JPH01174004A - 変調器 - Google Patents
変調器Info
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- JPH01174004A JPH01174004A JP33206187A JP33206187A JPH01174004A JP H01174004 A JPH01174004 A JP H01174004A JP 33206187 A JP33206187 A JP 33206187A JP 33206187 A JP33206187 A JP 33206187A JP H01174004 A JPH01174004 A JP H01174004A
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- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 30
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
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- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、移動通信等の高能率データ伝送に利用する変
調器に関する。
調器に関する。
従来の技術
一般に、移動通信等ではＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆ
ｔＫｅｙｉｎｇ ） 変調器が用いられており、この
種ＰＳＫ変調器は、ＰＬＬ （Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅ
ｄ Ｌｏｏｐ ） 回路により構成されている。
ｔＫｅｙｉｎｇ ） 変調器が用いられており、この
種ＰＳＫ変調器は、ＰＬＬ （Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅ
ｄ Ｌｏｏｐ ） 回路により構成されている。
第７図は、従来のＰＬＬ型ＰＳＫ変調器を示し、１０は
、入力端子１２からの基準信号の位相により、入力端子
１からのディジタル信号に応じてステ。
、入力端子１２からの基準信号の位相により、入力端子
１からのディジタル信号に応じてステ。
プ状に位相変化する信号θｉｔを出力する位相変調器、
１１は、この信号θ１ｔと後述する電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）７の出力信号θＯＴの位相誤差信号を出力する位
相比較器、５は、低域通過特性を有し、位相比較器１１
からの位相誤差信号を平均化するとともに、後段の電圧
制御発振器７が出力する変調信号θＯＴの帯域をベース
バンドで制限するためのループフィルタ、７は、ループ
フィルタ５からの信号の電圧に応じて発振して変調信号
θＯＴを出力する電圧制御発振器である。
１１は、この信号θ１ｔと後述する電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）７の出力信号θＯＴの位相誤差信号を出力する位
相比較器、５は、低域通過特性を有し、位相比較器１１
からの位相誤差信号を平均化するとともに、後段の電圧
制御発振器７が出力する変調信号θＯＴの帯域をベース
バンドで制限するためのループフィルタ、７は、ループ
フィルタ５からの信号の電圧に応じて発振して変調信号
θＯＴを出力する電圧制御発振器である。
上記構成において、ループフィルタ５の位相特性なＧＴ
（Ｓ） とし、位相比較器１１、電圧制御発振器７の定
数をそれぞれ、ＫＤＴ 、 ＫＯＴ ／ Ｓとし、また
、 ＫＴ二ＫＤＴ −ＫＯＴ とする七、閉ループ伝達関数ＨＴ（Ｓ）は、ＨＴ（Ｓ）
＝θｉｔ （Ｓ） ／θ０Ｔ（Ｓ）ＫＤＴ −ＧＴ （
Ｓ）・ＫＯＴ／Ｓ １ 斗−ＫＤＴ ・ＧＴ（Ｓ） ・ＫＯＴ／ＳＫＴ
・Ｃ）Ｔ （Ｓ） Ｓ＋ＫＴ・ＧＴ（Ｓ） ・・・・・・（１） で表すことができる。尚、θｉｔ （Ｓ）、θ０Ｔ（Ｓ
） はそれぞれ、各波形の位相特性である。
（Ｓ） とし、位相比較器１１、電圧制御発振器７の定
数をそれぞれ、ＫＤＴ 、 ＫＯＴ ／ Ｓとし、また
、 ＫＴ二ＫＤＴ −ＫＯＴ とする七、閉ループ伝達関数ＨＴ（Ｓ）は、ＨＴ（Ｓ）
＝θｉｔ （Ｓ） ／θ０Ｔ（Ｓ）ＫＤＴ −ＧＴ （
Ｓ）・ＫＯＴ／Ｓ １ 斗−ＫＤＴ ・ＧＴ（Ｓ） ・ＫＯＴ／ＳＫＴ
・Ｃ）Ｔ （Ｓ） Ｓ＋ＫＴ・ＧＴ（Ｓ） ・・・・・・（１） で表すことができる。尚、θｉｔ （Ｓ）、θ０Ｔ（Ｓ
） はそれぞれ、各波形の位相特性である。
ここで、閉ループ伝達関数ＨＴ （Ｓ） を例えば、
ナイキスト特性の平方特性を満たすようにし、この変調
信号を復調する場合にも同様にナイキスト特性の平方特
性を満たすようにし、また、変復調オーバλ−ルでナイ
キストの第１基準を満たすようにす７．と、波形効果の
ないデータ伝送が可能となる。
ナイキスト特性の平方特性を満たすようにし、この変調
信号を復調する場合にも同様にナイキスト特性の平方特
性を満たすようにし、また、変復調オーバλ−ルでナイ
キストの第１基準を満たすようにす７．と、波形効果の
ないデータ伝送が可能となる。
尚、閉ループ伝達関数Ｉ（Ｔ （Ｓ）は、ベッセル特性
を有する関数でもよい。
を有する関数でもよい。
発明が解決しようとする問題点
しかしながら、上記従来の変調器では、ＰＬＬ回路で構
成されているために、次のような問題点がある。
成されているために、次のような問題点がある。
（１）電圧制御発振器７は一般に、温度変動や電圧変動
等により特性が変動するために、安定した所望のループ
特性を得るためには調整が必要となり、生産性に問題が
ある。
等により特性が変動するために、安定した所望のループ
特性を得るためには調整が必要となり、生産性に問題が
ある。
（２）高精度の基準信号を位相変調器１０に入力しなけ
ればならず、またＰＬＬのロック検出回路等が必要とな
って回路構成が複雑となり、高価となる。
ればならず、またＰＬＬのロック検出回路等が必要とな
って回路構成が複雑となり、高価となる。
（３）電圧制御発振器７がループ内に構成されているた
めに、周波数偏移を変更する場合ループ特性が変化する
ために、位相変調器１０を大幅に変更して位相のシフト
量を変更しなければならない。
めに、周波数偏移を変更する場合ループ特性が変化する
ために、位相変調器１０を大幅に変更して位相のシフト
量を変更しなければならない。
（４）位相変調器１０が比較する信号の周波数は、電圧
制御発振器７の感度等により比較的低い周波数でなけれ
ばならず、また、マルｆチャネル方式で用いる場合には
、位相変調器１０に入力する基準信号の周波数を容易に
変更することができないために、無線周波数を直接変調
することができず、したがって、変調信号の周波数を変
換すると、周波数変換に起因する高次の不要成分が帯域
外の輻射を招くという問題点がある。
制御発振器７の感度等により比較的低い周波数でなけれ
ばならず、また、マルｆチャネル方式で用いる場合には
、位相変調器１０に入力する基準信号の周波数を容易に
変更することができないために、無線周波数を直接変調
することができず、したがって、変調信号の周波数を変
換すると、周波数変換に起因する高次の不要成分が帯域
外の輻射を招くという問題点がある。
本発明は、ＰＬＬを用いるこきなく： ＰＳＫ変調を行
うこきができ、したがって、電圧制御発振器の調整を容
易にすることができる安価な変調器を提供するこきを目
的さする。
うこきができ、したがって、電圧制御発振器の調整を容
易にすることができる安価な変調器を提供するこきを目
的さする。
問題点を解決するための手段
本発明は上記問題点を解決するために、位相変化を近似
微分パルスに変換して等測的な周波数変化として出力す
るデータ発生回路と、前記データ発生回路の信号をベー
スバンドで帯域制限する回路と、前記帯域正弦回路から
の信号の電圧に応じた発振周波数の信号を出力する電圧
制御発振器とを備えたものである。
微分パルスに変換して等測的な周波数変化として出力す
るデータ発生回路と、前記データ発生回路の信号をベー
スバンドで帯域制限する回路と、前記帯域正弦回路から
の信号の電圧に応じた発振周波数の信号を出力する電圧
制御発振器とを備えたものである。
作 用
本発明は上記構成により、周波数成分が電圧制御発振器
に入力するためにその調整を容易にすることができ、Ｐ
ＬＬを用いることなく ＰＳＫ変調な行うことができる
ために、安価な変調器を実現することができる。
に入力するためにその調整を容易にすることができ、Ｐ
ＬＬを用いることなく ＰＳＫ変調な行うことができる
ために、安価な変調器を実現することができる。
実施例
以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。第１図
は、本発明に係る変調器の一実施例を示す概略ブロック
図、第２図は、第１図の変調器を簡略した変調器を示す
ブロック図、第３図は、第１図、第２図の変調器と従来
の変調器を比較説明するための概略ブロック図、第４図
は、インパルスと近似インパルスの周波数特性を比較説
明するためのグラフ、第５図は、第１図、第２図の変調
器が４相ＰＳＫ変調する場合の位相割り当ての説明図、
第６図は、４相ＰＳＫ変調する場合の位相と周波数変化
を示すタイミングチャートであり、第７図に示す構成部
材と同一の構成部材には同一の参照符号を付す。
は、本発明に係る変調器の一実施例を示す概略ブロック
図、第２図は、第１図の変調器を簡略した変調器を示す
ブロック図、第３図は、第１図、第２図の変調器と従来
の変調器を比較説明するための概略ブロック図、第４図
は、インパルスと近似インパルスの周波数特性を比較説
明するためのグラフ、第５図は、第１図、第２図の変調
器が４相ＰＳＫ変調する場合の位相割り当ての説明図、
第６図は、４相ＰＳＫ変調する場合の位相と周波数変化
を示すタイミングチャートであり、第７図に示す構成部
材と同一の構成部材には同一の参照符号を付す。
第１図において、１は、ディジタルデータの入力端子、
２は、ＰＳＫ、 ＰＳＫ切り替え端子３からの切り替え
信号に応じて入力端子１からのディジタルデータをＰＳ
Ｋ用テータ又ハＦＳＫテータｖＯ■Ｔヲ生成するデータ
発生器であり、データ発生器２は、内部でステップ状に
変化する位相の微分信号を後述するようにパルス幅τの
信号として近似的に発生させる。
２は、ＰＳＫ、 ＰＳＫ切り替え端子３からの切り替え
信号に応じて入力端子１からのディジタルデータをＰＳ
Ｋ用テータ又ハＦＳＫテータｖＯ■Ｔヲ生成するデータ
発生器であり、データ発生器２は、内部でステップ状に
変化する位相の微分信号を後述するようにパルス幅τの
信号として近似的に発生させる。
４は、データ発生器２からのＰＳＫ用データ又はＦＳＫ
データＶＯＩＴから、後述する積分器６の出力信号ＶＯ
ＵＴ を減算する減算器、５は、減算器４の出力信号を
位相特性ＧＴ （Ｓ）で低域通過するループフィルタ（
ＬＰＦ）、６は、ループフィルタ５の出力信号を特性Ｋ
Ｔ／Ｓで積分する積分器であり、これらの減算器４、ル
ープフィルタ５及び積分器６は、データ発生器２からの
ＰＳＫ用データ又はＦＳＫデータＶｏｒｒ をベースバ
ンドで帯域制限する。
データＶＯＩＴから、後述する積分器６の出力信号ＶＯ
ＵＴ を減算する減算器、５は、減算器４の出力信号を
位相特性ＧＴ （Ｓ）で低域通過するループフィルタ（
ＬＰＦ）、６は、ループフィルタ５の出力信号を特性Ｋ
Ｔ／Ｓで積分する積分器であり、これらの減算器４、ル
ープフィルタ５及び積分器６は、データ発生器２からの
ＰＳＫ用データ又はＦＳＫデータＶｏｒｒ をベースバ
ンドで帯域制限する。
７は、積分器６からの信号の電圧に応じた発振周波数の
信号を出力端子８に出力する電圧制御発振器（ＶＣＯ）
である。
信号を出力端子８に出力する電圧制御発振器（ＶＣＯ）
である。
第２図において、９は、前述した減算器４、ループフィ
ルタ５及び積分器６と同様に、データ発生器２からのＰ
ＳＫ用データ又はＦＳＫデータＶＯＩＴをベースバンド
で帯域制限［７て電圧制御発振器７に出力するループフ
ィルタ（ＬＰＦ）であり、このループフィルタ９は、位
相特性）（Ｔ （Ｓ）が次式％式％（） を満たす場合、減算器４、ループフィルタ５及び積分器
６を置換することができる。
ルタ５及び積分器６と同様に、データ発生器２からのＰ
ＳＫ用データ又はＦＳＫデータＶＯＩＴをベースバンド
で帯域制限［７て電圧制御発振器７に出力するループフ
ィルタ（ＬＰＦ）であり、このループフィルタ９は、位
相特性）（Ｔ （Ｓ）が次式％式％（） を満たす場合、減算器４、ループフィルタ５及び積分器
６を置換することができる。
次に、上記構成に係る実施例の動作を説明する。
先ず、上記構成に係る変調器がＰＳＫ変調することがで
きることを証明する。
きることを証明する。
先ず第３図において、図示破線内が従来の変調器を示し
、この変調器のループフィルタ５の後段に、電圧制御発
振器７と同様な定数ＫＯＴ ／ Ｓの電圧制御発振器（
ＶＣＯ）７ａが付加されて電圧制御発振器７と並列に接
続されている。尚、この場合、１）ＳＫ変調では相対位
相のみが関係するので、電圧制御発振器７．７ａ の
初期値は必ずしも同一でなくてもよい。
、この変調器のループフィルタ５の後段に、電圧制御発
振器７と同様な定数ＫＯＴ ／ Ｓの電圧制御発振器（
ＶＣＯ）７ａが付加されて電圧制御発振器７と並列に接
続されている。尚、この場合、１）ＳＫ変調では相対位
相のみが関係するので、電圧制御発振器７．７ａ の
初期値は必ずしも同一でなくてもよい。
この図示破線内の変調器を第７図において説明したよう
に位相変調系としているが、／１．−ブフィルタ５の出
力波形が同一であれば、周波数変調系として扱い、全て
電圧情報で構成することができる。
に位相変調系としているが、／１．−ブフィルタ５の出
力波形が同一であれば、周波数変調系として扱い、全て
電圧情報で構成することができる。
ここで−、周波数変調された信号の瞬時位相変化ｄθ（
ｔ）／ｄｔ と角周波数ωの関係は、ｄθ（ｔ）／ｄ
ｔ＝ω （３）但し、ω＝２π「、
となる。したがって、ＰＳＫ変調の場合は、θ（りがス
テップ状に位相変化するので、角周波数ωは式（３）に
よりインパルス状に変化する。逆に、インパルス状の周
波数変化をＩ”ＳＫ変調系で与えると、位相変調と同一
の効果を得ることができる。
ｔ）／ｄｔ と角周波数ωの関係は、ｄθ（ｔ）／ｄ
ｔ＝ω （３）但し、ω＝２π「、
となる。したがって、ＰＳＫ変調の場合は、θ（りがス
テップ状に位相変化するので、角周波数ωは式（３）に
よりインパルス状に変化する。逆に、インパルス状の周
波数変化をＩ”ＳＫ変調系で与えると、位相変調と同一
の効果を得ることができる。
第１図において、データ発生器２は、内部でステップ状
に変化する位相の微分信号をパルス幅τの信号として近
似的に発生させており、数学的に表現されるインパルス
とは異なり、誤差が発生する。
に変化する位相の微分信号をパルス幅τの信号として近
似的に発生させており、数学的に表現されるインパルス
とは異なり、誤差が発生する。
すなわち、このインパルスをフーリエ変換すると、
Ｆ（ｊ２πｆ）＝１ ・・・・・・（４）
であり、次に、パルス幅τをインパルスとエネルギーを
等しくするために、撮幅１／τのパルスのフーリエ変換
を考えると、 Ｆ （ｊ２ｙｒｆ ）＝ ｓｉｎ ｘ ｆｔ ／ｙｒ
Ｈ−＝（５）であり、式（４） 、 （５）をスペクト
ルで比較すると、第４図に示すように、式（５）特性は
、式（４）特性と比較して高い周波数成分が欠けている
が、限られた低い周波数成分では誤差を無視することか
できる。
であり、次に、パルス幅τをインパルスとエネルギーを
等しくするために、撮幅１／τのパルスのフーリエ変換
を考えると、 Ｆ （ｊ２ｙｒｆ ）＝ ｓｉｎ ｘ ｆｔ ／ｙｒ
Ｈ−＝（５）であり、式（４） 、 （５）をスペクト
ルで比較すると、第４図に示すように、式（５）特性は
、式（４）特性と比較して高い周波数成分が欠けている
が、限られた低い周波数成分では誤差を無視することか
できる。
ここで、例えば信号の伝送周期をＴとし、ＨＴ（Ｓ）が
ナイキストの平方特性を有し、更に次の場合 ＨＴ （ｉ ２ｒｒ ｆ ） −１ｙｒηフｓｉｎｇｆ
ｔ下（０≦ｒ≦１／４Ｔ） ・・・・・（６） （１／４Ｔ≦ｆ≦：３／４Ｔ） ・・・・（７） ＝０、 （３／４Ｔ≦ｆ） ・・（８
）（但し、５−１２πｆ） となるときは、３／４Ｔ≦ｆの場合に ＨＴ （ｊ ２πｆ）＝Ｑ となるので、入力信号の周波数成分も３／４Ｔ以上のデ
ータ伝送は関係がない。
ナイキストの平方特性を有し、更に次の場合 ＨＴ （ｉ ２ｒｒ ｆ ） −１ｙｒηフｓｉｎｇｆ
ｔ下（０≦ｒ≦１／４Ｔ） ・・・・・（６） （１／４Ｔ≦ｆ≦：３／４Ｔ） ・・・・（７） ＝０、 （３／４Ｔ≦ｆ） ・・（８
）（但し、５−１２πｆ） となるときは、３／４Ｔ≦ｆの場合に ＨＴ （ｊ ２πｆ）＝Ｑ となるので、入力信号の周波数成分も３／４Ｔ以上のデ
ータ伝送は関係がない。
そこで、ｆ≦３／４Ｔの場合の周波数成分の面積につい
て、式（４）の面積Ｓｌ、式（５）の面積Ｓ２ を比較
すると、 ８１ ＝ Ｉ Ｘ （３／４Ｔ ） ・・・
・・（９）となる。
て、式（４）の面積Ｓｌ、式（５）の面積Ｓ２ を比較
すると、 ８１ ＝ Ｉ Ｘ （３／４Ｔ ） ・・・
・・（９）となる。
ここで、例えばＴ／π＝１０の場合には、式（１０）を
積分して ８２７ Ｓ１＝ ０．９９７ ・・・・
・・ＯＤとなり、誤差は殆ど生じない。
積分して ８２７ Ｓ１＝ ０．９９７ ・・・・
・・ＯＤとなり、誤差は殆ど生じない。
尚、Ｔ／τが大きくなるにつれて、すなわちパルス幅τ
が小さくなるにつれて理想状態に近づくが、実際にはパ
ルス幅τの信号を発生するデータ発生回路２の実現性や
、次段の帯域制限用のループフィルタ９の特性ＨＴ （
Ｓ）等を考慮した適当なパルス幅τが選択され、本発明
者は、Ｔ／τ＝４を選択して Ｓ２／８１無０．９８１ の略理想的なＰＳＫ変調を得ることができた。
が小さくなるにつれて理想状態に近づくが、実際にはパ
ルス幅τの信号を発生するデータ発生回路２の実現性や
、次段の帯域制限用のループフィルタ９の特性ＨＴ （
Ｓ）等を考慮した適当なパルス幅τが選択され、本発明
者は、Ｔ／τ＝４を選択して Ｓ２／８１無０．９８１ の略理想的なＰＳＫ変調を得ることができた。
次に、第５図及び第６図を参照して、４相ＰＳＫ変調の
場合の動作を説明するものとし、４相ＰＳＫの信号は、
２値の入力信号を２ピツト毎に区切られ、データ（１，
１）に第１象限の位相（＋φ）、データ（１，０）に第
２象限の位相（＋３φ）、データ（０１０）に第３象限
の位相（−３φ）、データ（０，１）に第４象限の位相
（−φ）が割り当てられているものとする。
場合の動作を説明するものとし、４相ＰＳＫの信号は、
２値の入力信号を２ピツト毎に区切られ、データ（１，
１）に第１象限の位相（＋φ）、データ（１，０）に第
２象限の位相（＋３φ）、データ（０１０）に第３象限
の位相（−３φ）、データ（０，１）に第４象限の位相
（−φ）が割り当てられているものとする。
第１図において、入力端子１に第６図（ａ）に示すよう
なディジタルデータが入力すると、このデータは第６図
（ｂ）に示すような位相変化が生じる。
なディジタルデータが入力すると、このデータは第６図
（ｂ）に示すような位相変化が生じる。
この場合、角周波数変化又は周波数変化は、前述したよ
うに近似的に第６図（Ｃ”）の実線で示すようなパルス
幅τで表すことができる。
うに近似的に第６図（Ｃ”）の実線で示すようなパルス
幅τで表すことができる。
第１図において、ＰＳＫ変調時にはデータ発生器２は、
位相変化を近似微分パルスに変化し、等価的な周波数変
化を減算器４に出力し、他方、ＦＳＫ変調時には第６図
（Ｃ）の破線で示すような信号に変換すればよい。尚、
これらのＰＳＫ変調、ＦＳＫ変調の切り替えは、データ
発生器２内で容易に切り替えることができる。
位相変化を近似微分パルスに変化し、等価的な周波数変
化を減算器４に出力し、他方、ＦＳＫ変調時には第６図
（Ｃ）の破線で示すような信号に変換すればよい。尚、
これらのＰＳＫ変調、ＦＳＫ変調の切り替えは、データ
発生器２内で容易に切り替えることができる。
したがって、上記実施例によれば、Ｆ’ＳＫ変調系を用
いてデータの発生方法を切り替えるこ七により、ＰＳＫ
変調信号を得ることができるために、周波数偏移すなわ
ち電圧制御発振器７の入力レベルを変更するのみで、位
相のシフト量を容易に変更することができる。
いてデータの発生方法を切り替えるこ七により、ＰＳＫ
変調信号を得ることができるために、周波数偏移すなわ
ち電圧制御発振器７の入力レベルを変更するのみで、位
相のシフト量を容易に変更することができる。
また、従来例の位相変調器１０が不要となるので、位相
変調器１０に入力するための基準信号の高精度の発生回
路が不要となり、また、ＰＬＬ回路のロック検出回路が
不要となるために、安価な変調器を実現することができ
る。
変調器１０に入力するための基準信号の高精度の発生回
路が不要となり、また、ＰＬＬ回路のロック検出回路が
不要となるために、安価な変調器を実現することができ
る。
尚、上記実施例では、４相ＰＳＫ、： ４相ＦＳＫの場
合を例にして説明したが、２値、２相のＦＳＫ、ＰＳＫ
や、他の多値、多相のＦＳＫ、 ＰＳＫに適用するこ
とができる。
合を例にして説明したが、２値、２相のＦＳＫ、ＰＳＫ
や、他の多値、多相のＦＳＫ、 ＰＳＫに適用するこ
とができる。
発明の詳細
な説明したように、本発明は、位相変化を近似微分パル
スに変換して等価的な周波数変化として出力するデータ
発生回路と、前記データ発生回路の信号をベースバンド
で帯域制限する回路と、前記帯域正弦回路からの信号の
電圧に応じた発振周波数の信号を出力する電圧制御発振
器とを備えたので、周波数成分が電圧制御発振器に入力
するためにその調整を容易にすることができ、また、Ｐ
ＬＬを用いることなく、 ＰＳＫ変調を行うことができ
るために、安価な変調器を実現することができる。
スに変換して等価的な周波数変化として出力するデータ
発生回路と、前記データ発生回路の信号をベースバンド
で帯域制限する回路と、前記帯域正弦回路からの信号の
電圧に応じた発振周波数の信号を出力する電圧制御発振
器とを備えたので、周波数成分が電圧制御発振器に入力
するためにその調整を容易にすることができ、また、Ｐ
ＬＬを用いることなく、 ＰＳＫ変調を行うことができ
るために、安価な変調器を実現することができる。
第１図は、本発明に係る変調器の一実施例を示す概略ブ
ロック図、第２図は、第１図の変調器を簡略した変調器
を示すブロック図、第３図は、第１図、第２図の変調器
と従来の変調器を比較説明するための概略ブロック図、
第４図は、インパルスと近似インパルスの周波数特性を
比較説明するためのグラフ、第５図は、第１図、第２図
の変調器が４相ＰＳＫ変調する場合の位相割り当ての説
明図、第６図は、４相ＰＳＫ変調する場合の位相と周波
数変化を示すタイミングチャート、第７図は、従来の変
調器を示す概略ブロック図である。 ■・・ディジタルデータ入力端子、２・データ発生回路
、３・・・ＰＳＫ／ＦＳＫ切り換え端子、４．９・・・
ループフィルタ（ＬＰＦ）、６ 積分器、７・・・電圧
制御発振器（ＶＣＯ）。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 はか１名第３
図 第４図 侶 ＬＯＱ ″− −−ト ご 旙
ロック図、第２図は、第１図の変調器を簡略した変調器
を示すブロック図、第３図は、第１図、第２図の変調器
と従来の変調器を比較説明するための概略ブロック図、
第４図は、インパルスと近似インパルスの周波数特性を
比較説明するためのグラフ、第５図は、第１図、第２図
の変調器が４相ＰＳＫ変調する場合の位相割り当ての説
明図、第６図は、４相ＰＳＫ変調する場合の位相と周波
数変化を示すタイミングチャート、第７図は、従来の変
調器を示す概略ブロック図である。 ■・・ディジタルデータ入力端子、２・データ発生回路
、３・・・ＰＳＫ／ＦＳＫ切り換え端子、４．９・・・
ループフィルタ（ＬＰＦ）、６ 積分器、７・・・電圧
制御発振器（ＶＣＯ）。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 はか１名第３
図 第４図 侶 ＬＯＱ ″− −−ト ご 旙
Claims (2)
- （１）位相変化を近似微分パルスに変換して等価的な周
波数変化として出力するデータ発生回路と、前記データ
発生回路の信号をベースバンドで帯域制限する回路と、
前記帯域正弦回路からの信号の電圧に応じた発振周波数
の信号を出力する電圧制御発振器とを有する変調器。 - （２）前記発生回路は、ＰＳＫ変調又はＦＳＫ変調に応
じたパルス幅の信号を発生することを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載の変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62332061A JP2537934B2 (ja) | 1987-12-28 | 1987-12-28 | 変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62332061A JP2537934B2 (ja) | 1987-12-28 | 1987-12-28 | 変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01174004A true JPH01174004A (ja) | 1989-07-10 |
| JP2537934B2 JP2537934B2 (ja) | 1996-09-25 |
Family
ID=18250706
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62332061A Expired - Lifetime JP2537934B2 (ja) | 1987-12-28 | 1987-12-28 | 変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2537934B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003516647A (ja) * | 1998-12-14 | 2003-05-13 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 送信器 |
-
1987
- 1987-12-28 JP JP62332061A patent/JP2537934B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003516647A (ja) * | 1998-12-14 | 2003-05-13 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 送信器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2537934B2 (ja) | 1996-09-25 |
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Legal Events
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