにより前記モータの回転速度が所定の値も
しくはほぼ所定の値となつたことを検出する安定
動作検出手段を含んで構成され、前記安定動作検
出手段の判定結果が安定状態の場合に前記演算手
段の動作モードを前記第２の動作モードになし、
前記安定動作検出手段の判定結果が安定状態でな
い場合に前記演算手段の動作モードを前記第１の
動作モードになすように切り換えたことを特徴と
するモータの速度制御装置。１４演算手段が第１の動作モードから第２の動
作モードに切り換わるときに、前記第２の動作モ
ードにおける積分値の初期値として、その直前の
位相差検出手段のデイジタル値もしくは速度検出
手段のデイジタル値に対応した値を設定するよう
にしたことを特徴とする特許請求の範囲第１３項
に記載のモータの速度制御装置。