JP6610191B2 - 電流検知装置及びこれを使用した漏電遮断器 - Google Patents

Description

本発明は、電流検知装置及びこれを使用した漏電遮断器に関する。

漏電検知等に用いられる電流検知装置としては、種々の構成を有するものが提案されているが、構造的に簡単で微小電流の検知が可能なものとしてフラックスゲート型の電流センサが知られている。
この電流検知装置では、微小電流を高精度で検知できることや電流を広範囲に検知できることが要求されている。

例えば、特許文献１には、微小電流を高精度で検出可能な構成として、自励式の発振回路から励磁コイルに供給する励磁電流の極性を反転させる矩形波電圧を発生させて、出力される矩形波電圧のデューティ変化に基づいて導線を流れる測定電流を検知する装置が開示されている。
特許文献１に記載の装置によれば、１つの磁気コアを用いて測定電流の検知ができ、磁気コアの特性の違いによりＳ／Ｎ比が低下することがないため、微小電流を高精度で検出することができる。さらに、特許文献１には、電流を広範囲に検知可能な方法として、オペアンプにおける閾値及び励磁コイルに供給する励磁電流値の組を複数組選択可能にすることが開示されている。特許文献１に記載の電流検知装置によれば、電流の検出感度を変更することができるため、より広範囲に電流を検知することができる。

特許第５６２５５２５号公報

ところで、特許文献１に記載の電流検知装置では、検知する電流が例えば１５ｍＡ以下となる微小電流である場合には、信号の増幅率を大きくすることで検知が可能となる。しかし、信号増幅率を大きくすると、測定電流にインバータ負荷等の高周波ノイズが重畳される場合、高周波ノイズも増幅することになり、ノイズ耐量に問題があるため、微小電流を精度良く検知することが難しく，微小電流から例えば数Ａといった大電流までの広範囲な電流を検知することが困難である。
そこで、本発明は、上記従来例の課題に着目してなされたものであり、微小電流から大電流までの広範囲な電流を検知することができる電流検知装置及びこれを使用した漏電遮断器を提供することを目的としている。

本発明に係る電流検知装置の一態様は、電流検知対象の導線に流れる微小電流領域から過大電流領域までの広範囲の電流を検知する第１電流検知部と、導線に流れる第１電流検知装置で検知する微小電流領域より低い微小電流領域の電流を検知する第２電流検知部とを備え、第１電流検知部は、導線を囲む１つの第１磁気コアと、この第１磁気コアに巻装された第１励磁コイルに励磁電流を供給し、第１励磁コイルに流れる励磁電流に応じた電圧と基準電圧とを比較して、第１磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態で励磁電流の極性を反転させる矩形波電圧を発生させる自励発振方式の第１励磁部とを有し、第２電流検知部は、導線を囲む１つの第２磁気コアと、第２磁気コアに巻装された第２励磁コイルに矩形波電圧を印加してこの第２磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態にする励磁電流を供給する他励発振方式の第２励磁部とを有しし、第２磁気コアは、第１磁気コアよりも角型比が大きく、保持力が小さな磁気特性を有し、角型比が０．５以上で、保持力が１．５以下に設定されている。
また、本発明に係る漏電遮断器の一態様は、上記構成を有する電流検知装置と、電流検知対象となる導線に介挿された引外しコイルを有する開閉機構部と、電流検知装置の第１電流検知部及び第２電流検知部の少なくとも一方で導線に流れる電流を検知したときに、開閉機構部を動作させる漏電動作制御部とを備えている。

本発明の一態様によれば、第１電流検知部で微小電流領域から過大電流領域までの広範囲な電流を検知し、第２電流検知部で、第１電流検知装置で検知する微小電流領域より低い微小電流領域の電流を検知することができ、より広範囲な電流領域の電流検知を行なうことができる。
また、本発明の一態様によれば、微小電流領域から過大電流領域までの広範囲な電流を検知する第１電流検知部と、第１電流検知装置で検知する微小電流領域より低い微小電流領域の電流を検知する第２電流検知装置とを備えた電流検知装置と、開閉機構部及び漏電遮断制御部とを備えることにより、より広範囲な電流領域の漏電電流を検知して電流遮断を行なうことができる漏電遮断器を提供することができる。

本発明の漏電遮断器の一実施形態を示すブロック図である。 第１磁気コアの特性を示すグラフであり、（ａ）は第１磁気コアの磁界の強さと磁束密度との関係を示す特性線図、（ｂ）は励磁電流の波形図である。 第１励磁部の一実施例を示す回路図である。 第１励磁部のオペアンプの出力電圧と二次巻線の励磁電流との関係を示すグラフであり、（ａ）はオペアンプの出力電圧の波形図、（ｂ）は第１励磁コイルの励磁電流の波形図である。 第２励磁部の一実施例を示す回路図である。 第２電流検出部の一実施例を示す回路図である。 第２励磁部のオペアンプの出力電圧と二次巻線の励磁電流との関係を示すグラフであり、（ａ）はオペアンプの出力電圧の波形図、（ｂ）は第２励磁コイルの励磁電流の波形図、（ｃ）は二値化回路の出力電圧波形図である。 第１電流検知部及び第２電流検知部の電流検出範囲を示す模式図である。 本発明の変形例を示すブロック図である。 図９の絶対値回路の出力電圧波形を示すグラフである。

次に、図面を参照して、本発明の一実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。
また、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。

以下、本発明の一の実施の形態に係る漏電遮断器について図面を参照して説明する。
漏電遮断器１は、図１に示すように、電流測定対象となる２本の導線２ａ，２ｂからなる導線２における漏れ電流を検知する電流検知装置３と、導線２を開閉する開閉機構部４と、電流検知装置３で漏れ電流を検知したときに、開閉機構部４を動作させる漏電制御部５とを備えている。
電流検知装置３は、導線２に流れる例えば３０ｍＡ程度の微小電流領域から数Ａ程度の過大電流領域までの広範囲の電流を検知する第１電流検知部３Ａと、導線２に流れる第１電流検知部で検知する微小電流領域より低い１５ｍＡ未満（例えば６ｍＡ）〜例えば４０ｍＡ程度の微小電流領域の電流を検知する第２電流検知部３Ｂとを備えている。

第１電流検知部３Ａは、第１磁気コア１１と、第１励磁コイル１２と、第１励磁部１３と、第１検知部１４とを有する。
第１磁気コア１１は、リング状の磁性体であり、２本の導線２ａ，２ｂを囲むように配置されている。つまり、第１磁気コア１１の中空部には、図１に示すように、２本の導線２ａ，２ｂが通されている。また、第１磁気コア１１は、図２（ａ）で細い実線（材料ｂ）又は点線（材料ｃ）で示すように、角形比が比較的小さい、磁束密度Ｂと磁界の強さＨとの関係を表すＢ−Ｈ特性を有し、高透磁率材料の非線形な特性を有する。このＢ−Ｈ特性を有する第１磁気コア１１のインダクタンスは、図２（ｂ）に示すように、飽和電流Ｇ１付近で急激に消失する。第１磁気コア１１を貫通する２本の導線２ａ，２ｂに任意の電流値Ｃ１の電流を通電すると、図２（ｂ）のインダクタンスＬと電流Ｉとの関係を表すＬ−Ｉ特性は、電流値Ｃ１に応じて磁界の強さがＨ方向にシフトしてインダクタンスが消失するタイミングがＪ１へと変化する。

第１励磁コイル１２は、第１磁気コア１１に所定巻数で巻回され、両端が第１励磁部１３に接続されている。
第１励磁部１３は、自励発振方式の発振回路（励磁回路）であり、図３に示すように、コンパレータとして動作するオペアンプ１３ａを備えている。このオペアンプ１３ａの出力側と反転入力側との間に第１励磁コイル１２が接続されている。また、オペアンプ１３ａの反転入力側は抵抗１３ｂを介してグランドに接続され、オペアンプ１３ａの非反転入力側は、オペアンプ１３ａの出力側及びグランド間に直列に接続された分圧抵抗１３ｃ及び１３ｄ間に接続されている。そして、オペアンプ１３ａの出力側が第１検知部１４に接続されている。なお、第１励磁部１３が第１励磁コイル１２に供給する励磁電流は、第１磁気コア１１の磁束密度が飽和状態又はその近傍の状態となる電流値である。

第１励磁部１３では、分圧抵抗１３ｃ及び１３ｄの接続点Ｅの閾値電圧Ｖｔｈがオペアンプ１３ａの非反転入力側に供給されており、この閾値電圧Ｖｔｈと第１励磁コイル１２及び抵抗１３ｂの接続点Ｄの電圧Ｖｆｂとが比較されて、その比較出力が図４（ａ）に示す矩形波として出力側から出力される。
すなわち、時点ｔ１で、図４（ａ）に示すように、オペアンプ１３ａの出力側の出力電圧Ｖａ１がハイレベルとなると、これが第１励磁コイル１２に印加される。このため、第１励磁コイル１２を出力電圧Ｖａ１と抵抗１３ｂの抵抗値Ｒｂとに応じた励磁電流Ｉｂで励磁する。このとき、励磁電流Ｉｂは、図４（ｂ）に示すように、出力電圧Ｖａ１の立ち上がり時点ｔ１から比較的急峻に立ち上がり、その後緩やかに増加して放物線状に増加し、その後再度比較的急峻に増加する。

一方、オペアンプ１３ａの反転入力側の第１励磁コイル１２および抵抗１３ｂの接続点Ｄの電圧Ｖｆｂは、第１励磁コイル１２の励磁電流Ｉｂの増加に応じて増加し、時点ｔ２で非反転入力側の閾値電圧Ｖｔｈに達すると（励磁電流Ｉｂが図４（ｂ）の＋Ｉｔｈ１を上回ると）、オペアンプ１３ａから出力される矩形波電圧Ｖａ１が図４（ａ）に示すように、ローレベルに反転する。これに応じて第１励磁コイル１２を流れる励磁電流Ｉｂの極性が反転し、励磁電流Ｉｂは最初は急峻に低下し、その後、緩やかに低下して放物線状に減少し、その後再度急峻に低下する放物線状に減少する。

このとき、閾値電圧Ｖｔｈは、矩形波電圧Ｖａ１がローレベルとなっていることにより、低い電圧となっている。そして、オペアンプ１３ａの反転入力側の第１励磁コイル１２および抵抗１３ｂの接続点Ｄの電圧Ｖｆｂが、第１励磁コイル１２の励磁電流Ｉｂの減少に応じて減少し、時点ｔ３で非反転入力側の閾値電圧Ｖｔｈ、すなわち励磁電流Ｉｂが図４（ｂ）の−Ｉｔｈ１を下回ると、オペアンプ１３ａの矩形波電圧Ｖａ１が図４（ａ）に示すように、時点ｔ１と同様にハイレベルに反転する。

このため、矩形波電圧Ｖａ１は、図４（ａ）に示すように、ハイレベルおよびローレベルを繰り返す矩形波電圧となり、第１励磁部１３が非安定マルチバイブレータとして動作する。そして、第１励磁コイル１２の励磁電流Ｉｂは、図４（ｂ）に示すように増加および減少を繰り返す波形となる。
このため、電流が零のときにインダクタンスが飽和する電流（図２（ｂ）のＧ１）と励磁電流Ｉｂの極性が切り換わる電流（図４（ｂ）のＰ）とを一致させる。そうすると、インダクタンスが飽和する電流（図２（ｂ）のＧ１）が導線２ａ，２ｂの差電流の電流値Ｃ１に応じて変化するので、励磁電流Ｉｂの極性が切り換わる電流（図２（ｂ）のＨ）も同様に変化することになる。

この励磁電流Ｉｂの極性が切り換わる電流値が変化することにより、オペアンプ１３ａの反転入力側の第１励磁コイル１２および抵抗１３ｂの接続点Ｄの電圧Ｖｆｂが閾値電圧Ｖｔｈを上回るタイミングが遅れることになり、オペアンプ１３ａから出力される矩形波電圧Ｖａ１の立ち下がり時点が導線２ａ，２ｂの差電流の電流値Ｃ１に応じて図４（ａ）で破線図示のように遅れる。この結果、矩形波電圧Ｖａのデューティ比が導線２ａ，２ｂの差電流の電流値Ｃ１に応じて変化する。
したがって、第１励磁部１３から出力される矩形波電圧Ｖａ１のデューティ比を第１検知部１４で検出することにより、導線２ａ，２ｂを流れる差電流を検知することができる。
第１検知部１４は、第１検出回路１５、第１ノイズフィルタ回路１６、第１増幅回路１７及び第１比較器１８を備えている。

第１検出回路１５は、第１励磁部１３から出力される矩形波電圧Ｖａ１のデューティ比をハイレベル状態を維持している時間とローレベル状態を維持している時間とを計測することにより検出できるが、ここでは、矩形波電圧Ｖａ１を平均化するローパスフィルタと、絶対値回路とで矩形波電圧Ｖａ1のデューティ比に応じた電圧値の直流電圧Ｖｄ１を得るようにしている。この直流電圧Ｖｄ１が第１ノイズフィルタ回路１６に出力される。

第１ノイズフィルタ回路１６は、第１検出回路１５から出力される直流電圧Ｖｄ１に重畳するインパルス性のノイズやインバータ負荷等の高周波ノイズを除去するもので、一次又は二次のローパスフィルタで構成されている。この第１ノイズフィルタ回路１６でノイズ除去されたフィルタ出力Ｖｆ１は、第１増幅回路１７に出力される。
第１増幅回路１７は、フィルタ出力Ｖｆ１を増幅し、増幅した直流増幅信号Ｖｄａを第１比較器１８に出力する。ここで、第１増幅回路１７の増幅率は、出力電圧が残留するノイズ成分の影響を受けない程度の増幅率に設定されている。

第１比較器１８は、第１増幅回路１７から出力される矩形波電圧Ｖａ１のデューティ比に応じた直流増幅信号Ｖｄａを例えば３０ｍＡに相当する第１閾値Ｖｒｅｆ１と比較し、直流増幅信号Ｖｄａが第１閾値Ｖｒｅｆ１未満であるときにローレベルとなり、直流増幅信号Ｖｄａが第１閾値Ｖｒｅｆ１以上であるときにハイレベルとなる漏電検知信号Ｓｒ１を漏電制御部５に出力する。

第２電流検知部３Ｂは、例えば４０ｍＡから第１電流検知部３Ａで検知される３０ｍＡより低い１５ｍＡ以下の微小電流範囲の漏れ電流を検知するものであり、第２磁気コア２１と、第２励磁コイル２２と、第２励磁部２３と、第２検知部２４とを有する。
第２磁気コア２１は、前述した第１電流検知部３Ａの第１磁気コア１１と同様の構成を有するが、Ｂ−Ｈ特性の角型比が図２で太線図示（材料ａ）のように第１磁気コア１１のＢ−Ｈ特性の角型比より大きくなり、且つ保持力が小さくなるように設定されている。この場合の角型比は０．５以上が好ましく、保持力は１．５以下であることが好ましい。

第２励磁コイル２２は、第２磁気コア２１に所定巻数で巻回され、一端が第２励磁部２３に接続され、他端が第２検知部２４に接続されている。
第２励磁部２３は、他励発振方式の発振回路（励磁回路）で構成されている。この第２励磁部２３は、図５に示すように、無安定マルチバイブレータの構成を有し、所定周波数の矩形波電圧Ｖａ２を第２励磁コイル２２に印加することにより第２励磁コイル２２に励磁電流を供給する。

ここで、第２励磁部２３は、コンパレータとして動作するオペアンプ２３ａを備えている。このオペアンプ２３ａの出力側及び反転入力側間に帰還抵抗２３ｂが接続されている。また、オペアンプ２３ａの出力側とグランドとの間に分圧抵抗２３ｃ及び２３ｄが直列に接続され、これら分圧抵抗２３ｃ及び２３ｄの接続点がオペアンプ２３ａの非反転入力側に接続されている。さらに、オペアンプ２３ａの反転入力側とグランドとの間にコンデンサ２３ｅが接続されている。なお、第２励磁部２３が第２励磁コイル２２に供給する励磁電流は、第２磁気コア２１の磁束密度が飽和状態またはその近傍の状態となる電流値である。

第２励磁部２３では、帰還抵抗２３ｂの抵抗値をＲ_１、分圧抵抗２３ｃの抵抗値をＲ_２、分圧抵抗２３ｄの抵抗値をＲ_３とし、コンデンサ２３ｅの容量値をＣ_１としたとき、下記（１）式で表される周波数ｆ_Ｖとなる図７（ａ）に示す矩形波電圧Ｖａ２が出力される。この矩形波電圧Ｖａ２には、図７（ａ）に示すように、インバータ負荷等の高周波ノイズが重畳されている。
ｆ_Ｖ＝１／（２・Ｃ_１・Ｒ_１・ｌｎ（１＋２／Ｒ_３／Ｒ_２）） ・・・（１）
なお、オペアンプ２３ａで第２励磁コイル２２に励磁電流を十分に供給できない場合には、必要に応じて図示しない電流ブースターをオペアンプ２３ａの出力側に接続することで励磁電流を増加させることが可能である。

そして、第２励磁部２３から出力される矩形波電圧Ｖａ２を第２励磁コイル２２に印加し、第２磁気コア２１が十分に飽和する電流で励磁した場合の第２励磁コイル２２に流れる励磁電流Ｉｅｘは、図７（ｂ）に示すように、表すことができる。
すなわち、第２励磁コイル２２にパルス状の矩形波電圧Ｖａ２を印加すると、最初に第２磁気コア２１のインダクタンスで決まる電流Ｉｅｘが流れ、第２磁気コア２１のインダクタンスが飽和すると（図７（ｂ）中のＦ点）、第２励磁コイル２２の抵抗で決まる励磁電流Ｉｅｘが流れる。

第２磁気コア２１を貫通する導線２ａ，２ｂに任意の差電流が流れると、前述した図２（ｂ）に示すように、電流Ｃに応じてインダクタンスが消失するタイミングが変化する。したがって、図７（ｂ）に示す励磁電流Ｉｅｘもインダクタンスが消失するタイミングが点Ｆから点Ｈに変化する。すなわち、第２励磁コイル２２を流れる電流のデューティ比が変化することになる。

このため、第２励磁コイル２２の励磁電流Ｉｅｘの、インダクタンスが消失することによるデューティ変化を検出することにより、導線２ａ，２ｂに流れる差電流Ｃ２の検知が可能となる。
このため、第２励磁コイル２２の他端に、励磁電流Ｉｅｘを検知する第２電流検知部３Ｂを接続する。この第２電流検知部３Ｂは、図１に示すように、第２検出回路２５、第２ノイズフィルタ回路２６、第２増幅回路２７及び第２比較器２８を有する。

第２検出回路２５は、図６に示すように、電流−電圧変換回路３１、二値化回路３２及び電流検知回路３３を備えている。
電流−電圧変換回路３１は、図６に示すように、第２励磁コイル２２とグランドとの間に接続されたシャント抵抗３１ａで構成され、このシャント抵抗３１ａの第２励磁コイル２２側から励磁電圧Ｖｂ２が出力される。
この励磁電圧Ｖｂ２は、シャント抵抗３１ａの抵抗値をＲ_ＳＨとすると、下記（２）式のように抵抗値Ｒ_ＳＨと励磁電流Ｉｅｘとの積で表される。
Ｖｂ２＝Ｉｅｘ・Ｒ_ＳＨ …………（２）

二値化回路３２は、図６に示すように、ヒステリシス付コンパレータ３２ａで構成されている。このヒステリシス付コンパレータ３２ａは、電流−電圧変換回路３１から出力された出力電圧Ｖｂ２が入力されるオペアンプ３２ｂと、オペアンプ３２ｂの出力側とグランド間に接続した抵抗３２ｃ及び３２ｄとを有し、抵抗３２ｃ及び３２ｄの接続点がオペアンプ３２ｂの非反転入力側に接続されている。

このヒステリシス付コンパレータ３２ａのヒステリシス幅Ｖｈｙは、ヒステリシス付コンパレータ３２ａから出力される矩形波電圧をＶｃ２とし、抵抗３２ｃ及び３２ｄの抵抗値をそれぞれＲｃ及びＲｄとしたときに、下記（３）式で表される。
Ｖｈｙ＝Ｖｃ２・（Ｒｃ＋Ｒｄ）／Ｒｃ ・・・（３）
このように、二値化回路３２をヒステリシス付コンパレータ３２ａで構成することにより、電流−電圧変換回路３１から出力される出力電圧Ｖｂ２に、図７（ｂ）に示すように、ノイズが重畳されている場合でも、ヒステリシス幅Ｖｈｙの範囲内でのノイズの影響を除去した図７（ｃ）に示す矩形波電圧Ｖｃ２を出力することができる。

電流検知回路３３は、図６に示すように、二値化回路３２から出力される矩形波電圧Ｖｃ２が入力され、この矩形波電圧Ｖｃ２を平均化する低域通過フィルタ３３ａと、この低域通過フィルタ３３ａの出力を絶対値化して測定電流Ｃ２の値に対応した測定電圧である直流電圧Ｖｄ２を出力する絶対値回路３３ｂとを備えている。
この電流検知回路３３では、図７（ｃ）に示す矩形波電圧Ｖｃ２を平均化することで、測定電流Ｉｅｘの電流値が零である場合の実線図示の矩形波は、デューティ比が略５０％となるので、平均値が略“０”となるが、測定電流Ｃ２が流れる場合の図７（ｃ）で点線図示の矩形波は、デューティ比が５０％未満（オン時間がオフ時間より短い状態）となることにより、平均値が一点鎖線図示のように負値となる。この負値の平均値が絶対値回路３３ｂで絶対値化されて、測定電流Ｃ２の値に対応した直流電圧Ｖｄ２として第２ノイズフィルタ回路２６に出力される。

第２ノイズフィルタ回路２６は、除去したいノイズ成分の周波数に応じて設計されるが、一例として低域通過フィルタで構成することができる。
この第２ノイズフィルタ回路２６は、図６に示すように、正帰還形とされた二次の低域通過フィルタ２６ａで構成されている。この低域通過フィルタ２６ａは、電流検知回路３３から出力される直流電圧Ｖｄ２を抵抗２６ｂ及び２６ｃを介して非反転入力側に入力されるとともに、出力側が反転入力側に直接接続されたオペアンプ２６ｄと、抵抗２６ｃとオペアンプ２６ｄの非反転入力側の接続点とグランド間に接続されたコンデンサ２６ｅと、抵抗２６ｂ及び２６ｃの接続点とオペアンプ２６ｄの反転入力側との間に接続されたがコンデンサ２６ｆとを備えている。

この第２ノイズフィルタ回路２６のカットオフ周波数ｆｃは、抵抗２６ｂ及び２６ｃの抵抗値を等しい抵抗値Ｒｆとし、コンデンサ２６ｅ及び２６ｆの容量を互いに等しいＣｆとすると、下記（４）式で表される。
ｆｃ＝１／（２・π・Ｒｆ・Ｃｆ） …………（４）
ここで、抵抗値Ｒｆ及び容量Ｃｆを除去したいノイズ成分の下限周波数に応じて設定することにより、高周波のノイズ成分を確実に除去することができる。しかも、二次の低域通過フィルタを適用しているので、急峻な遮断特性を得ることができる。

この第２ノイズフィルタ回路２６から出力されるインバータ負荷等の高周波ノイズを除去したフィルタ出力Ｖｆ２が第２増幅回路２７で比較的低い増幅率で増幅され、この第２増幅回路２７から出力される直流増幅信号Ｖｄａ２が第２比較器２８に入力される。ここで、第２増幅回路２７の増幅率は出力電圧が残留ノイズの影響を受けない程度の増幅率に設定されている。
この第２比較器２８では、第２増幅回路２７から出力される直流増幅信号Ｖｄａ２と例えば１５ｍＡ以下の微小電流に相当する第２閾値Ｖｒｅｆ２とを比較し、直流増幅信号Ｖｄａが第１閾値Ｖｒｅｆ１未満であるときにローレベルとなり、直流増幅信号Ｖｄａが第１閾値Ｖｒｅｆ１以上であるときにハイレベルとなる漏電検知信号Ｓｒ２を漏電制御部５に出力する。

漏電制御部５は、図１に示すように、第１電流検知部３Ａから出力される漏電検知信号Ｓｒ１及び第２電流検知部３Ｂから出力される漏電検知信号Ｓｒ２が入力される論理和回路５ａと、この論理和回路５ａの論理和出力が入力される漏電引外し信号出力回路５ｂとを有する。漏電引外し信号出力回路５ｂは、論理和回路５ａから出力される論理和出力がローレベルであるときには、開閉機構部４を動作させる漏電引外しコイル４ｃを励磁する励磁信号を出力せず、論理和出力がハイレベルとなったときに開閉機構部４を動作させる漏電引外しコイル４ｃを励磁する励磁信号を出力する。
開閉機構部４は、図１に示すように、導線２ａ及び２ｂに介挿された通常時は閉極状態に制御され、漏電検知時に開極状態に制御される開閉接点部４ａ及び４ｂと、非励磁時に開閉接点部４ａ及び４ｂを閉極状態に維持し、励磁時に開閉接点部４ａ及び４ｂを開極状態に制御する引外しコイル４ｃとを備えている。

次に、上記実施形態の動作を説明する。
今、電流測定対象となる導線２ａ及び２ｂに漏電が生じておらず、導線２ａ及び２ｂ間に差電流が生じていないときには、第１電流検知部３Ａの第１励磁部１３から出力される矩形波電圧Ｖａ１が図４（ａ）で実線図示のように、デューティ比が略５０％となっている。このため、第１検出回路１５で、矩形波電圧Ｖａ１を平均化することにより、直流検知電圧は零となり、これが絶対値化されても零を維持し、この直流検知電圧が第１ノイズフィルタ回路１６でノイズ除去され、第１増幅回路１７で増幅されても零の直流増幅電圧が第１比較器１８に供給される。
この第１比較器１８では、入力される直流増幅電圧が第１閾値Ｖｒｅｆ１より小さい値となるので、ローレベルの漏電検知信号Ｓｒ１を出力する。

同様に、第２電流検知部３Ｂでは、第２励磁部２３から出力される図７（ａ）に示す矩形波電圧Ｖａ２が第２磁気コア２１に巻装された第２励磁コイル２２に供給されることにより、この第２励磁コイル２２から図７（ｂ）で実線図示の励磁電流Ｉｅｘが出力され、これが第２検出回路２５に供給される。
この第２検出回路２５では、電流−電圧変換回路３１で励磁電流Ｉｅｘを電圧Ｖｂ２に変換し、この電圧Ｖｂ２を二値化回路３２に供給することにより、この二値化回路３２から図７（ｃ）で実線図示のデューティ比が５０％となる矩形波電圧Ｖｃ２が出力される。このデューティ比５０％の矩形波電圧Ｖｃ２が電流検知回路３３に供給され、この電流検知回路３３で平均化されて絶対値化されることにより、零の直流電圧Ｖｄ２が出力される。

この零の直流電圧Ｖｄ２が第２ノイズフィルタ回路２６でノイズ除去されてから第２増幅回路２７で増幅されて第２比較器２８に入力される。このとき、第２増幅回路２７から出力される直流増幅電圧Ｖｄａ２も零であるので、第２比較器２８からローレベルの漏電検知信号Ｓｒ２が出力される。
このため、漏電制御部５では、第１電流検知部３Ａ及び第２電流検知部３Ｂからともにローレベルの漏電検知信号Ｓｒ１及びＳｒ２が入力されるので、ローレベルの論理和信号が漏電引外し信号出力回路５ｂに出力され、この漏電引外し信号出力回路５ｂかられ励磁信号が出力されず、開閉機構部４の引外しコイル４ｃが非励磁状態を維持するので、導線２ａ及び２ｂが通電可能状態を維持する。

この漏電が生じていない健全状態で、導線２ａ及び２ｂ間に、第２電流検知部３Ｂで電流検知可能な例えば３０ｍＡ未満で、且つ例えば１５ｍＡ以下の検知可能電流以上の微小電流が差電流として流れると、これが第２電流検知部３Ｂで検知される。
すなわち、第２電流検知部３Ｂでは、導線２ａ及び２ｂ間に差電流が生じると、第２磁気コア２１に巻装された第２励磁コイル２２に流れる励磁電流Ｉｅｘが図７（ｂ）で鎖線図示のように、矩形波電圧Ｖａ２の立ち上がり時には、第２磁気コア２１のインダクタンスによって決まる電流が流れる状態からインダクタンスが飽和して第２励磁コイル２２の抵抗で決まる電流が流れる状態に切り換わるタイミングが通常時のＦ点からＨ点に遅れることになる。

一方、矩形波電圧Ｖａ２の立ち下がり時には、第２励磁コイル２２の抵抗で決まる電流が流れる状態からから第２磁気コア２１のインダクタンスで決まる電流が流れる状態となるタイミングは変わらないが、電流が急峻に低下するタイミングが早まることになる。
このため、電流−電圧変換回路３１の出力電圧Ｖｂ２を二値化回路３２で二値化したときに、二値化信号Ｖｃ２は、図７（ｃ）で点線図示のように、実線図示のオン区間の時間が短くオフ区間の時間が長いデューティ比が５０％より少ない矩形波信号となる。
このため、二値化信号Ｖｃ２を電流検知回路３３で平均化することにより、図７（ｃ）で一点鎖線図示のように負値となる直流電流となり、これを絶対値回路３３ｂで絶対値化することにより、漏洩電流を表す直流電圧Ｖｄ２が出力される。

この直流電圧Ｖｄ２を第２ノイズフィルタ回路２６でノイズ除去し、第２増幅回路２７で比較的低い増幅率で増幅した後第２比較器２８に供給することにより、直流増幅電圧Ｖｄａ２が第２閾値Ｖｒｅｆ２より大きくなって、この第２比較器２８からハイレベルの漏電検知信号Ｓｒ２が出力される。
このため、漏電制御部５で論理和回路５ａの出力信号がハイレベルとなることにより、漏電引外し信号出力回路５ｂからハイレベルの励磁信号が引外しコイル４ｃに出力され、開閉接点部４ａ及び４ｂが開極状態に制御される。

ところで、第２電流検知部３Ｂでは、第２磁気コア２１の角型比が０．５以上と大きいので、第１電流検知部３Ａの電流検知範囲の最小電流である例えば３０ｍＡより小さい例えば１５ｍ以下の微小電流を検知可能である反面、導線２ａ及び２ｂに流れる差電流が増加するにつれて第２磁気コア２１のインダクタンスによって決まる電流から第２励磁コイル２２の抵抗によって決まる電流に切り換わるタイミングが遅くなるので、例えば４０ｍＡ以上となると正値側の成分がなくなり、デューティ比が零となってデューティ変化がなくなってしまう。このため、二値化回路３２から出力される出力電圧が負値の一定値となり、電流変化を検知できなくなる。

この第２電流検知部３Ｂでの電流変化を検知できなくなる最大検知電流である例えば４０ｍＡに達する前に、微小電流が３０ｍＡ以上となると第１電流検知部３Ａで微小電流の検知が可能となる。
この第１電流検知部３Ａでは、第１磁気コア１１の角型比が第２電流検知部３Ｂの第２磁気コア２１の角型比より小さく設定されているので、例えば３０ｍＡ未満の微小電流の検知は不可能であるが、３０ｍＡ以上から数Ａまでの電流範囲の電流検知が可能となる。

この第１電流検知部３Ａでは、図４（ｂ）に示すように、導線２ａ及び２ｂに流れる差電流が大きくなるにつれて電流の方向が変化するタイミングが遅れ、これによって、第１励磁部１３から出力される矩形波電圧Ｖａ１のデューティ比が図４（ａ）に示すように増加する。
したがって、第１励磁部１３から出力される矩形波電圧Ｖａ１のデューティ比を第１検出回路１５で検知し、この第１検出回路１５から出力されるデューティ比に応じた直流電圧を第１ノイズフィルタ回路１６に供給してインバータ負荷の高周波ノイズ等を除去してから第１増幅回路１７で増幅し、第１比較器１８で第１閾値Ｖｒｅｆ１と比較することにより、例えば３０ｍＡ〜数Ａの広範囲な電流領域で電流検知を行なうことができる。

そして、第１比較器１８で第１増幅回路１７の増幅出力が第１閾値Ｖｒｅｆ１以上となると、第１比較器１８からハイレベルの漏電検知信号Ｓｒ１が出力され、これが漏電制御部５に供給される。
このため、漏電制御部５では論理和回路５ａの出力信号がハイレベルとなることにより、漏電引外し信号出力回路５ｂから励磁信号が引外しコイル４ｃに出力されて、開閉接点部４ａ及び４ｂが開極状態に制御されて、導線２ａ及び２ｂの通電路が開放される。

このように、上記実施形態によると、角型比が小さな第１磁気コア１１を有し、この第１磁気コア１１に巻装された第１励磁コイル１２に自励式の第１励磁部１３から励磁電流を供給し、第１励磁部１３から出力される矩形波電圧のデューティ比を検出する第１電流検知部３Ａで、導線２ａ，２ｂに流れる図８のその他の電流領域で表される例えば３０ｍＡ〜数Ａの広範囲な電流領域の微小な差電流を検知する。

一方、第１電流検知部３Ａでは検知できない、図８の微弱電流領域で表される例えば３０ｍＡ未満で、例えば１５ｍＡ以下の微小電流を、角型比の大きな第２磁気コア２１を有し、この第２磁気コア２１に巻装された第２励磁コイル２２に他励式の第２励磁部２３から励磁電流を供給し、この第２励磁コイル２２の励磁電流から導線２ａ，２ｂを流れる差電流を検知する第２検出回路２５で検知することができる。

したがって、導線２ａ及び２ｂを流れる差電流を、自励式の第１励磁部１３を有する第１電流検知部３Ａと、他励式の第２励磁部２３を有する第２電流検知部３Ｂとを有する電流検知装置で例えば１５ｍＡ以下の微小電流から数Ａまでの広範囲な電流領域でノイズの影響を受けることなく正確に検知することができる。
そして、第１電流検知部３Ａ及び第２電流検知部３Ｂを有する電流検知装置で導線２ａ及び２ｂを流れる漏れ電流による差電流を正確に検知したときに、漏電制御部５で開閉機構部４を動作させて導線２ａ及び２ｂの通電路を開放することにより、例えば１５ｍＡ以下の微小漏電電流から数Ａ程度の漏電電流までの広範囲な漏電電流をノイズの影響を受けることなく正確に検知して、漏電引外し動作する漏電遮断器を提供することができる。

しかも、第１電流検知部３Ａは、１つの第１磁気コアを設け、この第１磁気コアに巻装した第１励磁コイルに自励式の第１励磁部から励磁電流を供給することにより、例えば３０ｍＡ〜数Ａの広範囲な電流領域の電流を正確に検出することができる。この第１電流検知部３Ａでは、第１磁気コアの角型比を小さくすることにより、磁気飽和を抑制して広範囲な電流領域の電流検知を可能とすることができる。

また、第２電流検知部３Ｂは、１つの第２磁気コアを設け、この第２磁気コアに巻装した第２励磁コイルに他励式の第２励磁部から励磁電流を供給することにより、第２励磁コイルのインダクタンス値の変動を防止してノイズの影響を抑制し、例えば１５ｍＡ以下の微小電流を精度良く検出することができる。この第２電流検知部３Ｂでは、第２磁気コアの角型比を第１電流検知部３Ａの第１磁気コアの角型比より多くすることにより、例えば１５ｍＡ以下のより微小な電流を検知することができる。
なお、上記実施形態では、漏電を検知する主回路導線２が２本の導線２ａ，２ｂである場合について説明したが、これに限定されるものではなく、例えば主回路導線２は一本の導線であってもよい。

また、上記実施形態では、第１電流検知部３Ａを第１励磁部１３から出力される矩形波電圧のデューティ比を検出して、電流を検知する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、第１励磁部１３から出力される矩形波電圧の周波数を検出してより大きな電流領域の漏れ電流を検知することができる。すなわち、図９に示すように、第１励磁部１３から出力される矩形波電圧Ｖａ１を周波数−電圧変換して電圧信号を出力する高域通過フィルタ６１とその出力側に接続した絶対値回路６２とで第３検知部を構成し、第１励磁部１３の矩形波電圧Ｖａ１の周波数増加を検出して数Ａより大きい大電流領域の測定電流を検出することができる。この第３検知部では、絶対値回路６２の出力電圧Ｖｂ３は、図１０に示すように、前述した第１電流検知部３Ａで検知可能な電流領域＋Ｉ１（＋数Ａ）〜−Ｉ１（−数Ａ）の範囲では、閾値電圧Ｖｒｅｆ３より低い電圧となり、＋Ｉ１以上及び−Ｉ１以下で閾値電圧Ｖｒｅｆ３より大きな電圧となり、ある電圧に達すると飽和する。したがって、上記実施形態と同様に、絶対値回路６２の出力電圧をノイズフィルタ回路でノイズ除去した後に増幅して比較器で閾値電圧Ｖｒｅｆ３比較することにより、数Ａ以上の電流を検知することができる。

１ 漏電遮断器
２ 主回路導体
２ａ，２ｂ 導線
３ 電流検知装置
３Ａ 第１検知装置
３Ｂ 第２検知装置
４ 開閉機構部
４ａ，４ｂ 開閉接点部
４ｃ コイル
５ 漏電制御部
５ａ 論理和回路
５ｂ 信号出力回路
１１ 第１磁気コア
１２ 第１励磁コイル
１３ 第１励磁部
１３ａ オペアンプ
１３ｂ 抵抗
１３ｃ 分圧抵抗
１４ 第１検知部
１５ 第１検出回路
１６ 第１ノイズフィルタ回路
１７ 第１増幅回路
１８ 第１比較器
２１ 第２磁気コア
２２ 第２励磁コイル
２３ 第２励磁部
２３ａ オペアンプ
２３ｂ 帰還抵抗
２３ｃ，２３ｄ 分圧抵抗
２３ｅ コンデンサ
２４ 第２検知部
２５ 第２検出回路
２６ 第２ノイズフィルタ回路
２６ａ 低域通過フィルタ
２６ｂ 抵抗
２６ｃ 抵抗
２６ｄ オペアンプ
２６ｅ コンデンサ
２６ｆ コンデンサ
２７ 第２増幅回路
２８ 第２比較器
３１ 電流−電圧変換回路
３１ａ シャント抵抗
３２ 二値化回路
３２ａ ヒステリシス付コンパレータ
３２ｂ オペアンプ
３２ｃ 抵抗
３３ 電流検知回路
３３ａ 低域通過フィルタ
３３ｂ 絶対値回路
６１ 高域通過フィルタ
６２ 絶対値回路

Claims (6)

1. 電流検知対象の導線に流れる微小電流領域から過大電流領域までの広範囲の電流を検知する第１電流検知部と、前記導線に流れる前記第１電流検知部で検知する微小電流領域より低い微小電流領域の電流を検知する第２電流検知部とを備え、
   前記第１電流検知部は、前記導線を囲む１つの第１磁気コアと、前記第１磁気コアに巻装された第１励磁コイルに励磁電流を供給し、前記第１励磁コイルに流れる前記励磁電流に応じた電圧と基準電圧とを比較して、前記第１磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態で前記励磁電流の極性を反転させる矩形波電圧を発生させる自励発振方式の第１励磁部とを有し、
   前記第２電流検知部は、前記導線を囲む１つの第２磁気コアと、前記第２磁気コアに巻装された第２励磁コイルに矩形波電圧を印加して当該第２磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態にする励磁電流を供給する他励発振方式の第２励磁部とを有し、
   前記第２磁気コアは、前記第１磁気コアよりも角型比が大きく、保持力が小さな磁気特性を有し、角型比が０．５以上で、保持力が１．５以下に設定されていることを特徴とする電流検知装置。
2. 前記第１電流検知部は、前記第１励磁部から出力される矩形波電圧のデューティ変化から前記導線に流れる電流を検知する第１検知部を有することを特徴とする請求項１に記載の電流検知装置。
3. 前記第２電流検知部は、前記第２励磁コイルから出力される励磁電流を電圧に変換し、変換した前記電圧の大きさが変化するタイミングに基づく矩形波電圧から前記導線に流れる電流を検知する第２検知部を有することを特徴とする請求項１または２に記載の電流検知装置。
4. 前記第２電流検知部は、第２励磁コイルから出力される励磁電流を電圧に変換して出力する電流−電圧変換部と、該電流−電圧変換部から出力される出力電圧の大きさが変化するタイミングに基づいて矩形波電圧に変換する二値化部と、二値化部から出力される矩形波電圧に基づいて前記導線に流れる電流を検知する第２検知部とを備えていることを特徴とする請求項３に記載の電流検知装置。
5. 請求項１から４の何れか１項に記載の電流検知装置と、電流検知対象となる導線に介挿された引外しコイルを有する開閉機構部と、前記電流検知装置の第１電流検知部及び第２電流検知部の少なくとも一方で前記導線に流れる電流を検知したときに、前記開閉機構部を動作させる漏電動作制御部とを備えていることを特徴とする漏電遮断器。
6. 前記第１電流検知部は、前記導線に流れる電流を検知したときに第１電流検知信号を出力し、前記第２電流検知部は、前記導線に流れる電流を検知したときに第２電流検知信号を出力し、漏電動作制御部は、前記第１電流検知信号及び前記第２電流検知信号が入力される論理和回路と、該論理和回路を介して前記第１電流検知信号及び前記第２電流検知信号の少なくとも一方が入力されたときに引外し信号を出力する漏電引外し信号出力回路とを備え、前記漏電引外し信号出力回路から出力される励磁信号によって前記開閉機構部の引き外しコイルを動作させることを特徴とする請求項５に記載の漏電遮断器。

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