JPH0536280A - 半導体集積装置 - Google Patents
半導体集積装置Info
- Publication number
- JPH0536280A JPH0536280A JP3192953A JP19295391A JPH0536280A JP H0536280 A JPH0536280 A JP H0536280A JP 3192953 A JP3192953 A JP 3192953A JP 19295391 A JP19295391 A JP 19295391A JP H0536280 A JPH0536280 A JP H0536280A
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- JP
- Japan
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- circuit
- node
- power supply
- bipolar transistor
- vss
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Abstract
(57)【要約】
【構成】 VDDとノードNO1の間に設けられたPチ
ャンネルMOSトランジスタの直並列回路からなる電流
切り替え回路SWPと、ベースとコレクタがノードNO
1に接続されエミッタがVSSに接続されたNPNバイ
ポーラトランジスタQ1と、コレクタが出力DOにベー
スがノードNO1にエミッタがVSSに接続されQ1と
カレントミラー接続されたNPNバイポーラトランジス
タQ0と、VDDと出力DO間に設けられた負荷回路Z
1とから構成される。論理機能とレベルアンプ機能を同
一ゲートで実現する。 【効果】 ゲート段数及びトランジスタ数を低減でき、
高速で低レイアウト面積(高集積)の半導体集積装置が
得られるという効果がある。
ャンネルMOSトランジスタの直並列回路からなる電流
切り替え回路SWPと、ベースとコレクタがノードNO
1に接続されエミッタがVSSに接続されたNPNバイ
ポーラトランジスタQ1と、コレクタが出力DOにベー
スがノードNO1にエミッタがVSSに接続されQ1と
カレントミラー接続されたNPNバイポーラトランジス
タQ0と、VDDと出力DO間に設けられた負荷回路Z
1とから構成される。論理機能とレベルアンプ機能を同
一ゲートで実現する。 【効果】 ゲート段数及びトランジスタ数を低減でき、
高速で低レイアウト面積(高集積)の半導体集積装置が
得られるという効果がある。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、特にバイポーラトラン
ジスタとMOSトランジスタとを同一基板上に形成する
BICMOSプロセスを用いて作られた論理機能を含む
レベル増幅回路に関する。
ジスタとMOSトランジスタとを同一基板上に形成する
BICMOSプロセスを用いて作られた論理機能を含む
レベル増幅回路に関する。
【0002】
【従来の技術】ECL入出力インタフェイスのRAMに
おいて、内部疑似ECL信号からCMOS信号レベルへ
のレベルアンプに加えて、メモリセル選択の為のデコー
ド機能、各種回路を制御する制御回路などが必要であ
る。
おいて、内部疑似ECL信号からCMOS信号レベルへ
のレベルアンプに加えて、メモリセル選択の為のデコー
ド機能、各種回路を制御する制御回路などが必要であ
る。
【0003】従来、図6に示す様なレベルアンプ回路を
用い、内部疑似ECL信号からCMOS信号レベルへの
レベルアンプをした後CMOSゲートもしくはBICM
OSゲートを用いてデコード回路や制御回路を構成した
図5の様な回路が提案されている。図5に於てレベルア
ンプLAと論理部LGは、別ゲート段より構成されてい
る。図6に於て入力信号は、カレントミラー構成された
NチャンネルMOSトランジスタN1 ,N2 とPチャン
ネルMOSトランジスタ負荷P1 ,P2 とから構成され
るCMOSカレントミラー型増幅回路SA1と、Pチャ
ンネルMOSトランジスタP3 とNチャンネルMOSト
ランジスタN3 ,N4 ,N5 及びNPNバイポーラトラ
ンジスタQ2 ,Q3 とから構成されるBICMOSイン
バータ型増幅回路SA2によりレベルアンプされる。ま
た、図6の従来回路は、論理機能は持たず単純なレベル
アンプ回路としてのみ機能する。従って、論理機能は、
レベルアンプ前にECLゲートによって実現するか、レ
ベルアンプ後CMOSゲートもしくはBICMOSゲー
トによって実現する必要がある。図5に示す従来例はレ
ベルアンプ後CMOSゲートにより論理を組んだ場合で
ある。
用い、内部疑似ECL信号からCMOS信号レベルへの
レベルアンプをした後CMOSゲートもしくはBICM
OSゲートを用いてデコード回路や制御回路を構成した
図5の様な回路が提案されている。図5に於てレベルア
ンプLAと論理部LGは、別ゲート段より構成されてい
る。図6に於て入力信号は、カレントミラー構成された
NチャンネルMOSトランジスタN1 ,N2 とPチャン
ネルMOSトランジスタ負荷P1 ,P2 とから構成され
るCMOSカレントミラー型増幅回路SA1と、Pチャ
ンネルMOSトランジスタP3 とNチャンネルMOSト
ランジスタN3 ,N4 ,N5 及びNPNバイポーラトラ
ンジスタQ2 ,Q3 とから構成されるBICMOSイン
バータ型増幅回路SA2によりレベルアンプされる。ま
た、図6の従来回路は、論理機能は持たず単純なレベル
アンプ回路としてのみ機能する。従って、論理機能は、
レベルアンプ前にECLゲートによって実現するか、レ
ベルアンプ後CMOSゲートもしくはBICMOSゲー
トによって実現する必要がある。図5に示す従来例はレ
ベルアンプ後CMOSゲートにより論理を組んだ場合で
ある。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】図5に示す従来例の様
にレベルアンプ後CMOSゲートもしくはBICMOS
ゲートにより論理を組む場合には、遅延時間が増大する
という欠点があった。また、レベルアンプ前にECLゲ
ートによって論理を組む場合は、高速化は実現できる
が、消費電流が非常に大きくなるという欠点があった。
さらに図6に示す様な従来型レベルアンプを用いた場合
に於いては、NチャネルMOSトランジスタが5個,P
チャネルMOSトランジスタが3個,NPNバイポーラ
トランジスタが2個と計10個のトランジスタが必要と
なり、非常にレイアウト面積が増大するという欠点があ
った。本発明は上記の様な問題点を解決するもので、高
速で且つ低レイアウト面積(高集積)の半導体集積装置
を提供することを目的とする。
にレベルアンプ後CMOSゲートもしくはBICMOS
ゲートにより論理を組む場合には、遅延時間が増大する
という欠点があった。また、レベルアンプ前にECLゲ
ートによって論理を組む場合は、高速化は実現できる
が、消費電流が非常に大きくなるという欠点があった。
さらに図6に示す様な従来型レベルアンプを用いた場合
に於いては、NチャネルMOSトランジスタが5個,P
チャネルMOSトランジスタが3個,NPNバイポーラ
トランジスタが2個と計10個のトランジスタが必要と
なり、非常にレイアウト面積が増大するという欠点があ
った。本発明は上記の様な問題点を解決するもので、高
速で且つ低レイアウト面積(高集積)の半導体集積装置
を提供することを目的とする。
【0005】
【課題を解決するための手段】第一導電型のエミッタが
第一の電源にベースが第一のノードにコレクタが出力端
子に接続された第一のバイポーラトランジスタと、第二
の電源と出力端子間に接続された負荷回路と、第一導電
型のエミッタが第一の電源にベース及びコレクタが第一
のノードに接続された第二のバイポーラトランジスタ
と、第一のノードと第二の電源間に設けられ前記第一の
バイポーラトランジスタのコレクタに流れ込む電流値を
切り替える電流切り替え回路とを具備したことを特徴と
する。前記記載の半導体集積装置に於いて、前記電流切
り替え回路が第二導電型MOSトランジスタの直並列回
路から成ることを特徴とする。
第一の電源にベースが第一のノードにコレクタが出力端
子に接続された第一のバイポーラトランジスタと、第二
の電源と出力端子間に接続された負荷回路と、第一導電
型のエミッタが第一の電源にベース及びコレクタが第一
のノードに接続された第二のバイポーラトランジスタ
と、第一のノードと第二の電源間に設けられ前記第一の
バイポーラトランジスタのコレクタに流れ込む電流値を
切り替える電流切り替え回路とを具備したことを特徴と
する。前記記載の半導体集積装置に於いて、前記電流切
り替え回路が第二導電型MOSトランジスタの直並列回
路から成ることを特徴とする。
【0006】
【実施例】以下本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。
る。
【0007】図1は本発明の一実施例に係わる図であ
る。
る。
【0008】図1実施例は、VDDとノードNO1の間
に設けられたPチャンネルMOSトランジスタの直並列
回路からなる電流切り替え回路SWPと、ベースとコレ
クタがノードNO1に接続されエミッタがVSSに接続
されたNPNバイポーラトランジスタQ1と、コレクタ
が出力DOにベースがノードNO1にエミッタがVSS
に接続されQ1とカレントミラー接続されたNPNバイ
ポーラトランジスタQ0と、VDDと出力DO間に設け
られた負荷回路Z1とから構成されている。
に設けられたPチャンネルMOSトランジスタの直並列
回路からなる電流切り替え回路SWPと、ベースとコレ
クタがノードNO1に接続されエミッタがVSSに接続
されたNPNバイポーラトランジスタQ1と、コレクタ
が出力DOにベースがノードNO1にエミッタがVSS
に接続されQ1とカレントミラー接続されたNPNバイ
ポーラトランジスタQ0と、VDDと出力DO間に設け
られた負荷回路Z1とから構成されている。
【0009】また、本実施例に於いてSWPは、各々の
ゲートに入力信号IP11〜IP1Lが入力されている
PチャンネルMOSトランジスタP11〜P1Lから成
る第一番目の直列回路から、入力信号IPN1〜IPN
Mが各々のゲートに入力されたPチャンネルMOSトラ
ンジスタPN1〜PNMから成る第N番目の直列回路ま
でのN個の直列回路をVDDとNO1間に並列に設けた
構成となっている。
ゲートに入力信号IP11〜IP1Lが入力されている
PチャンネルMOSトランジスタP11〜P1Lから成
る第一番目の直列回路から、入力信号IPN1〜IPN
Mが各々のゲートに入力されたPチャンネルMOSトラ
ンジスタPN1〜PNMから成る第N番目の直列回路ま
でのN個の直列回路をVDDとNO1間に並列に設けた
構成となっている。
【0010】動作を簡単に説明する。図1の電流切り替
え回路SWPに於いて、第一番目の直列回路から第N番
目の直列回路のどれか一つの直列回路が導通すると(つ
まり第一番目の直列回路の場合で説明すると、Pチャン
ネルMOSトランジスタP11〜P1Lのゲート入力信
号IPN1〜IPNMが全てロウとなると)Q1がオン
する。Q1がオンするとカレントミラー接続されたQ0
がオンする。Q0のオン抵抗をZ1に較べて十分小さく
設定しておくと、Q0がオンした時、出力DOはほぼV
SS電位に引き下げられる。逆に、第一番目の直列回路
から第N番目の直列回路の全てが非導通の場合Q1がオ
フする。Q1がオフするとカレントミラー接続されたQ
0がオフする。従って出力DOはZ1を介してVDD電
位まで立ち上げられる。負荷回路Z1としては、図2に
示す様なノーマリーオンのPチャンネルMOSトランジ
スタや図3に示す様な抵抗などが考えられる。
え回路SWPに於いて、第一番目の直列回路から第N番
目の直列回路のどれか一つの直列回路が導通すると(つ
まり第一番目の直列回路の場合で説明すると、Pチャン
ネルMOSトランジスタP11〜P1Lのゲート入力信
号IPN1〜IPNMが全てロウとなると)Q1がオン
する。Q1がオンするとカレントミラー接続されたQ0
がオンする。Q0のオン抵抗をZ1に較べて十分小さく
設定しておくと、Q0がオンした時、出力DOはほぼV
SS電位に引き下げられる。逆に、第一番目の直列回路
から第N番目の直列回路の全てが非導通の場合Q1がオ
フする。Q1がオフするとカレントミラー接続されたQ
0がオフする。従って出力DOはZ1を介してVDD電
位まで立ち上げられる。負荷回路Z1としては、図2に
示す様なノーマリーオンのPチャンネルMOSトランジ
スタや図3に示す様な抵抗などが考えられる。
【0011】ここで、入力信号のロウレベルとしてはV
DD−VTHP(Pチャンネルトランジスタのスレッシ
ョルド電圧)−VBG(バックゲートバイアス)が必要
であり、その値としては通常VDD−1.5V程度とな
る。
DD−VTHP(Pチャンネルトランジスタのスレッシ
ョルド電圧)−VBG(バックゲートバイアス)が必要
であり、その値としては通常VDD−1.5V程度とな
る。
【0012】図2実施例では、VSSとノードNO2の
間に設けられたNチャンネルMOSトランジスタの直並
列回路からなる電流切り替え回路SWNと、ベースとコ
レクタがノードNO2に接続されエミッタがVDDに接
続されたPNPバイポーラトランジスタQ3と、コレク
タが出力DOにベースがノードNO2にエミッタがVD
Dに接続されQ3とカレントミラー接続されたPNPバ
イポーラトランジスタQ2と、VSSと出力DO間に設
けられた負荷回路Z2とから構成されている。また、本
実施例に於いてSWNは、各々のゲートに入力信号IN
11〜IN1Lが入力されているNチャンネルMOSト
ランジスタN11〜N1Lから成る第一番目の直列回路
から、入力信号INN1〜INNMが各々のゲートに入
力されたNチャンネルMOSトランジスタNN1〜NN
Mから成る第N番目の直列回路までのN個の直列回路を
VSSとNO2間に並列に設けた構成となっている。
間に設けられたNチャンネルMOSトランジスタの直並
列回路からなる電流切り替え回路SWNと、ベースとコ
レクタがノードNO2に接続されエミッタがVDDに接
続されたPNPバイポーラトランジスタQ3と、コレク
タが出力DOにベースがノードNO2にエミッタがVD
Dに接続されQ3とカレントミラー接続されたPNPバ
イポーラトランジスタQ2と、VSSと出力DO間に設
けられた負荷回路Z2とから構成されている。また、本
実施例に於いてSWNは、各々のゲートに入力信号IN
11〜IN1Lが入力されているNチャンネルMOSト
ランジスタN11〜N1Lから成る第一番目の直列回路
から、入力信号INN1〜INNMが各々のゲートに入
力されたNチャンネルMOSトランジスタNN1〜NN
Mから成る第N番目の直列回路までのN個の直列回路を
VSSとNO2間に並列に設けた構成となっている。
【0013】動作を簡単に説明する。図4の電流切り替
え回路SWNに於いて、第一番目の直列回路から第N番
目の直列回路のどれか一つの直列回路が導通すると(つ
まり第一番目の直列回路の場合で説明すると、Nチャン
ネルMOSトランジスタN11〜N1Lのゲート入力信
号INN1〜INNMが全てハイとなると)Q3がオン
する。Q3がオンするとカレントミラー接続されたQ2
がオンする。Q2のオン抵抗をZ2に較べて十分小さく
設定しておくと、Q2がオンした時、出力DOはほぼV
DD電位に引き上げられる。逆に、第一番目の直列回路
から第N番目の直列回路の全てが非導通の場合Q3がオ
フする。Q3がオフするとカレントミラー接続されたQ
2がオフする。従って出力DOはZ2を介してVSS電
位まで立ち下げられる。
え回路SWNに於いて、第一番目の直列回路から第N番
目の直列回路のどれか一つの直列回路が導通すると(つ
まり第一番目の直列回路の場合で説明すると、Nチャン
ネルMOSトランジスタN11〜N1Lのゲート入力信
号INN1〜INNMが全てハイとなると)Q3がオン
する。Q3がオンするとカレントミラー接続されたQ2
がオンする。Q2のオン抵抗をZ2に較べて十分小さく
設定しておくと、Q2がオンした時、出力DOはほぼV
DD電位に引き上げられる。逆に、第一番目の直列回路
から第N番目の直列回路の全てが非導通の場合Q3がオ
フする。Q3がオフするとカレントミラー接続されたQ
2がオフする。従って出力DOはZ2を介してVSS電
位まで立ち下げられる。
【0014】ここで、入力信号のハイレベルとしてはV
SS+VTHN(Nチャンネルトランジスタのスレッシ
ョルド電圧)−VBG(バックゲートバイアス)が必要
であり、その値としては通常VSS+1.5V程度とな
る。
SS+VTHN(Nチャンネルトランジスタのスレッシ
ョルド電圧)−VBG(バックゲートバイアス)が必要
であり、その値としては通常VSS+1.5V程度とな
る。
【0015】以上本発明を実施例に基づき具体的に説明
してきたが、本発明は上記実施例に限定されるものでは
なく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である
ことは言うまでもない。
してきたが、本発明は上記実施例に限定されるものでは
なく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である
ことは言うまでもない。
【0016】
【発明の効果】第一導電型のエミッタが第一の電源にベ
ースが第一のノードにコレクタが出力端子に接続された
第一のバイポーラトランジスタと、第二の電源と出力端
子間に接続された負荷回路と、第一導電型のエミッタが
第一の電源にベース及びコレクタが第一のノードに接続
された第二のバイポーラトランジスタと、第一のノード
と第二の電源間に設けられ前記第一のバイポーラトラン
ジスタのコレクタに流れ込む電流値を切り替える電流切
り替え回路とから構成することにより、論理機能とレベ
ルアンプ機能を同一ゲートで実現し、ゲート段数及びト
ランジスタ数を低減でき、高速で低レイアウト面積(高
集積)の半導体集積装置が得られるという効果がある。
ースが第一のノードにコレクタが出力端子に接続された
第一のバイポーラトランジスタと、第二の電源と出力端
子間に接続された負荷回路と、第一導電型のエミッタが
第一の電源にベース及びコレクタが第一のノードに接続
された第二のバイポーラトランジスタと、第一のノード
と第二の電源間に設けられ前記第一のバイポーラトラン
ジスタのコレクタに流れ込む電流値を切り替える電流切
り替え回路とから構成することにより、論理機能とレベ
ルアンプ機能を同一ゲートで実現し、ゲート段数及びト
ランジスタ数を低減でき、高速で低レイアウト面積(高
集積)の半導体集積装置が得られるという効果がある。
【図1】本発明の第一の実施例を示す図。
【図2】本発明の第一の実施例を示す図1中の負荷回路
Z1の第一の実施例を示す図。
Z1の第一の実施例を示す図。
【図3】本発明の第一の実施例を示す図1中の負荷回路
Z1の第二の実施例を示す図。
Z1の第二の実施例を示す図。
【図4】本発明の第二の実施例を示す図。
【図5】本発明に係わる第一の従来例を示す図。
【図6】本発明に係わる第一の従来例を示す図5中のレ
ベルアンプ回路LAの一例を示す図。
ベルアンプ回路LAの一例を示す図。
VDD ・・・高電
圧側電源 VSS ・・・低電
圧側電源 IP11,IP1L,IPN1,IPNM IN11,IN1L,INN1,INNM ・・・入力
信号 P11,P1L,PN1,PNM ・・・電流
切り替え回路を構成するPチャンネルMOSトランジス
タ N11,N1L,NN1,NNM ・・・電流
切り替え回路を構成するNチャンネルMOSトランジス
タ SWP,SWN ・・・電流
切り替え回路 NO1 ・・・第一
のノード NO2 ・・・第二の
ノード DO ・・・出力 Z1,Z2 ・・・負荷
回路 Q0,Q1 ・・・カレントミラー構成NPNバイ
ポーラトランジスタ Q2,Q3 ・・・カレントミラー構成PNPバイ
ポーラトランジスタ PL ・・・ノーマリーオンPチャンネルM
OSトランジスタ RL ・・・抵抗 LA ・・・レベルアンプ回路 LG ・・・CMOSもしくはBICMOS
論理回路 SA1 ・・・CMOSカレントミラー型増幅
器 SA2 ・・・BICMOSインバータ型増幅
器 INPUT ・・・レベルアンプ入力信号 OUTPUT ・・・レベルアンプ出力信号 VREF ・・・CMOSカレントミラー型増幅
器の基準信号 N1,N2,N3,N4,N5 ・・・NチャンネルM
OSトランジスタ P1,P2,P3 ・・・PチャンネルM
OSトランジスタ Q4,Q5 ・・・NPNバイポー
ラトランジスタ
圧側電源 VSS ・・・低電
圧側電源 IP11,IP1L,IPN1,IPNM IN11,IN1L,INN1,INNM ・・・入力
信号 P11,P1L,PN1,PNM ・・・電流
切り替え回路を構成するPチャンネルMOSトランジス
タ N11,N1L,NN1,NNM ・・・電流
切り替え回路を構成するNチャンネルMOSトランジス
タ SWP,SWN ・・・電流
切り替え回路 NO1 ・・・第一
のノード NO2 ・・・第二の
ノード DO ・・・出力 Z1,Z2 ・・・負荷
回路 Q0,Q1 ・・・カレントミラー構成NPNバイ
ポーラトランジスタ Q2,Q3 ・・・カレントミラー構成PNPバイ
ポーラトランジスタ PL ・・・ノーマリーオンPチャンネルM
OSトランジスタ RL ・・・抵抗 LA ・・・レベルアンプ回路 LG ・・・CMOSもしくはBICMOS
論理回路 SA1 ・・・CMOSカレントミラー型増幅
器 SA2 ・・・BICMOSインバータ型増幅
器 INPUT ・・・レベルアンプ入力信号 OUTPUT ・・・レベルアンプ出力信号 VREF ・・・CMOSカレントミラー型増幅
器の基準信号 N1,N2,N3,N4,N5 ・・・NチャンネルM
OSトランジスタ P1,P2,P3 ・・・PチャンネルM
OSトランジスタ Q4,Q5 ・・・NPNバイポー
ラトランジスタ
Claims (2)
- 【請求項1】第一導電型のエミッタが第一の電源にベー
スが第一のノードにコレクタが出力端子に接続された第
一のバイポーラトランジスタと、第二の電源と出力端子
間に接続された負荷回路と、第一導電型のエミッタが第
一の電源にベース及びコレクタが第一のノードに接続さ
れた第二のバイポーラトランジスタと、第一のノードと
第二の電源間に設けられ前記第一のバイポーラトランジ
スタのコレクタに流れ込む電流値を切り替える電流切り
替え回路とを具備したことを特徴とする半導体集積装
置。 - 【請求項2】電流切り替え回路が第二導電型MOSトラ
ンジスタの直並列回路から成ることを特徴とする請求項
1記載の半導体集積装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3192953A JPH0536280A (ja) | 1991-08-01 | 1991-08-01 | 半導体集積装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3192953A JPH0536280A (ja) | 1991-08-01 | 1991-08-01 | 半導体集積装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0536280A true JPH0536280A (ja) | 1993-02-12 |
Family
ID=16299772
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3192953A Pending JPH0536280A (ja) | 1991-08-01 | 1991-08-01 | 半導体集積装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0536280A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1079526A1 (en) * | 1999-08-24 | 2001-02-28 | STMicroelectronics Limited | Logic gate |
USRE40490E1 (en) | 1999-09-02 | 2008-09-09 | Micron Technology, Inc. | Method and apparatus for programmable field emission display |
CN105591527A (zh) * | 2014-10-23 | 2016-05-18 | 北京航天计量测试技术研究所 | 提高并联功率mosfet均流性能的方法及其实现装置 |
CN106067793A (zh) * | 2016-08-02 | 2016-11-02 | 上海三基电子工业有限公司 | 一种频率和宽度可变的高压电子开关 |
-
1991
- 1991-08-01 JP JP3192953A patent/JPH0536280A/ja active Pending
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1079526A1 (en) * | 1999-08-24 | 2001-02-28 | STMicroelectronics Limited | Logic gate |
US6404238B1 (en) * | 1999-08-24 | 2002-06-11 | Stmicroelectronics Limited | Ratio logic gate with a current mirror |
USRE40490E1 (en) | 1999-09-02 | 2008-09-09 | Micron Technology, Inc. | Method and apparatus for programmable field emission display |
CN105591527A (zh) * | 2014-10-23 | 2016-05-18 | 北京航天计量测试技术研究所 | 提高并联功率mosfet均流性能的方法及其实现装置 |
CN106067793A (zh) * | 2016-08-02 | 2016-11-02 | 上海三基电子工业有限公司 | 一种频率和宽度可变的高压电子开关 |
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