JP6314505B2 - 室内用電波到来方向推定装置および電波到来方向推定システム - Google Patents

Description

本発明は、無線タグが出す電波がどの方向から来るかを推定することで、無線タグが存在している方向を推定する室内用電波到来方向推定装置、および、その装置と無線タグとを備える電波到来方向推定システムに関する。

電波到来方向を推定する方法の一つとしてPseudo-doppler法が知られている（たとえば非特許文献１）。Pseudo-doppler法では、回転する板等の上にアンテナを取り付け、アンテナを円運動させることで電波発信源から出される電波に対するドップラーシフトを作り出す。

作り出したドップラーシフトは、アンテナの速度ベクトルが電波発信源に向かう方向となるとき、および、アンテナの速度ベクトルが電波発信源とは反対方向となるときに、それぞれプラス側あるいはマイナス側に最大となる。このようなドップラーシフトの変化を利用して電波発信源の方位を推定する。したがって、Pseudo-doppler法では観測信号を周波数解析する。非特許文献１では、周波数解析にフーリエ変換を用いている。

Chang, H.-L., Tian, J.-B., Lai, T.-T., Chu, H.-H., and Huang, P., Spinning beacons for precise indoor localization, to appear in ACM Sensys ‘08.

Pseudo-doppler法を利用するために回転盤にアンテナを固定した装置（以下、アンテナ回転装置）を屋内に設置する場合、直接波とマルチパスによって生じる反射波とを分離することが必要になる。

直接波とマルチパスによって生じる反射波は、電波の到来角度が異なる。つまり、直接波と反射波とでは、見かけ上、電波発信源の方位が相違する。そして、前述したように、回転しているアンテナ回転装置が受信する電波は、電波発信源の方位を反映したドップラーシフトが生じる。よって、周波数分解能を高くすることで、直接波と反射波の分離が可能となる。

フーリエ変換では、周波数分解能Δｆは窓幅の逆数で与えられる。すなわち、解析する窓幅が広くなれば、周波数分解能が高く（Δｆが小さく）なり、逆に窓幅が狭くなると周波数分解能が低く（Δｆが大きく）なる。

また、もちろん、直接波と反射波の周波数差が大きいほど、直接波と反射波の分離は容易になる。そこで、ドップラーシフト量を大きくすることも必要となる。

これらのことから、非特許文献１に記載されている装置は、大きな円盤を遅い角速度で
（回転周期をゆっくりにして）回転させている。回転周期がゆっくりであっても、円盤が大きければ、円盤の外周付近に設置されているアンテナの速度は高くなるため、ドップラーシフトは大きくなる。また、回転周期がゆっくりであるため、時間窓を広くすることができる。そのため、周波数分解能Δｆを高くすることもできる。

しかし、大きな円盤を用いるため、屋内の様々な場所に容易に設置できるものではなくなってしまう。屋内の様々な場所に容易に設置できるようにするためには、小型であることが望まれる。

円盤を小型化しつつドップラーシフトを大きくするには、角速度を速くすればよい。しかしながら、角速度を速くすると周波数解析の窓を広くとることができなくなる。時間窓TはT=N/fs（N：サンプリング点数、fs：サンプリング周波数）の関係があり、角速度を速くするとNが小さくなるからである。角速度を速くすると周波数解析の窓を広くとることができないため、周波数分解能が低下してしまう。

本発明は、この事情に基づいて成されたものであり、その目的とするところは、小型化が可能であり、周波数分解能が高く、しかも、演算量も少なくすることができる室内用電波到来方向推定装置および電波到来方向推定システムを提供することにある。

その目的を達成するための本発明は、無線タグ（１００）が送信する予め設定された一定周波数の電波の到来方向を推定する室内用電波到来方向推定装置（１）であって、
回転盤（１２）と、その回転盤の上の回転中心以外の位置に固定されたアンテナ（１１、３１１）と、その回転盤を予め設定した一定周期で回転させる駆動部（１３）とを備えた受信部（１０、２１０、３１０、４１０）と、
アンテナが受信した電波またはその電波の周波数を変換した信号の時間に対する信号強度の変化を示す波形に対して、予め設定された基準周波数を基準とし、ドップラーシフトによる波形の周波数変化範囲を含む探索周波数範囲で一般化調和解析を行って、周波数の時間変化を示す波形を生成する第１信号処理部（２１、２２１、３２１、４２１）と、
その第１信号処理部が生成した、周波数の時間変化を示す波形を解析してその波形の位相を決定する第２信号処理部（２２、４２２）とを備えることを特徴とする。

本発明では、回転盤の上に固定されたアンテナにより受信された電波またはその電波の周波数を変換した信号を解析して、周波数の時間変化を示す波形を生成する。この波形を生成する手法として一般化調和解析を用いる。一般化調和解析は、計算量が膨大になってしまう問題があることが知られているものの、観測区間の長さに関係なく任意の周波数について残差を最小とする正弦波を求めることが可能である。つまり、時間分解能および周波数分解能を任意に設定することができるという特徴がある。この特徴を有する一般化調和解析を用いて周波数の時間変化を示す波形を生成するので、周波数分解能および時間分解能が高い波形を得ることができる。

無線タグが送信する周波数は一定周波数に設定されているが、実機では当然、送信する周波数にある程度の変動が生じる。アンテナの回転により生じるドップラーシフトの大きさが無線タグの送信する周波数の変動幅と同程度では、ドップラーシフトによる周波数変動を、無線タグが送信する周波数の変動と区別することができない。よって、周波数解析手法によらず、つまり、一般化調和解析を用いるとしても、Pseudo-doppler法では、ある程度の大きさのドップラーシフトが生じる速度でアンテナを回転させる必要がある。

回転盤を高速に回転させてしまうと窓幅が狭くなるが、フーリエ変換の周波数分解能が窓幅で決まるのに対し、一般化調和解析では、窓幅に関係なく任意の周波数分解能をとることができる。そのため、回転盤を高速に回転させてドップラーシフトを大きくすることができる。つまり、回転盤に固定したアンテナの速度を速くするために回転盤を大きくする必要がない。したがって、回転盤の小型化が可能である。

しかも、単純に一般化調和解析を適用するだけでは計算量が膨大になってしまうが、本発明では、前述のように、無線タグが送信する電波の周波数は一定周波数に設定されている。加えて、回転盤の回転周期も一定周期である。そのため、回転盤の回転周期とアンテナの回転半径から、ドップラーシフトによって周波数が変化する範囲を予め計算しておくことができる。これらのことから、一般化調和解析で探索する探索周波数範囲は、予め設定された基準周波数を基準とし、ドップラーシフトによる波形の周波数変化範囲を含む範囲に限定することができる。そのため、第１信号処理部における演算量も抑制できる。

請求項２記載の発明では、第２信号処理部は、第１信号処理部が生成した、周波数の時間変化を示す波形を一般化調和解析で解析して、その波形の位相を決定する。

この発明では、第２信号処理部でも一般化調和解析を用いる。フーリエ変換では解析区間に窓関数をかける必要があり、しかも、実際の装置では、解析区間の切り出しはある程度の誤差が生じる。そして、フーリエ変換では、解析区間の切り出し精度が、解析精度に影響する。しかし、一般化調和解析では窓関数が不要であるため、解析区間の切り出しずれが解析精度に影響しない。よって、高精度に位相を決定することができる。

請求項３記載の発明では、第２信号処理部は、回転盤の回転周期を基準とし、回転盤の回転周期のずれに基づいて定まる探索範囲で、第１信号処理部が生成した、周波数の時間変化を示す波形を一般化調和解析により解析する。

回転盤は予め設定した周期で回転するようにしているが、実際の装置では回転盤の回転周期は狙った周期からずれることがある。そこで、このように、回転盤の回転周期を基準とし、回転盤の回転周期のずれに基づいて定まる探索範囲を一般化調和解析により解析する。このようにすることで、回転盤の実際の回転周期を求めることができる。その結果、第１信号処理部が生成した、周波数の時間変化を示す波形の位相をより正確に求めることができる。

請求項４記載の発明では、第１信号処理部は、回転盤の回転周期の半周期以上の時間に対して、周波数の時間変化を示す波形を生成する。

回転盤の回転により生じるドップラーシフトは、回転盤に固定されたアンテナの速度ベクトルが無線タグの方向に向かうときに最大となる。そして、回転盤がそこから１８０度回転すると、アンテナの速度ベクトルは無線タグから直線的に離れる方向となるので、ドップラーシフトは負の値となるが、絶対値は再び最大となる。つまり、半周期ごとにドップラーシフトによる周波数変移量は最大値となる。

本発明では、回転盤の回転周期の半周期以上の時間に対して、周波数の時間変化を示す波形を生成するので、その波形は、ドップラーシフトによる周波数変移量が最大となる時点を必ず含む。ドップラーシフトによる周波数変移量が大きくなるほど、ドップラーシフトによる周波数変動と、無線タグが送信する周波数の変動との区別が容易になるので、方向推定精度が向上する。

加えて、すでに説明したように、本発明では、回転盤を高速に回転させることができる。よって、回転盤の回転周期の半周期以上の時間に対して、周波数の時間変化を示す波形を生成しても、観測時間の増加は抑制できる。以上より、無線タグの方向推定精度を向上させつつ、方向を推定する時間の増加も抑制できる。

請求項５記載の発明は、局部発振器とミキサとを備え、局部発振器で生成した信号とアンテナが受信した信号とをミキサで混合することで、アンテナが受信した信号と局部発振器で生成した信号との周波数差となる中間周波数の信号を生成する周波数変換部（１５）を備え、
第１信号処理部（２１）は、
周波数変換部が生成した中間周波数の信号の時間に対する信号強度の変化を示す波形を解析するものであり、
中間周波数を基準周波数とし、
探索周波数範囲を、回転盤の回転周期およびアンテナの回転半径により定まるドップラーシフト量と、中間周波数の誤差とに基づいて定まる範囲とする。

本発明は、受信機の一般的な構成である周波数変換部を備えているので、回路設計が容易、かつ安価になる。

請求項６記載の発明は、回転盤に固定されたアンテナを第１アンテナ（１１、３１１）とし、
第１アンテナとは別に、無線タグの電波を受信する第２アンテナ（２１１、３１２、４１２）と、
第１アンテナが受信した信号と第２アンテナが受信した信号を混合して、第１アンテナが受信した信号の周波数と、第２アンテナが受信した信号の周波数の周波数差の信号を出力するミキサ（２１３、３１５）とを備え、
第１信号処理部（２２１、３２１、４２１）は、
ミキサが出力した信号の波形を解析するものであり、
０Ｈｚを基準周波数とし、
探索周波数範囲を、回転盤が回転することで第１アンテナおよび第２アンテナが受信する電波に生じるドップラーシフトによって、ミキサが出力する信号の周波数が変化する範囲を含む範囲とする。

本発明では、第１アンテナ、第２アンテナの２本のアンテナを備えており、ミキサにより、これら２つのアンテナが受信した信号の周波数差の信号を生成している。これら２つのアンテナは、ともに無線タグの電波を受信するものであるから、ミキサが出力する信号の周波数は０Ｈｚを中心にして変化する。また、その信号の周波数変化量は、第１アンテナ、第２アンテナが受信する電波に生じるドップラーシフトにより決まる。

そこで、この発明では、第１信号処理部は、探索周波数範囲を、０Ｈｚを基準として、第１アンテナおよび第２アンテナが受信する電波に生じるドップラーシフトによってミキサが出力する信号の周波数が変化する範囲を含む範囲とする。

この探索周波数範囲は、中間周波数の誤差を考慮する必要がないので、中間周波数の誤差を考慮して探索周波数範囲を定める必要がある請求項５に係る発明よりも、探索周波数範囲を狭くすることができる。そして、探索周波数範囲を狭くすることができるので、演算量をより少なくすることができる。

請求項７記載の発明では、第２アンテナ（２１１）は、回転盤が回転しても位置が変化しない位置に固定されており、
第１信号処理部（２２１）の探索周波数範囲が、回転盤の回転周期および第１アンテナの回転半径により求められるドップラーシフト量に基づいて定まる範囲である。

この発明のように、第２アンテナは、回転盤が回転しても位置が変化しない位置に固定することができる。回転盤が回転しても位置が変化しない位置は、回転盤の外、あるいは、回転盤の回転中心である。この位置に第２アンテナが固定される場合、第２アンテナが受信した電波にはドップラーシフトは生じていない。したがって、探索周波数範囲は、回転盤の回転周期および第１アンテナの回転半径により求められるドップラーシフト量に基づいて定まる範囲とすればよいのである。

請求項８記載の発明では、第２アンテナ（３１２、４１２）も、回転盤の上の回転中心以外の位置に固定されており、
第１信号処理部（３２１、４２１）は、探索周波数範囲を、回転盤が回転することで第１アンテナが受信する電波および第２アンテナが受信する電波にそれぞれ生じるドップラーシフト量の差の変動範囲を含む範囲とする。

この発明のように、第２アンテナも回転盤の上の回転中心以外の位置に固定してもよい。この場合、第２アンテナが受信する電波もドップラーシフトが生じるので、ミキサが出力する信号の周波数は、第１アンテナが受信する電波および第２アンテナが受信する電波にそれぞれ生じるドップラーシフト量の差となる。

そのため、探索周波数範囲は、回転盤が回転することで第１アンテナが受信する電波および第２アンテナが受信する電波にそれぞれ生じるドップラーシフト量の差の変動範囲を含む範囲とするのである。

請求項９記載の発明では、第２アンテナは、回転盤の上の回転中心以外の位置であって、かつ、回転盤を含む二次元平面において、回転中心から第１アンテナの方向と、回転中心から第２アンテナの方向との間の角度が９０°以上である。

仮に、回転中心から第１アンテナの方向と、回転中心から第２アンテナの方向との間の角度が９０°であれば、第１アンテナが受信する電波のドップラーシフト量が最大となるときに、第２アンテナが受信する電波のドップラーシフト量はゼロになる。そして、この角度が９０°よりも大きくなると、第１アンテナが受信する電波のドップラーシフト量が最大となるときに、第２アンテナが受信する電波のドップラーシフトは、第１アンテナのドップラーシフトとは反対符号になる。したがって、２つのアンテナが受信する電波のドップラーシフト量の差の最大値は、第１アンテナが受信する電波に生じるドップラーシフト量の最大値よりも大きくなる。つまり、ミキサが出力する信号の周波数変動幅が、請求項７のように、第１アンテナが受信する電波のみにドップラーシフトが生じる場合よりも大きくなる。

ミキサが出力する信号の周波数変動幅が大きくなると、第１信号処理部における探索周波数範囲も広くする必要があるが、第１信号処理部が生成する周波数の時間変化を示す波形は、縦軸値である周波数の変動幅が大きくなる。

第１信号処理部が生成した波形は、第２信号処理部において解析されて位相が決定される。この第２信号処理部における位相決定精度を、請求項７と同程度とするのであれば、周波数変動幅が大きくなった分に応じて、第１信号処理部が生成する信号の縦軸、すなわち、周波数のピッチを粗くしてもよい。したがって、この請求項に係る発明によれば、第１信号処理部における周波数探索ピッチを粗くすることができる。周波数探索ピッチを粗くすることができると、スパイクノイズ等の幅の狭いノイズの影響を受ける探索周波数が少なくなる。その結果、第１信号処理部は、ノイズの影響の少ない波形を生成することができ、これを用いる第２信号処理部でも、位相の決定精度が向上する。

請求項１０記載の発明は、請求項１〜９のいずれか１項に記載の室内用電波到来方向推定装置と、予め設定された一定周波数の電波を送信する無線タグとを備えた電波到来方向推定システムである。

第１実施形態の電波到来方向推定システムが備える無線タグリーダ１の構成図 回転盤１２に固定されたアンテナ１１が回転しているときのアンテナ１１の速度ベクトルVを示す図 アンテナ１１が受信する電波の波形の概念図 第１信号処理部２１が生成する周波数の時間変化を示す波形の例 無線タグリーダ１に対する無線タグ１００の方向φを説明する図 第２実施形態の無線タグリーダ２００の構成図 第１信号処理部２２１が生成した周波数の時間変化を示す波形を説明する図 第３実施形態の無線タグリーダ３００の構成図 第４実施形態の無線タグリーダ４００の構成図 第４実施形態において、第１アンテナ３１１と第２アンテナ４１２の配置を示す図 第４実施形態における第１アンテナ３１１の受信周波数ｆ_ｄ１、第２アンテナ４１２の受信周波数ｆ_ｄ２、周波数差Δｆ変化を示す図

（第１実施形態）
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。第１実施形態の電波到来方向推定システムは、図１に構成図を示す無線タグリーダ１と無線タグ１００（図２参照）とを含んで構成される。第１実施形態では、無線タグリーダ１が請求項の室内用電波到来方向推定装置として機能する。

無線タグ１００は、予め設定された一定周波数の無変調波を送信する。この無線タグ１００はアクティブ型であり、電波は連続的に送信してもよいが、電池寿命の点で、断続的に送信することが好ましい。無線タグ１００は人に携帯されるものであり、衣服のポケットに容易に収容可能な大きさである。

無線タグリーダ１は、受信部１０と、信号処理部２０とを備える。受信部１０は、アンテナ１１、回転盤１２、駆動部１３、ローノイズアンプ１４、ＲＦ／ＩＦ部１５、ＡＤ変換器（以下、ＡＤＣ）１６を備える。

アンテナ１１は、回転盤１２の外周縁に固定される。アンテナ１１の形状および大きさは、無線タグ１００が送信する無変調波を受信でき、回転盤１２の外周縁に固定できる大きさであれば、それ以外に制限はない。

回転盤１２は、駆動部１３によって回転させられる。回転盤１２の形状は円盤形状に限らないが、駆動部１３に対して偏心していないことが望ましい。回転盤１２は、室内にも容易に設定できる大きさになっている。たとえば、直径１５ｃｍの円盤である。回転盤１２が回転すると、その上に固定されているアンテナ１１も同時に回転する。

駆動部１３は、モーターを備えた構成であり、一定周期で回転盤１２を回転させる。この一定周期は、確保したいドップラーシフトから定まるアンテナ１１の回転速度と、アンテナ１１の回転半径から定める。

ローノイズアンプ１４は、公知のローノイズアンプであり、アンテナ１１で受けた微弱な電波をノイズの付加を少なくしつつ増幅しＲＦ／ＩＦ部１５へ送る。

請求項の周波数変換部に相当するＲＦ／ＩＦ部１５は、局部発振器とミキサとを備えており、局部発振器で生成した信号と、ローノイズアンプ１４から入力された高周波信号とをミキサで混合することで、ローノイズアンプ１４から入力された高周波信号を所定の中間周波数の信号に変換する。周波数変換した信号をＡＤＣ１６へ送る。ＡＤＣ１６は、入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換して信号処理部２０へ送る。

信号処理部２０は、第１信号処理部２１と第２信号処理部２２と図示しないメモリとを備える。受信部１０から入力された信号はメモリに格納され、メモリに格納された信号が第１信号処理部２１により処理される。

受信部１０から入力された信号は周波数変換が行われているものの、アンテナ１１が受信した電波の信号強度の時間変化を示す波形である。この波形をまず第１信号処理部２１が処理して、アンテナ１１が受信した電波の周波数の時間変化を示す波形を生成する。そして、第２信号処理部２２で、第１信号処理部２１が生成した波形を解析してその波形の位相を決定する。以下、これら第１信号処理部２１、第２信号処理部２２の処理を詳しく説明する。

（第１信号処理部２１の処理）
図２は、回転盤１２に固定されたアンテナ１１が回転しているときのアンテナ１１の速度ベクトルＶを示している。アンテナ１１が同図ａの位置では、アンテナ１１は無線タグ１００に対して直線的に接近しており、ｃの位置では、アンテナ１１は無線タグ１００に対して直線的に遠ざかっている。また、ｂ，ｄの位置ではアンテナ１１の速度ベクトルVb、Vdは、無線タグ１００の方向の成分がゼロである。

図２に示すように、回転盤１２の回転により、アンテナ１１の速度ベクトルVの無線タグ１００の方向成分は大小を周期的に繰り返す。よって、アンテナ１１が受信する電波の波形は、図３に示すように、周波数が連続的に増減する波形となっている。

第１信号処理部２１が処理する波形は、図３に示す観測波形が中間周波数に変換された波形であるが、周波数が連続的に増減する波形であることは図３と同じである。第１信号処理部２１では、その波形を一般化調和解析（GHA：Generalized Harmonic Analysis）により解析して、周波数の時間変化を示す波形を生成する。

この処理を式を用いて説明する。観測波形を中間周波数に変換した波形を解析対象波形x(t)とする。解析対象波形x(t)は式１で表現できる。そこで、参照波形w(t)を式２とする。

ここで、計算を容易にするため、三角関数の幾何学的な関係に基づき、式２の表現を変更し式３の右辺で表現する。

GHAは、観測信号から残差エネルギーが最小となる参照波形を抽出する手法である。よって、観測時間長をLとする下記残差エネルギーEの算出式（式４）により算出される残差エネルギーEが最小となるように参照波形w(t)のパラメータを求めればよい。

式４の右辺において、解析対象波形x(t)だけで決まる項であるx2を除外し、式５で残差減少量eを定義する。残差エネルギーEが最小となる参照波形w(t)のパラメータを求めるには、残差減少量eが最大となる参照波形w(t)のパラメータを求めればよい。

式５の右辺第１項および第２項をそれぞれ展開し、式６、式７に示す文字による置き換えを行う。

式３および式６、式７より、式５の右辺第１項は式８で表現でき、式５の右辺第２項は式９で表現できる。

式８、式９を式５に代入することで、残差減少量eは式１０で表すことができる。

式１０は、各振幅A、Bについてみると、上に凸の二次曲線である。それらの二次曲線がいずれも極大値となれば残差減少量eは最大となる。そこで、式１０を振幅A、B、により偏微分する。各振幅により偏微分した式は式１１で表すことができる。

偏微分した値がいずれもゼロとなれば、すなわち、式１１を満たせば、ある探索周波数fwにおける残差減少量eは最大となる。したがって式１２に示す連立方程式が得られる。

式６、７から分かるように、式１２において、A,B以外は、観測時間長Lと探索周波数fwが定まれば求めることができる。つまり、式１２は、ある探索周波数fwを設定すると、未知数が２つの２元連立一次方程式である。よって、式１２からある探索周波数fwにおけるA,Bを求めることができる。これらA,Bは下記式１３で表すことができる。

ここで参照波形wは、幾何学的な計算により、式１４のように変形できる。

よって、参照波形wの振幅Aw、位相φwはそれぞれ式１５で表現できる。

式１５に、式１３を代入すると、式１６、式１７が得られる。

探索周波数fwを決めることで、式１６、式１７から、振幅Awおよび位相φwを求めることができる。以上より、探索周波数fwを決めることで、残差減少量eが最大となる参照波形wを求めることができる。

そこで、探索周波数fwを変化させる範囲として設定されている探索周波数範囲において、探索周波数fwを必要となる周波数分解能の幅で順次変化させていき、各探索周波数fwにおいて残差減少量eが最大となる参照波形wおよび残差減少量eを求める。

そして、探索周波数範囲内において残差減少量eが最大となった参照波形wを、解析対象波形xに含まれている最大成分波に決定する。これを、予め設定した観測時間長Lを１単位とする単位解析区間毎に実施する。なお、この解析区間は、重複も隙間もなく連続していてもよいが、互いにオーバーラップしていてもよいし、反対に、解析区間と次の解析区間との間に、解析が行われない区間があってもよい。

第１信号処理部２１は、上記単位解析区間毎の解析を、予め設定した方向推定時間だけ行う。方向推定時間は、回転盤１２の回転周期の半周期以上の時間、たとえば、回転盤１２の１回転周期に設定される。

これにより、図４（Ｂ）に例示するような、周波数の時間変化を示す波形が得られる。なお、実際には、第１信号処理部２１で生成するのは、図４（Ｂ）の波形上の離散的な点であり、図４（Ｂ）は、その離散的な点を通る波形を概念的に示したものである。

GHAは、上述のように、探索周波数範囲において、探索周波数fwを必要となる周波数分解能の幅で変化させていき、各探索周波数fwにおいて残差減少量eが最大となる参照波形wおよび残差減少量eを求める必要がある。そのため、探索周波数範囲が広いと、計算量が多くなってしまう。

しかし、第１実施形態では、探索周波数範囲を予め限定しておくことが可能である。その理由は次の通りである。第１実施形態では、無線タグ１００は予め設定された周波数の無変調波を送信するようにしている。探索周波数範囲は、この無変調波の周波数に基づいて定まる基準周波数を基準、すなわち探索周波数範囲の中心として、回転盤１２の回転により受信電波に生じるドップラーシフトと、中間周波数のずれを考慮した範囲とすればよい。

受信電波に生じるドップラーシフトの大きさは、無線タグ１００に対するアンテナ１１の速度により定まる。回転盤１２は予め設定した一定周期で回転させている。また、当然、回転盤１２に固定しているアンテナ１１の回転半径も既知である。そのため、受信電波に生じるドップラーシフトの大きさの範囲は予め計算可能である。

以上のことから、第１実施形態では、探索周波数範囲の基準周波数、すなわち、探索周波数範囲の中心を、無線タグ１００が送信する電波の周波数をＲＦ／ＩＦ部１５において周波数変換して得られる中間周波数の設定値とする。そして、探索する周波数範囲を、中間周波数の誤差範囲に、回転盤１２の回転周期およびアンテナ１１の回転半径により定まるドップラーシフト範囲を加えた範囲に限定する。よって、第１信号処理部２１における計算量を抑制することができる。

（第２信号処理部２２の処理）
第２信号処理部２２は、第１信号処理部２１が生成した、周波数の時間変化を示す波形を解析してその波形の位相を決定する。

図４（Ｂ）に例示した波形は、時間とともに周波数が変動している。この周波数の変動は、ドップラーシフトにより生じる。よって、周波数の変動周期は回転盤１２の回転周期に一致するはずである。

また、周波数変動がドップラーシフトにより生じるため、アンテナ１１が受信する電波の周波数は、図４（Ａ）に示すように、アンテナ１１が無線タグ１００に向かうａの位置のときに最も高くなり、アンテナ１１が無線タグ１００から遠ざかるｃの位置のときに最も低くなる。つまり、第１信号処理部２１が生成した、周波数の時間変化を示す波形の位相が無線タグ１００の方位を示す。よって、第１信号処理部２１が生成した波形の位相を決定することで、無線タグ１００の方位を推定することができる。

第１実施形態では、第２信号処理部２２もGHAで波形を解析する。第１信号処理部２１で生成した波形は、回転盤１２の回転周期で変動しているはずである。ただし、回転盤１２が狙った周期で正確に回転しているとは限らず、実際には、狙った周期に対してある程度の誤差がある。

そこで、第２信号処理部２２では、回転盤１２の回転周期の設定値の逆数である設定周波数を基準とし、その設定周波数に対して予め設定した誤差範囲を探索周波数範囲とする。

その他は第１信号処理部２１と同じ処理であり、探索周波数範囲において、探索周波数fwを必要となる周波数分解能の幅で順次変化させていき、各探索周波数fwにおいて残差減少量eを求める。そして、探索周波数範囲内において残差減少量eが最大となった参照波形wを、第１信号処理部２１で生成した、周波数の時間変化を示す波形に決定する。

この処理により、図４（Ｂ）に示した正弦波の式を決定することができる。なお、第１信号処理部２１が生成した波形は、横軸が時間軸、縦軸が周波数軸であり、周波数解析において通常の解析対象である波形とは縦軸の物理量が相違する。しかし、GHAは、縦軸、横軸の物理量に関係なく、観測対象とする波形に含まれている最大の正弦波成分を決定する手法である。よって、第１信号処理部２１が生成した、時間に対する周波数変化を示す波形にも、GHAは適用可能である。

上記第２信号処理部２２が決定した正弦波の式の位相φは、図５に示すように、予め設定した０°方向に対する無線タグ１００が存在する角度を示している。よって、その位相φを無線タグ１００が送信した電波の到来方向、すなわち、無線タグ１００の存在方向とする。

（第１実施形態の効果）
以上、説明した第１実施形態では、回転盤１２を一定速度で回転させてその回転盤１２に固定したアンテナ１１で、無線タグ１００が送信する無変調波を受信する。アンテナ１１が無線タグ１００に対して接近離隔を繰り返しているので、アンテナ１１が受信する電波にドップラーシフトが生じ、その電波は周期的に周波数が変化する。

第１信号処理部２１は、この電波を解析して、周波数の時間変化を示す波形を生成する。この波形を生成する手法としてGHAを用いる。GHAは、計算量が膨大になってしまう問題があることが知られているものの、時間分解能および周波数分解能を任意に設定することができるという特徴がある。この特徴を有するGHAを用いて、周波数の時間変化を示す波形を生成するので、周波数分解能および時間分解能が高い波形を得ることができる。

また、無線タグ１００が送信する周波数は一定周波数に設定されているが、実機では当然、送信する周波数にある程度の変動が生じる。アンテナ１１の回転により生じるドップラーシフトの大きさが無線タグ１００の送信する周波数の変動幅と同程度では、ドップラーシフトによる周波数変動を、無線タグ１００が送信する周波数の変動と区別することができない。よって、Pseudo-doppler法では、ある程度の大きさのドップラーシフトが生じる速度でアンテナを回転させる必要がある。

回転盤１２を高速に回転させてしまうと窓幅が狭くなるが、フーリエ変換の周波数分解能が窓幅で決まるのに対し、GHAの周波数分解能は窓幅によらない。そのため、回転盤１２を高速に回転させてドップラーシフトを大きくすることができる。つまり、回転盤１２に固定したアンテナ１１の速度を速くするために回転盤１２を大きくする必要がない。したがって、回転盤１２の小型化が可能である。

しかも、第１実施形態では、無線タグ１００が送信する電波の周波数は一定周波数に設定されている。また、回転盤１２の回転周期も一定周期である。そのため、中間周波数の誤差は考慮する必要があるものの、ドップラーシフトによって周波数が変化する範囲は、回転盤１２の回転周期とアンテナ１１の回転半径から予め計算することができる。これらのことから、第１信号処理部２１は、GHAで探索する周波数範囲を限定することができる。そのため、演算量も抑制できる。

また、第１信号処理部２１は、回転盤１２の回転周期の半周期以上の時間に対して、周波数の時間変化を示す波形を生成する。これにより、周波数の時間変化を示す波形は、ドップラーシフトによる周波数変移量が最大となる時点を必ず含む。ドップラーシフトによる周波数変移量が大きくなるほど、ドップラーシフトによる周波数変動と、無線タグ１００が送信する周波数の変動との区別が容易になるので、方向推定精度が向上する。

加えて、第１実施形態では、回転盤１２を高速に回転させることができる。よって、回転盤１２の回転周期の半周期以上の時間に対して、周波数の時間変化を示す波形を生成しても、観測時間の増加は抑制できる。以上より、無線タグ１００の方向推定精度を向上させつつ、方向を推定する時間の増加も抑制できる。

また、第１実施形態では、第２信号処理部２２も、第１信号処理部２１が生成した、周波数の時間変化を示す波形をGHAにより解析して、その波形の位相を決定する。

フーリエ変換で上記波形の位相を決定しようとすると、サンプリング点数を回転盤１２の回転周期に基づいて設定する必要があり、サンプリング点数が適切でないと解析誤差が生じる。しかし、実際の装置では、解析区間の切り出しはある程度の誤差が生じ、また、回転盤１２の回転周期も狙った通りの周期で回転させられるとは限らない。そのため、フーリエ変換で、第１信号処理部２１が生成した波形を精度よく解析することは容易ではない。これに対して、GHAでは窓幅によらず任意の周波数分解能をとることができるため、解析区間の切り出しずれが解析精度に影響しない。

さらに、第１実施形態の第２信号処理部２２は、回転盤１２の回転周期を基準とし、回転盤１２の回転周期のずれに基づいて定まる探索範囲で、第１信号処理部２１が生成した、周波数の時間変化を示す波形をGHAにより解析している。このようにすることで、回転盤１２の実際の回転周期を求めることができる。その結果、回転盤１２が狙った回転周期からずれた周期で回転していても、第１信号処理部２１が生成した、周波数の時間変化を示す波形の位相を正確に求めることができる。

また、第１実施形態では、局部発振器とミキサを備えるＲＦ／ＩＦ部１５により、無線タグ１００から受信した電波を、中間周波数の信号に変換している。このように中間周波数の信号に変換する構成は受信機の一般的な構成であるので、回路設計が容易、かつ安価になる。

（第２実施形態）
次に、第２実施形態を説明する。この第２実施形態以下の説明において、それまでに使用した符号と同一番号の符号を有する要素は、特に言及する場合を除き、それ以前の実施形態における同一符号の要素と同一である。また、構成の一部のみを説明している場合、構成の他の部分については先に説明した実施形態を適用することができる。

第２実施形態の無線タグリーダ２００の構成を図６に示す。なお、無線タグ１００は、第１実施形態と同じ構成である。図６に示すように、無線タグリーダ２００は、受信部２１０と信号処理部２２０を備えている。

（受信部２１０の構成）
受信部２１０は、第１実施形態と同じアンテナ１１、回転盤１２、駆動部１３、ローノイズアンプ１４、ＡＤＣ１６を備える。その他に、請求項の第２アンテナに相当する参照アンテナ２１１、ローノイズアンプ２１２、ミキサ２１３を備える。

参照アンテナ２１１は、回転盤１２の付近に、回転不能に固定されている。ローノイズアンプ２１２は、この参照アンテナ２１１に接続されている。ローノイズアンプ２１２は、参照アンテナ２１１で受けた信号をミキサ２１３に出力する。また、第２実施形態では、アンテナ１１に接続されたローノイズアンプ１４も、ミキサ２１３へ信号を出力する。

ミキサ２１３は、ローノイズアンプ１４を介して入力されるアンテナ１１が受信した信号と、ローノイズアンプ２１２を介して入力される参照アンテナ２１１が受信した信号とを混合する。そして、周波数が、それらの２つの信号の周波数差となる信号をＡＤＣ１６に出力する。

（ミキサ２１３から出力される信号）
アンテナ１１が受信する電波の周波数をｆ_ｄ、無線タグ１００が送信する電波の周波数をｆ_０、ドップラーシフト量をｄｆ（Ｈｚ）とすると、下記式１８が成り立つ。
（式１８） ｆ_ｄ＝ｆ_０＋ｄｆ

これに対して、回転していない参照アンテナ２１１が受信する電波の周波数ｆ_ｒは、式１９に示すように、無線タグ１００が送信する電波の周波数ｆ_０に等しい。
（式１９） ｆ_ｒ＝ｆ_０

ミキサ２１３から出力される信号はｆｄ−ｆｒである。これを式１８、１９を用いて計算すると、式２０に示すように、ドップラーシフト量ｄｆとなる。
（式２０） ｆ_ｄ−ｆ_ｒ＝ｄｆ

よって、ミキサ２１３から出力される信号は、時間に対する電圧変化を示す信号であって、周波数変化がドップラーシフト量ｄｆとなる信号である。この信号がＡＤ変換されて、第１信号処理部２２１に入力される。

（第１信号処理部２２１の処理）
第１信号処理部２２１が行う処理は、探索周波数範囲が異なる以外は、第１実施形態の第１信号処理部２１と同じ処理である。第１実施形態では、アンテナ１１で受信した信号の周波数を、局部発振器で生成した信号を用いて中間周波数に変換していることから、中間周波数の誤差範囲を考慮して探索周波数範囲を設定する必要があった。しかし、この第２実施形態では、第１信号処理部２２１に入力される信号は、中間周波数を介さずに生成している。

そして、この信号は、式２０に示すように、参照アンテナ２１１が受信した信号と、アンテナ１１が受信した信号とから生成している。これら２つのアンテナ２１１、１１は、ともに無線タグ１００の電波を受信しており、式１８におけるｆ_０と、式１９におけるｆ_０は完全に一致する。よって、局部発振器で生成した信号を用いる場合とは異なり、周波数のずれが生じない。また、この信号は、周波数変化がドップラーシフト量ｄｆとなる。そのため、第２実施形態の第１信号処理部２２１では、探索周波数範囲は、回転盤１２の回転周期およびアンテナ１１の回転半径により定まるドップラーシフト範囲に限定できる。

第１信号処理部２２１が生成した周波数の時間変化を示す波形を図７に示す。図７に示す波形は、第１実施形態において示した図４（Ｂ）とほぼ同じである。ただし、中心周波数は０Ｈｚとなる。第１信号処理部２２１が生成した、周波数の時間変化を示す信号は第２信号処理部２２が処理する。第２実施形態でも、第２信号処理部２２は、第１実施形態の第２信号処理部２２と同じ処理を行う。

（第２実施形態の効果）
第２実施形態の無線タグリーダ２００は、回転盤１２の上に備えられたアンテナ１１に加えて、回転盤１２の外に固定された参照アンテナ２１１を備えており、無線タグ１００が送信した電波をその参照アンテナ２１１でも受信する。そして、ミキサ２１３で、参照アンテナ２１１で受信した信号とアンテナ１１が受信した信号とを混合している。ミキサ２１３から出力される信号は、ダイレクトコンバージョンされてドップラーシフト量ｄｆを表す時間−電圧信号となる。

このように、中間周波数を介さずに、周波数変化がドップラーシフト量ｄｆとなる時間−電圧信号を生成していることから、第１信号処理部２２１では、探索周波数範囲を第１実施形態よりも限定できる。そのため、演算量を第１実施形態よりも抑制することができる。

（第３実施形態）
第３実施形態の無線タグリーダ３００の構成を図８に示す。なお、無線タグ１００は第１実施形態と同じ構成である。図８に示すように、無線タグリーダ３００は、受信部３１０と信号処理部３２０を備えている。

（受信部３１０の構成）
受信部３１０は、第１実施形態と同じ回転盤１２、駆動部１３を備える。第１実施形態では、回転盤１２の上に１つのアンテナ１１が固定されていたが、第３実施形態では、回転盤１２の上に第１アンテナ３１１、第２アンテナ３１２が固定されている。これら第１アンテナ３１１、第２アンテナ３１２は、第１実施形態のアンテナ１１と同じでよい。また、第３実施形態では、第１アンテナ３１１、第２アンテナ３１２は、回転盤１２の回転中心からの距離が互いに等しい。また、回転盤１２の回転中心を通る同じ直線上に配置されている。すなわち、回転盤１２の中心を原点とする回転盤１２を含む二次元座標平面において、互いに１８０°となるように配置されている。

これら第１アンテナ３１１、第２アンテナ３１２は、それぞれ、ローノイズアンプ３１３、３１４に接続されている。ローノイズアンプ３１３、３１４も第１実施形態のローノイズアンプ１４と同じである。

それら２つのローノイズアンプ３１３、３１４から出力された信号は、ミキサ３１５により混合される。

（ミキサ３１５から出力される信号）
第１アンテナ３１１が受信する電波の周波数をｆ_ｄ１、第２アンテナ３１２が受信する電波の周波数をｆ_ｄ２とすると、ミキサ３１５は、２つの受信周波数ｆ_ｄ１、ｆ_ｄ２の周波数差Δｆ＝ｆ_ｄ１−ｆ_ｄ２の信号を出力する。

第１アンテナ３１１と第２アンテナ３１２は、回転盤１２の上において互いに１８０°ずれた位置に配置されていることから、第１アンテナ３１１が受信する電波、第２アンテナ３１２が受信する電波のドップラーシフト量ｄｆは、同じ大きさ、かつ、互いに逆位相となる。よって、第１アンテナ３１１の受信周波数ｆ_ｄ１、第２アンテナ３１２の受信周波数ｆ_ｄ２、無線タグ１００が送信する電波の周波数ｆ_０、第１アンテナ３１１、第２アンテナ３１２が受信する電波のドップラーシフト量ｄｆの間に、下記式２１、式２２が成り立つ。
（式２１） ｆ_ｄ１＝ｆ_０＋ｄｆ
（式２２） ｆ_ｄ２＝ｆ_０−ｄｆ

そのため、ミキサ３１５が出力する信号の周波数、すなわち、周波数差Δｆは、式２３に示すように、第２実施形態のドップラーシフト量ｄｆの２倍になる。
（式２３） Δｆ＝ｆ_ｄ１−ｆ_ｄ２＝２ｄｆ

つまり、ミキサ３１５が出力する信号は、時間に対する電圧変化を示す信号であって、周波数が２ｄｆの信号である。この信号がＡＤＣ１６でＡＤ変換されて、第１信号処理部３２１に入力される。

（第１信号処理部３２１の処理）
この第１信号処理部３２１に入力される信号は、式２３に示したように、第２実施形態で第１信号処理部３２１に入力される信号のドップラーシフト量ｄｆの２倍の周波数の信号である。よって、第１信号処理部３２１は、第２実施形態の２倍の範囲を探索周波数範囲として、ＡＤＣ１６から入力された時間に対する電圧変化を示す信号を、時間に対する周波数変化を示す信号に変換する。

探索周波数範囲は第２実施形態の２倍であるが、周波数変化範囲が２倍になることに伴い、周波数分解能を半分とする。すなわち、探索周波数fwを変化させるピッチ、すなわち、探索周波数ピッチを、第１、２実施形態の場合の２倍とする。

解析に用いる信号の周波数変化範囲が２倍になると、周波数分解能が半分でよい理由は次の通りである。第１信号処理部３２１で生成した波形は、第２信号処理部２２において用いる。第２信号処理部２２では、参照波形wの波形との形状比較を行って位相を決定することで、無線タグ１００の存在する角度を決定する。

この第２信号処理部２２で比較を行う波形は、縦軸が周波数軸である。周波数が２倍になっていることにより、縦軸方向に波形の大きさが２倍になっている。そのため、第１実施形態、第２実施形態の２倍の粗さ、すなわち、半分の周波数分解能で点をプロットすれば、プロットできる点数が同じになる。このことから、第１、第２実施形態と同じ角度分解能で無線タグ１００の存在する角度を決定するのであれば、周波数分解能は半分でよいのである。

第１信号処理部３２１が生成した、周波数の時間変化を示す信号は、第２信号処理部２２が処理する。第３実施形態でも、第２信号処理部２２は、第１、２実施形態の第２信号処理部２２と同じ処理を行う。

（第３実施形態の効果）
この第３実施形態の無線タグリーダ３００は、回転盤１２の上に２つアンテナ３１１、３１２を備えており、ミキサ３１５によりそれら２つのアンテナ３１１、３１２が受信した信号を混合する。ミキサ３１５から出力された信号は、第２実施形態と同様、０Ｈｚを中心とする、ドップラーシフトに由来して周波数が変動する信号となる。すなわち、中間周波数を介していないことから、第２実施形態と同様、第１信号処理部３２１における探索周波数範囲を第１実施形態よりも限定できる。そのため、演算量を第１実施形態よりも抑制することができる。

さらに、第３実施形態では、ミキサ３１５から出力された信号は、第１実施形態の２倍の周波数２ｄｆであるので、第１、第２実施形態と同じ角度分解能とするのであれば、周波数分解能を半分、すなわち、探索周波数ピッチを２倍に粗くすることができる。探索周波数ピッチを粗くすることができると、スパイクノイズ等の幅の狭いノイズの影響を受ける探索周波数が少なくなる。その結果、第１信号処理部３２１は、ノイズの影響の少ない波形を生成することができ、これを用いる第２信号処理部２２でも、位相の決定精度が向上する。

（第４実施形態）
第４実施形態の無線タグリーダ４００の構成を図９に示す。無線タグリーダ４００の受信部４１０は、第２アンテナ４１２は第３実施形態と同様、回転盤１２に固定されているが、固定位置が第３実施形態とは異なる。

図１０に示すように、回転盤１２を含む二次元平面において、回転中心から第１アンテナ３１１の方向と、回転中心から第２アンテナ４１２の方向との間の角度が９０°となるように、第２アンテナ４１２は回転盤１２に固定されている。また、第２アンテナ４１２の回転半径は第１アンテナ３１１の半分である。なお、第２アンテナ４１２は、固定位置が異なる以外は、第３実施形態の第２アンテナ３１２と同じである。

説明を図９に戻す。第４実施形態における第１信号処理部４２１は、探索周波数範囲および探索周波数fwを変化させる探索周波数ピッチが異なる以外は、第３実施形態の第１信号処理部３２１と同じ処理を実行する。

第３実施形態で説明したように、解析に用いる信号の周波数が２倍になると、探索周波数範囲は２倍になるが、探索周波数ピッチは半分、すなわち、１／２でよい。これは、解析に用いる信号の周波数が大きいほど、探索周波数範囲が大きくなる反面、周波数分解能を粗くできることを意味する。

ここで、図１１に、第４実施形態における第１アンテナ３１１の受信周波数ｆ_ｄ１、第２アンテナ４１２の受信周波数ｆ_ｄ２、周波数差Δｆ（＝ｆ_ｄ１−ｆ_ｄ２）の、第１アンテナ３１１の角度に対する変化を示す。

図１１において、周波数差Δｆの最大値Δｆ_ｍａｘは、第１アンテナ３１１の受信周波数ｆ_ｄ１に含まれているドップラーシフト量の最大値ｄｆ１_ｍａｘの１．１倍である。よって、第４実施形態における第２アンテナ４１２の配置の場合、第１信号処理部４２１では、探索周波数範囲を、第１、２実施形態に対して、１．１倍とする必要がある。しかし、探索周波数ピッチは、第１、２実施形態に対して１．１倍粗くすることができる。

第２信号処理部４２２は、第３実施形態と同様、第１信号処理部３２１が生成した波形をGHAで解析して、その波形の位相を決定する。決定した波形の位相は、無線タグ１００が存在する角度を示している。ただし、第４実施形態の第２信号処理部４２２では、第１信号処理部３２１が生成した波形をGHAで解析して位相を決定した後、その位相を補正して無線タグ１００が存在する方向を決定する。位相を補正する理由を図１１を用いて説明する。

第１実施形態では、第１アンテナの受信周波数ｆ_ｄ１の波形の位相を、予め設定した０°方向に対する無線タグ１００が存在する方向としていた。しかし、図１１に示すように、周波数差Δｆの波形の位相は、第１アンテナ３１１の受信周波数ｆ_ｄ１の波形とは位相が異なる。したがって、０°方向を第１実施形態と同じ方向とする場合には、第１アンテナ３１１の受信周波数ｆ_ｄ１の波形と、周波数差Δｆの波形の位相差分だけ、周波数差Δｆの波形の位相をずらした角度を無線タグ１００が存在する方向とする必要がある。

周波数差Δｆの波形の位相と、第１アンテナ３１１が受信する電波の周波数ｆ_ｄ１の波形の位相との位相差は計算により求めることができる。第４実施形態のように、第２アンテナ４１２が第１アンテナ３１１に対して、角度が９０°ずれており、半径が半分である場合、周波数差Δｆの波形の位相と、第１アンテナ３１１の受信周波数ｆ_ｄ１の波形の位相との位相差は、約１５３度である。この位相差分だけ、周波数差Δｆの波形の位相をずらしと、０°方向を第１実施形態と同じ方向とする、無線タグ１００が存在する方向を求めることができる。

以上、本発明の実施形態を説明したが、本発明は上述の実施形態に限定されるものではなく、次の実施形態も本発明の技術的範囲に含まれ、さらに、下記以外にも要旨を逸脱しない範囲内で種々変更して実施することができる。

（変形例１）
前述の実施形態の第２信号処理部２２は、GHAにより、第１信号処理部２１で生成した、時間に対する周波数の波形の位相を決定していた。しかし、GHAに代えてフーリエ変換で位相を決定することもできる。

第１信号処理部２１で生成した波形の位相をフーリエ変換で決定する場合、窓幅を、回転盤１２の１回転周期あるいはその整数倍に設定する。窓幅はサンプリング点数とサンプリング周波数により定まる。よって、フーリエ変換で、第１信号処理部２１で生成した波形の位相を求める場合、サンプリング点数とサンプリング周波数を、窓幅が回転盤１２の１回転周期あるいはその整数倍になるように調整する必要がある。その上で、回転周期が変動しないように制御を行う必要もある。

GHAでは、窓幅によらず任意の周波数分解能をとることができるため、切り出し範囲の影響がない。そのため、フーリエ変換で解析を行うより、前述の実施形態のようにGHAで解析を行う手法のほうが簡単である。

（変形例２）
第２信号処理部２２は、ピークあるいはゼロクロス等、波形の特徴点の位置から、第１信号処理部２１が生成した、時間に対する周波数の変化を示す波形の位相を決定してもよい。特徴点の位置により波形の位相を求める手法は、処理が簡単であることから高速に処理できる利点がある。しかし、ノイズが混入した場合に、本来の波形のピーク等の特徴点を精度よく決定することが困難であることから、ロバスト性は低い。

これに対して、前述の実施形態で用いたGHAであれば、波形全体の一致を見ることから、ロバスト性が高い。

（変形例３）
第２信号処理部２２は、モデル波形とのパターンマッチングにより、第１信号処理部２１が生成した、時間に対する周波数の変化を示す波形の位相を決定してもよい。モデル波形とのパターンマッチングにより波形の位相を求める手法は、特徴点に基づいて位相を求める手法よりはロバスト性が高い。しかし、ドリフトなどノイズの種類に応じたモデル波形を設定しなければならない。また、モデル波形を位相をずらしつつパターンマッチングを行う必要があるため、計算量も多くなってしまう問題がある。

これに対して、前述の実施形態で用いたGHAは、ロバスト性が高いことに加えて、モデル波形の調整は不要である。また、回転周期を基準として回転周期の変動分相当の範囲を探索するのみでよいことから、計算量もそれほど多くならない。

（変形例４）
第３実施形態では、第２アンテナ３１２は、第１アンテナ３１１が配置されている方向に対して１８０°の方向に配置され、第４実施形態では、第２アンテナ４１２は、第１アンテナ３１１が配置されている方向に対して９０°の方向に配置されていた。しかし、第２アンテナ３１２、４１２の配置位置は、これらの実施形態に限定されない。第２アンテナを回転盤１２のどの位置に配置しても、第３、４実施形態と同様に、ダイレクトコンバージョンにより周波数差Δｆの波形を得ることができる。よって、第２アンテナを回転盤１２のどの位置に配置しても、中間周波数の影響を受けないので、探索周波数範囲を狭くすることができる。

なお、第１実施形態と同じ０°方向に対する無線タグ１００の存在方向を求めるには、第２アンテナの配置位置に応じて、周波数差Δｆの波形と第１アンテナ３１１の受信周波数の波形との位相差を計算する。そして、その位相差で、波形解析により求めた波形の位相を補正することになる。

（変形例５）
第２アンテナを回転盤１２のどの位置に配置しても、探索周波数範囲を狭くすることができる。しかし、回転盤１２の回転中心から第２アンテナの方向と、回転盤１２の回転中心から第１アンテナの方向との間の角度が９０°以上となるように、第２アンテナが回転盤１２の上に配置されることが好ましい。

その理由は次の通りである。図１１のグラフは、回転盤１２の回転中心から第１アンテナ３１１の方向と、回転盤１２の回転中心から第２アンテナ４１２の方向との間の角度が９０°である。この図１１では、第１アンテナ３１１が受信する電波のドップラーシフト量が正側、負側に最大となる９０°、２７０°において、第２アンテナ４１２が受信する電波のドップラーシフト量はゼロになっており、周波数差Δｆの最大値Δｆ_ｍａｘは、第１アンテナ３１１の受信周波数に含まれているドップラーシフト量の最大値ｄｆ１_ｍａｘよりも大きくなっている。

第１アンテナ３１１、第２アンテナ４１２の間の角度が、第４実施形態の角度、すなわち９０°よりも大きくなると、図１１において、第２アンテナ４１２の受信周波数ｆ_ｄ２の波形が、図左側にずれることになる。よって、第１アンテナ３１１が受信する電波のドップラーシフト量が最大となるときに、第２アンテナ４１２が受信する電波に含まれているドップラーシフトは、第１アンテナ３１１のドップラーシフトとは反対符号になる。したがって、２つのアンテナ３１１、４１２が受信する電波のドップラーシフト量の差の最大値は、第１アンテナ３１１が受信する電波に生じるドップラーシフト量の最大値ｄｆ１_ｍａｘよりも大きくなる。

つまり、第１アンテナ３１１、第２アンテナ４１２の間の角度が９０°よりも大きくなると、ミキサ３１５が出力する周波数差Δｆの信号の周波数変動幅は、第１アンテナ３１１が受信する電波のみにドップラーシフトが生じる場合よりも大きくなる。

第４実施形態おいて説明したように、ミキサ３１５が出力する周波数差Δｆの信号の周波数変動幅が大きくなると、探索周波数ピッチを粗くすることができ、幅の狭いノイズの影響を受ける探索周波数が少なくなる。その結果、位相の決定精度が向上する。よって、第１アンテナ３１１、第２アンテナ４１２の間の角度が９０°よりも大きいことが好ましいのである。

１、２００、３００、４００ 無線タグリーダ（電波到来方向推定装置）、１０、２１０、３１０、４１０ 受信部、１１ アンテナ（第１アンテナ）、１２ 回転盤、１３ 駆動部、１４、２１２、３１３、３１４ ローノイズアンプ、１５ ＲＦ／ＩＦ部（周波数変換部）、１６ ＡＤＣ、２０、２２０、３２０、４２０ 信号処理部、２１、２２１、３２１、４２１ 第１信号処理部、２２、４２２ 第２信号処理部、 ２１３、３１５ ミキサ

Claims (10)

1. 無線タグ（１００）が送信する予め設定された一定周波数の電波の到来方向を推定する室内用電波到来方向推定装置（１）であって、
   回転盤（１２）と、その回転盤の上の回転中心以外の位置に固定されたアンテナ（１１、３１１）と、その回転盤を予め設定した一定周期で回転させる駆動部（１３）とを備えた受信部（１０、２１０、３１０、４１０）と、
   前記アンテナが受信した電波またはその電波の周波数を変換した信号の時間に対する信号強度の変化を示す波形に対して、予め設定された基準周波数を基準とし、ドップラーシフトによる前記波形の周波数変化範囲を含む探索周波数範囲で一般化調和解析を行って、周波数の時間変化を示す波形を生成する第１信号処理部（２１、２２１、３２１、４２１）と、
   その第１信号処理部が生成した、周波数の時間変化を示す波形を解析してその波形の位相を決定する第２信号処理部（２２、４２２）とを備えることを特徴とする室内用電波到来方向推定装置。
2. 請求項１において、
   前記第２信号処理部は、前記第１信号処理部が生成した、周波数の時間変化を示す波形を一般化調和解析で解析して、その波形の位相を決定することを特徴とする室内用電波到来方向推定装置。
3. 請求項２において、
   前記第２信号処理部は、回転盤の回転周期を基準とし、前記回転盤の回転周期のずれに基づいて定まる探索範囲で、前記第１信号処理部が生成した、周波数の時間変化を示す波形を一般化調和解析により解析することを特徴とする室内用電波到来方向推定装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１項において、
   前記第１信号処理部は、回転盤の回転周期の半周期以上の時間に対して、周波数の時間変化を示す波形を生成することを特徴とする室内用電波到来方向推定装置。
5. 請求項１において、
   局部発振器とミキサとを備え、前記局部発振器で生成した信号と前記アンテナが受信した信号とを前記ミキサで混合することで、前記アンテナが受信した信号と前記局部発振器で生成した信号との周波数差となる中間周波数の信号を生成する周波数変換部（１５）を備え、
   前記第１信号処理部（２１）は、
   前記周波数変換部が生成した中間周波数の信号の時間に対する信号強度の変化を示す波形を解析するものであり、
   前記中間周波数を前記基準周波数とし、
   前記探索周波数範囲を、前記回転盤の回転周期および前記アンテナの回転半径により定まるドップラーシフト量と、前記中間周波数の誤差とに基づいて定まる範囲とすることを特徴とする室内用電波到来方向推定装置。
6. 請求項１において、
   前記回転盤に固定されたアンテナを第１アンテナ（１１、３１１）とし、
   前記第１アンテナとは別に、前記無線タグの電波を受信する第２アンテナ（２１１、３１２、４１２）と、
   前記第１アンテナが受信した信号と前記第２アンテナが受信した信号を混合して、前記第１アンテナが受信した信号の周波数と、前記第２アンテナが受信した信号の周波数の周波数差の信号を出力するミキサ（２１３、３１５）とを備え、
   前記第１信号処理部（２２１、３２１、４２１）は、
   前記ミキサが出力した信号の波形を解析するものであり、
   ０Ｈｚを前記基準周波数とし、
   前記探索周波数範囲を、前記回転盤が回転することで前記第１アンテナおよび前記第２アンテナが受信する電波に生じるドップラーシフトによって、前記ミキサが出力する信号の周波数が変化する範囲を含む範囲とすることを特徴とする室内用電波到来方向推定装置。
7. 請求項６において、
   前記第２アンテナ（２１１）は、前記回転盤が回転しても位置が変化しない位置に固定されており、
   前記第１信号処理部（２２１）の前記探索周波数範囲が、前記回転盤の回転周期および前記第１アンテナの回転半径により求められるドップラーシフト量に基づいて定まる範囲であることを特徴とする室内用電波到来方向推定装置。
8. 請求項６において、
   前記第２アンテナ（３１２、４１２）も、前記回転盤の上の回転中心以外の位置に固定されており、
   前記第１信号処理部（３２１、４２１）は、前記探索周波数範囲を、前記回転盤が回転することで前記第１アンテナが受信する電波および前記第２アンテナが受信する電波にそれぞれ生じるドップラーシフト量の差の変動範囲を含む範囲とすることを特徴とする室内用電波到来方向推定装置。
9. 請求項８において、
   前記第２アンテナは、前記回転盤の上の回転中心以外の位置であって、かつ、前記回転盤を含む二次元平面において、前記回転中心から前記第１アンテナの方向と、前記回転中心から前記第２アンテナの方向との間の角度が９０°以上であることを特徴とする室内用電波到来方向推定装置。
10. 請求項１〜９のいずれか１項に記載の室内用電波到来方向推定装置と、予め設定された一定周波数の電波を送信する無線タグとを備えた電波到来方向推定システム。

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