JPH01300714A - 負荷電流制御型論理回路 - Google Patents
負荷電流制御型論理回路Info
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- JPH01300714A JPH01300714A JP63133798A JP13379888A JPH01300714A JP H01300714 A JPH01300714 A JP H01300714A JP 63133798 A JP63133798 A JP 63133798A JP 13379888 A JP13379888 A JP 13379888A JP H01300714 A JPH01300714 A JP H01300714A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/0008—Arrangements for reducing power consumption
- H03K19/0013—Arrangements for reducing power consumption in field effect transistor circuits
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
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- H03K19/0008—Arrangements for reducing power consumption
- H03K19/0016—Arrangements for reducing power consumption by using a control or a clock signal, e.g. in order to apply power supply
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- H03K19/08—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices
- H03K19/094—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors
- H03K19/0952—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors using Schottky type FET MESFET
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〈産業上の利用分野〉
本発明は、入力信号によって、駆動素子と負荷瀞子を相
補的に動作させる負荷電流制御型論理回路の改良に関す
るものであり、特に多入力化に関するものである。
補的に動作させる負荷電流制御型論理回路の改良に関す
るものであり、特に多入力化に関するものである。
〈従来の技術〉
従来より、負荷素子の電流を入力状態に応じて制御する
ように構成した負荷電流制御型論理回路が提案されてお
り、この負荷電流制御型論理回路によるインバータ回路
の構成を第2図に示す。
ように構成した負荷電流制御型論理回路が提案されてお
り、この負荷電流制御型論理回路によるインバータ回路
の構成を第2図に示す。
第2図において、負荷電流制御型論理回路のインパータ
部はD CF L (Direct Coupled
FETLogic)と同様、信号INが入力されるEモ
ードのスイッチング電界効果トランジスタ(FET )
1、!:Dモードの負荷FET2からなっており、この
インバータ部にFET3及び負荷4よりなる負荷電流制
御部が付加されて構成されている。なお、第2図におい
て7は電圧シフト回路であり、負荷電法制aFET3の
ゲートに入力される電圧レベルを調整するため必要に応
じて挿入されている。
部はD CF L (Direct Coupled
FETLogic)と同様、信号INが入力されるEモ
ードのスイッチング電界効果トランジスタ(FET )
1、!:Dモードの負荷FET2からなっており、この
インバータ部にFET3及び負荷4よりなる負荷電流制
御部が付加されて構成されている。なお、第2図におい
て7は電圧シフト回路であり、負荷電法制aFET3の
ゲートに入力される電圧レベルを調整するため必要に応
じて挿入されている。
上記のような構成において、入力端子INに論理レベル
のLowレベルが入力された場合、スイッチングFET
IはOFF状態となり、Highレベルが出力される。
のLowレベルが入力された場合、スイッチングFET
IはOFF状態となり、Highレベルが出力される。
このとき、負荷電流制御FET3もOFF状態になるた
め、負荷FETのソース、ゲート間の電位はOvとなり
、回路動作はDCFLと同じである。次に、入力がHi
ghレベルの場合、スイッチングFETIはoN状[と
なる。このとき、負荷電流制御FET3も同時にON状
態となり、負荷4及び負荷電流制御FET3全通して低
電位(Vpdi)に至る電流経路が形成され、負荷4に
よる電圧降下分が負荷FET2のソース、ゲート間に加
えられる。
め、負荷FETのソース、ゲート間の電位はOvとなり
、回路動作はDCFLと同じである。次に、入力がHi
ghレベルの場合、スイッチングFETIはoN状[と
なる。このとき、負荷電流制御FET3も同時にON状
態となり、負荷4及び負荷電流制御FET3全通して低
電位(Vpdi)に至る電流経路が形成され、負荷4に
よる電圧降下分が負荷FET2のソース、ゲート間に加
えられる。
この動作によって、負荷FET2に流れる電流が制限さ
れるとともに、次段インバータのゲート入力部の電荷引
き抜き経路が形成されるため、出力レベルは、High
からLowへ高速で遷移することが可能となる。また、
DCFLと比較して、スイッチングFETIに対する負
荷FET2のゲート幅比を大きく設定できるため、負荷
駆動能力を大きく設計することも可能となる。
れるとともに、次段インバータのゲート入力部の電荷引
き抜き経路が形成されるため、出力レベルは、High
からLowへ高速で遷移することが可能となる。また、
DCFLと比較して、スイッチングFETIに対する負
荷FET2のゲート幅比を大きく設定できるため、負荷
駆動能力を大きく設計することも可能となる。
以上のような作用から、負荷電流制御型論理回路は、D
CFLと比較して、論理振幅が大きい、負荷駆動能力が
大きい、素子特性のバラツキの影響を受けにくいなどの
特徴を有する。DCFLと同様、E、D型の論理回路で
あるから、消費電力は木質的に小さい。
CFLと比較して、論理振幅が大きい、負荷駆動能力が
大きい、素子特性のバラツキの影響を受けにくいなどの
特徴を有する。DCFLと同様、E、D型の論理回路で
あるから、消費電力は木質的に小さい。
第3図は、負荷電流制御型論理回路による2人力NOR
回路を示しており、スイッチングFET11及び12f
:入力個数分並列に設け、負荷電流制御FET31及び
32も入力個数分並列に挿入し、それぞれのゲート入力
端子INI及びIN2とした回路1−11.を示してい
る。この第3図において、51及び52は入力信号に対
する電圧レベルシフト回路であり、MES−FET、J
−FET等のビルトイン・ポテンシャルが小すく、低し
きい電圧の素子で回路を構成する場合必要となる。
回路を示しており、スイッチングFET11及び12f
:入力個数分並列に設け、負荷電流制御FET31及び
32も入力個数分並列に挿入し、それぞれのゲート入力
端子INI及びIN2とした回路1−11.を示してい
る。この第3図において、51及び52は入力信号に対
する電圧レベルシフト回路であり、MES−FET、J
−FET等のビルトイン・ポテンシャルが小すく、低し
きい電圧の素子で回路を構成する場合必要となる。
第3図において、レベルシフト回路51及び52は通常
、第4図(a)、(b)に示す回路が用いられており、
これらの回路はダイオードの順方向電流立ち上がり電圧
を利用したもので、ダイオード5と抵抗61もしくはプ
ルダウン・トランジスタ62の2素子で構成されている
。
、第4図(a)、(b)に示す回路が用いられており、
これらの回路はダイオードの順方向電流立ち上がり電圧
を利用したもので、ダイオード5と抵抗61もしくはプ
ルダウン・トランジスタ62の2素子で構成されている
。
〈発明が解決しようとする問題点〉
しかし、上記の第3図に示したような多入力NOR回路
を構成する場合、入力の増加数1に対して、トランジス
タ3素子(またば、トランジス2素子と抵抗1素子)と
ダイオード1素子の計4素子を付加する必要があり、多
入力論理回路の素子数は非常に大きくなってしまう。こ
のことは、配線が複雑になると同時に、IC化する場合
、回路の占有する面積が大きくなってしまうことを意味
する。特にゲート・アレイに適用する場合、単位セルが
多入力NOHによって構成される場合が多いため、多入
力化による素子数の大幅増加は高集積化に対して問題と
なる。
を構成する場合、入力の増加数1に対して、トランジス
タ3素子(またば、トランジス2素子と抵抗1素子)と
ダイオード1素子の計4素子を付加する必要があり、多
入力論理回路の素子数は非常に大きくなってしまう。こ
のことは、配線が複雑になると同時に、IC化する場合
、回路の占有する面積が大きくなってしまうことを意味
する。特にゲート・アレイに適用する場合、単位セルが
多入力NOHによって構成される場合が多いため、多入
力化による素子数の大幅増加は高集積化に対して問題と
なる。
本発明は上記の点に鑑みて創案されたものであり、上記
した従来の問題点を除去し、多入力化に対応した新規な
負荷電流制御型論理回路を提供することを目的としてい
る。
した従来の問題点を除去し、多入力化に対応した新規な
負荷電流制御型論理回路を提供することを目的としてい
る。
〈問題点を解決するための手段〉
上記の目的を達成するため、本発明の負荷電流制御型論
理回路は、ソースが第1の低電位に接続され、ゲートが
入力端子に接続された入力端子数と同数のスイッチング
電界効果トランジスタと、ドレインが高電位に接続され
、ソースが上記のスイッチング電界効果トランジスタの
各ドレインニ接続された負荷電界効果トランジスタと、
上記の負荷電界効果トランジスタのゲート、ソース間に
接続された負荷と、ソースが第2の低電位に接続され、
ドレインが上記の負荷電界効果トランジスタのゲートに
接続され、ゲートに入力信号に応じた れ負荷電流制御信号が印加される負荷電流制御電界効果
トランジスタと、アノードが上記の入力端子に接続され
、カソードが上記の負荷電流制御電界効果トランジスタ
に接続された上記の入力端子数と同数のダイオードと、
上記のダイオードの各カソードに接続されたプルダウン
定電流源とを備え、上記の負荷電流側#J電界効果トラ
ンジスタのゲートに入力される負荷電流制御信号を上記
のダイオードによるダイオード論理出力となすように構
成している。
理回路は、ソースが第1の低電位に接続され、ゲートが
入力端子に接続された入力端子数と同数のスイッチング
電界効果トランジスタと、ドレインが高電位に接続され
、ソースが上記のスイッチング電界効果トランジスタの
各ドレインニ接続された負荷電界効果トランジスタと、
上記の負荷電界効果トランジスタのゲート、ソース間に
接続された負荷と、ソースが第2の低電位に接続され、
ドレインが上記の負荷電界効果トランジスタのゲートに
接続され、ゲートに入力信号に応じた れ負荷電流制御信号が印加される負荷電流制御電界効果
トランジスタと、アノードが上記の入力端子に接続され
、カソードが上記の負荷電流制御電界効果トランジスタ
に接続された上記の入力端子数と同数のダイオードと、
上記のダイオードの各カソードに接続されたプルダウン
定電流源とを備え、上記の負荷電流側#J電界効果トラ
ンジスタのゲートに入力される負荷電流制御信号を上記
のダイオードによるダイオード論理出力となすように構
成している。
即ち、本発明はソースが第1の低電位に接続され、ゲー
トが入力端子に接続された入力端子数と同数のスイッチ
ングFETと、ドレインが高電位に接続され、上記のス
イッチングFETの各ドレインにソースが接続された負
荷FETと、上記の負荷FETのゲート間に接続された
負荷と、ソースが第2の低電位に接続され、ドレインが
上記の負荷FETのゲートに接続され、ゲートに入力信
号に応じた負荷電流制御信号が印加される負荷電法制@
FETより構成される負荷電流制御型論理回路において
、アノードが上記の入力端子に接続され、カソードが上
記の負荷電法制a(IFETのゲートに接続された、入
力端子数と同数のダイオードと、上記のダイオードの各
カソードに接続されたプルダウン定電流源をひとつ備え
、上記の負荷電流制御FETのゲートに入力される制菌
信号を、上記のダイオードによるダイオード論理出力と
することを特徴としている。
トが入力端子に接続された入力端子数と同数のスイッチ
ングFETと、ドレインが高電位に接続され、上記のス
イッチングFETの各ドレインにソースが接続された負
荷FETと、上記の負荷FETのゲート間に接続された
負荷と、ソースが第2の低電位に接続され、ドレインが
上記の負荷FETのゲートに接続され、ゲートに入力信
号に応じた負荷電流制御信号が印加される負荷電法制@
FETより構成される負荷電流制御型論理回路において
、アノードが上記の入力端子に接続され、カソードが上
記の負荷電法制a(IFETのゲートに接続された、入
力端子数と同数のダイオードと、上記のダイオードの各
カソードに接続されたプルダウン定電流源をひとつ備え
、上記の負荷電流制御FETのゲートに入力される制菌
信号を、上記のダイオードによるダイオード論理出力と
することを特徴としている。
〈作 用〉
MES−FETfxど、ビルトイン・ポテンシャルが小
さく、高いしきい電圧を実現することが困難な素子を使
って負荷電流制御型論理回路を構成する場合、必ず負荷
電流制御部に電圧レベルシフト回路が必要となる。この
場合、従来の方法で多入力NOR回路を構成すると、入
力の増加1当たり4素子の増加となる。これに対して第
1図に示した実施例のように、負荷電流制御素子の信号
入力部をダイオード論理によるOR回路で構成すると、
入力数の増加1当たりスイッチング素子とダイオードの
2素子の付加で可能となる。ダイオード論理回路は電圧
レベルシフト回路を兼ねているので、ダイオード論理を
用いたことは回路の複雑化にはならない。
さく、高いしきい電圧を実現することが困難な素子を使
って負荷電流制御型論理回路を構成する場合、必ず負荷
電流制御部に電圧レベルシフト回路が必要となる。この
場合、従来の方法で多入力NOR回路を構成すると、入
力の増加1当たり4素子の増加となる。これに対して第
1図に示した実施例のように、負荷電流制御素子の信号
入力部をダイオード論理によるOR回路で構成すると、
入力数の増加1当たりスイッチング素子とダイオードの
2素子の付加で可能となる。ダイオード論理回路は電圧
レベルシフト回路を兼ねているので、ダイオード論理を
用いたことは回路の複雑化にはならない。
実際、負荷電流制御部にダイオード論理を用いて構成さ
れた1人力のインバータは、第2図に示した従来例と、
何等変わるところはない。負荷電流制御素子入力部のダ
イオードによる回路を、レベルシフト回路ではなく、ダ
イオード論理を表現するものと考える点で、従来例と異
なる。負荷電流制御型論理回路をゲート・アレイの基本
回路として用いる場合を考えると、基本インバータのパ
ターンに加えて、入力個数分のスイッチングFETと、
小さなダイオードを単位セル内に用意しておくだけで多
久力NOR回路を構成することができるので、従来例と
比較してシンプルなセルとなり、未使用のスペークも小
さくすることができる。
れた1人力のインバータは、第2図に示した従来例と、
何等変わるところはない。負荷電流制御素子入力部のダ
イオードによる回路を、レベルシフト回路ではなく、ダ
イオード論理を表現するものと考える点で、従来例と異
なる。負荷電流制御型論理回路をゲート・アレイの基本
回路として用いる場合を考えると、基本インバータのパ
ターンに加えて、入力個数分のスイッチングFETと、
小さなダイオードを単位セル内に用意しておくだけで多
久力NOR回路を構成することができるので、従来例と
比較してシンプルなセルとなり、未使用のスペークも小
さくすることができる。
〈実施例〉
以下、図面を参照して本発明の一実施例を詳細に説明す
る。
る。
第1図は本発明の一実施例の回路構成を示す図である。
第1図において、11〜13はそれぞれソースが第1の
低電位VSSに接続され、各ゲートが入力端子INI〜
IN3のそれぞれに接続された入力端子数に対応して設
けられたスイッチングFETであり、これらのスイッチ
ングFETII〜13のドレインは共通に接続されて出
力端子OUTに接続されると共に負荷FET2のソース
・ドレイン通路を介して高電位vddに接続されている
。
低電位VSSに接続され、各ゲートが入力端子INI〜
IN3のそれぞれに接続された入力端子数に対応して設
けられたスイッチングFETであり、これらのスイッチ
ングFETII〜13のドレインは共通に接続されて出
力端子OUTに接続されると共に負荷FET2のソース
・ドレイン通路を介して高電位vddに接続されている
。
また上記負荷FET2のゲート・ソース間には負荷抵抗
4が接続されている。また3は負荷電法制aFETであ
り、このFET3のソースは第2の低電位v、dに接続
され、ドレインは負荷FET2のゲートに接続され、ゲ
ートに入力信号に応じた負荷電流制御信号が印加される
ように各アノードが各々の入力端子INI〜IN3に接
続された各ダイオード51〜53のカソードが接続され
ている。また上記ダイオード51〜53の各カソードに
はプルダウン定電流源としてのプルダウンFET6のド
レインが接続されている。
4が接続されている。また3は負荷電法制aFETであ
り、このFET3のソースは第2の低電位v、dに接続
され、ドレインは負荷FET2のゲートに接続され、ゲ
ートに入力信号に応じた負荷電流制御信号が印加される
ように各アノードが各々の入力端子INI〜IN3に接
続された各ダイオード51〜53のカソードが接続され
ている。また上記ダイオード51〜53の各カソードに
はプルダウン定電流源としてのプルダウンFET6のド
レインが接続されている。
上記のように本発明の一実施例にあっては、負荷電流制
御型論理回路の負荷電流制御素子3の入力部をダイオー
ド論理によるOR回路によって構成しており、ダイオー
ド論理によって入力信号のORをつくり、この信号をひ
とつの負荷電流制御素子3に入力する回路形式としてい
る。
御型論理回路の負荷電流制御素子3の入力部をダイオー
ド論理によるOR回路によって構成しており、ダイオー
ド論理によって入力信号のORをつくり、この信号をひ
とつの負荷電流制御素子3に入力する回路形式としてい
る。
また本実施例では、負荷電流制御用の負電源とダイオー
ド論理部のプルダウン電源をひとつの電源Vpdで兼ね
ている。負荷電流制御FET3のゲートには、ダイオー
ド51,52.53によって、入力ロ号のORが入力さ
れる。FET64−1ダイオードの電流を調節するため
のプルダウンFETである。このダイオード51.52
.53およびプルダウンFET6よりなる回路は入力信
号のDC電圧レベ/L”i引き下げるレベルシフト回路
の目的も兼ねている。
ド論理部のプルダウン電源をひとつの電源Vpdで兼ね
ている。負荷電流制御FET3のゲートには、ダイオー
ド51,52.53によって、入力ロ号のORが入力さ
れる。FET64−1ダイオードの電流を調節するため
のプルダウンFETである。このダイオード51.52
.53およびプルダウンFET6よりなる回路は入力信
号のDC電圧レベ/L”i引き下げるレベルシフト回路
の目的も兼ねている。
負荷電流制御部の入力をダイオード論理とすることによ
って生ずる問題として次の2点を上げることができる。
って生ずる問題として次の2点を上げることができる。
第1は、ダイオードの容量が負荷となってしまうため、
入力数の増加(ファン・インの増加)とともに速度が劣
化してしまうことである。
入力数の増加(ファン・インの増加)とともに速度が劣
化してしまうことである。
第2は、ダイオード論理回路を駆動するために、入力端
子IN1.IN2.IN3からダイオード論理回路に電
流を流し込まなくてはならないため、次段に接続される
回路数の増加(ファン・アウトの増加)とともに流れ込
み電流が増加し、論理レベルの変動を生じてしまうこと
である。しかし、これらの問題点はダイオード51.5
2.53とプルダウンFET6を小さくして、負荷とな
る容量とダイオード論理回路の電流を減らすことによっ
て、同時に改善することができる、負荷電流側@FET
3は小さく設定できるので、ダイオード論理回路の電流
減少による負荷駆動能力の劣化よりも、ダイオードの容
量が小さくなったことによる負荷減少の改善効果の方が
大きい。
子IN1.IN2.IN3からダイオード論理回路に電
流を流し込まなくてはならないため、次段に接続される
回路数の増加(ファン・アウトの増加)とともに流れ込
み電流が増加し、論理レベルの変動を生じてしまうこと
である。しかし、これらの問題点はダイオード51.5
2.53とプルダウンFET6を小さくして、負荷とな
る容量とダイオード論理回路の電流を減らすことによっ
て、同時に改善することができる、負荷電流側@FET
3は小さく設定できるので、ダイオード論理回路の電流
減少による負荷駆動能力の劣化よりも、ダイオードの容
量が小さくなったことによる負荷減少の改善効果の方が
大きい。
第1図の実施例において、5PICEシミユレーータに
よる動作確認を行い以下のような特性を得た。
よる動作確認を行い以下のような特性を得た。
用いたパラメータは次のとおりである。
スイッチングFETl1.12.13および負荷電流制
御FET3のしきい電圧は一〇、 I V 、負荷FE
T2.プルダウンFET6のしきい電圧は−0,5Vと
した。また、スイッチングFETII。
御FET3のしきい電圧は一〇、 I V 、負荷FE
T2.プルダウンFET6のしきい電圧は−0,5Vと
した。また、スイッチングFETII。
12.13のゲート甲冨を1.0としたとき、FET2
、FET3.FET6のゲート幅がそれぞれ2.0 、
0.5 、0.2となるよう、各FETのゲート幅比を
設定した。ダイオード51.52.53の特性は、FE
Tのゲート、ソース間ショットキー特性とし念。リング
発振器を構成し、ファン・イン、ファン・アウトの変化
に対する速度特注を調べたところ、ファン・インの増加
1当たりの速度劣化は10 psと見積〜られ、従来の
方法の8psと比較して僅かの劣化に抑えられているこ
とがわかり之。これはプルダウンFET6とダイオード
51.52.53を小さくしたことによる効果である。
、FET3.FET6のゲート幅がそれぞれ2.0 、
0.5 、0.2となるよう、各FETのゲート幅比を
設定した。ダイオード51.52.53の特性は、FE
Tのゲート、ソース間ショットキー特性とし念。リング
発振器を構成し、ファン・イン、ファン・アウトの変化
に対する速度特注を調べたところ、ファン・インの増加
1当たりの速度劣化は10 psと見積〜られ、従来の
方法の8psと比較して僅かの劣化に抑えられているこ
とがわかり之。これはプルダウンFET6とダイオード
51.52.53を小さくしたことによる効果である。
このときファン・アウトの増加による速度劣化はファン
・アウトの増加1当たり22psとなっ之。ま之、ファ
ン・アウトの増加による出力レベルの変化は、ファン・
アウト=5で50mVと、ノイズ・マージン内に抑えら
れている。従来の方法では、ファン・インの増加によっ
て電流経路が増加するため、ファン・インの増加による
消費電力の増加がみられたが、本発明による回路におい
ては、プルダウンFET0数が変わらないため、ファン
・インの増加による消費電力の増加はほとんどない。
・アウトの増加1当たり22psとなっ之。ま之、ファ
ン・アウトの増加による出力レベルの変化は、ファン・
アウト=5で50mVと、ノイズ・マージン内に抑えら
れている。従来の方法では、ファン・インの増加によっ
て電流経路が増加するため、ファン・インの増加による
消費電力の増加がみられたが、本発明による回路におい
ては、プルダウンFET0数が変わらないため、ファン
・インの増加による消費電力の増加はほとんどない。
〈発明の効果〉
以上のように本発明によれば、負荷電流制御論理回路の
負荷電流制御回路入力部をダイオード論理で構成するこ
とによって、構成素子数を最小にして負荷電流制御型多
入力論理回路を実現することができる。
負荷電流制御回路入力部をダイオード論理で構成するこ
とによって、構成素子数を最小にして負荷電流制御型多
入力論理回路を実現することができる。
第1図は本発明の詳細な説明するための回路図、第2図
、第3図、第4図(a)及び(b)は従来例を説明する
ための回路図である。 11.12.13・・・スイッチング電界効果トランジ
スタ、 2・・・負荷電界効果トランジスタ、3・・・
負荷電流制御電界効果トランジスタ、 4・・・負荷抵
抗、 51.52.53・・・レベルシフトダイオ
ード、 6・・・プルダウンFET0代理人 弁理士
杉 山 毅 至(他1名)第4図
、第3図、第4図(a)及び(b)は従来例を説明する
ための回路図である。 11.12.13・・・スイッチング電界効果トランジ
スタ、 2・・・負荷電界効果トランジスタ、3・・・
負荷電流制御電界効果トランジスタ、 4・・・負荷抵
抗、 51.52.53・・・レベルシフトダイオ
ード、 6・・・プルダウンFET0代理人 弁理士
杉 山 毅 至(他1名)第4図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、ソースが第1の低電位に接続され、ゲートが入力端
子に接続された入力端子数と同数のスイッチング電界効
果トランジスタと、 ドレインが高電位に接続され、ソースが上記スイッチン
グ電界効果トランジスタの各ドレインに接続された負荷
電界効果トランジスタと、上記負荷電界効果トランジス
タのゲート、ソース間に接続された負荷と、 ソースが第2の低電位に接続され、ドレインが上記負荷
電界効果トランジスタのゲートに接続され、ゲートに入
力信号に応じた負荷電流制御信号が印加される負荷電流
制御電界効果トランジスタと、 アノードが上記入力端子に接続され、カソードが上記負
荷電流制御電界効果トランジスタに接続された上記入力
端子数と同数のダイオードと、 上記ダイオードの各カソードに接続されたプルダウン定
電流源と、 を備え、 上記負荷電流制御電界効果トランジスタのゲートに入力
される負荷電流制御信号を上記ダイオードによるダイオ
ード論理出力となしたことを特徴とする負荷電流制御型
論理回路。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63133798A JPH01300714A (ja) | 1988-05-30 | 1988-05-30 | 負荷電流制御型論理回路 |
US07/358,072 US4967105A (en) | 1988-05-30 | 1989-05-30 | Load current control-type logic circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63133798A JPH01300714A (ja) | 1988-05-30 | 1988-05-30 | 負荷電流制御型論理回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01300714A true JPH01300714A (ja) | 1989-12-05 |
Family
ID=15113273
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63133798A Pending JPH01300714A (ja) | 1988-05-30 | 1988-05-30 | 負荷電流制御型論理回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4967105A (ja) |
JP (1) | JPH01300714A (ja) |
Families Citing this family (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH08265127A (ja) * | 1995-03-28 | 1996-10-11 | Mitsubishi Electric Corp | ゲート回路,及びディジタル集積回路 |
US6094075A (en) | 1997-08-29 | 2000-07-25 | Rambus Incorporated | Current control technique |
US6870419B1 (en) | 1997-08-29 | 2005-03-22 | Rambus Inc. | Memory system including a memory device having a controlled output driver characteristic |
US6646953B1 (en) | 2000-07-06 | 2003-11-11 | Rambus Inc. | Single-clock, strobeless signaling system |
US7051130B1 (en) | 1999-10-19 | 2006-05-23 | Rambus Inc. | Integrated circuit device that stores a value representative of a drive strength setting |
US6321282B1 (en) | 1999-10-19 | 2001-11-20 | Rambus Inc. | Apparatus and method for topography dependent signaling |
US7079775B2 (en) | 2001-02-05 | 2006-07-18 | Finisar Corporation | Integrated memory mapped controller circuit for fiber optics transceiver |
US7119549B2 (en) * | 2003-02-25 | 2006-10-10 | Rambus Inc. | Output calibrator with dynamic precision |
JP5015029B2 (ja) * | 2007-03-09 | 2012-08-29 | パナソニック株式会社 | 昇圧回路に用いられる電流制御回路 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5024069A (ja) * | 1973-06-29 | 1975-03-14 |
Family Cites Families (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4177390A (en) * | 1977-12-27 | 1979-12-04 | Raytheon Company | A field effect transistor logic gate having depletion mode and enhancement mode transistors |
DE3240778A1 (de) * | 1982-11-04 | 1984-05-10 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Elektronischer schalter |
FR2575013B1 (fr) * | 1984-12-14 | 1987-01-16 | Thomson Csf | Porte logique a coincidence, et circuits logiques sequentiels mettant en oeuvre cette porte a coincidence |
US4789798A (en) * | 1985-10-07 | 1988-12-06 | Gould Inc. | ECL to GaaS logic conversion circuit with positive feedback |
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US4725743A (en) * | 1986-04-25 | 1988-02-16 | International Business Machines Corporation | Two-stage digital logic circuits including an input switching stage and an output driving stage incorporating gallium arsenide FET devices |
US4771189A (en) * | 1986-05-02 | 1988-09-13 | Ford Microelectronics, Inc. | FET gate current limiter circuit |
JP2556684B2 (ja) * | 1986-08-26 | 1996-11-20 | 則男 赤松 | 論理回路 |
FR2607338A1 (fr) * | 1986-11-21 | 1988-05-27 | Eurotechnique Sa | Circuit de commutation de tension en technologie mos |
US4877976A (en) * | 1987-03-13 | 1989-10-31 | Gould Inc. | Cascade FET logic circuits |
US4800303A (en) * | 1987-05-19 | 1989-01-24 | Gazelle Microcircuits, Inc. | TTL compatible output buffer |
-
1988
- 1988-05-30 JP JP63133798A patent/JPH01300714A/ja active Pending
-
1989
- 1989-05-30 US US07/358,072 patent/US4967105A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5024069A (ja) * | 1973-06-29 | 1975-03-14 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US4967105A (en) | 1990-10-30 |
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