JP6556353B2 - エレベーターの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、エレベーターの制御装置に関し、特にエレベーターの走行開始時に発生する起動ショックを低減するエレベーターの制御装置に関する。

一般にロープ式エレベーターでは、かごと釣合おもりがモータに接続されたシーブを介してロープにて吊り下げられている。かごは、静止時には、ブレーキにより静止保持されているが、走行開始時にはブレーキを開放して、モータによりシーブを回転させることで昇降を行う。

このとき、ブレーキ開放に伴い、かごと釣合おもりの重量差分のアンバランストルクがシーブを介してモータに伝わる。モータの速度制御から見ると、アンバランストルクはステップ状の外乱として作用するため、モータトルクがゼロの状態でブレーキを開放すると、モータ（シーブ）がそのステップ状の外乱の影響を受け、かごの加速度変動（以下、起動ショックという。）及びかごのロールバックが発生する。両者によって乗り心地が悪化するため、対策が必要となる。

そこで、起動ショック及びかごのロールバックを低減するために、かごの積載重量を検出し、アンバランストルクを推定し、さらにアンバランストルクを相殺するトルク（トルクオフセット電流）をモータにより発生させてからブレーキを開放する起動制御方式が一般的に行われている。

この方式は、かごの積載重量を検出する荷重検出装置が必要になりコストアップとなる。さらに、据付時に荷重検出装置の設置及び調整が必要となる。
このため、荷重検出装置を用いることなく、起動ショック及びロールバックを低減する制御方式が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
この特許文献１では、起動時のアンバランストルクを、モータエンコーダの角度情報を２階微分演算して角加速度情報とし、さらにモータに掛る総慣性モーメント（かご、シーブ、釣合おもり、ロープなどの慣性モーメントの総和）情報を用いてトルクバイアス指令値として演算し、トルク指令値に加算することにより昇降機械駆動用電動機を制御している。

特開２００５−１３２５４１号公報

従来のエレベーターの制御装置は、モータのエンコーダ情報が量子化されているため、マイコンなどの演算手段で離散化された環境で微分演算を行うと、離散化タイミングの値が大きく誤る問題がある。

そこで、特許文献１では、微分演算をモータエンコーダ周期毎に行うのではなく、所定のエンコーダパルス数単位に行う構成となっている。
そのため、原理的にロールバック量が数ミリ乃至１０ミリメートルとなり、アンバランストルクが大きい場合は、起動ショック及びかごのロールバックが十分に低減されない問題があった。

本発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、ブレーキ開放後のアンバランストルクを短時間に推定して補正することで、起動ショック及びかごのロールバックを安定して低減可能なエレベーターの制御装置を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため、本発明に係るエレベーターの制御装置は、かごと釣合おもりがロープにて吊り下げられたシーブを回転駆動するモータの駆動電流を検出する電流検出部と、前記モータの回転量を検出する回転量検出部の出力から前記モータの速度信号を出力する速度演算部と、前記モータに対する速度指令信号を発生する速度指令発生部と、前記速度指令信号及び前記速度信号からトルク電流指令信号を出力する速度制御部と、前記トルク電流指令信号に対し前記駆動電流が追従するように前記モータを駆動する電流制御部と、前記かごと前記釣合おもりの重量差分であるアンバランストルクを、前記駆動電流又は前記トルク電流指令信号と前記速度信号とに基づいて推定するアンバランストルク推定器と、トルクオフセット電流指令信号として、前記アンバランストルク推定器の出力信号と前記速度信号に比例する値とを加算した信号を出力するか、又は前記モータの回転を制動するブレーキが解除された後に前記アンバランストルク推定器の出力信号を出力するかを選択する切替部と、前記電流制御部の入力である前記トルク電流指令信号に前記切替部から出力される前記トルクオフセット電流指令信号を加える加算部と、を備えている。

本発明によれば、かごと釣合おもりの重量差分であるアンバランストルクを、モータ駆動電流又はモータのトルク電流指令信号とモータの速度検出信号とに基づいてアンバランストルク推定器で推定し、この推定したアンバランストルクと速度信号に比例する値とを加算した信号をトルクオフセット電流指令信号として出力するか、又はモータの回転を制動するブレーキが解除された後に、推定されたアンバランストルクをトルクオフセット電流指令信号として出力するかを選択する切替部と、電流制御部の入力であるトルク電流指令信号に切替部から出力されるトルクオフセット電流指令信号を加える加算部を備えるように構成したので、ブレーキ開放時にアンバランストルクが有る場合においても、アンバランストルクを短時間に正確に推定し補正することで安定した状態でエレベーターを起動させるとともにかご振動を抑制しその収束を迅速化できるので、ロールバックを安定して低減することができる効果がある。

本発明の実施の形態１によるエレベーターの制御装置を示すブロック図である。 図１に示す外乱オブザーバのモデル化した等価回路図である。 図１に示す通過・保持切替部の構成を示すブロック図である。 図１及び図２に示す外乱オブザーバの極配置の移動を示す複素平面図である。 本発明の実施の形態１によるエレベーターの制御装置において、外乱推定信号をトルクオフセット電流信号として帰還制御した効果を図中の（ｂ）に示す波形図であり、図中の（ａ）は、上記の帰還制御が無い場合の波形図である。 本発明の実施の形態１によるエレベーターの制御装置において、速度帰還制御の効果を図中の（ｂ）に示す波形図であり、図中の（ａ）は、上記速度帰還制御が無い場合の波形図である。 本発明の実施の形態１によるエレベーターの制御装置において、外乱オブザーバの極配置変更の効果を図中の（ｂ）に示す波形であり、図中の（ａ）は、極配置変更が無い場合の波形図である。 図１及び図２に示す外乱オブザーバの極配置変更の具体的な時間軸波形図である。 図１に示すトルクオフセット電流信号の波形保持による効果を図中の（ｂ）に示す波形図であり、図中の（ａ）は上記の波形保持がない場合の波形図である。 図９の時間軸拡大図であり、波形保持のタイミングを示した波形図である。 本発明の実施の形態２によるエレベーターの制御装置を示すブロック図である。 図１１に示す外乱オブザーバのモデル化した等価回路図である。 本発明の実施の形態３による速度帰還制御を停止するタイミングによる挙動の違いを示す時間軸波形図である。 本発明の実施の形態３による通過・保持切替部の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態３による速度帰還ゲインの倍率変化のタイミングを示す図である。 本発明の実施の形態４による外乱オブザーバのモデル化した等価回路図である。 図１６の帯域制限フィルタの遮断周波数変更の具体的な時間軸波形図である。

以下、本発明に係るエレベーター装置の各実施の形態を、上記の添付図面を参照して詳細に説明する。

実施の形態１．
図１に示す実施の形態１によるエレベーターの制御装置において、モータ１の回転軸にはシーブ２が接続されている。シーブ２にはロープ３が掛けられており、その一端はかご４が吊るされており、他端には釣合おもり５がロープ３を介して吊るされている。モータ１には、角度を検出するパルスエンコーダ１１が設置されており、この角度情報に基づいて以下に説明する速度制御が実行される。パルスエンコーダ１１の出力であるモータ角度検出信号は速度演算部１２に入力される。

速度演算部１２では、モータ角度検出信号をモータ１の角速度信号に変換する機能を持ち、速度信号ωを出力する。速度指令発生部１３の出力である速度指令信号ω＿ｒｅｆから速度信号ωを減算する処理を減算部１４にて行い、速度エラー信号ω＿ｅｒｒを得る。この速度エラー信号ω＿ｅｒｒは、速度制御部１５に入力され、速度制御が安定かつ所定の性能が得られるように比例（Ｐ）・積分（Ｉ）・微分（Ｄ）演算された結果である速度制御信号ｉｑ＿ω＿ｃｏｎｔを出力する。

加算部１６では、速度制御信号ｉｑ＿ω＿ｃｏｎｔと、後述するトルクオフセット電流信号ｉｑ＿ｔ＊＿ｏｆｆとを加算したトルク電流指令信号ｉｑ＿ｔ＊を生成する。このトルク電流指令信号ｉｑ＿ｔ＊は電流制御部９に入力される。電流制御部９は、電流検出部１０からのモータ駆動電流信号ｉｑが、加算部１６から入力されるトルク電流指令信号ｉｑ＿ｔ＊になるように制御する。従って、電流制御部９は、モータ１に対して、トルク電流指令信号ｉｑ＿ｔ＊になるようなモータ駆動電流ｉｑを供給する。
上記の構成にて、モータ１の速度ωが速度指令信号ω＿ｒｅｆに対し速度エラー信号ω＿ｅｒｒが所定値以内で追従するように機能する速度制御系が実現される。

ブレーキ６は、モータ１に対し制動と制動解除（以下、開放という。）の状態を持ち、コントローラ７からのブレーキ制御指令信号ＢＫ＿ｃｏｎｔにてブレーキ制御部８を介して状態遷移する。かご４を現在階から所定階まで移動させる際は、ブレーキ６を制動状態から開放状態にし、さらにブレーキ開放タイミングにて上述の速度制御系をＯＦＦ状態からＯＮ状態とする。ＯＮ状態になった際の速度指令信号ω＿ｒｅｆは零に設定される。

シーブ２に掛けられたロープ３の両端からのトルク差が零の場合は、ブレーキ６の開放時にシーブ２に印加されるロープ３からのトルクが釣り合っているため、起動ショック及びにロールバックは無い。

シーブ２に掛けられたロープ３の両端からのトルク差（以下、アンバランストルクという。）が存在する場合は、ブレーキ６開放時にシーブ２に印加されるロープ３からのトルクが釣り合っていないため速度制御系にとって所謂ステップ状の外乱が作用したことと等価となり、速度制御系の追従動作が静定するまでの期間、ロールバック及び起動ショック、場合によってはかご振動が発生する。

その対策として、アンバランストルクを推定する外乱オブザーバ１７と、通過・保持切替部１８とを設け、外乱オブザーバ１７で推定したアンバランストルクに基づいて、このアンバランストルクを相殺するトルクを発生させる機能を持つトルクオフセット電流信号ｉｑ＿ｔ＊＿ｏｆｆを生成する。

トルクオフセット電流信号ｉｑ＿ｔ＊＿ｏｆｆの生成は、以下のように行われる。
まずアンバランストルクを推定する方法について述べる。
アンバランストルクは、外乱オブザーバ１７にて推定する。外乱オブザーバ１７は、モータ駆動電流ｉｑと速度信号ωを入力し、外乱推定信号Ｄｉ＾を出力する。また、これは、ブレーキ制御指令信号ＢＫ＿ｃｏｎｔによって、外乱オブザーバ１７の推定周波数特性（外乱推定帯域）を決定するパラメータである極配置を変化させる構成となっている。

図２は、外乱オブザーバ１７をモデル化した等価回路を示しており、外乱オブザーバ１７は点線で囲われた部分に相当する。ブロック２００〜２０３は、図１の電流制御部９とモータ１とシーブ２をモデル化し伝達関数表示したものであり、ブロック２００の係数Ｋτはモータ駆動電流ｉｑをトルクに変換する力定数を示し、Ｄｉはシーブ２に掛けられたロープ３から伝達されるアンバランストルクであり、ブレーキ６の開放によってステップ状の外乱としてモータ１に印加されるものである。

このブロック図では、ブロック２０１でアンバランストルクＤｉの加算を表現している。ブロック２０２の１／Ｊはトルクを角加速度に変換する量を示し、Ｊはモータ１とシーブ２の慣性モーメントとの和で定義したものである。ブロック２０３は角加速度を角速度に変換する積分器である。ブロック２０４は、図１に示すパルスエンコーダ１１及び速度演算部１２をモデル化したもので、パルスエンコーダ１１のエンコーダ分解能特性と速度演算部１２から角速度ωを演算する演算特性をモデル化したものである。

外乱オブザーバ１７は、最少次元形式の外乱オブザーバであり、上記のブロック２００から２０３を内部モデルとして有し、かつアンバランストルクＤｉを状態として定義して推定可能とした構成となっている。なお、外乱オブザーバ１７の構成は、同一次元形式でも良い。ブロック１７１は、ブロック２００の係数Ｋτに対応して係数Ｋτｎとしてモデル化したもの、ブロック１７２は加算ブロック、ブロック１７３は、モータ１とシーブ２の慣性モーメントの和Ｊをモデル化した係数Ｊｎと外乱オブザーバの固有値λ（ｔ）をパラメータとした係数を与えるもの、ブロック１７４は固有値λ（ｔ）をパラメータとした１次ローパスフィルタ、そして、ブロック１７５は加算ブロックである。なお、固有値λ（ｔ）は、時間依存の関数として定義されたもので、上記の極配置に相当する。

図３に示す通過・保持切替部１８の内部構成において、外乱推定信号Ｄｉ＾は、係数ブロック１８１にて前記係数Ｋτｎの逆数倍されてサンプルホールド部１８２に入力されるとともに、ブロック１８５に入力される。速度信号ωは係数ブロック１８４にてα倍され、ブロック１８５に入力され、係数ブロック１８１の出力と加算された結果がスイッチ部１８３の一方の入力信号として与えられる。

サンプルホールド部１８２の信号保持制御とスイッチ部１８３のスイッチ切替制御は、ブレーキ制御指令信号ＢＫ＿ｃｏｎｔを遅延部１８６にて所定時間（Ｔ１）だけ遅延した信号に基づいて行われる。スイッチ部１８３の出力は、トルクオフセット電流信号ｉｑ＿ｔ＊＿ｏｆｆとして、図１に示す加算部１６に出力する。

上記のような構成によって、トルクオフセット電流信号ｉｑ＿ｔ＊＿ｏｆｆを、外乱推定信号Ｄｉ＾を１／Ｋτｎ倍した信号と速度信号ωをα倍した信号とをブロック１８５で加算した信号Ａとするか、或いは外乱推定信号Ｄｉ＾を１／Ｋτｎ倍した信号をブレーキ制御指令信号ＢＫ＿ｃｏｎｔによるブレーキ開放タイミングから遅延部１８６で所定時間（Ｔ１）だけ遅延させたタイミングでサンプルホールド部１８２でサンプルホールドした信号Ｂにするかを、スイッチ部１８３により選択する切替機能が実現する。

上記スイッチ部１８３による選択は、ブレーキ制御指令信号ＢＫ＿ｃｏｎｔによるブレーキ開放信号を遅延部１８６で所定時間（Ｔ１）だけ遅延させた信号で行う。従って、通過・保持切替部１８は、ブレーキ開放から所定時間（Ｔ１）は外乱推定信号Ｄｉ＾を１／Ｋτｎ倍した信号と速度信号ωをα倍した信号とを加算した信号Ａを通過させるか、或いは外乱推定信号Ｄｉ＾を１／Ｋτｎ倍した信号をブレーキ制御指令信号ＢＫ＿ｃｏｎｔのブレーキ開放時から遅延部１８６によって所定時間（Ｔ１）だけ遅延させたタイミングでサンプルホールドした信号Ｂを通過させるかを、スイッチ部１８３によって選択する機能を有する。

以上は、本発明の基本構成について説明した。以下に、本構成の意味と効果について説明する。
＜外乱オブザーバの極配置＞
外乱オブザーバ１７の極（固有値）は時間依存の関数λ（ｔ）である。この極の複素平面上の配置によって、外乱オブザーバ１７の外乱推定特性が決定される。

本実施の形態において、外乱オブザーバ１７は、アンバランストルク推定器としての機能を要求される。従って、速度制御系から見てステップ外乱として作用するアンバランストルクＤｉを正確かつ高速に推定する必要がある。これを推定する外乱オブザーバ１７の推定特性は、系の安定性が許す範囲で広帯域に設定すればよい。すなわち、本実施の形態においては、外乱オブザーバ１７の固有値λ（ｔ）を、図４に示す通り、複素平面の左半面において原点０から遠い実軸上の点λ１に配置するものとする。

＜外乱推定信号のみによる帰還制御の効果＞
図５の（ｂ）に、本実施の形態の外乱推定信号Ｄｉ＾による帰還制御だけを行った場合の効果を見るため、図３における、通過・保持切替部１８の係数ブロック１８４の係数αを零に設定し、さらにサンプルホールド部１８２とスイッチ部１８３を無効化して、トルクオフセット電流信号ｉｑ＿ｔ＊＿ｏｆｆが、外乱推定信号Ｄｉ＾を１／Ｋτｎ倍した信号のみとなるように設定した結果を示す。
比較の為、外乱推定信号Ｄｉ＾の帰還制御が無い場合の波形を図５の（ａ）に併記している。

図５の（ａ）及び（ｂ）において、上側波形はかご加速度の時間変動を示し、下側波形は外乱推定信号（＝トルクオフセット電流信号）を示す。図中の（ａ）に示すように、外乱推定信号Ｄｉ＾の帰還制御が無いと、ブレーキ開放時、かご加速度にピークが発生し、大きな起動ショックが発生していることが分かる。また、４ｃｍ程度の大きなロールバックが発生する。

外乱推定信号Ｄｉ＾の帰還制御を実行すると、（ｂ）に示すように、トルクオフセット電流信号ｉｑ＿ｔ＊＿ｏｆｆとしてアンバランストルクＤｉを模擬したステップ状の波形が印加されるため、ブレーキ開放後の起動ショックは大幅に低減され、ロールバック量も１ｍｍ未満に改善される。

しかしながら、ブレーキ開放後のかご加速度振動（上側）が持続しており、乗り心地の点で問題がある。これは、外乱オブザーバ１７が、かご４並びに釣合おもり５の機構共振（ロープ３の伸び方向の弾性で発生）を外乱として推定する機能を持つものの、かご４の共振振動については観測しておらず制御できないことに起因する。この対策については、後述の極配置変更にて行う。

＜速度帰還制御の効果＞
図６の（ａ）及び（ｂ）に、外乱推定信号Ｄｉ＾を帰還制御する際に発生する起動ショックを速度帰還（フィードバック）制御により小さくする効果を説明するための波形を示す。
図中の（ａ）は、図５の（ａ）と同じ条件の波形であり、縦軸方向に拡大表示したものである。図６の（ｂ）は係数ブロック１８４のαを所定値に設定した（この場合は−１６倍）場合の波形である。速度ωの帰還によって、かご加速度の振幅（起動ショック）が小さくなることが判るが、持続的な振動は残留している。また、トルクオフセット電流信号ｉｑ＿ｔ＊＿ｏｆｆも、巨視的にはステップ状波形になっているが高周波振動が重畳した波形となっている。

＜極配置変更の効果＞
図７の（ａ）及び（ｂ）に、外乱オブザーバ１７の極（固有値）の複素平面配置を時間とともに変更した場合の効果を説明するための波形を示す。
図中の（ａ）は、図６の（ａ）と同じ条件であり、外乱オブザーバ１７の極を、図４のλ１に固定した場合の波形を示しており、大きな起動ショックが発生している。図７の（ｂ）は外乱オブザーバ１７の極を、図８に示すように、ブレーキ開放タイミングからＴ０［ｓｅｃ］後にβλ１に移動した場合の波形である。なお、βは０以上１未満の係数であり、βλ１はλ１を複素平面の左半面（図８では下半面）の実軸上を原点側に移動させたものであることを示す。

図８は、外乱オブザーバ１７の固有値λ（ｔ）の時間軸特性の一例を示した波形である。同図のλ（ｔ）の定義は、次式となる。

０≦ｔ＜Ｔ０のとき
λ（ｔ）＝λ１
Ｔ０≦ｔのとき
λ（ｔ）＝βλ１
ただし、０≦β＜１
・・・・・式（１）

なお、図８に示す極配置変更、すなわち固有値λ（ｔ）の変更については、図２において、ブレーキ制御指令信号ＢＫ＿ｃｏｎｔが、ブロック１７３，１７４に与えられるタイミングを、所定時間Ｔ０を以て、外乱推定帯域を高周波側から低周波側に変化させることができる。

図７の（ｂ）は外乱オブザーバ１７の固有値λ（ｔ）を上記の式（１）の定義で変化させた場合の波形である。図中の（ａ）に比べ、上側のかご振動振幅が小さくなっているが振動は持続している。下側のトルクオフセット電流信号ｉｑ＿ｔ＊＿ｏｆｆは、極移動後の振動ノイズが低減されているが、低周波な振動が残留している。

＜波形サンプルホールドの効果＞
図９の（ａ）及び（ｂ）に、サンプルホールド部１８２による、トルクオフセット電流信号ｉｑ＿ｔ＊＿ｏｆｆにおける波形サンプルホールドの効果を説明するための波形を示す。
図中の（ａ）は、図７の（ｂ）と同じ条件であり、図７の（ｂ）と同一波形で、ｉｑ＿ｔ＊＿ｏｆｆの波形サンプルホールドを行わない場合の波形である。図９の（ｂ）は、ｉｑ＿ｔ＊＿ｏｆｆの波形サンプルホールドを行った場合の波形である。波形サンプルホールドは、ブレーキ開放タイミングから、遅延部１８６による遅延時間Ｔ１［ｓｅｃ］後に行う。この遅延時間Ｔ１は、ｉｑ＿ｔ＊＿ｏｆｆがステップ状波形の収束値になるタイミングに選定される。

図１０の（ａ）及び（ｂ）に、図９の時間軸を拡大した波形を示す。極配置変更のタイミング（Ｔ０）と波形サンプルホールドのタイミング（Ｔ１）の関係を追記している。

前述の通り、ブレーキ開放タイミングから極（固有値）を移動させる所定時間Ｔ０は、振動的であったｉｑ＿ｔ＊＿ｏｆｆの振動成分を抑制する機能を持つ。従って、遅延時間Ｔ１は、Ｔ０にて振動を抑制した後のタイミングに設定することが望ましい。この場合のＴ０とＴ１の関係は次式の通りである。
Ｔ１＞Ｔ０ ・・・・・式（２）

図９の（ｂ）に示すように、トルクオフセット電流信号ｉｑ＿ｔ＊＿ｏｆｆがブレーキ開放タイミングからＴ１時間後にサンプルホールドされており、かご加速度の振幅は小さくなる。また、収束振動となり、低周波の振動は無くなることが確認できる。

＜外乱オブザーバ出力の初期化＞
外乱オブザーバ１７は、アンバランストルクＤｉの推定器として機能することを要求される。外乱オブザーバ１７は、図２に示すように内部に積分要素（機能ブロック１７４）を含むため、過去の情報を保持する。従って、かご移動後にブレーキ６を制動して、次の起動の際、前記積分要素に前回の情報が残っていると、正確な推定が阻害される。

これを防止するため、かご４移動後のブレーキ６を制動動作させた時、外乱オブザーバ１７と通過・保持切替部１８の出力を初期化すれば良い。
このように起動前に初期化を行えば、外乱オブザーバ１７の正確なアンバランストルクＤｉの推定が可能となるとともに、正確なトルクオフセット電流信号ｉｑ＿ｔ＊＿ｏｆｆが出力され、起動ショック並びにロールバックを小さく抑えることができる。

以上の構成によれば、外乱オブザーバ１７がブレーキ開放後に速度制御に作用するステップ状のアンバランストルクを高速かつ正確に推定し、これをキャンセルするように外乱推定信号Ｄｉ＾と速度信号ωとブレーキ制御指令信号とに基づいてトルクオフセット電流信号を生成し帰還することで、起動ショックとロールバック量を小さく抑えることができる。

実施の形態２．
上記の実施の形態１では、外乱オブザーバ１７の入力信号として、モータ駆動電流信号ｉｑを用いたが、この代わりに、図１１に示すようにトルク電流指令信号ｉｑ＿ｔ＊を用いても良い。この構成によれば、外乱オブザーバ１７の演算が、演算部の内部信号のみで構成されるため、より簡便にシステムを作成することができる。

この場合の外乱オブザーバ１７は図１２のようになる。外乱オブザーバ１７の入力信号が、モータ駆動電流信号ｉｑからトルク電流指令信号ｉｑ＿ｔ＊に替わっただけで、図１及び図２に示す実施の形態１と同じ構成であり、その効果も同様である。

なお、上記の実施の形態では、外乱オブザーバ１７をアナログ系で記述し説明したが、デジタル化してデジタルシグナルプロセッサ並びにマイクロコンピュータなどのデジタル演算素子を用いて構成してもよい。

実施の形態３．
本実施の形態は、速度帰還制御の終了タイミングを限定することで、さらに高性能かつ安定した動作を可能にするものである。

すなわち、図１において、モータ１の速度は、モータ１の回転角度を検出するパルスエンコーダ１１の検出情報を速度演算部１２に入力して求められる。このパルスエンコーダ１１は、モータ１の回転角度が所定値になる毎に１パルスの波形を出力して検出を行うものである。このような構成では、モータ１の回転速度が遅くなると、すなわち回転角度の変化が遅くなると、パルスエンコーダ１１のパルス検出周期が長くなる。したがって、速度演算部１２の入力信号であるモータ角度検出信号の検出更新周期が長くなるため、速度演算部１２の出力である速度信号ωに検出時間遅れが発生する。

そして、モータ１の速度が零に近づくと、速度信号ωの検出時間遅れが大きくなり、速度信号ωに基づく速度帰還制御の安定性が損なわれる場合がある。この傾向は、速度帰還ゲイン（図３に示す係数ブロック１８４のαの絶対値）を大きくすればするほど顕著となる。一方、速度帰還ゲインを大きくすればするほど、起動ショックは小さくなる関係になっており、安定性と起動ショックはトレードオフの関係となっていた。
従って、本実施の形態では、安定性と起動ショックの抑制を両立させる構成について説明する。

図１３の（ａ）は、ブレーキ解放直後の起動ショックを改善するために、本発明の実施の形態１又は２で説明した構成に対し、速度帰還ゲインを大きく設定した場合の過渡挙動を示す。波形上から、かご加速度、トルクオフセット電流信号、及びモータ速度ωの時間軸波形を示す。

ブレーキ開放直後のかご加速度は小さく抑えられているが、ブレーキ開放タイミングから極移動タイミングであるＴ０までの期間にかご加速度の振幅が増加している。この原因は、（ａ）の最下波形に示すように、モータ速度ωが零になり、速度帰還制御が不安定化したため、モータ速度ωが振動し、トルクオフセット電流信号ｉｑ＿ｔ＊＿ｏｆｆも振動したためである。

この振動は、モータ１の速度が遅くなり、モータ速度ωの検出時間遅れが大きくなったため、制御の安定性が損なわれた結果である。従って、その対策として、制御の安定性が損なわれる前に速度帰還制御を停止すればよい。このことから、本実施の形態は、モータ１の速度ωが零近傍に収束したタイミングで、速度帰還制御を停止する構成を備える。

図１４に示す本実施の形態による通過・保持切替部１８の構成は、本発明の実施の形態１又は２において、図３により説明した構成と、速度信号ωの信号経路が異なっている。

すなわち、速度信号ωは係数ブロック１８４でα倍され、第２のスイッチ部１８７に入力される。第２のスイッチ部１８７は、第２の遅延部１８８の出力信号により、ＯＮ／ＯＦＦ切替が行われる。

図１５は、上記第２の遅延部１８８の遅延量Ｔ２と外乱オブザーバ１７の極移動タイミングを決定する遅延量Ｔ０との関係を示す時間波形である。この第２の遅延部１８８への入力は、図１５の（ａ）に示すように、ブレーキ制御指令信号ＢＫ＿ｃｏｎｔであり、ブレーキ開放タイミングからＴ０遅延される信号である。

スイッチ部１８７は、図１５の（ｂ）に示すように、ブレーキ開放タイミングから期間Ｔ２が経過するまでは係数ブロック１８４のゲインαを有する速度信号ωとして加算ブロック１８５で係数ブロック１８１の出力に加算される。そして、期間Ｔ２が経過した時点で、速度信号ωをゼロとする。そして、加算部１８５の出力は、スイッチ１８３の一方の入力信号Ａとして与えられる。
その他の構成は、図３で示した構成と同一であり、同様の動作を行うので説明を省略する。

このような構成により、外乱推定信号Ｄｉ＾を１／Ｋτｎ倍した信号と速度信号ωをα倍した信号とを加算部１８５で加算した信号Ａをトルクオフセット電流信号ｉｑ＿ｔ＊＿ｏｆｆとするか、又は外乱推定信号Ｄｉ＾を１／Ｋτｎ倍した信号Ａをトルクオフセット電流信号ｉｑ＿ｔ＊＿ｏｆｆとするか、或いは外乱推定信号Ｄｉ＾を１／Ｋτｎ倍した信号をブレーキ制御指令信号ＢＫ＿ｃｏｎｔによるブレーキ開放タイミングから遅延部（第１の遅延部）１８６で所定時間（Ｔ１）だけ遅延させたタイミングでサンプルホールド部１８２でサンプルホールドした信号Ｂをトルクオフセット電流信号ｉｑ＿ｔ＊＿ｏｆｆとするかを、スイッチ部１８３と第２のスイッチ部１８７とにより選択する機能を実現する。

上記のスイッチ部１８３と上記の第２のスイッチ部１８７とによる選択は、ブレーキ制御指令信号ＢＫ＿ｃｏｎｔによるブレーキ開放信号を所定時間（Ｔ１，Ｔ２）だけ遅延させた信号で行う。

速度帰還制御は、外乱オブザーバ１７の外乱に対する応答時間より高速に機能するように設定されるので、ステップ応答の収束時間は外乱オブザーバ１７の収束時間より短くなる。従って、両者の遅延量の関係は、次式のとおりである。
Ｔ２＜Ｔ０ ・・・・・式（３）

速度帰還制御の終了タイミングを決定する遅延量Ｔ２は、例えば以下のように設定すればよい。図１３の（ｂ）は、速度帰還制御終了タイミングを決定する遅延量Ｔ２が極移動タイミングＴ０より短い場合の過渡応答波形を示している。このときのＴ２は、ブレーキ開放タイミングを起点としてモータ速度ωがピークを超えてから略零に収束する期間に選択されている。

より具体的に言えば、遅延時間Ｔ２は、モータ速度ωに対し、速度帰還制御が振動的になるモータ速度ωより早い速度に閾値を設定し、上記モータ速度ωがブレーキ開放タイミング後のピークを越えてから上記閾値以下になるまでの時間に設定する。この設定にすれば、図１３の（ａ）で見られた期間Ｔ０内におけるトルクオフセット電流信号及びモータ速度ωの振動とそれに起因するかご加速度（起動ショック）の増加を抑制することが出来る。これは、図１３の（ｂ）の上側波形に示されている。

このように制御系を構成すれば、速度帰還制御により起動ショックの抑制効果を発揮することが可能で、さらに速度帰還制御の零速度近傍の速度検出遅れに起因する不安定な現象を回避することができる。

実施の形態４．
上記の実施の形態１から３では、外乱オブザーバ１７は極配置を変更する構成であったが、この代わりに、外乱オブザーバ１７の出力段に簡便なローパスフィルタを追加するだけで同様の機能を実現できる。この構成によれば、複雑な演算処理となる外乱オブザーバ１７の極配置変更が不要で、簡便なローパスフィルタの遮断周波数変更で済むため、より簡便にシステムを作成することができる。

この場合の外乱オブザーバ１７は、図１６のようになる。１７ａは、外乱オブザーバ演算機能ブロックであり、極はλ１で時間によって変動しない固定極となっている。１７ｂは、外乱オブザーバ演算機能ブロック１７ａ出力に直列接続させた帯域制限フィルタであり、この例では一次のローパスフィルタである。帯域制限フィルタ１７ｂの遮断帯域を決定するパラメータは、遮断周波数λ（ｔ）となる。λ（ｔ）は、ブレーキ制御指令信号ＢＫ＿ｃｏｎｔからＴ０［ｓｅｃ］後に小さい値に変更し、結果として通過帯域を低くする。なお、Ｔ０の定義は、実施の形態１から３と同じである。本構成で、外乱オブザーバ１７の外乱推定帯域を変化させることができる。

図１７に、帯域制限フィルタ１７ｂの遮断周波数の時間変更の具体的な時間軸波形図を示す。同図のλ（ｔ）の定義は、次式となる。

０≦ｔ＜Ｔ０のとき
λ（ｔ）＝｜λ２｜
Ｔ０≦ｔのとき
λ（ｔ）＝｜βλ１｜
ここで、λ２は、実施の形態１から３で説明した外乱オブザーバ１７の極であるλ１に対し、位相周りの影響を無視できる値に選ばれる。例えば、λ１に対し１０倍に設定すれば良い。なお、βは実施の形態１から３で説明したものと同じである。

上記のような構成により、外乱オブザーバ１７の出力は帯域制限されるため、実施の形態１から３で述べた外乱オブザーバ１７の極配置変更と同様に、前記外乱推定帯域を高周波側から低周波側に変化させる効果を得ることができる。

なお、実施の形態１から４では、ブレーキ制御指令信号ＢＫ＿ｃｏｎｔを用いているが、ブレーキ６が開放状態になったことを検出する信号であれば他の信号でも良いことは言うまでも無い。例えば、ブレーキ開放時に同期して変化する速度信号ωを利用して、これに基づいた信号で代用しても良い。より具体的には、速度信号ωは、ブレーキ６が機能しているときは零、ブレーキ６が開放状態になったときは急峻に波形変化するので、所定の閾値にて検出すればブレーキ開放信号として代用することができる。

１ モータ、２ シーブ、３ ロープ、４ かご、５ 釣合おもり、６ ブレーキ、７ コントローラ、８ ブレーキ制御部、９ 電流制御部、１０ 電流検出部、１１ パルスエンコーダ、１２ 速度演算部、１３ 速度指令発生部、１４ 減算部、１５ 速度制御部、１６ 加算部、１７ 外乱オブザーバ、１８ 通過・保持切替部。

Claims (8)

1. かごと釣合おもりがロープにて吊り下げられたシーブを回転駆動するモータの駆動電流を検出する電流検出部と、
   前記モータの回転量を検出する回転量検出部の出力から前記モータの速度信号を出力する速度演算部と、
   前記モータに対する速度指令信号を発生する速度指令発生部と、
   前記速度指令信号及び前記速度信号からトルク電流指令信号を出力する速度制御部と、
   前記トルク電流指令信号に対し前記駆動電流が追従するように前記モータを駆動する電流制御部と、
   前記かごと前記釣合おもりの重量差分であるアンバランストルクを、前記駆動電流又は前記トルク電流指令信号と前記速度信号とに基づいて推定するアンバランストルク推定器と、
   トルクオフセット電流指令信号として、前記アンバランストルク推定器の出力信号と前記速度信号に比例する値とを加算した信号を出力するか、又は前記モータの回転を制動するブレーキが解除された後に前記アンバランストルク推定器の出力信号を出力するかを選択する切替部と、
   前記電流制御部の入力である前記トルク電流指令信号に前記切替部から出力される前記トルクオフセット電流指令信号を加える加算部と、を備えた
   エレベーターの制御装置。
2. 前記アンバランストルク推定器は、前記モータと前記シーブの電気特性及び機械特性をモデル化した外乱オブザーバであり、前記駆動電流又は前記トルク電流指令信号と前記速度信号とを入力し、前記アンバランストルクを外乱推定信号として出力し、さらに前記モータの回転を制動するブレーキが解除された後に、外乱推定帯域を変化させる機能を有する
   請求項１に記載のエレベーターの制御装置。
3. 前記外乱オブザーバは、前記モータの回転を制動するブレーキが解除されたタイミングから第１の経過時間（Ｔ０）後に、前記外乱推定帯域を高周波側から低周波側に変化させる
   請求項２に記載のエレベーターの制御装置。
4. 前記切替部は、前記モータの回転を制動するブレーキが解除されたタイミングから、前記第１の経過時間（Ｔ０）より長い第２の経過時間（Ｔ１）後に前記外乱推定信号を保持する
   請求項３に記載のエレベーターの制御装置。
5. 前記切替部は、
   前記トルクオフセット電流指令信号として、前記アンバランストルク推定器の出力信号と前記速度信号に比例する値とを加算した信号を、前記モータの回転を制動するブレーキが解除されたタイミングから第３の経過時間（Ｔ２）後はゼロにする
   請求項１に記載のエレベーターの制御装置。
6. 前記アンバランストルク推定器は、前記モータと前記シーブの電気特性及び機械特性をモデル化した外乱オブザーバであり、前記駆動電流又は前記トルク電流指令信号と前記速度信号とを入力し、前記アンバランストルクを外乱推定信号として出力するものであり、
   さらに前記外乱オブザーバの出力に直列接続されたローパスフィルタを備え、
   前記ローパスフィルタは、前記モータの回転を制動するブレーキが解除された後に、前記外乱推定信号の外乱推定帯域を変化させる機能を有する
   請求項１に記載のエレベーターの制御装置。
7. 前記ローパスフィルタは、前記モータの回転を制動するブレーキが解除された時点から第１の経過時間後、前記外乱推定帯域を高周波側から低周波側に変化させる
   請求項６に記載のエレベーターの制御装置。
8. 前記アンバランストルク推定器に入力される前記トルク電流指令信号は、前記電流制御部に入力される信号である
   請求項１、２、５、又は６に記載のエレベーターの制御装置。

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