JPS5889088A - モ−タの速度制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はモータの速度ｌ１ｌＩｌｌ装置に関するもので
′ゐる。

従来のレコードプレーヤやビデオテープレコーダ等の音
響、映＊ｓｉ＊に用いらｎるモータとして、普及機には
電圧を速度基準として速度ｆｌｉｔ−されたブラシレス
直流モータを用いているが、このような方式では周囲の
温度変化や部品の経年変化に対して十分に安定な基準電
圧を得ることが麹かしく。

たとえば、温度変化に伴って基準電圧が変化した賜金に
はモータの速度変化を引き起こして速度偏差を生じやす
い。また、定常負荷トルクの増大に。

対して速度偏差を生じるという問題点を含んでいる。

このような問題点を解消するために、高級機では適度検
出と共に位相の検出も行ない、速度制御ループに更に位
相制御ループを加えて、定常負荷トルクの変化またけ周
囲汲置の変化に対して速度偏差を小さくしている。

ビデオテープレコーダ用のシリンダモータやキャプスタ
ンそ一夕では、再生映像信号の安定性を得るためＥ、基
準となる周波数信号（１ＮＮ直刻信号）龜菅−夕の回転
位相またはテープの走行位相（：ｊントロール信号の位
相）との同期をとる必要が１り伽、上述のような位相制
御動作を有する制御方式は不可欠である。特に、シリン
ダモータでは。

その回転位相が電電負荷トルクの増大に伴って変化する
と、テープ走行位置とヘッドスイッチング位置の間にズ
レが生じ、安定な再生画像が得られ。

ない、そのため１位相誤差出力の低周波成分を積分して
帰還制純をかけ、定常負荷トルクの増大に伴う回転位相
の変化を極めて小さくなしている・このような従来の速
度制御装置を第１図に示す。

石１ｆｉにおいて、（１）は被速度制御モータ、（２）
はモータ（１）の回転速度に対応したパルス信号（署）
（通常１１転に５０７？ルス程度）を発生する第１のパ
ルス発生器、に）は前記パルス信号（−）からモータ…
の回転速度に応じたアナログ信号（荀を得る速度検出器
。

←）はモータ（１）の同転位相に対応したパルス信号（
ｂ）（通常１回転に１パルス）を発生する第３のパルス
発生器、（６）は位相同期の基準周波数信号（−）を発
生する基準信号発生器、（６）はパルス信号（＠と基準
信号（＠）との閾の位相差に対応したアナログ信号（ｅ
）を得る位相差検出器、（７）は位相差検出ｌＩ＃）の
出力（・）に含まれる低周波成分を増強するフィルタ（
第１図にその周波数伝達関数の特性図を示す）、（２）
は速度検出器（３）の出力（−とフィルタ（７）の出力
（ｆ）を合成する加算器、（２）は加算１ｉ１（６）の
出力（−を制−信号としてモータ（１）への供給電力を
変化させる電力給電−でみる。

このような構成のモータ速成ＩＩ！ｉ抑装諏の制御特性
は、外乱トルクに対するモータ（１）の速度変動のし品
番で表ｔ）ｓれ、その周波数伝達特性は第８１のように
なっている。ここに、横軸は外乱トルクの周波数であり
、ｍ軸はｔｉｔｔａ特性（速成変動のし易喜）であり、
小さな値（グラフでの位置が下）になる程良好な特性と
なっていることを意味する。

ｉのｌｌｌ１−特性は次の４つの周波数領域から成り立
っている。

ム領域Ｉ　モータ（１）の慣性モーメントによって制御
特性が決まる周波数領域。

１領域；　速度検出ｉ！！（２）の出力（姉によって主
にＷａＳれる周波数領域（１４御信号ム）において、遮
屓＠ｊｆｉｉ！！（３）の出力（４０がフィルタａ）の
出力（ｆ）よりも大きく影響し。

支配的となる領域）。

ｃｈｉ域ｓ　　位相差検出器（旬およびフィルタ（υを
通った出力（ｒ）によって主にｒａｍｓれる周波数領域
（Ｉｆ純倍信号１）において、フィルタ（７）の出力（
１）が−速度検出器（２）の出力（１）よりも大赤く影
響し、支配的となる領域）。

塾１１Ｍ：Ｃ領域と同様であるが、フィルタＱ）の作用
によって低周波成分の１ｉ１１姉ループ利得をさらに増
強された周波数領域。

ビデオテープレコーダに使用するシプンダ菅−タでは、
再生画像の安定性とジッタの低減のために、交流的な速
度変＃ＩＪを小さくすると共に、ｉｉｉ転回転の定常的
な偏差（定常負荷トルクの変化に対する位相同期点の変
化）をも小さくしなけｎばならない、そのために、従来
の適度ａｎ装置では。

位相差検出１１（２）の直後にフィルタ（７）を付加し
、直流および低周波における制御利得を大きくして（１
８１図参照）、１１１図に示すように、低周波領域りで
の制御特性を良好にしている。

しかし、このようｔ従来の構成（第１図）では。

位相を検出する６ｇのパルス発生ｉ１に）のパルス信号
（荀がモータ（１）の１−転に１同のパルスしか発生で
番ないために１位相制Ｎを主体にできる周波数範ｗＡ（
ｍｌｓ−のｆ、以下のＣ領域と動領域）が低くお番えも
れてしまう、これは、ｌ１ｌＩａＩの安定性のために必
要と専れ、特に１位相差の検出に伴う時閣遍れによって
ｔＩｉｌｌｉＩ８れている。すなわち５ｌｆｆｉを大―
くすることには限界がある。そのために、１２以上の周
波数領域におけるｌｌｌ１１特性を良好にするためには
、＠１のパルス発生−（資）のパルス信号（ａ）の−画
周波数、すなわちモータ（υの１−転あたりの検出パル
ス数を大きくする必要がある。しかし。

パルス数の増加には物理的な限界があり、ｗｉｍ特性の
向上をはかりにくかった。その結果、Ｑツタ（特に、ｈ
以下のりツタ）が多く発生しｇｍとなっていた。

また、Ｃのような回転位相を検出して爛遣をする遮直−
−ｔｉｅでは、基準周波数信号（喀）に対するパルス信
号（時の位相差によってｔｕａｔ、、ているために、起
動時の過渡応答に時間がかかるという欠点が島る。ｍ動
か％ｌ１ｌＩＩｌｌ状園にいたる関ではパルス信号（＆
）の周波数が基準周波数信号（Ｃ）の周波数よりも小さ
いために、その両省間の位相差が時間的に大−に変動す
る（位相が流れる）。従って１位相差検出１１（４のア
ナログ出力電圧（・）が過渡状部において大幅に変動し
、！４紳信号−）に太番なリップルを生じる。これによ
り、モータ（ＩＪへの供給電力が変動し、すみやかな位
相同期引き込みが得られなかった・ さらに、ｌｌ来の速度検出１＃　（りおよび位相差検出
器（２）では、コンデンサの充電放電波形の一部をサン
プ９ングして、他のコンダン４１Ｉζネールドする方法
をとっている。このようなコンデンサを多急に使用する
方法は外付部品が多くなり、モノリシックｔｃ（８１１
１ｍ路）化に適さない。また１周一温度や部品の経年変
化の影響をうけやすいという欠点がある。

本発明は、上述の種々の問題点を解決したモータの速度
制御装置を提供するものである。すなわち、少ないパル
ス数ながらも良好なｌ１ｌＩＩＩ特性を得らｎ、過渡応
答特性の良好なモノリシックＩＣ化に適した構成のそ一
部の速度制御装置を実現したものでｈ墨。

以下１本５ａ明の一実施例を図面にもとづいて説明する
。第４図〜ｇ１０図に本発明のモータｉＭ度制御装置の
一実施例を示す、第４図の基本構成図において、第１の
パルス発生器（至）は、モータ（ロ）にとりつけられた
周波数発電機と波形整形器や分周器によって構ｔ４され
、モータ（ロ）の回転に対応して変化する周波数の第１
のパルス信号（ｓ）　ｌｋ発生する。

＠２のパルス発生−一も同様に１周波数発電機と波形整
形器や分局器によ−って構成さｎ、第１のツマ座ス償号
（−よりもかなり周波数の低い第３の／＜ルス信号（Ｔ
ｈ）を発生する。にで、第１の／＜ルス信号（ａ）を分
局して１ｓｓのパルス信号（−）を得るようにしても良
い、また、モータ鵜と連動動作する別の一転体や走行体
から第２のパルス信号（ｂ）を検出するようにしてもよ
い。

適度検出―曽は、第１のパルス信号（暑）の零クロス時
刻を検出し、その時間間隔からモータ鵠の瞬時のａ転適
度に対応したディジタル信号（峙を得て。

次の検出時点までホールドする。基準信号発生器に）は
位相同期の基準となる周波数信号（（）を発生する。位
相差検出器鱒は、ＩＨｚのパルス信号（ｂ）と基準周波
数信号（ｃ）との間の位相差に対応したディジタル信号
（ム）を待て１次の検出時点までホールドする。すなわ
ち、第２のパルス信号（荀の零り−ス時細から基準周波
数信号（０の零クロス時刻までの時間間隔（またはその
逆の時間間隔）を検出している。

速度検出ｌ！ｊｊ（至）の出力（荀と位相差検出器−の
出力（０は演算１１（ロ）に入力され、その両者に対応
した制御信号（−が出力さｎる。電力給−器に）は演算
ｉＩ＠の出力（−）に応じてモータ■への供給電力１ｋ
ＩＩ制御し。

モータ（ロ）が所定の速度・位相にて一転するようにな
している。

演算器（ロ）は判断機能を有し、速度検出Ｉ＃轡のディ
ジタル出力（ｋ）および（または）位相差検出１１Ｑ４
のディジタル出力（１）にもとづいて判断してその動作
モード（処理内容）をみりかえて出力し、モータ（ロ）
の起動時におけひ過渡応答を良好にしている。

また、演算器四の処理内容の工夫により、定常卸転吠１
１における制御特性を良好となるように改善している（
詳細は後述）。

１１４１Ｑの速度検出器−の具体的な構成例をＩＩｉ図
に示す。その構成および動作を第１１図の動作説明波形
図を＃照して説明する。第１のノτルス発生器−の出力
信号（畠）（第１１図（イ））、はトリガ信号発生−路
一に入力され、パルス信号（ａ）の正エツジから所定の
パルス巾のトリガ信号（ｊ）（ｌｉＨ図←））を作る。

クーツタパルス発生回路−は、たとえば水晶発振器のよ
うな安定な高周波発振器（４Ｍ−程度）とその出力を整
形・分局する―路によって構成８れ、パルス信号（−の
周期Ｔよりも充分に短かい周ＪＩＩＩずのクロックパル
ス（ｋ）を発生する（通常「は丁の１・Ｏ・分の１１１
Ｋ）。クロックパルス（荀は麗進カウンターよ肩進カウ
ンターに入力されている（Ｍ。

Ｍは共に正の整数であり１Ｍは輩よりも大きくとられて
いる）。

腫進カクンターはトリガ信号０）の正エツジによってト
ツガ専れてカウント状態になり、その出力（１）はクロ
ックパルス（ｋ）を麗個カウントする間ハリ１となり１
Ｍ個カウントを終えると′Ｌ１にな恒久のトリガ信号０
）の到来まで停止している（ｌｉｔマ図（ハ））。また
１Ｍ進カウンタ（２）はカウント中における再トリガも
可能なリトリガブルカウンタであり、トリガ信号０）の
正エツジ時点より所定の時間巾舅「の遅延をおこなって
いる。

麗進カウンタ四のカウント終了時点、すなわち出力信号
０）の負エツジによって、Ｗ進カウンタ鱒はカウント状
ａにかわり、クロックパルス（ｋ）をカウントしていく
（鋪丁図に））。トリガ信号（１）の次の正エツジによ
って１Ｍ進カウンターのその時点の内容（ディジタル値
）がラッチ回路−に入力さｎ１次のラッチ入力時点まで
その内容が保持８れる。このとき９Ｍ進カウンターがカ
ウント状態に変わることは、すでに説明したとおりであ
る・壽らに、トリガ信号（１）の負エツジによってリセ
フシ呵路（２）が動作して１Ｍ進カウレターのカウント
を停止させ、その内容をリセットする（　１１１１図に
）λなお、Ｎ進カウンターは、第１の内部状１ｍ（オー
ル・）からクロックパルス（ｈ）のカウントを開始し、
ｆｉｌｌの内部状態（オールｌ）になるとカウントを停
止して、その内部状ｌｌｉを保持するようになされてい
る。すなわち、ｊｉｌの内部状態で停止していた縦進カ
ウンターは、ｙ進カウンタ（２）の出力信号０）の負エ
ツジによってトリガされるとカウント状態となり、リセ
ット回路−のすナツト信号によってカクンシを停止して
第１の内部状態にもどるか、またはＩＩｓの内部状態に
なってカウントを停止し、その後のリセット信号によっ
てｌｉｔの内部状態にもどる。従って、パルス信号（、
）の周ＸＩＩＴが長い場合（モータＩの回転速度が遅い
場合に対応）には、縛進カウンターのｌＩ２の内部状態
がラッチ綱ｍ（至）に入力され１周期Ｔが所定値近傍の
場合（ｑｋ−夕四の回転速度が基準に近い場合に対応）
には、Ｗ進カウンタ（２）のその時の内容（ディジタに
値）がラッチ−路−に入力され、Ｉ６に、周期゛１が短
い場合（モーターの一転適度が速い場合に対応）ｔＣは
　Ｗ＊カウンタ（２）のｌ［１の内部状態がラッチ−路
−に入力される。その結果、ラッチ―ｊｌ１％）値ｃよ
ってモータ鵜の同転速度を誤りなく検出できる（速すぎ
る場合および遅すぎる場合も含めて）。

上述の動作によって、ラッチ−路−の出カディ’ｌｋ信
号（ｈＪはＩｌｌのパルス発生器曽のパルス信号（ａ）
の周期Ｔに対応した値となり、モータ（ロ）の瞬時の回
転速度に対応する。その値をＭ（整数）とすれば、はぼ
次式で表わされる。

ｇｍ（Ｔ／ｒ）−厘　　　　　　　　−（１）ここに、
Ｔはパルス信号（りのＪｌａ、ｆはクロックパルスＣｋ
）の周期、墓は駕進カウンターのカウント数、（・〕は
ガウス記号であり、整数部をとることを意味する。ここ
で、　　Ｔ／、は正確には車数とならないが、ＴがＴよ
り十分小さければ、そのＩｌｌ差はクロックパルス（荀
の１パルス分以内の値であり。

東際上間層とならない。

ｃのよ５ｃ、安定な周期ずのクロックパルス（ｋ）をカ
ウントすることによってパルス信号（荀の周期を検出す
るならば、経年変化、温度変化の影響の少ない速度検出
−を構成できる。

さらに１Ｍ進カウンタによって遅延回路を構成して、残
余の時間＆置進カウンタによって絢定するようにするな
らば、ラッチ回路−のビット数およびそれ以後の演算器
（ロ）の処理のビット数を小さくしても、実質的な分解
能は高くとれる利点がみる。

箪・図にｊｉ４Ｅの位相差検出器曽の具体的な構成例を
示す。その構成および動作をＩＩｓ図の動作説明波形因
を参照して説明する。基準信号発生器斡の周波数信号（
（）の到来に同期してＬ進カウンタ輪はその状態を同期
的に変化させる＜＊＊Ｘ図０）とＨ）、すなわら、信号
（ｃ）が′ｌの間にはＬ進カウンターはリセット状態を
つづけＩＩＩＩｌの内部状態（オー１）にあり、信号（
＠）が′Ｌ′にかわるとＬ進カウンターはカウント状態
に入り、クロックパルス（Ｎを順次カウントしてそのデ
ィジタル出力（・）を変化＄曽でいく。クロックパルス
（ｉをＬｌカウントレ義墨とｊＩ寓の内部状ＩＩ（オー
ｋｌ）となり。

その状態を俸持し、信号（１）が′Ｖに変わると再度曹
竜ット８れＩＩｔｉ述の動作をくりかえす。

第２のパルス発生器軸のパルス信号（荀はトリが信号発
生回路（至）に入力され、パルス信号（ｂ）の正エツジ
より所定のパルス巾のトリガ信号（荀を作る（第１！図
ｅｉとに））。トリガ信号（ＩＩｌ）の正エツジにおい
て、Ｌ進カウンタ（２）の内容（ディジタル値）をラッ
チ回路（２）に入力し１次のトリガ信号の到来時点まで
ホールドする。従って、ラッチ回路（至）のディジタル
出力（ム）は第２のパルス信号（ｂ）と基準周波数信号
＜ｃ）の位相差に対応し、モータｕｃｏａ転位相に対応
した値となる。

また、トリガ信号（ロ）の負エツジによって判別用のフ
リップフロップ軸がセットされ、その出力（−）により
新しい位相差検出値が得られたことの判別に利用される
。このフリップフロップ−は演算器（ロ）による９竜ッ
ト信号←）によってリセットされる。

なお、基準周波数信号（Ｃ）はパルスデユティを６・％
かｉずらして、Ｌ進カウンタ輪の出力（拳）に第１の内
部状態が出力される期間とｔＰ、Ｚの内部状態が出力さ
ｎる期間を等しくなるように配慮されている。

ｍ１ｌｌｉの演算Ｓ（ロ）の具体的な構成を第７図に示
す、ＨＶ図において、入力バツフ７−には第６図のラッ
チ−路−の出力（荀と第６図のラッチ囲路−の出力（幻
が入力され、メモ９囲路−のＲＯＭ領域に格納１れたプ
ログラムに従って順次入力されて演算処理される。割込
受付回路−は第６図のトンガ信号発生−路−のトリガ信
号（１）が入力され、トリガ信号（＃）の負エツジにお
いて則り込みを受は付けるように、ＣＰｉＪ（中央演算
処理回路）＠に割込信＠（１）を送る。ＣνＩＪ＠はク
ロックパルス（ｋ）を同期パルスとして、順次所定の動
作を行なっていく。

割込信号（１１）を入力された（ｒｕ＠はメモ９１１路
−〇蹴・麗領域から所定のプログラムを順次読み出して
、所定の入力、演算、出力動作を行なう（詳細な処１１
内春は後述する）、すなわち、ｃｐｕ＠は入カパツファ
ーにより速度検出器輪の出力（荀および位相筆検＃ｉｓ
−の出力０）を入力して、メモリ回路−のＩＡＩＩ領域
を利用して所要の演算を行なった後に、出力バッファー
に出力する。出力バッファーの内容はＶＡ変換器−に入
力され、その内容に応じたアナログ値に変換される。

第８図にＤ／＾変換Ｓ−の−例を示す。本例は。

鳳−録ラダー抵抗の接続をスイッチ囲路−によって切換
えることにより、出力（１）を出力バッファー出力のデ
ィジタル信号（ａ）に応じたアナログ値に変換している
。

このとき、演算器四のｃｐｕ　＠の動作を進めてい１１
期パルスは、　速度検出ｓ輪のクロックパルス発生−路
一から得ているために１本システムにおける発振器は１
個でよい。一般に、クロックパルス発生器ｊ１８Ｅｌの
内蔵する発振器の周波数信号全整形・分周して同期パル
スを作るξと：ｂ；できる。

次に、第７図に示した演算Ｉｌ（財）の処理内容を第９
図に示す。さらに、１ｉ・図の処理の′詳細なフリーチ
ャートを第１０図に示す、　９１０図において。

１、Ｑ、１．ム、ｉＩ、ｉｃ、ｘ、！、ｚ、ｗ＆ｉｉｔ
ム麗領域のメモリ名、Ｈ１，厘８６厘３＋ｇｌａ　璽２
　ｍ　１１　＊　Ｉ　＊１　＃　ｈ　ｓ　１％　＊Ｗｒ
　ｙＷｍａｘは璽０麗領域のメモツ名であるが、説明を
簡単にするためにそのメモリの内容も含めて表わすもの
とする。

まず、その処理手順をＩＩｓ図にもとづいて簡単に説明
する。

■　割込入力（１１）が入力されたときに割込を受けつ
けて５次の■に進める。

■　ＣＰυ−は所定の入力を行ない、メモリ、に配憶す
る。

・　その入力値にもとづいて判断し、その後の処理内容
を決める。

の゛　処１！（１）、処理（２）または処理（ａ）を実
行して。

Φにもどる。

次に、鴫１・図の詳細なフローチャートについて説明す
る。第１０図において、破線で囲まれたる部分はそれぞ
れ第・図の判断、処理（υ、処理（幻および処理（２）
のブロックに相当する。その動作は下記のようになって
いる。

■　割込入力（→のないときは、他のプログラムを１ス
テツプずつ実行していき、割込入力（→が入ってｈたと
ｈにのに移る。

Φ　遮に検出Ｓ曽の出力（−と位相差検出ＩＩ曽の判別
用フリップフロップ−の出力（荀をそれぞれ厘とＱに入
力する。

０　ディジタル値Ｈにもとづいて次のような判断・分岐
を行なう。

１）　厘≧Ｈ１の場合 処理（ＩＪを実行し１判定用のメモリムをマ凰′にす之
、（ム←ｌン。

赫）　舅□＞Ｈ＞１．でＡ纏ｌの場合（ここに＋　４は
町より小さな定数） 処理（１）の実行を継続する。

鰯】　Ｒ≦Ｈ，の場合 ｉｓｓに）または処理（２）を実行する（その判断・分
岐の仕方は後述する）。

Ｉｖ）　　ＩＩ　＜　ｌｉｔでム謂・の場合処ＭＡ（至
）または処ｍ（２）を実行する。

Φ　処ｆｆ１（２４）と処理９）の分岐は次のよ′うに
行なわｎる。

Ｑ■１の場合（新しい位相差検出値が得られている状Ｔ
ｈ）には１位相差検出器輪の出力（１）をメモリ１に入
力した後１ζ、判別用フリップフロップ軸をラセツシす
る。

ｅ）ｌ≧Ｉ＊ｔりはｌ≦ｌ□の場合には判定用）＊’ａ
　ＢＩｅ’０”ニｔ６　（１−０）＃Ｔｈ）　　ＩＳ＞
１＞１．　ノ場合には、扉の内容ニ１をたして新しい冶
とする（Ｂ←ｉ＋＋１　）。

Ｑ−１のときに上述の動作を行なった後に。

Ｑ−Ｏのと為は直接に、ｂを定数Ｙ　５１と比較しその
結果により次の分岐を行なう。

ｇ）　　ｍｏｌｓ　の場合 ａｍ（２）を実行する。

ｍ）　　慕≧墨　の場門 処理に）を実行する。

・　処理（Ｕの内容 Ｊ）Ｗ定ｍのメモリムをマ１ｒにし〔ム←ｌ）。

１友用のメそり扉をマ０マにする（１←０）。

慕）　メモ９Ｗの値をＷ−・冨とする（Ｗ←１ｍ―凰）
。

１！ｉ）　　ｗを出力バッファ（至）に出力し１勝／ム
変換器−により対応するアナローダ値に変換する。

・　ＪａｉＭ（２）の内容 １）　厘から層重を引いて適度誤１１ｘを針算す墨（ト
１−菖１）、こζに、Ｎｓは基準の回転適度に対応した
値であり、１１より小さく、町に等しいもしくはほぼ等
しい。

ｕ）璽から鳳３を引いて位相ｉ！＃４差！を計算する（
Ｙ←１−ｔｌ）。ここに、■烏は基準の位相差に対応し
た値であり、舊１とＩ２の局にある（　ＩＩ＞　１．＞
　１り。

１Ａｌ）ｘを５倍して新しいＸとした後に（ｘ−５・Ｘ
）、　　Ｘと！を加算し２に入れる（２←Ｘ＋ｙ）ｓす
なわら、速度誤差Ｘ　ｍ　ｌｌ−１，と位相誤差マ■Ｉ
−Ｉ、を所定の利得比＄をかけた後に加算して合成値２
を得ている。

Ｉｖ）　　ｚをＲ値して新しい２とする〔２←トｚλＶ
）　　ＺをＷに入れる（Ｗ←２）。

Ｖｌ）　　ＷニＷｒをたして新Ｌ／　Ｌ’　Ｗ　トＬｔ
　（Ｗ＋Ｗ＋Ｗｒ）。

そのＷを出力し、Ｄ／ム変換器−によりアナログ値に変
換する。

これは、Ｘ、！および２の中心値を７０１にしているの
に対して、塾／ム変換器−の中心値をＷｔにシフトさせ
、その出力のリニアシティの広い範囲を使うようにして
いる。

■　処Ｍｌ（荀の内容 １）１■ｈの場合には下記のようにメモリ区の初期値設
定を行ない、　　ｌ’ｒ５の場合（実際には１〉６の場
合）＃ζはＢを１６１に設定する（ト」）。

く飄の初期値設定〉 リ　遮ｆＷ１４差Ｘ”Ｈ−町と位相誤差Ｙ＃Ｉ−１，を
計算し、ＸとＹを所定の利得比ｔ８にて合成し合成値！
を求める。

ｂ）真の符号を反転し、ｈ倍した値をメモ９にの初期値
として設定する。

すなわち、処理（萄の実行に入る直前の速度誤！！ｘと
位相誤差！に対応した値を藍に設定している。なお、仁
のにの設定は１１となる時であり、これは処ｊｌｕ）の
実行から処１１（Ｉの実行に移る最初の段階においての
み行なわれる。

−）　遮ｆ誤差１１１１１　Ｍ　−Ｂ、を計算する。

贈ン　位相１４３１７−１−１ｍを計算する。

ｉＶ）　　Ｘと！に所定の利得比Ｓをかけたる後に加算
して合成値２を得る。

Ｖ）　　Ｋに２をたして新しいＫとする（ト１＋ｚ）。

ＣｔＬは５合成値２を夏に逐次加算することによって、
実質的に積分計算（ディジタル積分）を行なうことを意
味する。

ｖｌ）　　ｚを厳倍して新しい２としく２←トｚ）。

２と瓢を加算してＷに入ｎる（Ｗ←冨十ｔ　）　ａすな
わち、２の積分信置と２とを所定の利得比Ｒをかけたる
後に加算して合成値Ｗを得ている。

Ｖｌｉ）　　ＷｖｃＷｒをたして新しいＷとし、その値
Ｗを出力する。

第４ＷＪ〜厘１１Ｓ図に示した実施例の全体の制御動作
について説明する。モータ（ロ）が安定ＫＯ転ｆｉ制御
さｎている状態においては、演算ＩＩＱは第１０図の処
理（２）を実行している。

いま　＊間的にモーターの負荷トルクが大きくなった場
合を考えると、昔−タ■の翻転速度が低下し、その回転
位、相も遅ｎる。これは、第１のパルス発生ｉｉｕのパ
ルス信号（、）の周期を長くし、悪意のパルス発生Ｗｊ
曽のパルス信号（ｂ）と基準信号発生器−の基準周波数
信号（りの間の位相差を大きくする。従って、速度検出
器に）の出方ディジタル値属および位相差検出器（至）
の出方ディジタル値夏は大きくなる。すなわち、速度誤
門ＸｍＭ−１ｊよび位相１１！差！−１−ｌ、は共に人
為くなり、“その合成値２を大きくする。２の増加はそ
のディジタル積分信置を太番くし、それらの合成値Ｗ　
（Ｄ／ム変換器−への出力）を大きくする。この出方Ｗ
の増大に伴って電力給電Ｉｌ＃鱒はモータ（ロ）への供
給電力を大＆＜して、モータ韓に加速トルクを発生させ
、その−転淳度および回転位相が所定の値となるよう、
に刺御す墨。

逆に、モータ鴎の負荷トルクが瞬間的に減少したる場合
には、モータ（ロ）の回転速度が増加し、その回転位相
は進む。ξれは、ｊｌ！ｌのパルス発生器−のパルス信
号（−）の周期を短か＜Ｌ、ｌｉ！のパルス発生＃鱒の
パルス信号（−）と基準信号発生器に）の基準ＩＩ波数
値号（ζ）の間の位相差を小さくする。

従って、逮反検出ＩＩＱＩのディジタル値厘および位相
差検出！＃−のディジタル値１は小さくなる。すなわち
、速度誤差Ｘｌ−厘−璽３と位相誤差Ｙ”ｌ−１１は共
に小さくなり、その合成値２を小さくする。２０減小は
そのディジタル積分装置を小さくシ、それらの合成値Ｗ
　（１／ム変換器−への出力）＆小さくする。この出力
Ｗの減小に伴って電力給電１１輪はそ一部（ロ）への供
ＩＩＩＩｗＩｌ力を減小（またはモータＩの発生トルク
の方向を反転し減速トルクを増大）させて、モータ鵜を
減速し、その回転速ｗＬ＃よび一転位相を所定の値とな
るように制御する。

さらに１本実施例では、速度Ｗ４差Ｘおよび位相誤差！
の合成値冨をディジクル積分し、その積分値に応動して
演算！ｉ＃−の出力を変化８せているために、モータ四
の定常負荷トルクの値にかかわらず位相誤差マが零とな
るように制御がかかる。こｎについて説明する。いま、
そ−夕四の定常的な負荷トルクが増加した後の釣り合い
状−を考える。

モータ鵜への供給電力はその負荷トルクにみあった加ｍ
）ルクを発生させる所要の値であれハ良いために、＆／
ＡＩＸｍ器−への出力ディジタル値Ｗは所要の有限な値
となる。すなわら、定常的には２および区は所要の値（
有限）をとる、このと番。

罠は１を積分したるものであるから、２は零とならなけ
ればならない。２は位相誤差丁と速度誤差Ｘの合成値で
あり、速度の変化聚積分したるものが位相であることか
ら、速度誤差Ｘと位相誤差マは共に零となる。従って、
モータ鵠の同転位相は定常的な負荷トルクの値に無関係
に一定となる。

次に、モータ仰が安定に同転５ｔｉｌｌされている状１
１ｉ（演算−輪が処理に）を実行している状態）におけ
るＩＩＩＩＩＩ特性について説明する０合成値２のディ
ルタル積分信置と合成値２を１倍しｔこる錬とを加算合
成した値がＷであるから、２からＷへの周波数伝達関数
は９１８図に示すようになる。すなわら。

低周波成分は積分効果によって一怠・ｉｓ／ｌ・Ｃの特
性にて増強専れ、ｇ周妓威分が一定となり、その折点馬
波数Ｃ１は利得比諷によってみめられる。

上述の９１８図のような伝達ＩＩ数に相当する演算のな
い場合（ディジタ身積分値菖を零に固定した場合）の制
御は、単に適度誤差夏と位相差ｉの合成値によって回転
制御され、その制御特性は第１４図ビ）のようになって
いる。仁のような特性は、Ｉｌ＆米のモータの速度Ｉｉ
ｌａ５ｋｍｌによってすでに、得られているものである
（たとえば、ｌ−１９年３月に刊行さ　れた　）ｒａｔ
ｉｏｎａｌ　　Ｔａｃｋｍｌｃａｌ　　鳳Ｑ＠ｆｔ　　
マ・謄、　　３墨　４１デ、４マ〜ｔ１・に記載された
′電子整流子モータ直結回転ヘッドアセンブリ′の雨雪
１図に示されている）。

本実施例では、９１４図（イ）のような＠−特性を有す
るモータ遮Ｋ１１ｌＩ−系の帰還ループ内に９１１１図
のような周波数伝達関数を有するフィルタ要素（ゲイジ
タルフィルタ）を直列に挿入されている。その結果、折
点周波数ｔ１以下の低周波成分のループ利得が一！ｌＩ
ｄＭ−・Ｃの特性−ζて増強され１本実施例の制御特性
は第１４図（ロ）に示すようになる。ここで。

折点周波１１　ｇ＞はｆｌとｆ、の中間に選定され、制
御特性を良好となすと共にモータ速度制御系全体の安定
性も十分に得られるようになしている（詳細は後述する
）・ 本実施例の制御特性（１１１４図（ロ））を第１図に示
した従来の毫−夕速度制御装置の制御特性（１［ｓ図）
と比較すると、その差はＥ領域とＶ領域にあられｎる。

すなわち。

■　翼領域 速度検出ｌＩ曽の出力デイジタル信置から求められる速
度誤差Ｘ＃Ｈ−町を−２・４脇／−＠Ｃの特性にて増強
して帰還しているために、制御特性が１１か６　Ｉｓの
間で低周波成分積大きく改善されている。

■　Ｖ領域 位相差検出Ｉｌ＠の出力ディジタル値１から求められ墨
位相誤差Ｙ　”　Ｉ−１，を−意＠４＊／ｄ＠ｅの特性
にテ増強して帰還しているために５制御特性は！２以下
の低周波成分についてさらに改善されている。

次に、１１４１１の速度制御装置の制−系の安定性につ
いて説明する。＠御系の安定性は、１ｌｌｉｌｌｋ−プ
利得の変化点における位相まわ争によって決定される。

こ、の変化点は、制御特性の切り換わりとなる折点周波
数ら−Ｉｓ　−ｂ　（１！１４図（ロ））であり。

一般に、これらの周波数の間の相対比が十分に確保でき
るならば、制御系の各変化点における位相余裕は安定条
件をみたしている。

Φ　Ｉｓにおける安定性 ここではｓ　　’１との関係と共に、＄１のパルス発生
器斡のパルス信号（荀の周波数ｆａ（すなわち。

速度検出器輪の検出周波数）との関係も重要である。

まず、！、と１ａの関係について説明する。一般に、検
出周波数＃畠が有限であることから、速度に対応したデ
ィジタル値麗を得る動作（検出・ホールド）に１いて時
間遅口が存在し、安定に速度制御をかけることができる
周波数範ｆｉｔ、ｔＣ限界が生じている。通常。

ｆｓ≦　ｆ畠／ｌ・　　　　　　　　　　　　　　−（
ｇ）に設定される。

次に、１１をｆｓ　ｉト近づけすぎると、ｆ、およびｆ
−における位相余裕が減少し、＠御特性にピークが発生
し、ひどいときにはモータ（ロ）の回転速度がハンティ
ングして安定な制御がかからなくなる。これらの不安定
さをさけ−るために。

コ、≦１ｓ／１　　　　　　　−（２）に設定される。

Φ　ｆｔにおける安定性 ここでは、１１との関係およびｆ、との関係（すでに説
明した）が重要となる。

−１をｈに近づけすぎると、ｔｌおよびｆ、における位
相余裕が減少し、制御系が不安定となる。

この不安定性をさけるために。

一１≦＃１／ｌ　　　　　　　−（４）に設定される。

Φ　１１に＃ける安定性 ここでは、ｔｌとの関係（すでに説明した）と共に、Ｂ
Ｓのパルス発生器軸のパルス信号（ｂ）の周波数ｔｈｃ
すなわち１位相差検出ＩＩ曽の検出周波数）との関係も
重要である。

一般に、検出周波数ｔｂが有限であることから。

位相差６ｃｊ１応したディジタル値ｉを得る動作（検出
・本−に「）において時間遅ｎが存在し。

安定に位相制御をかけることができる周波数範囲一８に
限界が生じている。通常。

１２≦１ｂＡ　　　　　　　、−に） に設定される。

従って１本実施例の毫−夕速度制御装置を。

たとえばビデオテープレコーダのシリンダ千−タに使用
する場合には。

１ｂ”　　ＩＩＯＩｍ ｆｍ　ｍ　　１０１１０１ｌ・−一拳−・／「・マ１１
５０・Ｎｌｌと設定すると。

ｆ３−　　ｔａ／２０−ＴｍＷｌｍ ｈ　　−ｆ３／４＝１１１１１ｍ ｔ＠　ｍ　ｆｂ／１０ｓｌＩ８ｙ幅＜Ｂ／ｘとなすなら
ば、安定かつ良好な制御特畦を得ることができる。

次に、＠４図〜１１１１１０図に示した本発明の実、ｌ
ＩＡ例の過渡応答特性について、第１ｉｒＭに示した過
渡応答波形を参照して説明す墨。本実施例の演算＃鍔で
は速度検出器−の出力デイジタル線区および位相差検出
器−の出力デイジタル値区にもとづいて判断し、適時そ
の処理内容を変更することによって、起動から安定な速
度制御状態にいたるまでの過渡応ＩＦを著しく改善して
いる・ １９１１５図０）は速度検出器−輪の出力ディジタル値
厘の時間豹変化を表わし、第１６図（ロ）は位相差検出
器−の出力ディジタル値！の時間的変化を表わし。

第１１ｉ図ｔｉは演算器的において計算するディジタル
積分線区の時間的変化を表わしている（ディジタル値を
等価なアナログ値になおして図示している）・Φ　モー
ターの起動の最初の段階においては。

その−転速度が遅いために、速度検出器−のディルタル
値■は最も大きな値ａ（ｙ進カウンターの最大カウント
値）となり、位相差検出器−のディジタル値鴛は回転位
相の流れに伴って大幅に変可する。このとき、演算器−
は処理（υを選定しくＷ＞町）、その出力Ｗを曹、菖に
無関係に最も大きな値Ｗｍａｘ（一定）となして、電力
給電−Ｉ１１ζよってそ一部仰に大電力を供給し、大き
な加速トルクを発生させる。ディジタル積分値にの値は
不定であるために図示していない。

・　モータ＠が加速され、速度検出器（ロ）の出力厘カ
モータ（ロ）の同転適度に応動して変化しはじめる。演
算器（ロ）は処ｍｔｕｔ継続する。

・　速度検出器（ロ）の出力層が町まで減小する。

演算Ｉｌ的は処理（１）を継続する。

の　モータ（ロ）がさらに加速をつづけ、速度検出器（
２）の出力Ｈが減小し町となる。ここまでの加速段階に
おいては、演算器−はその判断論理により継続して処５
（１）を選定し、モータｎに大電力が給電され、大きな
加速トルクを発生し急激な加速を行なう。

モータ（ロ）かさら−ζ加速され、ｍ度検出１１輪の出
力層がさらに小さくなると（ｉ［ＳＭｍ）、演算器（ロ
）は処理（２）を実行するようになる（ｌ■Ｏ）。処１
１１）では、速度誤差１１１１１厘−Ｈｍと位相誤差マ
ート１１を所定利得比壷ζて加算合成して、出力してい
る。

このとき、処ｍ（至）に移る時点における位相誤差マは
マイナス側（１＜１．）にあり、Ｘとｉの合成値２は小
さな値となり、モータ（ロ）の加速トルクは処理（υの
場合より小さくなる。

・　モータ■の回転連関は基準の翻転速度より＆違い状
１１にあるために、パルス信号（ｈ）と基準周波数信号
（ｃ）の間の位相差は時間的に徐々に大きくなる。その
位相差の増大に伴って１位相差検出器−の出力１がリニ
アにに化する領域にいたる。

・　位相差検出器−の新しい出力がＩｌと１□で決まる
所定のリニアな範囲にあるならば、新しい出力１１ｋｌ
＠ちれる毎に烏をカウント１ツブしていく（初期値塾−
０）。このとき、処理（２）が実行８ｎでいる。

ｌの値が蕃になると、処理（ＳＩＪから処理０）に移る
。そのしＬディジタル積分値にの初期値としてその直前
のＭ度鋏差Ｘと位相娯差マに対応した値を設定する。以
後、速ｆｌｊｉ！　Ｋと位相誤差ｉを所定の利得比寥に
て加算合成し、その合成値２をディジタル積分した積分
線区と合成値２をさらに所定の利祷比鳳にて合成し′て
、その合成値Ｗを出力する。

Φ　＠ｎ＠ｍのＩＪＢＡ坤（２）の動作により、そ−夕
（２）の回転速度および同転位相が所定の値に安定して
＠−される。このとき、ディジタル積分値五はモータ東
の定電的な負荷トルクに対応した正の値となるが１通常
その値は小さくほぼ零に等しい。

なお、処理（２）から処理（３）への移行において。

判定用メモリＢを使用し、位相差検出器−の新しい出力
が所定回数（ここでは５回）だけ所定の範囲にとどまる
ことを確認している。これは。

処理（至）の動作において、モータ＠の一転速度が所定
の値になり安定動作状態に入ったことを。

位相差検出器に）の出力１が所定の範囲にとどまってい
ることにより検出している。この安定動作検出にもとづ
き、演算器（ロ）の処理を処理（２）から処理（３）に
切り換えている。こ第１により、処理（３）におけるモ
ータ０の回転速度および回転位相の引込み動作が、極め
て容易とな口その過渡応答時間も著しく短かくなる。

また、処理レフから処理０）への移行時におけるディジ
タル積分値にの初期値をその直前の位相誤差ｉもしくは
速度誤差Ｘに対応した値となすならば、その−後の位相
誤差！の変化（最終値はｙ−ｏ）に伴って積分値にも最
終の値（零に近い正の値）に近づいてゆき、安定するま
での時間は短かくなる。

・　ｓ６に、モータ（６）が安定制御されている状態に
おいて、急に負荷トルクが大幅に増えた場合を考える。

モータ０の回転速度が遅くなり。

回転位相も遅れていく、従って、速度検出！＃鋳の出力
画は大きくなり１位相差検出器（ロ）の出力１は変化す
る。ｌが所定の範囲（Ｉｔと１１の間）−ζゐる間に負
荷トルクが軽減されると、＃＆理（３）の動作内におい
てモータ０はすみやかに安定な回転１［１１ｕｌｌＨｃ
）ｔｂツ＜。

■　しかし、負荷トルクがかなり大きく１位相差検出器
−の出力２１が所定の範囲外になると。

演ＩＮｊ／ｊ＠は処理（勾から処理（２）の実行に移る
。その１ｊｔＩ畢、出力Ｗはディジタル積分線区の彫物
をうけなくなる（仁のとき、区の値は大幅に縦動する）
。

０　さらに、モータ（ロ）の回転速度が大幅に運ｎ。

速庫検出Ｗ（至）の出力■が町よりも大きくなると。

演算器（ロ）は処理Ｕ）を実行するように変化する。

その結果、モータ（ロ）は大電力を給電され、大きな加
速トルクを発生する。

０　負荷トルクが゛軽減されると、モータ■は増速し、
速度検出器（至）の出力Ｈが所定値−よりも小さくなる
と、演算器（ロ）の実行内容は処理（１）から処理＜２
）に移る。

０　モータ（ロ）の回転位相が制−され１位相差検出器
鱒の出力１は所定の範囲（ＩｈとムのｒｌＩＪ）に入る
。

０　位相差検出器に）の新しい出力が所定園数だけ続け
て所定の範囲に入っていると、演算ＩＩ＠の実行内容を
処理−）から処理（４）に移行する・０　モータ（ロ）
は所定の回転速−・同転位１１Ｈｃて安定に制御される
。

すでに説明したように本爽施例では、速度検出器曽の出
力肩と所定線層１．璽１とを比較し、モータ（ロ）の回
転速度が組に相当する速により遅いもしくは等しい状態
から時間的に徐々に加速され、Ｈｌに相当する速Ｋにい
たる間では処理（１）を実行してモータ轡を急加速し、
モータＩの回転速度が町に相当する適度よりも速くなる
と処理（２）または処理（２）を実行するように制御内
容を適時変更している。

その結果、良好−な過渡応答特性を得るようにしている
。−万、処理（彰もしくは処理（幻の実行状態から処ｍ
（２）の実行状態への移行は、モータ（ロ）の回転速度
がＩｌｌに相当する速度まで遅くなったと？Ｉに行なわ
れる。すなわち、処理（３）もしくは処理（２）の応動
部■は、速度検出ｍｕの出力■でみると、町を含み、８
らに処理（υの応動範囲（ｗ：Ｍｌ）をも部分的に含ん
でいる。従って、処理匈もしくは処理（２）での応動範
囲を狭めることなく、処理（幻の応動部ｍを広くして、
１１をＨａ　（基準の回転速度に対応するＷｉｔ室値）
に接近させることが可能となる。これにより、過渡応答
特性を良好にできると共に、安定制御状Ｉｍ（処理（２
）の実行状ｌ１１）における瞬間的な負荷置−への応答
範囲も広くと詐る。なお１重複部分においてどちらを選
択するかは１判定用メモリムによって行なわれ、それ以
前の過程に依存するようにしている。

また、第１ｅ因における処理（１）と処理（７）“の切
り換えのための判断において、たとえば１厘−Ｍｌの場
合や［８１１，の場合などの等号成立時に処理（１）を
実行するか処理（ｚ）を実行するかはどちらでも良い。

さらに、処理（２Ｊから処ｌ１１（３）に移る島の判定
回数は。

モータに応じて最適な値が選定される。

第７図に示した演算器（ロ）の別の処理方式をｊｌｌ・
因に示す・本例では、前述の笛ＩＱＩＩの実施例におけ
る処理（ＩＪ、処理（１）と処理（２）の他に、さらに
処理−）を設けてモータ（ロ）が基準の回転速度〔町に
対応）を大幅に超えた場合に、急激に減速してすみやか
に安定な速度制御状部になるように改良している。

これについて説明すれば、速度検出器輪の出力デイジタ
ル値謳にもとづいて判断し、処理（１）、処理（幻、処
理（り　４　Ｌ／　＜は処理（２）のうちのどれか一つ
を選択し、適時その選択を切り換えていく、処理（１）
、処５（１）および処ｍ（２）の内容は、すでに説明し
た墨内容（第１０図参照）と同一である。

処１１（２）では１判定用メモリｃｔ−ｖｉ’とし、Ｂ
を１０１としたのち、ＷをＷ■−麿（最小値）としてＤ
／ム変換１１−に出力し、電力給電器に）によってモー
タＯに大電力を給電し、大きな減速トルクを発生するよ
うになしている（加速トルクにするか減速トルクにする
かの切り換えは　Ｄ／ム変換器−の出力値による判定ま
たはＣＰＵ＠による別系統の指示によって簡単に実現で
きる）。ここで、第１６図の町＠　１ｇ　ｍ　ＭＢ　＊
　１４＃よび厘寥の大小関係は。

厘１〉Ｎ２中厘、φ区、〉厘。

となＩＩｎている。

このように処理（４Ｊを加え、処理（７）および処理（
１）の応動範囲が４を含み、さらに処ｍ（イ）の応動範
囲を部分的に含むようにするならば、毫−夕（ロ）の回
転違反が基準の速度（Ｈｓに対応）よりもかなり速い状
態からでもｆｋｔｊＡ速した後にすみやかに所定の速度
に安定す墨。従って１本実施例は速度切換えを行なう多
段適度モータにおいて、高速−転から低速−転にに伽か
えると赤に特に大赤な５１に果がある。

Ｗｊｉ図に示した演算器（ロ）の別の処理方式を１ｉｔ
ｉ図−ζ示す。これは、前述の第１＠図の実施例におけ
る処ｍ（１）の内容を部分的に変更し　Ｑ７ム変換器−
への出力Ｗを速度誤差Ｘ−Ｈ−１１１ｓに比例して変化
するようにしたものである（判断・分岐の仕方および処
理（２）、処理（３）の内容はｆＨｌ・図の実施例と同
じである）。

処１１…において、まず１判定用のメそツ＾を１１″と
し、ｌ＆’＠’とし、速度誤差Ｘ■麗−菖１を計算した
る後に３倍して冨に入れ、ｚｔｍ＊にしてＷに入れ、Ｗ
にＷｊをたして新しい豐として　Ｂ／ム変換器−に賃を
出力する。すなわち、速度誤差ｘｗ　ト１ｓにのみ比例
（位相誤差マｍ　Ｉ　−Ｉｎには無関係）した出力Ｗに
よってモータ曽への給電を制御している。

このような方式であっても、良好な過渡応簀特性と、定
常状態（ＪＩ＆理（３））における良好な制御特性を得
ることができる。

第７図に示した演算ＩＩＩ＠のさら１ζ別の処理方式を
ａＳＳ図に示す、これは、前述の＠１６図の実施例にお
ける処ｍ田と処理（４）の内容を部分的に変更ＬＤ／ム
変換Ｉ＃−への出力Ｗを速度誤差ＸｍＨ−Ｈｓに比例し
て変化するようにしたものである（判断・分岐の仕方お
よび処理（至）、処理（勾の内容は第１ｃ図の実施例と
同しである）。

前述の＠１０図、＠１＠１＠第１マ図および第１８図に
示した演算器−の処理（勾は、第１−図に示した処理（
勾にてＨｈ換えることが可能である。

ｌｉｔ・図の処理内容は次のようになっている。

ｌ）　　１ｃ暴の場合には下記のようにメモ９１１Ｃｔ
とに１の初期値設定を行ない、冨キロの場合（実際には
１〉暴の場合）には塾を＠７に設定する（１←・）。

〈区１の設定〉 位相誤差！−１−１，を計算し、ｖｒｔＰＬ＊した後に
符号反転してに！の初期値とする。

く菖雪の設定〉 適度誤差Ｘ−菖−菖１を計算し、１ｔ−ｈ倍したＩｌに
符号反転して区寓の初期値とする。

すなわち、処理（６）の実行に入る直前の適度誤差Ｘも
しくは位相誤差！に対応した値をに１゜区麿の初期値と
して設定している。なお、Ｃのような初期値設定動作は
、１１ｂとなると基であり、これは処理（１）の実行か
ら処理係）の実行に移る最初の段階において一度だけ行
なわｎる。

Ｉ）位相誤差ｖｍｔ−１，を計算し、ＩＣＩＫＶをたし
て新しい１１とし、　Ｋ１を１１倍してマに入れる。

すなわち、位相誤差ｉをディジタル積分し。

その積分値に１に比鈎した値をＶとしている。

１ｉｔ）　　速度誤差ｘｍｗ−４を計算し、に１ｇ−Ｘ
をたして新しいに１とする。すなわち、Ｘをディジタｋ
ＷＩ分し、その積分値をＫａ＃ｃ入ｎる。Ｘを３倍した
値と［ｌとを加算合成して、その合成値２を１８倍して
新しい２とする。

ｔｖ）　　マと２を加算してＷとし、ＷにＷｒをたして
新しい冒とし、その値Ｗを出力する。

次に一＠１９図に示した処ｍ（２）を前述の第１・図の
処理（ｓ）とおきかえた場合ｔＤＩＩｌ−特性について
説明、する。

位相誤差！かもその積分値区室への周波数伝達関数は、
　ｆｉｘｏ図に示すように−ｚｏａＩＩ／−・Ｃの積分
特性を示す・また１合成値葛は速度誤差Ｘとその積分値
に糞とを所定の利得比Ｓにて加算合成したものであるか
ら、！か６２への周波数伝達関数は第１１図に示すよう
に低周波成分が一意・−１７−・Ｃにて増強され、高周
波成分は一定となる。その折点周波＊ｆｓはＳの値によ
って決まる。

従って、Ｋｌと２を加算合成した合成値Ｗは１位相誤！
ｉの積分装置、と速度誤差Ｘの積分値Ｉ２と適度誤！！
Ｘを実質的に所定の利得比（”ｔｅｌｍｅｌで−まる）
Ｋて加算合成したものとなる。

これは、第１・図の処理（２）の結果得られるＷと同等
となる（Ｉｌｌｓ図の折点周波数１１が第１４図の折点
周波数−麿よりも高いために１位相誤差マの積分したも
のがｆｓｌ・図の合成値２に影梼する）、従って最終的
に得られる制御特性は第１図（ロ）と完全に一致さ曾４
ｃとができる。

また、積分値Ｋｌ　、　Ｋ、の初期値・を処ｍ（２）に
移る直前の位＠ｖ＆差！−１−１１もしくは速度誤差Ｘ
■ト１８に対一応した値となすことにより、過渡応答特
性は良好となる。

なお１本発明の主旨を応用して、従来の＠御特性（１１
１図）を有するモータの適度制御装置における過渡応答
特性も著しく改善できる。ｃｒｔについて第２２図を参
照して説明する。第２１図に示した処理（６）は、前述
のｔＢｌ・図、第１＠図、　１１１１７図および３１１
１１図に示した演算器軸の処理（３）を置きかえるもの
である。第２２図の処理内容は次のようになっている。

１）　　３ｍ５の場合には下記のようにメモ９にの初期
値設定を行ない、１〜墨の場合にはｌをｆ６″に設定す
る（　ｍ＋６　）。

〈ｋの設定〉 位相誤差ｙｍｔ−ｔｓを計算し、！を１倍した後に符号
反転して藍の初期値とする。

Ｕ）位相誤差”Ｉｗｌ−１−１％を計算し、区にマをた
して新しい区としくディジタル積分）、マと区を所定の
利得比−にて合成し１合成値マをｌ！倍して新しいＶと
する。

ｉ）速度誤差Ｘ−■−町を計算し、Ｘを３倍して新しい
夏とする。

ｔＶ）　　Ｘとマを加算合成して１合成値ＷにＷｔをた
して新しいＷとし、その値Ｗを出力する。

位相誤差！−１−１，から合成値Ｖへの周波数伝達関数
は、ａＳＳ図に示すように低周波成分が一！Ｏ−ｍ／−
・喀の特性で増強され、高ｍ妓成分は一定の利得となっ
ている。これは、第２図に示した周波数特性と同一であ
る。従って、第２意図にした処理−）によって前述の第
１・図の演算ｍ（ロ）の処理（３）をおきかえた場合の
制御特性は、第１図に示した従来のモータの適度制御装
置によって得られる特性ＣｊＩｇ図）と一致する。

このような構成においても、モータ０の起動から貿定な
掴転調御状態にいたる過渡応答は改善されている。Ｃれ
は、すでに説明したように、速度検出ＩＩＩ＠の出力も
しくは位相差検出器部の出力にもとづいて演算ｍ＠のｌ
ｌ１１珈内容を処理（υ、処理（１）または処ｊＩｌ（
２）七適時変更することによるものであ墨。また、積分
装置の初期値をＪ６３ｍ　（＠）に移る直前の５位相誤
差Ｙｍｌ−１，に対応した値となすことによって、さら
に過渡応答特性を良好にしている・なお１本発明のモー
タ速度制御装置において使用する適度検出器−１位相差
検出器部および演算器（ロ）の具体的な構成は、第６図
、＠Ｓ図および第７図ＩＣ本された構成ｆｃ限らず１種
々のものが利用可能である。また１本発明の主旨にもと
づいて多くの変形が可能である。

上述の説明にて理解されるように１本発明のモータ速度
制御装置は下記のような種々の利点を有している。

■　モータの回転速度と回転位相に対応した適度誤差Ｘ
と位相誤差マの合成値を実質的ｔＣｇ分し、その積分値
と合成値を所定の利得比にて合成した信号によって制御
をかけているために、非常に良好な一一特性を得られる
。

■　定常的な負荷トルクの増減による速度偏差および位
相偏着は零となる。

■　速度検出手段の検出ディジタル値および位相差検出
手段の検出ディジタル僅にもとづいて判断し、演算手段
の処理内容を適時変更してＩｔ！１ｉｋｌ内容を変更す
ることにより、良好な過渡ｔ＠特性が得られる。

特に、処理（３）の応動範囲が処理（１）のめ動範囲を
部分的ｌζ含むようになし、処理（ＩＪの範囲および処
理（蜀の範囲をそれぞれ独立に十分広くとることを可能
となし、起動から定宮速直にいたる家での過渡的な応答
を良好にすると共に、安定な１１１１１ｉｌ状態におけ
る応動範囲も広（とれる。

また−１処理ψ）においてモータの回転達成が所定の値
もしくははば所定の値Ｉζなったことを検出して（１の
カウントがこれに相当する）。

その検出結果にもとづいて処１ｍ（ＪＪに移行するよう
になしているために、処１ｍ　（りの実行に移った後の
安定な一転一一状一への引き込み時局が短かい、さらに
、ディジタル掘分値の初期値として、処１１（至）に移
る直前の位相誤差もしくは遮Ｋｔ１４１Ｍに対応した−
を設定しているために、安定な回転調−吠麹への引き込
みが容易となる。

の　速度検出手段および位相差検出手段をカウンタとラ
ッチ−路によって構成し、信号の時間間隔内にあるクロ
ックパルスの数を計数するようにすれば、クロックパル
スの１パルス以上の誤差が発生しない。従って、クロッ
クパルスとして水晶５？３振器の出力のような安定かつ
高局波の周波数信号を使用するならば。

正確な速度検出および位Ｊｔｊ差検出が可能となる。ま
た周囲温度や部品の経年変化の彫物を受けに（い。

ｅ　速度誤差および位相誤差の積分をディジタル的に行
なっているために、アナロク積分澁に起こりがちな温度
ドリフトやオフ七ット等が生じないので正確な株分が可
能となる。

・　速度検出１位相差検出および演算をディジタル的に
行なっているために、　Ｃ−ＭＯＳ、　ｌ１ＩＬ　等に
よるモノリシックｔＣ（集積回路）化に適している。そ
して、従来のサンブラング方式の速度検出回路および位
相検出回路で必要となる外付はコンデンサも不要となる
。

本発明のモータの速度制御装置は、過渡応答特性・制御
特性がすぐれ、温Ｉ！ｉｔ度化・経年変化に対して安定
である。従って本発明にもとづいて、音響・映像ａｍｉ
ｍ用のブラシレス直流モータの速度−−装置を構成する
ならば、に性能・長寿命の制御ｇｒｉｔを実現で番る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のモータの速度制御特性の構成図。 第意図はフイ＾りの周波数伝達関数を表わす特性図、＠
Ｓ図はｌｉ１図の従来の装置によって得られる刺−特性
内、第４図は本発明のモータの速度制御装置の構成図、
第６図は速度検出−器の具体的な構成図、＠−図は位相
差検出器の具体的な構成図。 第１図は演算器の具体的な構成図、＠Ｓ図はＤ／ム変ａ
ｍの異体的な構成図、第９図は第１図に示した織算−の
＃ｈ１１内容を示す概略の７０一チヤートｇ１ｍ重・図
は＠＊図の処理の詳細なフローチャー）ＷＪ、１１１１
図は鋤Ｓ囚に示した速度検出器の動作＆ｌ！―するため
の波形図、第１２図は第６図Ｃζ示した位相差検出器の
動作を説明するための波形図。 ＠ｌ１図は周波数伝達関数を表わす特性図、第１４図（
４ｒＰ）は本発明のモータの適度制御装置の＠御特性を
説明するための特性図、ｇｔＳ図（イ）＜ｌ４ｒｔ啼は
過渡シミ特性を説明するための波形図、第１６図、第１
７図および＠ｌ易図はそｎぞれに演算器の別の処理方式
を示すフローチャート図、　４１１図は演算器の処理の
一部を表わすフローチャニド図、　＠Ｘ・図および９２
１図は周波数伝達関数を表わす特性図、　ｊｌｉ２ス図
は演算器の処理の一部を表わすフローチャート図、鴫工
畠図は周波数伝達関数を表わす特性図である。 Ｉ−被速度制御モータ、（２）−・第１のパルス発生器
、ＯＪ−・速度検出器、Ｑ４−・ｍ２のパルス発生器。 （２）−基準信号発生器、（ロ）−位相差検出器１輪−
演算−、ｎ−１ｉｔ力給電器、御−６０ツクパルス発生
回路、−−トラガ信号発生−路、□□□−麗進カウンタ
、−−葺進カクンタ、ＩＩ−リセット＠路、榊・・・ラ
ッチ呵路、ＣＩ−Ｌ進カクンタ、（２）−ラッテ−路。 −一トリガ信号発生回路、−−判別用フリツブフーツブ
、−一割込受付回路、＠−人７Ｊ／＜ソファ。 峙−Ｃｔυ（中央演算処理回路）、−一メモリ＠路。 −一出力バツファ、御−Ｄ／ム変換器、＠−スイッチ回
路 代理人　森本義弘 第１図 第２図 第う図 ｗ＆　　　　　　　　　　　　　　　　　味図 り　旦 派 ０図 ２１図 第２２図 第２う図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、　被速度＠紳モータと、前記モータの１転速度に対
   応してその周波数を変化する第１のパルス信号を発生す
   る１１１のパルス発生手段と。 前記第１のパルス信号にもとづいて前記モータの１転速
   屓に対応したディジタル値を得る速度検出手段と、ｒｉ
   Ｉ紀モータの同転に伴って変化し、前記ｆｓｌのパルス
   信号の周波数よりも低い周波数の謝意のパルス信号を発
   生する動翼のパルス発梃手段と、基準周波数信号を袖先
   する基準信号発生手段と、鈎起第２のパルス信号と基準
   周波数信号との岡の位相差に対応したディジタル値を得
   る位相差検出手段と、腕−記遭隘検出手段のディジタル
   出力−および前記位相差検出手段のディジタル出力値に
   応動した出力信号を発生する演算゛手段と。 前記演算手段の出力に応動して前記モータへの供給電力
   を変化させる電力給電手段とを具備し、前記演算手段は
   その動作において、前１ｄ速度検出手段の出力および前
   記位相差検出手段の出力に無Ｉ＠係にその出力信号を一
   定または略一定となして前記モータへ大電力を給電する
   第１の動作モードと、少なくとも前記位相差検出手段の
   出力に応動してその出力信号を変化させて前記モータへ
   の鈎給電力を変化さ量る第３の動作モードを有し１ｗｉ
   記速配達出手段のディジタに値とｊｌｌの所定値もしく
   はＳ工の所定値とを比較して、前記モータの回転速度が
   前記１１１の所定値に対応する速度より遅いもしくは等
   しい軟部より時間的に徐々に加速され、前記＠Ｒの所定
   値に対応する適度にいたる間１は前記演算手段憂第１の
   動作モードとなし、前記モータの一転速度が前記ｆＨ２
   の所定値−ζ対応する速度よりも遮くなると前記演算手
   設＊＠富の動作そ−ドとなすように構威し、かつ前記ｌ
   １１１１の動作螢−゛ドｓＣ＃ける応動範囲が曽記載冨
   の所定値を含み−１さらに前記第１の動作モードの応動
   範囲の少なくとも一部分を含んでいることを特徴とする
   モータの速度制御装置・ １　演算手段はｌＩ２の動作モードにおいて、速度検出
   手段の出力と位相差検出手段の出力とを所定の利得比に
   て加算合成し、その合成値をディジタル的に積分したデ
   ィジタル積分値と前記合成値を所定の利得比にてさらに
   加算合成して出力信号とする動作モードを含んでいるこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のモータの速
   度制御装置。 Ｌ　演算手段は＠２の動作モードにおいて１位相差検出
   手段の出力をディジタル的に積分してｌ！ｌの積分値を
   得て、速度検出手段の出力をディジタル的に積分して＠
   ２の積分値を得て、前記第１の積分値とｌｌ！の積分値
   と前記速度検出手段の出力を実質的に所定の利得比にて
   加算合成して出力信号とする動作モードを含んでいるこ
   とを特徴とする特許請求の範ＷｊＡ１１１項記載のモー
   タの速度制御装置。 表　演Ｓ手段はｆＩｉ冨の動作モードにおいて１位相差
   検出手段の出力とその出力をディジタル的に積分したデ
   ィジタル積分値と速度検出手段の出力を実質的に所定の
   利得比にて加算合成して出力信号とする動作モードを含
   んでいることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
   ｓ−＊の速１ｉｕ１＊置。 駄　被速度＠御モータと、前記モータの回転速［に対応
   してその周波数を変化する１１１のパルス信号を発生す
   る＠ｌのパルス発生手段と。 前記第１のパルス信号にもとづいて前記モータの一転適
   度に対応したディジタル値を得る適度ｗＩＬ出手段と、
   ｍ記モータの回転に伴ってｌＩ化し、前記第１のパルス
   信号の周波数よりも低い周波数の簡冨のパルス信号を発
   生する発生する基準信号発生手段と、前記ｔＫ舅のパル
   ス信号と基準周波数信号との間の位相差に対応したディ
   ジタル値を得る位相差検出手段と、前記速度検出手段の
   ディジタル出力値および前記位相差検出手段のディジタ
   ル出力値に応動した出力信号を発生する演算手段と、前
   記演算手段の出力に応動して前記モータへの供給電力を
   変化させるー力給−手設とを具備し、前記演算手段はそ
   の動作において、ｉ配達度検出手段の出力に応動してそ
   の出力信号１に変化する第１の動作モードと、少な、（
   とも前記位相差検出手段の出力に応動してその出力信号
   を変化する第３の動作管−Ｆを有し。 前記速度検出一手段のディジタル値と＠１０所定値もし
   くは悪意の所定値とを比較して、１１記モータの回転速
   度が前記ｊ＠１の所定値に対応する過度より遅いもしく
   は等しい状態より時間的に徐々に加速され前記１１ｇの
   所定値に対応する過度にいたる岡では前記演算手段をＩ
   Ｈ１ｃＤｗＪ作モードとなし、前記モータの一転適度が
   前記１１Ｎ！の所定値に対応する適度よりも漉くなると
   前記演算手段を１ｌｉＩｓの動作モードとなすように構
   成し、かつ前記第８の動作モーＹにおける応動範囲が前
   記第３の所定値を含み、さらに前ｉ１ｐ＊１の動作モー
   ドの応動範■の少なくとも一部分を含んでいるＣとを特
   徴とする。モータの速［１１１１１卿装置。 Ｌ　ｗ４算手段は第２の動作モードにおいて、過度検出
   手段の出力と位相差検出手段の出力とを所定の利得比に
   て加算合成し、その合成値をディジタル的に積分したデ
   ィジタル積分値と前記合成値を所定の利得比にてさらに
   加算合成して出力信号とする動作モードを含んでいるこ
   とを特徴とする特許請求の範ｓｓｉ項記載のそ一夕の速
   度制御装置。 −演算手段は１１１！ｉｓの動作モードにおいて１位相
   差検出手段の出力をディジタｋＨに積分してｌＩ＆の積
   分値を得て、適度検出手段の出力をディジタル的に積分
   して第意の積分値を得て、Ｈ紀ＩＩＩＩｌの積分値と第
   ３の積分値と繭配速度機出手段の出力を実質的に所定の
   利袴比にて加算合成して出力信号とする動作モーＶ昏禽
   ルでいる仁とを特徴とする特許請求の範Ｉ！ＩＩＩ墨項
   記載のモータの速度制御装置−龜　演算手段は＠２の動
   作モードにおいて、位相差検出手段の出力とその出力を
   ディジタル的に積分したディジタル積分値と速度検出手
   段の出力を実質的に所定の利得にて加算合成して出力信
   号とする動作モードを含んでいることを特徴とする特許
   −求の範１ｉ１ｉＩ項紀載のモータの速度制御装置。 ｉ　被速度制御モータと、前記モータの１転速度に対応
   してその周波数を変化する＠１のパルス信号を発生する
   ｊＩｌのパルス発生手段ト。 前記ｊｌｌのパルス信号にもとづいて前記看−タの一転
   速度に対応したディジタル値を得る適度検出手段と、前
   ｔ！普−夕の綱−に伴って変化し、前記ｊｌｉｌのパル
   ス信号の周波数よりも低い周波数の雨雪のパルス信号を
   発生す墨＊怠のパルス発生手段と、基準周波数信号を発
   生する基準信号Ｉｊａ生手段と、前記落雪のパルス信号
   と基準周波数信号との関の位相差に対応したディクータ
   ル値を得る位相差検出手段と、前記速度検出手段のディ
   ジタル出力値および醜記位相差検出手段のディジタル出
   力値に応動した出力値＠を発生する演算手段と。 前記演算手段の出力に応動して前記モータへの供給電力
   を変化さ一＃る電力給電子段とを具備し１ｗｉ記演算演
   算はその動作において、前記速度検出手段の出力と前記
   位相差検出手段の出力とを所定の利得比にて加算合成し
   て出力信号とする第１の動作モードと、前記適度検出手
   段の出力と前配位相差検出手段の出力と壷所宜の利得比
   にて加算合成した合成値をディジタル的に積分したディ
   ジタに＠分値と前記合成値を所定の利得比にてさらに加
   算金ｔ＆シて出力信号とするＩＩ冨の動作モードとを有
   し、８６に、ａ記演算手段は前記ｌｌｌ１の動作そ−Ｆ
   において前記モータの一転速度が所定の値もしくはほぼ
   所定の値となったことを検出す墨安定動作検出手段を含
   んで構成８れ。 鍵記安点動作検出手段の出力により前記演算手Ｒａ拳作
   そ一ドを前記Ｉ１１の動作舌−ドか番前記＠Ｒの動作モ
   ードに＆争かえるζ乏を特徴とするモータの速に制御装
   置。 １１　　演算手段が第１の動作モードから第１の動作モ
   ー１に切り換わるときに、前記＠２の動作モードにおけ
   るディジタル積分値の初期値として、その直前の位相差
   検出手段の出力ディジタル値もしくは速度検出手段の出
   力ディジタル値に対応した値を設定するようにしたこと
   を特徴とする特許請求の範８石・項記載のモー°夕の速
   度＠−装置。 ＩＬ　　被速度制御モータと、前記モータの一転速度に
   対応してその周波数を変化するＩｉｌのパルス信号を発
   生するＩＩＩのパルス発生手段ト。 前記第１のパルス信号にもとづいて藺紀毫−タの一転速
   度に対応したディジタル値を得る速度積出手段と、前記
   毫−夕の一転に伴って変化し、前記第１のパルス信号の
   周波数より４低い周波数の第８のパルス信号を発生ず墨
   第冨のパルス発生手段と、基準周波数信号を発生する基
   準＃Ｉ号発生手段と、前記第２のパルス信号と基準周波
   数信号との聞の位相差に対応したディジタル値を得る位
   相差検出手段と、前記速度検出手段のディジタル出力値
   および前記位相差検出手段のディジタル出力値に応動し
   た出力信号を発生する演算手段と。 前記演算手段の出力に応動して前記モータへの供給電力
   を変化させる電力給電子段とを具備し、前記演算手段は
   その動作において、ｍ紀速度検出手段の出力と前記位相
   差検出手段の出力とを所定の利得比にて加算合成して出
   力信号とするＩＩｌの動作モードと、°前記位相差検出
   手段の出力をディジタル的ｇ：積分して第１の積分値を
   得て、前記速度検出手段の出力をディジタル的に積分し
   て第富の積分値を得て、前記Ｉ１１の積分値とＩＩ寞の
   積分値と前記速度検出手段の出力を実質的に所定の利得
   比にて加算合成して出力信号とする＠２の動作モードと
   を有し、８６に、前記演算手段は前記ｌｉｔの動作モー
   Ｆにおいて前記モータの一転速度が所定の値もしくはほ
   ぼ所定の値とＵつたことを検出する安定動作検出手段を
   禽んで構成され、前記安定動作検出手段の出力により前
   記演算手段の動作モードを前記Ｉｌｌの動作モードから
   前記第意の動作量−Ｙにきりかえることを特徴とする量
   −夕の適度ｗ−装置。 １ｔ　演算手段が第１の動作モードからｓｇの動作モー
   ドｆζ切り換わるときに、ｍ１ａｓｚの動作モードにお
   けるｔＨｌの積分値および簡雪の積分値の初期値として
   、その直前の位相差検出手段の出力ディジタル値もしく
   は遮［検出手段の出力ディジタル値に対応した値を設定
   したことを特徴とする特許請求のｌｌｌｉｌｌｌｌ項記
   載のモータの速度ｌｌｌ１１装置。 １３ｍ、被速度制御モータと、前記モータの一転速度に
   対応してその周辣散を変化す番ｌＩｌのパルス信号を発
   生する１［１のパルス発生手段と。 前記第１のパ、ルス儒号にもとづいて前記モータの一転
   速度に対応したディジタル値を得る速度検出手段と、前
   記モータの回転に伴って変化し、前記１１１のパルス信
   号の周波数より＆低い周波数のｆＩｎ＝のパルス信号を
   発生する＊禽のパルス発生手段と、基準周波数信号を発
   生する基準信号発生手段と、前記ｗｉｚのパルス信号と
   基準周波数信号との間の位相差に対応したディジタル値
   を得る位相差検出手段と、１Ｉｔｆ記速度配達手段のデ
   ィジタル出力値および前記位相差検出手段のディジタル
   出力値に応動した出力信号を発生する演算手段と。 前記演算手段の出力に応動して前記モータへの供給電力
   を変化させる電力給電手段とを具備し、前記演算手段は
   その動作において、前記適度検出手段の出力と前記位相
   差検出手段の出力とを所定の利得比にて加算合成して出
   力信号とする第１の動作モードと１Ｍ紀位相差検出手段
   の出力とその出力をディジタル的に積分したディジタル
   積分値と前記速度検出手段の出力を実質的に所定の利得
   比にて加算合成して出力信号とする悪意の動作モードと
   を有し、さらに、＊紀演算手段は前記ｆＩｉｌの動作モ
   ードにおいて前記モータの１転速度が所定の値もしくは
   ほば所定の値となったことを検出する安定動作検出手段
   を含んで構成され、前記安定動作検出手段の出力によ勢
   前記演算手段の動作モードを前ＷＩｉ３第１の動作モー
   ドから前記第２の動作モードに切り換えることを特徴と
   するモータの速度制御装置。 １４　　演算手段が＠ｌの動作モードからｊＩｚの動作
   モードに切り換わるときに、前記ＩＩ！工の動作モード
   におけるディジタル積分値の初期値として、その直前の
   位相差検出手段の出力ディジタル値に対応した値を設定
   するようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第１婁
   項記載のモータの速度制御装置。