JPWO2018179335A1 - レーダ装置 - Google Patents

Abstract

送信レーダ（１−ｎＴＸ）（ｎＴＸ＝１，２，・・・，ＮＴＸ）が、同じ符号系列を互いに異なる巡回シフト量Δτ（ｎＴＸ）で巡回シフトすることで互いに異なる変調符号Ｃｏｄｅ（ｎＴＸ，ｈ）を生成するとともに、互いに異なる変調符号Ｃｏｄｅ（ｎＴＸ，ｈ）を用いて、互いに異なる送信ＲＦ信号（４−ｎＴＸ）を生成するように構成する。これにより、互いに異なる変調符号として、直交している符号を用いる場合よりも、送信レーダ１−ｎＴＸの数を増やして、目標の検出精度を高めることができる。

Description

この発明は、目標を検出するレーダ装置に関するものである。

送信信号を放射する複数の送信レーダと、複数の送信レーダから送信信号が放射された後、観測対象である目標によって反射された送信信号の反射波を受信して、反射波の受信信号を出力する受信レーダとを備えたレーダ装置が以下の非特許文献１に開示されている。
このレーダ装置における複数の送信レーダは、互いに異なる変調符号を局部発振信号に乗算することで送信信号を生成して、送信信号を空間に放射する。複数の送信レーダでは、互いに異なる変調符号として、直交している符号を用いている。直交している符号は、低相互相関の符号系列であることが知られている。
このレーダ装置は、各々の送信レーダが送信信号の生成に使用している変調符号を用いて、受信レーダから出力された受信信号を符号復調することで、受信信号に含まれている複数の送信信号を分離している。

Heinz Hadere,"Concatenated-code-based phase-coded CW MIMO radar,"2016 IEEE MTT-S International Microwave Symposium

分離した信号の信号対雑音比を高めて、目標の検出精度を高めるために、分離した信号を積分することがある。分離した信号を積分する際の積分損失の増大及び目標の測角精度の劣化を防ぐには、受信レーダから出力された受信信号を符号復調する際に、互いに異なる変調符号として、低相互相関の符号系列を用いる必要がある。
このため、従来のレーダ装置は、受信レーダから出力された受信信号を符号復調する際に、互いに異なる変調符号として、直交している符号を用いている。
しかし、直交している符号の数には限りがあるために、送信レーダの数をあまり増やすことができず、目標の検出精度を高めることができないという課題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、互いに異なる変調符号として、直交している符号を用いる場合よりも、送信レーダの数を増やして、目標の検出精度を高めることができるレーダ装置を得ることを目的とする。

この発明に係るレーダ装置は、同じ符号系列を互いに異なる巡回シフト量で巡回シフトすることで互いに異なる変調符号を生成するとともに、互いに異なる変調符号を用いて、互いに異なる送信信号を生成し、互いに異なる送信信号を放射する複数の送信レーダと、複数の送信レーダから送信信号が放射された後、観測対象である目標によって反射された送信信号の反射波を受信して、反射波の受信信号を出力する受信レーダと、複数の送信レーダにより生成された変調符号を用いて、受信レーダから出力された受信信号を符号復調する信号処理器とを設け、目標検出部が、信号処理器による符号復調後の信号に基づいて目標を検出するようにしたものである。

この発明によれば、同じ符号系列を互いに異なる巡回シフト量で巡回シフトすることで互いに異なる変調符号を生成するとともに、互いに異なる変調符号を用いて、互いに異なる送信信号を生成するように構成している。これにより、互いに異なる変調符号として、直交している符号を用いる場合よりも、送信レーダの数を増やして、目標の検出精度を高めることができる効果がある。

この発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態１によるレーダ装置の送信レーダ１−ｎ_ＴＸ（ｎ_ＴＸ＝１，２，・・・，Ｎ_ＴＸ）における送信部２−ｎ_ＴＸを示す構成図である。 この発明の実施の形態１によるレーダ装置の受信レーダ５における受信部７を示す構成図である。 この発明の実施の形態１による信号処理器９を示す構成図である。 信号処理器９、目標検出部１０及び目標情報算出部１１を含むデータ処理装置８を示すハードウェア構成図である。 データ処理装置８がソフトウェア又はファームウェアなどで実現される場合のコンピュータのハードウェア構成図である。 送信レーダ１−ｎ_ＴＸ（ｎ_ＴＸ＝１，２，・・・，Ｎ_ＴＸ）の動作を示すフローチャートである。 変調符号発生器２２−ｎ_ＴＸにより巡回符号Ｃ_０（ｈ）が巡回シフトされることで生成される変調符号Ｃｏｄｅ（ｎ_ＴＸ，ｈ）を示す説明図である。 送信レーダ１−ｎ_ＴＸから放射される送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｎ_ＴＸ，ｈ，ｔ）の送信周波数の一例を示す説明図である。 図１０Ａは、非特許文献１のように、異なる符号系列として、直交している符号が用いられる場合の低相互相関の系列数及び相互相関最大値などを示す説明図、図１０Ｂは、実施の形態１のように、巡回符号Ｃ_０（０，ｈ）が送信レーダ１−ｎ_ＴＸ毎に異なる巡回シフト量Δτ（ｎ_ＴＸ）で巡回シフトされる場合の低相互相関の系列数及び相互相関最大値などを示す説明図である。 受信レーダ５の動作を示すフローチャートである。 送信レーダ数Ｎ_ＴＸ＝３、受信レーダ数Ｎ_ＲＸ＝１である場合の送信レーダ１−ｎ_ＴＸと受信レーダ５の位置関係及び送信ＲＦ信号と受信ＲＦ信号の関係を示す説明図である。 信号処理器９の処理内容を示すフローチャートである。 図１４Ａは、符号復調部４２による周波数領域の信号ｆ_ｂ（１，ｈ，ｋ）の符号復調処理を示す説明図、図１４Ｂは、符号復調部４２による周波数領域の信号ｆ_ｂ（２，ｈ，ｋ）の符号復調処理を示す説明図、図１４Ｃは、符号復調部４２による周波数領域の信号ｆ_ｂ（３，ｈ，ｋ）の符号復調処理を示す説明図である。 巡回符号Ｃ_０（ｈ）に対する巡回シフト量Δτ（ｎ_ＴＸ）と、第１の積分部４４による積分後の信号ｆ_ｄ（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｋ）（ｎ_ＴＸ＝１、ｎ_ＲＸ＝１）との関係を示す説明図である。 変調符号Ｃｏｄｅ（ｎ_ＴＸ，ｈ）と第１の積分部４４による積分後の信号ｆ_ｄ（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｋ）との関係を示す説明図である。 巡回符号がＧｏｌｄ系列である場合の巡回符号Ｃ_０（ｈ）に対する巡回シフト量Δτ（ｎ_ＴＸ）と、第１の積分部４４による積分後の信号ｆ_ｄ（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｋ）（ｎ_ＴＸ＝１、ｎ_ＲＸ＝１）との関係を示す説明図である。

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。
図１において、送信レーダ１−ｎ_ＴＸ（ｎ_ＴＸ＝１，２，・・・，Ｎ_ＴＸ）は、送信部２−ｎ_ＴＸ及び空中線３−ｎ_ＴＸを備えている。
Ｎ_ＴＸ個の送信レーダ１−ｎ_ＴＸは、同じ符号系列を互いに異なる巡回シフト量で巡回シフトすることで互いに異なる変調符号を生成する。
また、Ｎ_ＴＸ個の送信レーダ１−ｎ_ＴＸは、互いに異なる変調符号を用いて、互いに異なる送信ＲＦ信号（送信信号）４−１〜４−Ｎ_ＴＸを生成し、互いに異なる送信ＲＦ信号４−ｎ_ＴＸを空間に放射する。
送信レーダ１−ｎ_ＴＸの送信部２−ｎ_ＴＸは、符号系列を巡回シフト量で巡回シフトすることで変調符号を生成する。
送信レーダ１−ｎ_ＴＸの空中線３−ｎ_ＴＸは、送信部２−ｎ_ＴＸにより生成された変調符号を空間に放射する。
この実施の形態１では、複数の空中線３−ｎ_ＴＸが分散配置されている例を想定しているが、複数のアンテナ素子が分散配置されているものであってもよい。

受信レーダ５は、空中線６及び受信部７を備えている。
受信レーダ５は、送信レーダ１−１〜１−Ｎ_ＴＸから送信ＲＦ信号４−１〜４−Ｎ_ＴＸが放射された後、観測対象である目標によって反射された送信ＲＦ信号４−１〜４−Ｎ_ＴＸの反射波を受信して、反射波の受信ＲＦ信号（受信信号）を出力する。
受信レーダ５の空中線６は、目標によって反射された送信ＲＦ信号４−１〜４−Ｎ_ＴＸの反射波を受信する。
受信レーダ５の受信部７は、送信ＲＦ信号４−１〜４−Ｎ_ＴＸの反射波の受信処理を実施して、反射波の受信ＲＦ信号をデータ処理装置８に出力する。
この実施の形態１では、説明の簡単化のために、受信レーダ５の数が１つである例を説明するが、受信レーダ５の数が２つ以上であってもよい。

データ処理装置８は、信号処理器９、目標検出部１０及び目標情報算出部１１を備えている。
信号処理器９は、送信レーダ１−１〜１−Ｎ_ＴＸにより生成された変調符号を用いて、受信レーダ５から出力された受信ＲＦ信号を符号復調する処理を実施する。
目標検出部１０は、信号処理器９による符号復調後の信号に基づいて目標を検出する処理を実施する。
目標情報算出部１１は、目標検出部１０により検出された目標との相対速度及び目標との相対距離を算出する処理を実施する。目標との相対速度は、図１のレーダ装置と目標との相対速度を意味し、以下、目標相対速度と称する。目標との相対距離は、図１のレーダ装置と目標との相対距離を意味し、以下、目標相対距離と称する。
また、目標情報算出部１１は、目標検出部１０により検出された目標と図１のレーダ装置との角度である目標到来角を算出する処理を実施する。
表示器１２は、目標情報算出部１１により算出された目標到来角、目標相対速度及び目標相対距離をディスプレイに表示する。

図２は、この発明の実施の形態１によるレーダ装置の送信レーダ１−ｎ_ＴＸ（ｎ_ＴＸ＝１，２，・・・，Ｎ_ＴＸ）における送信部２−ｎ_ＴＸを示す構成図である。
図２において、局部発振器２１−ｎ_ＴＸは、局部発振信号Ｌ_０（ｈ，ｔ）を生成して、局部発振信号Ｌ_０（ｈ，ｔ）を送信機２３−ｎ_ＴＸ及び受信レーダ５に出力する。ｈはヒット番号、ｔは時刻である。
変調符号発生器２２−ｎ_ＴＸは、事前に設定している符号系列である巡回符号Ｃ_０（０，ｈ）を巡回シフト量Δτ（ｎ_ＴＸ）だけ巡回シフトすることで、送信レーダ１−ｎ_ＴＸの変調符号Ｃｏｄｅ（ｎ_ＴＸ，ｈ）を生成し、変調符号Ｃｏｄｅ（ｎ_ＴＸ，ｈ）を送信機２３−ｎ_ＴＸ及び受信レーダ５に出力する。
送信機２３−ｎ_ＴＸは、局部発振器２１−ｎ_ＴＸから出力された局部発振信号Ｌ_０（ｈ，ｔ）と変調符号発生器２２−ｎ_ＴＸから出力された変調符号Ｃｏｄｅ（ｎ_ＴＸ，ｈ）とを乗算することで送信ＲＦ信号４−ｎ_ＴＸを生成し、送信ＲＦ信号４−ｎ_ＴＸを空中線３−ｎ_ＴＸに出力する。

図３は、この発明の実施の形態１によるレーダ装置の受信レーダ５における受信部７を示す構成図である。
図３において、受信機３１は、空中線６が目標によって反射された送信ＲＦ信号４−１〜４−Ｎ_ＴＸの反射波を受信すると、送信部２−ｎ_ＴＸの局部発振器２１−ｎ_ＴＸから出力された局部発振信号Ｌ_０（ｈ，ｔ）を用いて、空中線６から出力された受信ＲＦ信号Ｒｘ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｔ）の周波数をダウンコンバートする。この実施の形態１では、受信レーダ５の数が１つである例を示しているため、ｎ_ＲＸ＝１である。
また、受信機３１は、周波数をダウンコンバートした受信ＲＦ信号Ｒｘ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｔ）を帯域フィルタに通したのち、受信ＲＦ信号Ｒｘ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｔ）の増幅処理及び位相の検波処理を実施することで、受信ビート信号Ｖ’（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｔ）を生成する。
アナログデジタル変換器であるＡ／Ｄ変換器３２は、受信機３１により生成された受信ビート信号Ｖ’（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｔ）をアナログ信号からデジタル信号に変換し、デジタル信号である受信ビート信号Ｖ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｍ）を信号処理器９に出力する。ｍは送信ＲＦ信号４−ｎ_ＴＸであるパルスの繰り返し間隔（ＰＲＩ）内のサンプリング番号である。

図４は、この発明の実施の形態１による信号処理器９を示す構成図である。
図５は、信号処理器９、目標検出部１０及び目標情報算出部１１を含むデータ処理装置８を示すハードウェア構成図である。
信号処理器９の周波数領域変換部４１は、例えば図５に示す周波数領域変換回路５１で実現される。
周波数領域変換部４１は、受信レーダ５のＡ／Ｄ変換器３２から出力された受信ビート信号Ｖ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｍ）を離散フーリエ変換することで、周波数領域の信号ｆ_ｂ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）を生成し、周波数領域の信号ｆ_ｂ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）を符号復調部４２に出力する処理を実施する。ｋ＝０，１，・・・，Ｍ_ｆｆｔ−１である。Ｍ_ｆｆｔはフーリエ変換点数である。

符号復調部４２は、例えば図５に示す符号復調回路５２で実現される。
符号復調部４２は、送信レーダ１−１〜１−Ｎ_ＴＸにより生成された変調符号Ｃｏｄｅ（１，ｈ）〜Ｃｏｄｅ（Ｎ_ＴＸ，ｈ）を用いて、周波数領域変換部４１から出力された周波数領域の信号ｆ_ｂ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）を符号復調し、符号復調後の信号ｆ_{ｂ，０，ｃ}（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）を積分部４３に出力する処理を実施する。

積分部４３は、第１の積分部４４及び第２の積分部４５を備えており、符号復調部４２から出力された符号復調後の信号ｆ_{ｂ，０，ｃ}（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）を積分する処理を実施する。
第１の積分部４４は、例えば図５に示す第１の積分回路５３で実現される。
第１の積分部４４は、観測対象の目標が静止目標であると想定される場合、符号復調部４２から出力された符号復調後の信号ｆ_{ｂ，０，ｃ}（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）をヒット方向に複素積分することでコヒーレントに積分し、積分後の信号ｆ_ｄ（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｋ）を第２の積分部４５に出力する処理を実施する。
第１の積分部４４は、観測対象の目標が移動目標であると想定される場合、符号復調部４２から出力された符号復調後の信号ｆ_{ｂ，０，ｃ}（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）をヒット方向に離散フーリエ変換することでコヒーレントに積分し、積分後の信号ｆ_ｄ（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｌ，ｋ）を第２の積分部４５に出力する処理を実施する。ｌ＝０，１，・・・，Ｈ_ｆｆｔ−１である。Ｈ_ｆｆｔはフーリエ変換点数である。

第２の積分部４５は、例えば図５に示す第２の積分回路５４で実現される。
第２の積分部４５は、送信レーダ１−１〜１−Ｎ_ＴＸの位置、受信レーダ５の位置及び想定される目標角度（目標との角度の想定値）を示す目標角度番号ｎ_θに基づいて、第１の積分部４４から出力された積分後の信号ｆ_ｄ（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｋ）又はｆ_ｄ（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｌ，ｋ）を積分し、積分後の信号Ｒ_Σ（ｎ_θ，ｋ）又はＲ_Σ（ｎ_θ，ｌ，ｋ）を目標検出部１０に出力する処理を実施する。
なお、目標検出部１０は、例えば図５に示す目標検出回路５５で実現され、目標情報算出部１１は例えば図５に示す目標情報算出回路５６で実現される。

この実施の形態１では、データ処理装置８の構成要素である周波数領域変換部４１、符号復調部４２、第１の積分部４４、第２の積分部４５、目標検出部１０及び目標情報算出部１１のそれぞれが図５に示すような専用のハードウェアで実現されるものを想定している。
即ち、データ処理装置８が周波数領域変換回路５１、符号復調回路５２、第１の積分回路５３、第２の積分回路５４、目標検出回路５５及び目標情報算出回路５６で実現されるものを想定している。
周波数領域変換回路５１、符号復調回路５２、第１の積分回路５３、第２の積分回路５４、目標検出回路５５及び目標情報算出回路５６は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、または、これらを組み合わせたものが該当する。

データ処理装置８の構成要素である周波数領域変換部４１、符号復調部４２、第１の積分部４４、第２の積分部４５、目標検出部１０及び目標情報算出部１１は、専用のハードウェアで実現されるものに限るものではなく、ソフトウェア、ファームウェア、または、ソフトウェアとファームウェアとの組み合わせで実現されるものであってもよい。
ソフトウェア又はファームウェアはプログラムとして、コンピュータのメモリに格納される。コンピュータは、プログラムを実行するハードウェアを意味し、例えば、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などが該当する。
図６は、データ処理装置８がソフトウェア又はファームウェアなどで実現される場合のコンピュータのハードウェア構成図である。
データ処理装置８がソフトウェア又はファームウェアなどで実現される場合、周波数領域変換部４１、符号復調部４２、第１の積分部４４、第２の積分部４５、目標検出部１０及び目標情報算出部１１の処理手順をコンピュータに実行させるためのプログラムをメモリ６２に格納し、コンピュータのプロセッサ６１がメモリ６２に格納されているプログラムを実行するようにすればよい。

次に動作について説明する。
最初に、図７を参照しながら、送信レーダ１−ｎ_ＴＸ（ｎ_ＴＸ＝１，２，・・・，Ｎ_ＴＸ）の動作を説明する。
図７は送信レーダ１−ｎ_ＴＸの動作を示すフローチャートである。

送信レーダ１−ｎ_ＴＸの局部発振器２１−ｎ_ＴＸは、局部発振信号Ｌ_０（ｈ，ｔ）を生成して、局部発振信号Ｌ_０（ｈ，ｔ）を送信機２３−ｎ_ＴＸ及び受信レーダ５に出力する（図７のステップＳＴ１）。
局部発振信号Ｌ_０（ｈ，ｔ）は、以下の式（１）に示すように、変調帯域と変調時間に従って周波数変調している信号である。

式（１）（２）において、Ｔ_ｐｒｉは周波数変調の繰り返し周期、Ａ_Ｌは局部発振信号Ｌ_０（ｈ，ｔ）の振幅、φ_０は局部発振信号Ｌ_０（ｈ，ｔ）の初期位相、ｆ_０は送信周波数、Ｂ_０は変調帯域、Ｔ_０は変調時間、Ｔ_１は次の変調を行うまでの待機時間、ｈはヒット番号、Ｈはヒット数、ｔは時刻である。
なお、Ｎ_ＴＸ個の送信レーダ１−ｎ_ＴＸの局部発振器２１−ｎ_ＴＸにより生成される局部発振信号Ｌ_０（ｈ，ｔ）は全て同じである。このため、Ｎ_ＴＸ個の送信レーダ１−ｎ_ＴＸの局部発振器２１−ｎ_ＴＸにより生成された局部発振信号Ｌ_０（ｈ，ｔ）の全てを受信レーダ５に出力する必要はなく、いずれかの１つの送信レーダの局部発振器２１−ｎ_ＴＸにより生成された局部発振信号Ｌ_０（ｈ，ｔ）を受信レーダ５に出力するようにすればよい。

送信レーダ１−ｎ_ＴＸの変調符号発生器２２−ｎ_ＴＸには、事前に符号系列である巡回符号Ｃ_０（ｈ）が設定されている。巡回符号Ｃ_０（ｈ）として、例えば、Ｍ系列（Ｍａｘｉｍａｌ ｌｅｎｇｔｈ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）が用いられる。Ｍ系列は、ガロア体における線形漸化式によって生成される数列（ｓｅｑｕｅｎｃｅ）のうち、最長の周期（ｍａｘｉｍａｌ ｌｅｎｇｔｈ）を持つ数列である。
変調符号発生器２２−ｎ_ＴＸは、以下の式（３）に示すように、巡回符号Ｃ_０（ｈ）を送信レーダ１−ｎ_ＴＸ毎に異なる巡回シフト量Δτ（ｎ_ＴＸ）で巡回シフトすることで、送信レーダ１−ｎ_ＴＸの変調符号Ｃｏｄｅ（ｎ_ＴＸ，ｈ）を生成し、変調符号Ｃｏｄｅ（ｎ_ＴＸ，ｈ）を送信機２３−ｎ_ＴＸ及び受信レーダ５に出力する（図７のステップＳＴ２）。

ここで、図８は、変調符号発生器２２−ｎ_ＴＸにより巡回符号Ｃ_０（ｈ）が巡回シフトされることで生成される変調符号Ｃｏｄｅ（ｎ_ＴＸ，ｈ）を示す説明図である。
図８では、巡回符号Ｃ_０（ｈ）が「１ １ −１」、送信レーダ数が３（Ｎ_ＴＸ＝３）、ヒット数が３（Ｈ＝３）である例を示している。
また、図８では、ｎ_ＴＸ＝１の巡回シフト量Δτ（１）が０、ｎ_ＴＸ＝２の巡回シフト量Δτ（２）が−１、ｎ_ＴＸ＝３の巡回シフト量Δτ（３）が−１である例を示している。
したがって、送信レーダ１−１の変調符号Ｃｏｄｅ（１，ｈ）は、巡回符号Ｃ_０（ｈ）である「１ １ −１」の符号がヒット方向に０だけ巡回シフトされることで、「１ １ −１」の符号が生成されている。
送信レーダ１−２の変調符号Ｃｏｄｅ（２，ｈ）は、巡回符号Ｃ_０（ｈ）である「１ １ −１」の符号がヒット方向に−１だけ巡回シフトされることで、「１ −１ １」の符号が生成されている。
送信レーダ１−３の変調符号Ｃｏｄｅ（３，ｈ）は、巡回符号Ｃ_０（ｈ）である「１ １ −１」の符号がヒット方向に−２だけ巡回シフトされることで、「−１ １ １」の符号が生成されている。

送信レーダ１−ｎ_ＴＸの送信機２３−ｎ_ＴＸは、以下の式（４）に示すように、局部発振器２１−ｎ_ＴＸから出力された局部発振信号Ｌ_０（ｈ，ｔ）と変調符号発生器２２−ｎ_ＴＸから出力された変調符号Ｃｏｄｅ（ｎ_ＴＸ，ｈ）とを乗算することで、送信ＲＦ信号４−ｎ_ＴＸであるＴｘ（ｎ_ＴＸ，ｈ，ｔ）を生成する（図７のステップＳＴ３）。

送信機２３−ｎ_ＴＸは、送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｎ_ＴＸ，ｈ，ｔ）を生成すると、送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｎ_ＴＸ，ｈ，ｔ）を空中線３−ｎ_ＴＸに出力する。
これにより、空中線３−ｎ_ＴＸから送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｎ_ＴＸ，ｈ，ｔ）が空中に放射される（図７のステップＳＴ４）。

ここで、図９は、送信レーダ１−ｎ_ＴＸから放射される送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｎ_ＴＸ，ｈ，ｔ）の送信周波数の一例を示す説明図である。
図９では、送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｎ_ＴＸ，ｈ，ｔ）の送信周波数が、時間の経過に伴って減少するダウンチャープの例を示している。

図１０は、符号系列を用いて変調符号が生成される場合の低相互相関の系列数及び相互相関最大値などを示す説明図である。
図１０Ａは、非特許文献１のように、異なる符号系列として、直交している符号が用いられる場合の低相互相関の系列数及び相互相関最大値などを示している。
図１０Ｂは、実施の形態１のように、巡回符号Ｃ_０（０，ｈ）が送信レーダ１−ｎ_ＴＸ毎に異なる巡回シフト量Δτ（ｎ_ＴＸ）で巡回シフトされる場合の低相互相関の系列数及び相互相関最大値などを示している。

この実施の形態１では、Ｎ_ＴＸ個の送信レーダ１−ｎ_ＴＸが、巡回符号Ｃ_０（ｈ）としてＭ系列を用い、Ｍ系列を互いに異なる巡回シフト量で巡回シフトすることで互いに異なる変調符号を生成する例を示しているが、これに限るものではない。
例えば、Ｎ_ＴＸ個の送信レーダ１−ｎ_ＴＸが、巡回符号Ｃ_０（ｈ）として、巡回シフト量Δτ（ｎ_ＴＸ）によって、相互相関値が変化する巡回符号Ｃ_０（ｈ）を用い、巡回符号Ｃ_０（ｈ）による相互相関値の積分値に基づいて、互いに異なる巡回シフト量Δτ（ｎ_ＴＸ）を設定し、設定した巡回シフト量Δτ（ｎ_ＴＸ）で巡回符号Ｃ_０（ｈ）を巡回シフトするようにしてもよい。

例えば、巡回シフト量Δτ（ｎ_ＴＸ）によって、相互相関値が変化する巡回符号Ｃ_０（ｈ）としては、Ｇｏｌｄ系列又は嵩系列などがある。
巡回シフト量Δτ（ｎ_ＴＸ）によって、相互相関値が変化する巡回符号Ｃ_０（ｈ）については、例えば、図１７に示すように、相互相関値の積分値の絶対値が小さくなるように巡回シフト量Δτ（ｎ_ＴＸ）を設定することで、低相互相関となり、送信レーダの数を増やすことが可能になる。
具体的には、相互相関値の積分値の絶対値が事前に設定された閾値よりも小さくなるように巡回シフト量Δτ（ｎ_ＴＸ）を設定する態様のほか、相互相関値の積分値の絶対値が最も小さくなるように巡回シフト量Δτ（ｎ_ＴＸ）を設定する態様などが考えられる。

図１７は、巡回符号がＧｏｌｄ系列である場合の巡回符号Ｃ_０（ｈ）に対する巡回シフト量Δτ（ｎ_ＴＸ）と、第１の積分部４４による積分後の信号ｆ_ｄ（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｋ）（ｎ_ＴＸ＝１、ｎ_ＲＸ＝１）との関係を示す説明図である。
図１７では、ｎ_ＴＸ＝２の巡回シフト量としてΔτ（２）＝−３、ｎ_ＴＸ＝３の巡回シフト量としてΔτ（３）＝−６、ｎ_ＴＸ＝４の巡回シフト量としてΔτ（４）＝−９が設定された場合、相互相関値の積分値が−２になる例を示している。したがって、この例では、相互相関値の積分値の絶対値が２となり、例えば、事前に閾値が３などに設定されていれば、相互相関値の積分値の絶対値が閾値よりも小さいため、ｎ_ＴＸ＝２，３，４の巡回シフト量Δτ（２），Δτ（３），Δτ（４）として、上記の設定が採用される。

非特許文献１のように、異なる符号系列として、直交している符号が用いられる場合、符号系列の系列長によって、低相互相関の系列数が限られる。
図１０Ａに示すように、例えば、符号系列の系列長が３１であれば、低相互相関の系列数が３に限られ、また、符号系列の系列長が６３であれば、低相互相関の系列数が２に限られる。符号系列の系列長が１５及び２５５に至っては低相互相関の系列数が０であり、送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｎ_ＴＸ，ｈ，ｔ）を生成することができない。

この実施の形態１のように、巡回符号Ｃ_０（０，ｈ）が送信レーダ１−ｎ_ＴＸ毎に異なる巡回シフト量Δτ（ｎ_ＴＸ）で巡回シフトされる場合、非特許文献１のように直交している符号が用いられる場合よりも、低相互相関の系列数が増加する。
図１０Ｂに示すように、例えば、符号系列の系列長が３１であれば、低相互相関の系列数が３０に増加し、符号系列の系列長が６３であれば、低相互相関の系列数が６２に増加している。また、符号系列の系列長が１５及び２５５であっても、低相互相関の系列数が０ではない。符号系列の系列長が１５であれば、低相互相関の系列数が１４、符号系列の系列長が２５５であれば、低相互相関の系列数が２５４である。
また、いずれの系列長においても、非特許文献１のように直交している符号が用いられる場合と比べて、相互相関最大値の絶対値が大きくなっており、送信ＲＦ信号の分離性能を高めることができる。

次に、図１１を参照しながら、受信レーダ５の動作を説明する。
図１１は、受信レーダ５の動作を示すフローチャートである。
図１２は、送信レーダ数Ｎ_ＴＸ＝３、受信レーダ数Ｎ_ＲＸ＝１である場合の送信レーダ１−ｎ_ＴＸと受信レーダ５の位置関係及び送信ＲＦ信号と受信ＲＦ信号の関係を示す説明図である。

送信レーダ１−ｎ_ＴＸ（ｎ_ＴＸ＝１，２，・・・，Ｎ_ＴＸ）から空中に放射された送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｎ_ＴＸ，ｈ，ｔ）は、目標によって反射される。
目標によって反射された送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｎ_ＴＸ，ｈ，ｔ）の反射波である反射ＲＦ信号Ｒｘ_０（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｈ，ｔ）は、受信レーダ５の空中線６に入射される。
受信レーダ５の空中線６は、反射ＲＦ信号Ｒｘ_０（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｈ，ｔ）が入射されると、以下の式（５）で表される受信ＲＦ信号Ｒｘ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｔ）を受信して、受信ＲＦ信号Ｒｘ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｔ）を受信部７の受信機３１に出力する（図１１のステップＳＴ１１）。

式（５）（６）において、Ａ_Ｒは反射ＲＦ信号Ｒｘ_０（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｈ，ｔ）の振幅、Ｒ_０は初期目標相対距離、ｖは目標相対速度、θは目標角度、ｃは光速、ｔ’は１ヒット内の時刻である。
φ_Ｔｘ（ｎ_ＴＸ）は、Ｎ_ＴＸ個の送信レーダ１−ｎ_ＴＸの中で、基準とする送信レーダが、例えば送信レーダ１−１であるとすれば、送信レーダ１−１と送信レーダ１−ｎ_ＴＸとの間の位相差であり、以下の式（７）で表される。
この実施の形態１では、受信レーダ５の数が１つである例を示しているが、受信レーダ５の数が１つ以上である場合、φ_Ｒｘ（ｎ_ＲＸ）は、１つ以上の受信レーダ５の中で、基準とする受信レーダ５と、他の受信レーダ５との間の位相差であり、以下の式（８）で表される。

受信レーダ５における受信部７の受信機３１は、空中線６から受信ＲＦ信号Ｒｘ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｔ）を受けると、送信部２−ｎ_ＴＸの局部発振器２１−ｎ_ＴＸから出力された式（１）で表される局部発振信号Ｌ_０（ｈ，ｔ）を用いて、受信ＲＦ信号Ｒｘ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｔ）の周波数をダウンコンバートする（図１１のステップＳＴ１２）。
また、受信機３１は、周波数をダウンコンバートした受信ＲＦ信号Ｒｘ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｔ）を帯域フィルタに通したのち、受信ＲＦ信号Ｒｘ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｔ）の増幅処理及び受信ＲＦ信号Ｒｘ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｔ）の位相検波処理を実施することで、以下の式（９）に示すような受信ビート信号Ｖ’（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｔ）を生成する。

式（９）（１０）において、Ｖ’_０（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｈ，ｔ）は、１つの送信レーダ１−ｎ_ＴＸから放射された送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｎ_ＴＸ，ｈ，ｔ）に係る受信ビート信号、Ａ_Ｖは、受信ビート信号Ｖ’_０（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｈ，ｔ）の振幅である。

受信レーダ５における受信部７のＡ／Ｄ変換器３２は、受信機３１が受信ビート信号Ｖ’（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｔ）を生成すると、受信ビート信号Ｖ’（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｔ）をアナログ信号からデジタル信号に変換することで、以下の式（１１）で表される受信ビート信号Ｖ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｍ）を生成する（図１１のステップＳＴ１３）。
Ａ／Ｄ変換器３２は、受信ビート信号Ｖ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｍ）を生成すると、受信ビート信号Ｖ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｍ）を信号処理器９に出力する。

式（１１）（１２）において、Ｖ_０（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｈ，ｍ）は、１つの送信レーダ１−ｎ_ＴＸから放射された送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｎ_ＴＸ，ｈ，ｔ）に係る受信ビート信号、ｍはＰＲＩ内のサンプリング番号、Ｍはサンプリング数である。
なお、式（１２）では、例えば、式（１０）における１／ｃ^２を含む項を近似して表している。

次に、図１３を参照しながら、信号処理器９の処理内容を説明する。
図１３は、信号処理器９の処理内容を示すフローチャートである。
信号処理器９には、受信レーダ５のＡ／Ｄ変換器３２から出力された受信ビート信号Ｖ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｍ）が与えられる。
受信ビート信号Ｖ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｍ）には、式（３）で表される送信レーダ１−ｎ_ＴＸ毎の変調符号Ｃｏｄｅ（ｎ_ＴＸ，ｈ）で変調されている送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｎ_ＴＸ，ｈ，ｔ）が含まれている。
このため、信号処理器９において、送信レーダ１−ｎ_ＴＸ毎に、受信ビート信号Ｖ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｍ）を分離して、分離した受信ビート信号をコヒーレントに積分すれば、目標の検出性能を高めることができる。

信号処理器９の周波数領域変換部４１は、以下の式（１３）に示すように、受信レーダ５のＡ／Ｄ変換器３２から出力された受信ビート信号Ｖ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｍ）を離散フーリエ変換することで、周波数領域の信号ｆ_ｂ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）を生成する（図１３のステップＳＴ２１）。
即ち、周波数領域変換部４１は、受信ビート信号Ｖ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｍ）を周波数領域の信号ｆ_ｂ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）に変換し、周波数領域の信号ｆ_ｂ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）を符号復調部４２に出力する。

式（１３）において、Ｍ_ｆｆｔはフーリエ変換点数である。
ここでは、周波数領域変換部４１が受信ビート信号Ｖ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｍ）を離散フーリエ変換する例を示しているが、時間領域の信号である受信ビート信号Ｖ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｍ）を周波数領域の信号に変換することができればよく、離散フーリエ変換に限るものではない。例えば、受信ビート信号Ｖ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｍ）を高速フーリエ変換するようにしてもよい。

１つの送信レーダ１−ｎ_ＴＸから放射された送信ＲＦ信号Ｔｘ（ｎ_ＴＸ，ｈ，ｔ）に係る周波数領域の信号ｆ_ｂ，０（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）は、以下の式（１４）で表される。

信号処理器９の周波数領域変換部４１は、受信レーダ５のＡ／Ｄ変換器３２から出力された受信ビート信号Ｖ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｍ）を離散フーリエ変換する前に、以下の式（１５）に示すような窓関数処理を実施して、窓関数処理後の受信ビート信号Ｖ’（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｍ）を生成するようにしてもよい。

ここでは、周波数領域変換部４１が窓関数処理を実施する際、式（１６）で表されるハミング窓ｗ_ｈａｍ（ｍ）を用いているが、ハミング窓以外の窓関数を用いて、窓関数処理を実施するようにしてもよい。

周波数領域変換部４１が窓関数処理を実施することで、周波数領域の信号ｆ_ｂ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）における速度方向のサイドローブが低減され、目標がサイドローブに埋もれる状況を回避することができる。
周波数領域変換部４１は、窓関数処理後の受信ビート信号Ｖ’（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｍ）を生成した場合、受信レーダ５のＡ／Ｄ変換器３２から出力された受信ビート信号Ｖ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｍ）の代わりに、窓関数処理後の受信ビート信号Ｖ’（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｍ）を離散フーリエ変換することで、周波数領域の信号ｆ_ｂ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）を生成する。

信号処理器９の符号復調部４２は、Ｎ_ＴＸ個の送信レーダ１−ｎ_ＴＸの変調符号発生器２２−ｎ_ＴＸにより生成された変調符号Ｃｏｄｅ（ｎ_ＴＸ，ｈ）を取得する。
符号復調部４２は、取得したＮ_ＴＸ個の変調符号Ｃｏｄｅ（ｎ_ＴＸ，ｈ）を用いて、以下の式（１７）に示すように、周波数領域変換部４１から出力された周波数領域の信号ｆ_ｂ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）を符号復調し、符号復調後の信号ｆ_{ｂ，０，ｃ}（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）を積分部４３の第１の積分部４４に出力する（図１３のステップＳＴ２２）。

以下、符号復調部４２の符号復調処理を具体的に説明する。
図１４は、符号復調部４２による符号復調処理を示す説明図である。
図１４Ａは、符号復調部４２による周波数領域の信号ｆ_ｂ（１，ｈ，ｋ）の符号復調処理を示し、図１４Ｂは、符号復調部４２による周波数領域の信号ｆ_ｂ（２，ｈ，ｋ）の符号復調処理を示し、図１４Ｃは、符号復調部４２による周波数領域の信号ｆ_ｂ（３，ｈ，ｋ）の符号復調処理を示している。

例えば、周波数領域変換部４１から出力された周波数領域の信号ｆ_ｂ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）に含まれている、ｎ_ＴＸ＝１の送信ＲＦ信号Ｔｘ（１，ｈ，ｔ）に対応する周波数領域の信号ｆ_ｂ（１，ｈ，ｋ）を符号復調する場合、符号復調部４２は、送信レーダ１−１により生成された変調符号Ｃｏｄｅ（１，ｈ）を取得する。
観測対象の目標が静止目標である場合、ｎ_ＴＸ＝１の送信ＲＦ信号Ｔｘ（１，ｈ，ｔ）に対応する周波数領域の信号ｆ_ｂ（１，ｈ，ｋ）の符号は、変調符号Ｃｏｄｅ（１，ｈ）の符号「１ １ −１」と同じ「１ １ −１」である。図１４Ａでは、ｎ_ＴＸ＝１の送信ＲＦ信号Ｔｘ（１，ｈ，ｔ）に対応する周波数領域の信号ｆ_ｂ（１，ｈ，ｋ）の符号を復調符号と表記している。

符号復調部４２は、図１４Ａに示すように、復調符号である周波数領域の信号ｆ_ｂ（１，ｈ，ｋ）の符号「１ １ −１」と、取得した変調符号Ｃｏｄｅ（１，ｈ）＝「１ １ −１」とを乗算することで、周波数領域の信号ｆ_ｂ（１，ｈ，ｋ）を符号復調する。
図１４Ａに示すように、復調符号である周波数領域の信号ｆ_ｂ（１，ｈ，ｋ）の符号「１ −１ １」と、変調符号Ｃｏｄｅ（１，ｈ）＝「１ −１ １」とは、ヒット間で同相であるため、復調後の符号が「１ １ １」となり、コヒーレントに積分することが可能となる。
図１４Ａの例では、復調後の符号をヒット間で積分、即ち、符号「１」と符号「１」と符号「１」とを積分すると、積分後の振幅が「３」になり、復調符号である周波数領域の信号ｆ_ｂ（１，ｈ，ｋ）と変調符号Ｃｏｄｅ（１，ｈ）との自己相関が高くなっている。

このとき、ｎ_ＴＸ＝２の送信ＲＦ信号Ｔｘ（２，ｈ，ｔ）に対応する周波数領域の信号ｆ_ｂ（２，ｈ，ｋ）の符号は、「１ −１ １」であり、変調符号Ｃｏｄｅ（１，ｈ）の符号「１ １ −１」と異なっている。したがって、復調符号である周波数領域の信号ｆ_ｂ（２，ｈ，ｋ）の符号と変調符号Ｃｏｄｅ（１，ｈ）の符号とは、全てのヒット間においては同相になっていない。
このため、符号復調部４２が、図１４Ｂに示すように、復調符号である周波数領域の信号ｆ_ｂ（２，ｈ，ｋ）の符号「１ −１ １」と、変調符号Ｃｏｄｅ（１，ｈ）＝「１ １ −１」とを乗算することで、周波数領域の信号ｆ_ｂ（２，ｈ，ｋ）を符号復調すると、復調後の符号が「１ −１ −１」となる。
図１４Ｂの例では、復調後の符号をヒット間で積分、即ち、符号「−１」と符号「−１」と符号「１」とを積分すると、積分後の振幅が「−１」になり、復調符号である周波数領域の信号ｆ_ｂ（２，ｈ，ｋ）と変調符号Ｃｏｄｅ（１，ｈ）との相互相関が低くなっている。

また、ｎ_ＴＸ＝３の送信ＲＦ信号Ｔｘ（３，ｈ，ｔ）に対応する周波数領域の信号ｆ_ｂ（３，ｈ，ｋ）の符号は、「−１ １ １」であり、変調符号Ｃｏｄｅ（１，ｈ）の符号「１ １ −１」と異なっている。したがって、復調符号である周波数領域の信号ｆ_ｂ（３，ｈ，ｋ）の符号と変調符号Ｃｏｄｅ（１，ｈ）の符号とは、全てのヒット間においては同相になっていない。
このため、符号復調部４２が、図１４Ｃに示すように、復調符号である周波数領域の信号ｆ_ｂ（３，ｈ，ｋ）の符号「１ −１ １」と変調符号Ｃｏｄｅ（１，ｈ）＝「１ １ −１」とを乗算することで、周波数領域の信号ｆ_ｂ（３，ｈ，ｋ）を符号復調すると、復調後の符号が「−１ １ −１」となる。
図１４Ｃの例では、復調後の符号をヒット間で積分、即ち、符号「−１」と符号「１」と符号「−１」とを積分すると、積分後の振幅が「−１」になり、復調符号である周波数領域の信号ｆ_ｂ（３，ｈ，ｋ）と変調符号Ｃｏｄｅ（１，ｈ）との相互相関が低くなっている。

以上より、送信レーダ１−１により生成された変調符号Ｃｏｄｅ（１，ｈ）と、ｎ_ＴＸ＝１の送信ＲＦ信号Ｔｘ（１，ｈ，ｔ）に対応する周波数領域の信号ｆ_ｂ（１，ｈ，ｍ）とは、自己相関が高い。
一方、送信レーダ１−１により生成された変調符号Ｃｏｄｅ（１，ｈ）と、ｎ_ＴＸ＝２の送信ＲＦ信号Ｔｘ（２，ｈ，ｔ）に対応する周波数領域の信号ｆ_ｂ（２，ｈ，ｍ）とは、相互相関が低い。
また、送信レーダ１−１により生成された変調符号Ｃｏｄｅ（１，ｈ）と、ｎ_ＴＸ＝３の送信ＲＦ信号Ｔｘ（３，ｈ，ｔ）に対応する周波数領域の信号ｆ_ｂ（３，ｈ，ｍ）とは、相互相関が低い。
したがって、送信レーダ１−１により生成された変調符号Ｃｏｄｅ（１，ｈ）を用いれば、周波数領域の信号ｆ_ｂ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）に含まれている、ｎ_ＴＸ＝１の送信ＲＦ信号Ｔｘ（１，ｈ，ｔ）に対応する周波数領域の信号ｆ_ｂ（１，ｈ，ｋ）を高精度に分離して符号復調できることが分かる。

ここでは、ｎ_ＴＸ＝１の送信ＲＦ信号Ｔｘ（１，ｈ，ｔ）に対応する周波数領域の信号ｆ_ｂ（１，ｈ，ｋ）を符号復調する例を示しているが、例えば、ｎ_ＴＸ＝２の送信ＲＦ信号Ｔｘ（２，ｈ，ｔ）に対応する周波数領域の信号ｆ_ｂ（２，ｈ，ｋ）を符号復調する場合、送信レーダ１−２により生成された変調符号Ｃｏｄｅ（２，ｈ）を用いて、同様に符号復調すればよい。
また、ｎ_ＴＸ＝３の送信ＲＦ信号Ｔｘ（３，ｈ，ｔ）に対応する周波数領域の信号ｆ_ｂ（３，ｈ，ｋ）を符号復調する場合、送信レーダ１−３により生成された変調符号Ｃｏｄｅ（３，ｈ）を用いて、同様に符号復調すればよい。
符号復調部４２による符号復調後の信号ｆ_{ｂ，０，ｃ}（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）は、積分部４３の第１の積分部４４に出力される。

積分部４３の第１の積分部４４は、観測対象の目標が静止目標であると想定される場合、以下の式（１８）に示すように、符号復調部４２から出力された符号復調後の信号ｆ_{ｂ，０，ｃ}（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）をヒット方向に複素積分することでコヒーレントに積分する（図１３のステップＳＴ２３）。
そして、第１の積分部４４は、積分後の信号ｆ_ｄ（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｋ）を第２の積分部４５に出力する。

ここで、図１５は、巡回符号Ｃ_０（ｈ）に対する巡回シフト量Δτ（ｎ_ＴＸ）と、第１の積分部４４による積分後の信号ｆ_ｄ（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｋ）（ｎ_ＴＸ＝１、ｎ_ＲＸ＝１）との関係を示す説明図である。ただし、積分後の信号ｆ_ｄ（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｋ）の振幅が最大値を示すビンは、Ｋビンである。
図１５では、巡回シフト量が０であるとき、第１の積分部４４による積分後の信号ｆ_ｄ（１，１，ｋ）が０よりも大きくなり、自己相関が大きくなっていることを示している。
また、図１５では、巡回シフト量が例えば１，−１及び−２であるとき、第１の積分部４４による積分後の信号ｆ_ｄ（１，１，ｋ）が−１になり、相互相関が小さくなっていることを示している。

したがって、巡回シフト量Δτ（１）＝０の変調符号Ｃｏｄｅ（１，ｈ）を用いれば、周波数領域の信号ｆ_ｂ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）の中から、ｎ_ＴＸ＝１の送信ＲＦ信号Ｔｘ（１，ｈ，ｔ）に対応する周波数領域の信号ｆ_ｂ（１，ｈ，ｋ）を高精度に分離して符号復調することができるため、復調後の符号をコヒーレントに積分することができる。
なお、巡回シフト量Δτ（２）＝−１の変調符号Ｃｏｄｅ（２，ｈ）を用いれば、ｎ_ＴＸ＝２の送信ＲＦ信号Ｔｘ（２，ｈ，ｔ）に対応する周波数領域の信号ｆ_ｂ（２，ｈ，ｋ）を高精度に分離して符号復調することができるため、復調後の符号をコヒーレントに積分することができる。
巡回シフト量Δτ（３）＝−２の変調符号Ｃｏｄｅ（３，ｈ）を用いれば、ｎ_ＴＸ＝３の送信ＲＦ信号Ｔｘ（３，ｈ，ｔ）に対応する周波数領域の信号ｆ_ｂ（３，ｈ，ｋ）を高精度に分離して符号復調することができるため、復調後の符号をコヒーレントに積分することができる。

第１の積分部４４は、観測対象の目標が移動目標であると想定される場合、以下の式（１９）に示すように、符号復調部４２から出力された符号復調後の信号ｆ_{ｂ，０，ｃ}（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）をヒット方向に離散フーリエ変換することでコヒーレントに積分する（図１３のステップＳＴ２３）。
そして、第１の積分部４４は、積分後の信号ｆ_ｄ（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｌ，ｋ）を第２の積分部４５に出力する。

ここで、図１６は、変調符号Ｃｏｄｅ（ｎ_ＴＸ，ｈ）と第１の積分部４４による積分後の信号ｆ_ｄ（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｋ）との関係を示す説明図である。
図１６では、符号復調後の信号ｆ_{ｂ，０，ｃ}（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）がヒット方向に離散フーリエ変換されることで、変調符号Ｃｏｄｅ（ｎ_ＴＸ，ｈ）と復調符号である周波数領域の信号ｆ_ｂ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）とが一致していれば、目標のドップラ周波数の積分値、即ち、第１の積分部４４による積分後の信号ｆ_ｄ（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｋ）が最大になることを示している。
一方、変調符号Ｃｏｄｅ（ｎ_ＴＸ，ｈ）と復調符号である周波数領域の信号ｆ_ｂ（ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）が一致していなければ、目標のドップラ周波数の積分値、即ち、第１の積分部４４による積分後の信号ｆ_ｄ（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｋ）が−１になり、相互相関が小さくなることを示している。

第２の積分部４５は、観測対象の目標が静止目標であると想定される場合、以下の式（２０）に示すように、送信レーダ１−ｎ_ＴＸの位置、受信レーダ５の位置及び想定される目標角度を示す目標角度番号ｎ_θに基づいて、第１の積分部４４から出力された積分後の信号ｆ_ｄ（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｋ）を積分する（図１３のステップＳＴ２４）。
そして、第２の積分部４５は、積分後の信号Ｒ_Σ（ｎ_θ，ｋ）を目標検出部１０に出力する。

式（２０）において、Ｎ_θは想定される目標角度数である。
φ’_Ｔｘ（ｎ_ＴＸ，ｎ_θ）は、送信レーダ１−ｎ_ＴＸと目標の到来位相差であり、以下の式（２０ａ）で表される。
φ’_Ｒｘ（ｎ_ＲＸ，ｎ_θ）は、受信レーダ５と目標の到来位相差であり、以下の式（２０ｂ）で表される。
図１では、受信レーダ５の数が１つである例を示しているが、受信レーダ５の数が２以上であっても、式（２０）に従って第１の積分部４４から出力された積分後の信号ｆ_ｄ（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｋ）を積分することができる。

式（２０ａ）及び式（２０ｂ）において、θ’（ｎ_θ）は想定される目標角度であり、以下の式（２０ｃ）で表される。

式（２０ｃ）において、Δθ_ｓａｍｐは想定される目標角度間隔である。

実際の目標角度θと、目標角度番号ｎ_θが示す想定の目標角度とが概ね同じである場合、第１の積分部４４から出力された積分後の信号ｆ_ｄ（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｋ）がコヒーレントに積分され、第２の積分部４５による積分後の信号Ｒ_Σ（ｎ_θ，ｋ）の電力が概ね最大値となる。
したがって、送信レーダ１−ｎ_ＴＸ毎の信号を積分することで電力が増大し、検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。また、送信レーダ１−ｎ_ＴＸ毎の信号を積分することでアンテナの開口長が仮想的に大きくなるため、角度分解能が向上する効果が得られる。

第２の積分部４５は、観測対象の目標が移動目標であると想定される場合、以下の式（２１）に示すように、送信レーダ１−ｎ_ＴＸの位置、受信レーダ５の位置及び想定される目標角度を示す目標角度番号ｎ_θに基づいて、第１の積分部４４から出力された積分後の信号ｆ_ｄ（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｌ，ｋ）を積分する（図１３のステップＳＴ２４）。
そして、第２の積分部４５は、積分後の信号Ｒ_Σ（ｎ_θ，ｌ，ｋ）を目標検出部１０に出力する。

目標検出部１０は、観測対象の目標が静止目標であると想定される場合、信号処理器９の第２の積分部４５から出力された積分後の信号Ｒ_Σ（ｎ_θ，ｋ）に基づいて目標の検出処理を実施することで、目標の到来角番号ｎ_θ’、目標の速度ビン番号ｌ’_ｔｇｔ及び目標の距離方向のサンプリング番号ｋ’_ｔｇｔを特定する。
目標検出部１０は、観測対象の目標が移動目標であると想定される場合、信号処理器９の第２の積分部４５から出力された積分後の信号Ｒ_Σ（ｎ_θ，ｌ，ｋ）に基づいて目標の検出処理を実施することで、目標の到来角番号ｎ_θ’、目標の速度ビン番号ｌ’_ｔｇｔ及び目標の距離方向のサンプリング番号ｋ’_ｔｇｔを特定する。
目標の検出処理として、例えば、ＣＡ−ＣＦＡＲ（Ｃｅｌｌ Ａｖｅｒａｇｅ Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｆａｌｓｅ Ａｌａｒｍ Ｒａｔｅ）処理を用いることができる。
目標検出部１０は、目標を検出すると、第２の積分部４５から出力された積分後の信号Ｒ_Σ（ｎ_θ，ｋ）又はＲ_Σ（ｎ_θ，ｌ，ｋ）と、特定した目標の到来角番号ｎ_θ’と、目標の速度ビン番号ｌ’_ｔｇｔと、目標の距離方向のサンプリング番号ｋ’_ｔｇｔとを目標情報算出部１１に出力する。

目標情報算出部１１は、目標検出部１０から出力された目標の到来角番号ｎ_θ’に基づいて、以下の式（２２）に示すように、目標角度θ’_ｔｇｔを算出する。
また、目標情報算出部１１は、目標検出部１０から出力された目標の速度ビン番号ｌ’_ｔｇｔに基づいて、以下の式（２３）に示すように、目標との相対速度ｖ’_ｔｇｔを算出する。
さらに、目標情報算出部１１は、目標検出部１０から出力された距離方向のサンプリング番号ｋ’_ｔｇｔに基づいて、以下の式（２４）に示すように、目標との相対距離Ｒ’_ｔｇｔを算出する。

式（２３）及び式（２４）において、ｖ_ａｍｂは、レーダ装置が曖昧さなく目標を計測することが可能な速度であり、事前に目標情報算出部１１に設定されている。
Δｖ_ｓａｍｐは速度方向のサンプリング間隔、Δｒ_ｓａｍｐは距離方向のサンプリング間隔である。

表示器１２は、目標情報算出部１１により算出された目標角度θ’_ｔｇｔ、目標相対速度ｖ’_ｔｇｔ及び目標相対距離をＲ’_ｔｇｔをディスプレイに表示する。

以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、送信レーダ１−１〜１−Ｎ_ＴＸが、同じ符号系列を互いに異なる巡回シフト量Δτ（ｎ_ＴＸ）（ｎ_ＴＸ＝１，２，・・・，Ｎ_ＴＸ）で巡回シフトすることで互いに異なる変調符号Ｃｏｄｅ（ｎ_ＴＸ，ｈ）を生成するとともに、互いに異なる変調符号Ｃｏｄｅ（ｎ_ＴＸ，ｈ）を用いて、互いに異なる送信ＲＦ信号４−ｎ_ＴＸを生成するように構成したので、互いに異なる変調符号として、直交している符号を用いる場合よりも、送信レーダ１−ｎ_ＴＸの数を増やして、目標の検出精度を高めることができる効果を奏する。

また、この実施の形態１によれば、観測対象の目標が静止目標であると想定される場合、第１の積分部４４が、符号復調部４２から出力された符号復調後の信号ｆ_{ｂ，０，ｃ}（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）をヒット方向に複素積分することでコヒーレントに積分するように構成したので、相互相関を抑圧することが可能になる。その結果、目標の検出性能を高めることができる。
また、この実施の形態１によれば、観測対象の目標が移動目標であると想定される場合、第１の積分部４４が、符号復調部４２から出力された符号復調後の信号ｆ_{ｂ，０，ｃ}（ｎ_ＴＸ，ｎ_ＲＸ，ｈ，ｋ）をヒット方向に離散フーリエ変換することでコヒーレントに積分するように構成したので、観測対象の目標が移動目標であっても、目標の検出性能を高めることができる。
この実施の形態１によれば、第２の積分部４５が、送信レーダ１−ｎ_ＴＸの位置、受信レーダ５の位置及び想定される目標角度を示す目標角度番号ｎ_θに基づいて、第１の積分部４４から出力された積分後の信号を積分するように構成したので、目標の検出性能及び測角性能を高めることができる。

なお、本願発明はその発明の範囲内において、実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。

この発明は、目標を検出するレーダ装置に適している。

１−１〜１−Ｎ_ＴＸ 送信レーダ、２−１ 送信部、３−１ 空中線、４−１〜４−Ｎ_ＴＸ 送信ＲＦ信号（送信信号）、５ 受信レーダ、６ 空中線、７ 受信部、８ データ処理装置、９ 信号処理器、１０ 目標検出部、１１ 目標情報算出部、１２ 表示器、２１−ｎ_ＴＸ 局部発振器、２２−ｎ_ＴＸ 変調符号発生器、２３−ｎ_ＴＸ 送信機、３１ 受信機、３２ Ａ／Ｄ変換器、４１ 周波数領域変換部、４２ 符号復調部、４３ 積分部、４４ 第１の積分部、４５ 第２の積分部、５１ 周波数領域変換回路、５２ 符号復調回路、５３ 第１の積分回路、５４ 第２の積分回路、５５ 目標検出回路、５６ 目標情報算出回路、６１ プロセッサ、６２ メモリ。

この発明に係るレーダ装置は、同じ符号系列を互いに異なる巡回シフト量で巡回シフトすることで互いに異なる変調符号を生成するとともに、互いに異なる変調符号を用いて、互いに異なる送信信号を生成し、互いに異なる送信信号を放射する複数の送信レーダと、複数の送信レーダから送信信号が放射された後、観測対象である目標によって反射された送信信号の反射波を受信して、反射波の受信信号を出力する受信レーダと、複数の送信レーダにより生成された変調符号を用いて、受信レーダから出力された受信信号を符号復調する信号処理器と、信号処理器による符号復調後の信号に基づいて目標を検出する目標検出部と、を備え、信号処理器は、受信レーダから出力された受信信号を周波数領域の信号に変換する周波数領域変換部と、複数の送信レーダにより生成された変調符号を用いて、周波数領域変換部により変換された周波数領域の信号を符号復調する符号復調部とを備えるようにしたものである。

Claims (9)

1. 同じ符号系列を互いに異なる巡回シフト量で巡回シフトすることで互いに異なる変調符号を生成するとともに、互いに異なる変調符号を用いて、互いに異なる送信信号を生成し、互いに異なる送信信号を放射する複数の送信レーダと、
   前記複数の送信レーダから送信信号が放射された後、観測対象である目標によって反射された前記送信信号の反射波を受信して、前記反射波の受信信号を出力する受信レーダと、
   前記複数の送信レーダにより生成された変調符号を用いて、前記受信レーダから出力された受信信号を符号復調する信号処理器と、
   前記信号処理器による符号復調後の信号に基づいて前記目標を検出する目標検出部と
   を備えたレーダ装置。
2. 前記複数の送信レーダは、前記符号系列としてＭ系列を用いることを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
3. 前記信号処理器は、
   前記受信レーダから出力された受信信号を周波数領域の信号に変換する周波数領域変換部と、
   前記複数の送信レーダにより生成された変調符号を用いて、前記周波数領域変換部により変換された周波数領域の信号を符号復調する符号復調部とを備えていることを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
4. 前記信号処理器は、前記符号復調部による符号復調後の信号を積分し、積分後の信号を前記目標検出部に出力する積分部を備えていることを特徴とする請求項３記載のレーダ装置。
5. 前記積分部は、前記符号復調部による符号復調後の信号をヒット方向に複素積分することで、コヒーレントに積分する第１の積分部を備えていることを特徴とする請求項４記載のレーダ装置。
6. 前記積分部は、前記複数の送信レーダの位置、前記受信レーダの位置及び前記目標との角度の想定値に基づいて、前記第１の積分部による積分後の信号を積分する第２の積分部を備えていることを特徴とする請求項５記載のレーダ装置。
7. 前記積分部は、前記符号復調部による符号復調後の信号をヒット方向にフーリエ変換することで、コヒーレントに積分する第１の積分部を備えていることを特徴とする請求項４記載のレーダ装置。
8. 前記積分部は、前記複数の送信レーダの位置、前記受信レーダの位置及び前記目標との角度の想定値に基づいて、前記第１の積分部による積分後の信号を積分する第２の積分部を備えていることを特徴とする請求項７記載のレーダ装置。
9. 前記複数の送信レーダは、前記符号系列として、巡回シフト量によって、相互相関値が変化する巡回符号を用い、前記巡回符号による相互相関値の積分値に基づいて、互いに異なる巡回シフト量を設定し、設定した巡回シフト量で前記符号系列を巡回シフトすることを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。

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