JP6744477B2 - 無停電電源装置および無停電電源装置の試験方法 - Google Patents

Description

この発明は、無停電電源装置および無停電電源装置の試験方法に関する。

無停電電源装置に対する信頼性の要求に応えるため、無停電電源装置の性能を確認するための電気試験が行なわれている。たとえば特開２００９−２３２５４１号公報（特許文献１）には、交流出力端子に模擬負荷機器を接続することなく、無停電電源装置の電気試験を行なう試験方法が開示されている。

特開２００９−２３２５４１号公報

特許文献１に記載される無停電電源装置の試験方法では、模擬負荷機器を使用せず、インバータで生成された交流電力を、バイパス回路を経由して交流電源に回生させる。これにより、電気試験に要する電力を上記の電力ルート内に発生する損失に抑えることができる。

一方、特許文献１に記載される試験方法では、インバータから出力される三相交流電流の検出値が電流指令値に一致するようにインバータを制御している。この電流制御における制御ゲインには三相交流電流の定格周波数が重畳されるため、制御ゲインは高ゲインである必要がある。したがって、高速応答性および高い制御精度を実現するためには、制御が複雑化するという問題がある。

それゆえに、この発明の主たる目的は、容易な制御により、高速応答性および高い制御精度で電気試験を行なうことができる無停電電源装置および無停電電源装置の試験方法を提供することである。

この発明のある局面によれば、無停電電源装置は、交流電源に接続される第１および第２の端子と、蓄電装置に接続される第３の端子と、第４の端子と、コンバータと、インバータと、第１および第２のスイッチと、制御装置とを備える。コンバータは、交流電源から第１の端子を介して供給される交流電力を直流電力に変換するように構成される。インバータは、コンバータによって生成された直流電力または蓄電装置の直流電力を交流電力に変換するように構成される。第１のスイッチは、インバータの出力ノードと第４の端子との間に接続される。第２のスイッチは、第２の端子と第４の端子との間に接続される。第４の端子に負荷が接続されていない状態で無停電電源装置の電気試験を行なう場合において、制御装置は、第１および第２のスイッチをオンさせるとともに、インバータの出力電流を電流指令値に従って制御するように構成される。制御装置は、電流指令値を座標変換したｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と、出力電流を座標変換したｄ軸電流値およびｑ軸電流値との偏差に基づいて電圧指令値を生成する。制御装置は、電圧指令値に基づいてインバータの制御信号を生成する。制御装置は、制御信号に従ってインバータにより生成される交流電圧の位相が交流電源の位相に同期するように、制御信号の周波数を制御する。

この発明によれば、容易な制御により、高速応答性および高い制御精度で無停電電源装置の電気試験を行なうことができる。

この発明の実施の形態による無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。 制御装置のうちのコンバータの制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。 制御装置のうちのインバータの制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。 ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値の設定方法を説明する図である。 電気試験時におけるインバータの制御を説明するための波形図である。 この発明の実施の形態による無停電電源装置の試験方法を説明するための回路ブロック図である。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰返さない。

図１は、この発明の実施の形態による無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。商用交流電源５は、商用周波数の交流電力を無停電電源装置１００に供給する。無停電電源装置１００は、実際には、商用交流電源５から三相交流電力を受けるが、図面および説明の簡単化を図るため、図１では一相分の回路のみが示されている。

無停電電源装置１００は、入力端子Ｔ１、バイパス端子Ｔ２、バッテリ端子Ｔ３および出力端子Ｔ４を備える。入力端子Ｔ１およびバイパス端子Ｔ２は商用交流電源５に接続されている。出力端子Ｔ４は図示しない負荷に接続され得る。負荷は、無停電電源装置１００から供給される商用周波数の交流電力によって駆動される。

バッテリ端子Ｔ３は蓄電池６に接続される。蓄電池６は、直流電力の充電および放電が可能な電池である。蓄電池６は、直流電力を蓄える「電力貯蔵装置」の一実施例に対応する。バッテリ端子Ｔ３には、蓄電池６の代わりに、コンデンサ（電気二重層コンデンサ、電解コンデンサなど）が接続されていても構わない。

無停電電源装置１００は、さらに、スイッチＳ１〜Ｓ３、リアクトルＬ１，Ｌ２、コンバータ１、コンデンサＣ１，Ｃ２、双方向チョッパ３、電流検出器ＣＤ１，ＣＤ２、電圧検出器ＶＤ１〜ＶＤ５、および制御装置４を備える。スイッチＳ１、リアクトルＬ１、コンバータ１、インバータ２、リアクトルＬ２およびスイッチＳ２は、入力端子Ｔ１と出力端子Ｔ４との間に直列に接続される。

スイッチＳ１の一方端子は入力端子Ｔ１に接続され、その他方端子はリアクトルＬ１を介してコンバータ１の入力ノードに接続される。コンデンサＣ１は、スイッチＳ１の他方端子に接続される。コンバータ１の出力ノードは、直流母線７を介してインバータ２の入力ノードに接続されるとともに、双方向チョッパ３を介してバッテリ端子Ｔ３に接続される。コンデンサＣ３は直流母線７に接続される。

インバータ２の出力ノードはリアクトルＬ２を介してスイッチＳ２の一方端子に接続され、スイッチＳ２の他方端子は出力端子Ｔ４に接続される。コンデンサＣ２はスイッチＳ２の一方端子に接続される。

スイッチＳ１は、商用交流電源５から交流電力が正常に供給されている通常時は閉成（オン）され、たとえば無停電電源装置１００のメンテナンス時に開放（オフ）される。スイッチＳ１のオンオフは制御装置４によって制御される。

コンデンサＣ１およびリアクトルＬ１は、交流フィルタＦ１を構成する。交流フィルタＦ１はローパスフィルタであり、商用交流電源から供給される商用周波数の交流電力を通過させ、コンバータで発生するスイッチング周波数の信号を遮断する。

コンバータ１は、商用交流電源５から交流電力が供給されている通常時は、商用交流電源５から供給される交流電力を直流電力に変換するように構成される。コンバータ１で生成された直流電力は直流母線７に出力される。このとき、コンバータ１は、直流母線７の電圧Ｖ３が所定の基準電圧Ｖ３Ｒになるように、直流電流を直流母線７に出力する。コンバータ１における電力変換は制御装置４によって制御される。商用交流電源５からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ１の運転は停止される。コンバータ１は制御装置４によって制御される。コンデンサＣ３は、直流母線７の電圧Ｖ３を平滑化する。

双方向チョッパ３は、双方向の直流電圧変換（昇圧および降圧）を実行するように構成される。双方向チョッパ３は、通常時、コンバータ１によって生成された直流電力を蓄電池６に蓄える。停電時、双方向チョッパ３は、蓄電池６の直流電力を直流母線７に供給する。双方向チョッパ３は制御装置４によって制御される。双方向チョッパ３は「ＤＣ／ＤＣコンバータ」の一実施例に対応する。

インバータ２は、通常時、コンバータ１によって生成された直流電力を商用周波数の交流電力に変換するように構成される。停電時、インバータ２は、蓄電池６の直流電力を商用周波数の交流電力に変換するように構成される。インバータ２は制御装置４によって制御される。

コンバータ１およびインバータ２は、半導体スイッチング素子により構成される。半導体スイッチング素子としては、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が適用される。半導体スイッチング素子の制御方式として、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を適用することができる。

リアクトルＬ２およびコンデンサＣ２は交流フィルタＦ２を構成する。交流フィルタＦ２は、ローパスフィルタであり、インバータ２によって生成された商用流波数の交流電力を通過させ、インバータ２で発生するスイッチング周波数の信号を遮断する。換言すると、交流フィルタＦ２は、インバータ２の出力電圧の波形を正弦波に変換する。

スイッチＳ２（第１のスイッチ）は、バイパス給電モード時にはオフされ、インバータ給電モード時にはオンされる。バイパス給電モードは、商用交流電源５からの交流電力を負荷に供給するモードである。バイパス端子Ｔ２と出力端子Ｔ４とを接続する回路を「バイパス回路」とも称する。インバータ給電モードは、インバータ２によって生成された交流電力を負荷に供給するモードである。

スイッチＳ３（第２のスイッチ）は、バイパス給電モード時にはオンされ、インバータ給電モード時にはオフされる。スイッチＳ２，Ｓ３のオンオフは制御装置４によって制御される。

電圧検出器ＶＤ１は、入力端子Ｔ１の交流電圧Ｖ１（すなわち商用交流電源５から供給される交流電圧）の瞬時値を検出し、その検出値を示す信号を制御装置４に与える。制御装置４は、電圧検出器ＶＤ１の出力信号に基づいて、商用交流電源５から交流電力が正常に供給されているか否か（すなわち停電が発生したか否か）を判定する。

電流検出器ＣＤ１は、リアクトルＬ１に流れる交流電流Ｉ１（すなわちコンバータ１の入力電流）の瞬時値を検出し、その検出値を示す信号を制御装置４に与える。電圧検出器ＶＤ３は、直流母線７の直流電圧Ｖ３の瞬時値を検出し、その検出値を示す信号を制御装置４に与える。

制御装置４は、電圧検出器ＶＤ１，ＶＤ３および電流検出器ＣＤ１の出力信号に基づいて、コンバータ１を制御する。換言すると、コンバータ１は、通常時は、直流母線７の直流電圧Ｖ３が基準電圧Ｖ３Ｒになるように直流母線７に直流電力を供給する。停電時には、コンバータ１の運転は停止される。

電圧検出器ＶＤ４は、バッテリ端子Ｔ３の直流電圧Ｖ４（すなわち蓄電池６の端子間電圧）の瞬時値を検出し、その検出値を示す信号を制御装置４に与える。制御装置４は、電圧検出器ＶＤ３，ＶＤ４の出力信号に基づいて双方向チョッパ３を制御する。換言すると、双方向チョッパ３は、通常時は、バッテリ端子Ｔ３の直流電圧が所定の目標バッテリ電圧になるように蓄電池６に直流電力を供給する。停電時は、双方向チョッパ３は、直流母線７の直流電圧Ｖ３が基準電圧Ｖ３Ｒになるように直流母線７に直流電力を供給する。

電圧検出器ＶＤ２は、バイパス端子Ｔ２の交流電圧Ｖ２（すなわち商用交流電源５から供給される交流電圧）の瞬時値を検出し、その検出値を示す信号を制御装置４に与える。電圧検出器ＶＤ４は、出力端子Ｔ４の交流電圧Ｖ４の瞬時値を検出し、その検出値を示す信号を制御装置４に与える。

電流検出器ＣＤ２は、リアクトルＬ２に流れる電流Ｉ２（すなわちインバータ２の出力電流）の瞬時値を検出し、その検出値を示す信号を制御装置４に与える。制御装置４は、電圧検出器ＶＤ２，ＶＤ４および電流検出器ＣＤ２の出力信号に基づいてインバータ２を制御する。

特に、制御装置４は、インバータ給電モード時には、電圧検出器ＶＤ２の検出値Ｖ２（すなわち商用交流電源５から供給される交流電圧）に基づいて電圧指令値を生成し、その電圧指令値に電圧検出器ＶＤ５の検出値Ｖ５（すなわち出力端子Ｔ４の交流電圧）が一致するようにインバータ２を電圧フィードバック制御するとともに、電流検出器ＣＤ２の検出値の電流（負荷電流）を供給するようにインバータ２を電流フィードフォワード制御する。

［無停電電源装置の電気試験］
無停電電源装置１００の信頼性を保つために、無停電電源装置１００の性能を確認するための電気試験が行なわれる。無停電電源装置１００の電気試験を行なう場合、負荷もしくは摸擬負荷を使用せずに、無停電電源装置１００を運転する。具体的には、図１に示すように、出力端子Ｔ４に負荷を接続しない状態で、制御装置４はコンバータ１およびインバータ２を運転させる。図１において、電気試験時の電力の流れを破線矢印を用いて示す。

このとき、制御装置４は、スイッチＳ２，Ｓ３をともにオンさせることにより、インバータ２から供給された交流電力をバイパス回路を経由して商用交流電源５に回生させる。このようにすると、電気試験に要する電力は、図１に示した電力ルート内に発生する損失のみとなるので、商用交流電源５から与えられる電力をこの損失分に抑えることができる。

図２は、制御装置４のうちのコンバータ１の制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。図２は、電気試験時におけるコンバータ１の制御を示したものである。

電気試験時には、制御装置４は、インバータ給電モード時と同様に、電圧検出器ＶＤ１，ＶＤ３および電流検出器ＣＤ１の出力信号に基づいて、コンバータ１を制御する。換言すると、コンバータ１は、直流母線７の直流電圧Ｖ３が基準電圧Ｖ３Ｒになるように直流母線７に直流電力を供給する。

具体的には、制御装置４は、図２に示すように、電圧基準生成部１０、電圧制御部１２、電流制御部１４、減算器１１，１３、およびＰＷＭ制御部１５を含む。電圧基準生成部１０は、直流母線７の目標直流電圧である基準電圧Ｖ３Ｒを生成する。

減算器１１は、基準電圧Ｖ３Ｒから直流電圧Ｖ３（電圧検出器ＶＤ３の検出値）を減算して、Ｖ３ＲとＶ３との偏差Ｖ３Ｒ−Ｖ３を求める。

電圧制御部１２は、偏差Ｖ３Ｒ−Ｖ３が０になるように電流指令値Ｉ１＊を生成する。電圧制御部１２は、たとえば比例要素（Ｐ：proportional element）および積分要素（Ｉ：integral element）を少なくとも含み、偏差Ｖ３Ｒ−Ｖ３を入力として比例積分演算を行なう。電圧制御部１２は、その演算結果として電流指令値Ｉ１＊を生成する。

減算器１３は、電流指令値Ｉ１＊から電流Ｉ１（電流検出器ＣＤ１の検出値）を減算して、Ｉ１＊とＩ１との偏差Ｉ１＊−Ｉ１を求める。

電流制御部１４は、偏差Ｉ１＊−Ｉ１が０になるように電圧指令値Ｖ＊を生成する。電流制御部１４は、たとえば比例要素および積分要素を含み、偏差Ｉ１＊−Ｉ１を入力として比例積分演算を行なう。電流制御部１４は、その演算結果として電圧指令値Ｖ＊を生成する。

なお、本実施の形態では、電圧制御および電流制御にＰＩ制御を用いているが、比例要素（Ｐ）、積分要素（Ｉ）および微分要素（Ｄ：derivative element）を含むＰＩＤ制御を用いてもよい。または、これに代えて、その他一般的な制御手法を用いてもよい。

ＰＷＭ制御部１５は、電流制御部１４から電圧指令値Ｖ＊を受けると、電圧指令値Ｖ＊と三角波のキャリア信号とを比較することによって、コンバータ１の半導体スイッチング素子をオンオフするための制御信号を生成する。ＰＷＭ制御部１５によって生成された制御信号はコンバータ１に与えられる。

図３は、制御装置４のうちのインバータ２の制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。図３は、電気試験時におけるインバータ２の制御を示したものである。

電気試験時には、制御装置４は、無停電電源装置１００が出力すべき皮相電力Ｓ［ＶＡ］および力率φについて予め設定された目標値に基づいて、電流指令値Ｉｒを生成する。制御装置４は、生成した電流指令値Ｉｒに電流検出器ＣＤ２の検出値（すなわちインバータ２の出力電流Ｉ２）が一致するようにインバータ２を電流フィードバック制御する。

具体的には、図３を参照して、制御装置４は、ｄ軸電流指令生成部２０、ｑ軸電流指令生成部２１、電流制御部２４，２５、座標変換部２６，３１、電圧制御部２７、ＰＷＭ制御部２８、周波数制御部２９、および同期制御部３０を含む。

ｄ軸電流指令生成部２０は、電流指令値Ｉｒのｄ軸成分であるｄ軸電流指令値Ｉｄｒを生成する。ｑ軸電流指令生成部２１は、電流指令値Ｉｒのｑ軸成分であるｑ軸電流指令値Ｉｑｒを生成する。

具体的には、電流指令値Ｉｒは、たとえば、無停電電源装置１００の定格電力である最大皮相電力Ｓ［ＶＡ］に基づいて設定することができる。最大皮相電力Ｓ［ＶＡ］は、無停電電源装置１００から出力される交流電圧（すなわち出力端子Ｔ４の交流電圧Ｖ５）の実効値をＶとし、電流指令値Ｉｒの実効値をＩとすると、Ｓ＝Ｖ×Ｉで表される。

なお、インバータ給電モード時、出力端子Ｔ４の交流電圧Ｖ５は、商用交流電源５から供給される交流電圧Ｖ１に同期している。すなわち、最大皮相電力Ｓ［ＶＡ］は商用交流電源５から供給される交流電圧（交流電源電圧）Ｖ１の実効値Ｖと電流指令値Ｉｒの基本波実効値Ｉとの積で表される。したがって、最大皮相電力Ｓ［ＶＡ］および交流電源電圧Ｖ１の実効値Ｖに基づいて、電流指令値Ｉｒを演算することができる。

次に、無停電電源装置１００の力率φが設定される。力率φは、たとえば、出力端子Ｔ４に接続が予定されている負荷の力率に設定することができる。このようにすると、実質的に出力端子Ｔ４に負荷が接続されている状態での無停電電源装置１００の性能を確認することができる。あるいは、予め複数の力率を設定しておき、力率φを切り替えて電気試験を行なうことも可能である。なお、最大皮相電力Ｓ［ＶＡ］に力率φを乗じたもの（Ｓ×φ）が無停電電源装置１００の最大有効電力となる。

力率φが設定されると、図４に示すように、電流指令値Ｉｒは、力率φを用いて、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｒに変換することができる。ｄ軸電流指令値Ｉｄｒおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｒはそれぞれ、下記式（１），（２）で与えられる。

Ｉｄｒ＝Ｉｒ×ｃｏｓφ …（１）
Ｉｑｒ＝Ｉｒ×ｓｉｎφ …（２）
ｄ軸電流指令生成部２０は、電流指令値Ｉｒおよび力率φが与えられると、式（１）を用いてｄ軸電流指令値Ｉｄｒを生成する。生成されたｄ軸電流指令値Ｉｄｒは減算器２２に与えられる。ｑ軸電流指令値２１は、電流指令値Ｉｒおよび力率φが与えられると、式（２）を用いてｑ軸電流指令値Ｉｑｒを生成する。生成されたｑ軸電流指令値Ｉｑｒは減算器２３に与えられる。

電流指令値Ｉｒをｄ軸電流指令値Ｉｄｒおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｒに変換したことによって、制御装置４は、インバータ２の出力電流Ｉ２のｄ軸成分Ｉｄおよびｑ軸成分Ｉｑが、それぞれ、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｒに一致するように、インバータ２を電流フィードバック制御する。

ここで、従来の電流フィードバック制御では、電流検出器ＣＤ２の検出値Ｉ２（三相交流電流）が電流指令値Ｉｒに一致するように、インバータ２を制御する。したがって、フィードバック制御の制御ゲインには、交流電流の定格周波数が重畳される。図１の場合、商用交流電源５の周波数（たとえば、５０Ｈｚ）に基づき、制御ループの応答角周波数にはωｃ＝３１４ｒａｄ／ｓｅｃが重畳する。このため、制御ループにおけるゲインは高ゲインである必要がある。具体的には、少なくともωｃよりも１桁大きいゲイン（すなわち３１４０ｒａｄ／ｓｅｃ以上）が必要となる。なお、この電流フィードバック制御により生成された電圧指令値に従った電圧制御（ＰＷＭ制御）においては、さらに１桁大きいゲイン（すなわち３１４００ｒａｄ／ｓｅｃ）が必要となる。そのため、高速応答性および高い制御精度を実現するためには、複雑な制御が必要となるという問題があった。

これに対して、本実施の形態では、上述したように、電流フィードバック制御において、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑをそれぞれ独立に制御することができる。各成分の電流フィードバック制御においては、電流指令値を直流量として扱うことができるため、交流電流の定格周波数（すなわち、ωｃ）を除去することができる。よって、制御ループにおけるゲインを低ゲインにすることができる。したがって、高速応答性および高い制御精度を容易に実現することができる。

以下、図３を用いて、制御装置４における電流フィードバック制御について詳細に説明する。

同期制御部３０は、電圧検出器ＶＤ１の検出値（すなわち商用交流電源５から供給される交流電圧Ｖ１）に基づいて、交流電源電圧Ｖ１の位相θを検出する。同期制御部３０は、たとえばＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路であり、インバータ２の出力電圧Ｖ５と交流電源電圧Ｖ１との位相差が０になるように制御する。インバータ２の出力電圧Ｖ２の位相を交流電源電圧Ｖ１の位相と同期させることで、図１に示したように、インバータ２から供給された交流電力をバイパス回路を経由して商用交流電源５に回生させることができる。

座標変換部３１は、同期制御部３０によって検出された位相θを用いた座標変換（三相／二相変換）により、電流検出器ＣＤ２の検出値（すなわちインバータ２の出力電流Ｉ２）を基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

減算器２２は、ｄ軸電流指令生成部２０によって生成されたｄ軸電流指令値Ｉｄｒからｄ軸電流Ｉｄを減算して、ＩｄｒとＩｄとのの偏差ΔＩｄを求める。減算器２３は、ｑ軸電流指令生成部２１によって生成されたｑ軸電流指令値Ｉｑｒからｑ軸電流Ｉｑを減算して、ＩｑｒとＩｑとの偏差ΔＩｑを求める。

電流制御部２４は、偏差ΔＩｄが０になるようにｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を生成する。具体的には、電流制御部２４は、偏差ΔＩｄについて、所定ゲインによる比例積分演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を生成する。

電流制御部２５は、偏差ΔＩｑが０になるようにｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成する。具体的には、電流制御部２５は、偏差ΔＩｑについて、所定ゲインによる比例積分演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成する。

座標変換部２６は、交流電源電圧の位相θを用いた座標変換（三相／二相変換）により、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。交流電圧指令値Ｖｏ＊は、Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を包括的に示すものである。

このように、電流フィードバック制御によって電圧指令値Ｖｏ＊が生成される。したがって、電圧指令値Ｖｏ＊に従ってインバータ２をＰＷＭ制御することにより、インバータ２の出力電流Ｉ２を電流指令値Ｉｒに一致させることができる。

しかしながら、電気試験のために無停電電源装置１００（インバータ２）を起動させる際、電圧指令値Ｖｏ＊の実効値が０から急激に立ち上がるため、制御が追従できず、インバータ２の出力電圧Ｖ２の実効値が電圧指令値Ｖｏ＊の実効値に達した後に行き過ぎるオーバーシュートや、出力電圧Ｖ２の実効値が電圧指令値Ｖｏ＊の実効値のまわりで振動するハンチングが発生する可能性がある。その結果、無停電電源装置１００を起動してから出力電圧Ｖ２が安定するまでの期間、電気試験を行なうことができないという不具合が生じる。

なお、出力電圧Ｖ２のオーバーシュートやハンチングを防ぐためには、無停電電源装置１００の起動時、電圧指令値Ｖｏ＊の実効値を０から本来の目標電圧まで徐々に増加させる手法を採ることができる。これによれば、出力電圧Ｖ２の実効値を電圧指令値Ｖｏ＊の実効値に追従させることが可能となる。しかしながら、その一方で、電圧指令値Ｖｏ＊の実効値を増加させている期間は、インバータ２の出力電流Ｉ２の実効値も電流指令値Ｉｒの実効値より低くなるため、電気試験を行なうことができないという不具合は解消されずに残ってしまう。

そこで、本実施の形態においては、無停電電源装置１００の起動時には、電圧指令値Ｖｏ＊の実効値を０から線形的に増加させるとともに、インバータ２の出力周波数を増加させる。

具体的には、図３を参照して、周波数制御部２９は、同期制御部３０から交流電源電圧Ｖ１の位相θを示す信号を受けるとともに、無停電電源装置１００の起動指令ＳＴを受ける。起動指令ＳＴは、無停電電源装置１００のコンバータ１およびインバータ２を起動するための指令である。電気試験を行なう場合において図示しない操作部がオン操作されたときに、Ｈ（論理ハイ）レベルに活性化された起動指令ＳＴが制御装置４に対して発せられる。

周波数制御部２９は、Ｈレベルに活性化された起動指令ＳＴを受けると、商用交流電源５の定格周波数ｆ＊に基づいて、周波数指令ｆ♯を生成する。具体的には、周波数制御部２９は、周波数指令ｆ♯を０から定格周波数ｆ＊まで増加させる。周波数制御部２９は、生成した周波数指令ｆ♯を電圧制御部２７およびＰＷＭ制御部２８に与える。

電圧制御部２７は、座標変換部２６によって生成された電圧指令値Ｖｏ＊および周波数指令ｆ♯に基づいて、ＰＷＭ制御部２８に与える電圧指令値Ｖｏ♯を生成する。電圧制御部２７は、電圧指令値Ｖｏ♯の実効値を０からＶｏ＊まで増加させる。これにより、インバータ２の出力周波数ｆとインバータ２の出力電圧Ｖ５の実効値とを同時に増加させることができる。

ＰＷＭ制御部２８は、周波数指令ｆ♯に基づいて、三角波のキャリア信号を生成する。ＰＷＭ制御部２８は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）を含んで構成される。電圧制御発振器は、周波数指令ｆ♯の整数倍となるように三角波のキャリア信号の周波数を調整する。

ＰＷＭ制御部２８は、電圧指令値Ｖｏ♯と三角波のキャリア信号とを比較することによって、インバータ２の半導体スイッチング素子をオンオフするための制御信号を生成する。ＰＷＭ制御部２８によって生成された制御信号はインバータ２に与えられる。

図５は、電気試験時におけるインバータ２の制御を説明するための波形図である。図５には、起動指令ＳＴ、電圧指令Ｖｏ♯の実効値、およびインバータ２の出力電流Ｉ２の実効値の関係が示されている。

図５を参照して、時刻ｔ１にて起動指令ＳＴがＬ（論理ロー）レベルからＨレベルに活性化されると、制御装置４は、スイッチＳ２，Ｓ３をともにオンさせるとともに、電流指令値Ｉｒおよび力率φに基づいて電圧指令値Ｖｏ＊を生成する。制御装置４はさらに、商用交流電源５の定格周波数ｆ＊に基づいて周波数指令ｆ♯を生成する。

制御装置４は、時刻ｔ１を起点として、周波数指令ｆ♯を所定の変化率で増加させる。周波数指令ｆ♯は定格周波数ｆ＊に到達する。このとき、制御装置４は、時刻ｔ１を起点として、電圧指令値Ｖｏ♯の実効値を０から増加させる。電圧指令値Ｖｏ♯の実効値は増加し、時刻ｔ２にてＶｏ＊に到達する。

このようにすると、時刻ｔ１〜ｔ２の間、インバータ２の出力周波数と出力電圧Ｖ５とは変化する。上述したように、単に出力電圧Ｖ５だけを低下させると、インバータ２の出力電流Ｉ２が低下する。そこで、出力電圧Ｖ５に対応して出力周波数も低下させる。これにより、出力電圧Ｖ５のオーバーシュートおよびハンチングを生じさせることなく、無停電電源装置１００を起動させた後、迅速かつ安定的に電気試験を行なうことができる。

なお、本実施の形態による無停電電源装置１００によれば、商用交流電源５からの交流電力の供給が停止された場合を想定した電気試験を行なうことも可能である。図６に示すように、出力端子Ｔ４に負荷を接続しない状態で、制御装置４はインバータ２を運転させる。このとき、制御装置４はコンバータ１を停止させる。図６において、電気試験時の電力の流れを破線矢印を用いて示す。

制御装置４は、起動指令ＳＴがＨレベルに活性化されると、スイッチＳ２，Ｓ３をともにオンさせるとともに、上記実施の形態と同様に、電圧指令値Ｖｏ♯の実効値を０から線形的に増加させるとともに、インバータ２の周波数指令ｆ♯を増加させる。

制御装置４は、また、電圧検出器ＶＤ３，ＶＤ４の出力信号に基づいて双方向チョッパ３を制御する。双方向チョッパ３は、直流母線７の直流電圧Ｖ３が基準電圧Ｖ３Ｒになるように直流母線７に直流電力を供給する。

これにより、蓄電池６から供給された直流電力はインバータ２によって交流電力に変換された後、バイパス回路を経由して商用交流電源５に回生される。この場合においても、電気試験に要する電力は、図６に示した電力ルート内に発生する損失のみとなるので、商用交流電源５から与えられる電力をこの損失分に抑えることができる。

以上説明したように、この発明の実施の形態による無停電電源装置によれば、電気試験時の電流フィードバック制御において電流指令値を直流量として扱うことができるため、容易な制御により、高速応答性および高い制御精度で無停電電源装置の電気試験を行なうことができる。

さらに、電気試験のために無停電電源装置を起動させた直後からインバータの出力電流を電流指令値に一致させることができる。したがって、無停電電源装置の起動後、迅速かつ安定的に電気試験を行なうことができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ コンバータ、２ インバータ、３ 双方向チョッパ、４ 制御装置、５ 商用交流電源、１０ 電圧基準生成部、１１，１３ 減算器、１２，２７ 電圧制御部、１４ 電流制御部、１５，２８ ＰＷＭ制御部、２０ ｄ軸電流指令生成部、２１ ｑ軸電流指令生成部、２４，２５ 電流制御部、２６，３１ 座標変換部、２９ 周波数制御部、３０ 同期制御部、１００ 無停電電源装置、Ｔ１ 入力端子、Ｔ２ バイパス端子、Ｔ３ バッテリ端子、Ｔ４ 出力端子、ＶＤ１〜ＶＤ３ 電圧検出器、ＣＤ１，ＣＤ２ 電流検出器。

Claims (6)

1. 無停電電源装置であって、
   交流電源に接続される第１および第２の端子と、
   蓄電装置に接続される第３の端子と、
   第４の端子と、
   前記交流電源から前記第１の端子を介して供給される交流電力を直流電力に変換するように構成されたコンバータと、
   前記コンバータによって生成された直流電力または前記蓄電装置の直流電力を交流電力に変換するように構成されたインバータと、
   前記インバータの出力ノードと前記第４の端子との間に接続される第１のスイッチと、
   前記第２の端子と前記第４の端子との間に接続される第２のスイッチと、
   前記第４の端子に負荷が接続されていない状態で前記無停電電源装置の電気試験を行なう場合において、前記第１および第２のスイッチをオンさせるとともに、前記インバータの出力電流を電流指令値に従って制御するように構成された制御装置とを備え、
   前記制御装置は、
   前記電流指令値を所定の力率を用いて座標変換したｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と、前記出力電流を前記交流電源の電圧の位相を用いて座標変換したｄ軸電流値およびｑ軸電流値との偏差に基づいて電圧指令値を生成し、かつ、
   前記電圧指令値に基づいて前記インバータの制御信号を生成するように構成される、無停電電源装置。
2. 前記制御装置は、さらに、前記無停電電源装置の電気試験を行なう場合において前記インバータを起動するときには、前記電圧指令値の実効値を０から所定の電圧値まで上昇させるとともに、前記制御信号の周波数を０から前記交流電源の周波数まで上昇させるように構成される、請求項１に記載の無停電電源装置。
3. 前記制御装置は、前記第４の端子に接続が予定される前記負荷の力率を用いて前記電流指令値の座標変換を実行するように構成される、請求項１または２に記載の無停電電源装置。
4. 無停電電源装置の試験方法であって、
   前記無停電電源装置は、
   交流電源に接続される第１および第２の端子と、
   蓄電装置に接続される第３の端子と、
   第４の端子と、
   前記交流電源から前記第１の端子を介して供給される交流電力を直流電力に変換するように構成されたコンバータと、
   前記コンバータによって生成された直流電力または前記蓄電装置の直流電力を交流電力に変換するように構成されたインバータと、
   前記インバータの出力ノードと前記第４の端子との間に接続される第１のスイッチと、
   前記第２の端子と前記第４の端子との間に接続される第２のスイッチとを含み、
   前記第４の端子に負荷が接続されていない状態で前記無停電電源装置の電気試験を行なう場合において、前記試験方法は、
   前記第１および第２のスイッチをオンするステップと、
   電流指令値を所定の力率を用いて座標変換したｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と、前記インバータの出力電流を前記交流電源の電圧の位相を用いて座標変換したｄ軸電流値およびｑ軸電流値との偏差に基づいて、電圧指令値を生成するステップと、
   前記電圧指令値に基づいて前記インバータの制御信号を生成するステップとを備える、無停電電源装置の試験方法。
5. 前記試験方法は、さらに、前記無停電電源装置の電気試験を行なう場合において前記インバータを起動するときには、前記電圧指令値の実効値を０から所定の電圧値まで上昇させるとともに、前記制御信号の周波数を０から前記交流電源の周波数まで上昇させるステップを備える、請求項４に記載の無停電電源装置の試験方法。
6. 前記電圧指令値を生成するステップでは、前記第４の端子に接続が予定される前記負荷の力率を用いて前記電流指令値の座標変換を実行する、請求項４または５に記載の無停電電源装置の試験方法。

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