DE102014214498A1

DE102014214498A1 - Radarsystem mit Unterdrückung von negativen Effekten durch starke Nahbereichssignale

Info

Publication number: DE102014214498A1
Application number: DE102014214498.1A
Authority: DE
Inventors: Markus Wintermantel
Original assignee: Conti Temic Microelectronic GmbH
Current assignee: Conti Temic Microelectronic GmbH
Priority date: 2014-07-24
Filing date: 2014-07-24
Publication date: 2016-01-28

Abstract

Es wird ein Radarsystem zur Umfelderfassung für ein Kraftfahrzeug vorgestellt, bei dem negative Effekte eines Empfangssignals, welches durch eine starke Reflektion aus der nahen fahrzeugseitigen Umgebung des Radarsystems oder durch Reflektionen und/oder Verkopplungen innerhalb des Radarsystems entsteht, vermieden oder zumindest gemindert werden,

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Radarsystem zum Einsatz für Fahrerassistenzsysteme im Kraftfahrzeug. Das Radarsystem besitzt erfindungsgemäß Maßnahmen zur Unterdrückung von negativen Effekten eines Empfangssignals, welches durch eine starke Reflektion aus der nahen fahrzeugseitigen Umgebung des Radarsystems oder durch Reflektionen und/oder Verkopplungen innerhalb des Radarsystems generiert wird.
Stand der Technik
Kraftfahrzeuge werden zunehmend mit Fahrerassistenzsystemen ausgerüstet, welche mit Hilfe von Sensorsystemen die Umgebung erfassen und aus der so erkannten Verkehrssituation automatische Reaktionen des Fahrzeugs ableiten und/oder den Fahrer instruieren, z.B. warnen.
Haupteinsatzgebiete von Radarsystemen sind bisher vorwiegend die folgenden Fahrerassistenzsysteme:

– ACC-Systeme (Adaptive Cruise Control), das Fahrzeug regelt die Eigengeschwindigkeit auf die vom Fahrer vorgegebene Wunschgeschwindigkeit ein, sofern die Verkehrssituation dies zulässt, andernfalls wird die Eigengeschwindigkeit automatisch an die Verkehrssituation angepasst.
– Notbremssysteme zur Vermeidung oder Minderung von Auffahrunfällen und
– Spurwechselsysteme zur Warnung vor Fahrzeugen im toten Winkel und schnell sich von hinten nähernden Fahrzeugen auf der benachbarten Fahrspur.

Systeme für eine Parkunterstützung und für zumindest teilweise autonome Parkmanöver werden heute vorwiegend mit Ultraschallsensoren realisiert, da diese noch deutlich günstiger als Radarsensoren sind. Allerdings ist absehbar, dass sich dies in Zukunft ändern dürfte, da der Preis von Radarsensoren stark sinkt, deren Leistungsfähigkeit im Vergleich zu Ultraschallsensoren besser ist und mit ihnen noch gleichzeitig weitere Funktionen realisiert werden können. Dazu kommt noch der Vorteil für Radarsysteme, dass diese im Gegensatz zu Ultraschallsensoren von außen unsichtbar verbaut werden können – z.B. hinter einem lackierten Stoßfänger; für Fahrzeugdesigner ist das ein wichtiges Argument.
Allerdings wird bei Durchgang einer Radarwelle durch einen lackierten Stoßfänger, insbesondere bei Metalliclackierungen, ein signifikanter Anteil ihrer Leistung zurückreflektiert, was zu Leistungsfähigkeitseinbußen führen kann. Beispiele für solche Leistungsfähigkeitseinbußen sind eine Erhöhung des Systemrauschens und damit eine Verringerung der Sensorreichweite, erhöhte Nichtlinearität des Empfängers mit der potentiellen Gefahr der Detektion von Scheinzielen und eine Verdeckungen bzw. Unterdrückung von Reflektionen im nahen Fahrzeugumfeld, welche für die durch das Radarsystem implementierten Funktionen relevant sind.
Aufgabe, Lösung und Vorteile der Erfindung
Aufgabe der Erfindung ist es die Unterdrückung der oben kurz beschriebenen negativen Effekte eines Empfangssignals, welches durch eine starke Reflektion aus der nahen fahrzeugseitigen Umgebung des Radarsystems, z.B. einem lackierten Stoßfänger oder durch Reflektionen und/oder Verkopplungen innerhalb des Radarsystems generiert wird. Diese Aufgabe wird grundsätzlich mit Hilfe eines Radarsystems und eines Verfahrens gemäß der unabhängigen Ansprüche gelöst.
Die Vorteile der Erfindung ergeben sich daraus, dass das volle Leistungsfähigkeitspotential von Radarsensoren genutzt werden kann, was eine Realisierung von im Vergleich zu Ultraschallsensoren erhöhten Parkfunktionalität bei gleichzeitiger Implementierung weitere Funktionen erlaubt.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 zeigt die beispielhaft betrachtete Ausführungsform des Radarsystems.
2 zeigt die Frequenz der Sende- und der Empfangssignale, welche aus sogenannten Frequenzrampen besteht.
3 zeigt ein abgetastetes Signal bei Anwesenheit von zwei Objekten vor der ersten DFT (links) und nach der ersten DFT (rechts).
In 4 ist der über die Frequenzrampen rotierende komplexe Spektralwert im Entfernungstor 4, in welchem sich genau ein Objekt befindet, dargestellt.
5 zeigt das zweidimensionale komplexwertige Spektrum nach der zweiten DFT.
6 erläutert die unterschiedlichen Phasenlagen an den vier Empfangsantennen und ihren Zusammenhang mit dem Azimutwinkel.
7 zeigt die Daten vor der dreidimensionalen DFT (links) und das dreidimensionale komplexwertige Spektrum danach (rechts).
8 stellte den beispielhaften Hochpassanteil des Bandpasses im Empfangspfad dar.
9 zeigt über der Entfernung die Pegelverläufe der Empfangssignale nach dem Hochpassfilter eines Pfostens, des Stoßfängers sowie deren Summe.
10 zeigt eine mäanderförmig geführte Leitung zwischen Oszillator und Mischer.
11 stellt eine Anordnung dar, bei welcher Oszillator und Mischerbaustein so platziert sind, dass ihre Verbindungsleitung schon ohne zusätzliche Umwege eine ausreichend große Länge aufweist.
12 zeigt eine Anordnung mit einem hochintegrierten Chip, welcher den Oszillator und vier Mischer beinhaltet, wobei ihre Verbindungsleitung mäanderförmig außerhalb des Chips geführt ist.
13 zeit den Pegelverlauf der nahen Reflektionen und/oder Verkopplungen über der Verzögerung des dem Mischer zugeführten Osziallatorsignals.
Ausführungsbeispiele
Als Beispiel wird nun ein Radarsystem für eine Parkunterstützung und für zumindest teilweise autonome Parkmanöver betrachtet. Seine beispielhafte Ausführung ist in 1 grob dargestellt. Das Radarsystem besitzt eine Sendeantenne 1.1 zur Abstrahlung von Sendesignalen und vier Empfangsantennen 1.2 zum gleichzeitigen Empfang von an Objekten reflektierten Sendesignalen. Alle Antennen (Sende- und Empfangsantennen) haben in Elevation und Azimut dieselbe Strahlform. Die vier Empfangsantennen befinden sich in einer Ebene und haben jeweils gleichen lateralen, d. h. horizontalen Abstand d.
Die Sendesignale werden aus dem Hochfrequenz-Oszillator 1.3 bevorzugt im 79GHz-Bereich gewonnen, welcher über eine Steuerspannung v_Steuer in seiner Frequenz verändert werden kann; die Steuerspannung wird in den Steuermitteln 1.9 erzeugt. Die von den Antennen empfangenen Signale werden in den reellwertigen Mischern 1.5 ebenfalls mit dem Signal des Oszillators 1.3 in den Niederfrequenzbereich heruntergemischt. Danach durchlaufen die Empfangssignale vorzugsweise jeweils ein Bandpassfilter 1.6 mit der schematisch dargestellten Übertragungsfunktion und vorzugsweise einen Verstärker 1.7 und einen A/D-Wandler 1.8; anschließend werden sie in einer digitalen Signalverarbeitungseinheit 1.10 weiterverarbeitet.
Damit die Entfernung von Objekten gemessen werden kann, wird vorzugsweise ein frequenzmoduliertes Radar verwendet. Das Prinzip einer Entfernungsmessung mit einen FM-Radarsystem ist dem Fachmann geläufig. In 2 ist eine besondere Ausgestaltung eines frequenzmodulierten Radars dargestellt, anhand dessen die Erfindung näher erläutert werden soll ohne die Erfindung jedoch auf ein solches Radarsystem einzuschränken. Die Frequenz des Hochfrequenz-Oszillators und damit der Sendesignale werden sehr schnell linear verändert (z.B. in 16µs um 1875MHz); man spricht dabei von einer Frequenzrampe. Die Frequenzrampen werden periodisch wiederholt (z.B. alle 20µs); insgesamt gibt es vorzugsweise 1024 Frequenzrampen.
Das Empfangssignal eines einzelnen Objekts ist nach Mischung und damit auch am A/D-Wandler für jede Frequenzrampe und jeden der Mehrzahl der Empfangskanäle insbesondere der vier Empfangskanäle eine sinusförmige Schwingung; dies kann man sich mit Hilfe von 2 wie folgt erklären: Hat das Objekt die radiale Relativgeschwindigkeit Null zum Radarsystem, so ist die Frequenzdifferenz Δf zwischen gesendetem Signal und empfangenem Signal konstant und dabei proportional zur Signallaufzeit Δt und damit proportional zur radialen Entfernung Δr = c·Δt/2, wobei c die Lichtgeschwindigkeit ist und der Faktor 1/2 berücksichtigt, dass sich die Laufzeit Δt auf das Hin- und Zurücklaufen der Welle bezieht; die Frequenzdifferenz Δf ergibt sich bei obiger beispielhafter Auslegung zu Δf = 2r/c·1875MHz/16µs = r·781.25kHz/m. Die Erfindung kann auch mit beliebigen anderen Systemparametern ausgeführt werden. Da das empfangene Signal in jedem Empfangskanal mit der Oszillator- und damit Sendefrequenz gemischt wird, ergibt sich nach dem Mischer jeweils eine sinusförmige Schwingung mit der Frequenz Δf. Diese Frequenz liegt im MHz-Bereich und wird bei einer nichtverschwindenden (radialen) Relativgeschwindigkeit noch um die Dopplerfrequenz verschoben, welche aber nur im kHz-Bereich liegt und deshalb gegenüber dem Frequenzanteil durch die Objektentfernung näherungsweise vernachlässigbar ist. Gibt es mehrere Objekte, so ist das Empfangssignal eine Überlagerung mehrerer sinusförmiger Schwingungen unterschiedlicher Frequenz.
Während jeder Frequenzrampe werden in allen der Mehrzahl der Empfangskanäle insbesondere der 4 Empfangskanälen die Empfangssignale am A/D-Wandler z.B. 512 mal jeweils im Abstand von z.B. 25ns (also mit z.B. 40 MHz) abgetastet (siehe 2). Wie aus 2 ersichtlich ist, macht eine Signalabtastung nur in dem Zeitbereich Sinn, wo Empfangssignale von Objekten im interessierenden Entfernungsbereich eintreffen – nach Rampenstart muss also wenigstens die zur maximal interessierenden Entfernung korrespondierende Laufzeit abgewartet werden. Bei einer maximalen Entfernung von 20m würde dies 0.125µs entsprechen.
Dann wird über die z.B. 512 Abtastwerte jeder Frequenzrampe und jedes Empfangskanals eine diskrete Fouriertransformation (DFT) in Form einer schnellen Fouriertransformation (FFT = Fast Fourier Transform) gebildet. Dadurch kann man Objekte in unterschiedlichen Entfernungen, welche zu unterschiedlichen Frequenzen führen, trennen. 3; links zeigt das Signal vor DFT bei Anwesenheit von zwei Objekten, rechts nach einer DFT; dabei ist k die Laufvariable über die z.B. 1024 Frequenzrampen und m die Laufvariable über die Mehrzahl der Empfangskanäle insbesondere der vier Empfangskanäle RXm. Jede der diskreten Frequenzstützstellen j der DFT korrespondiert zu einer Entfernung r und kann deshalb analog zu Pulsradaren auch als Entfernungstor bezeichnet werden; bei obiger Auslegung haben die Entfernungstore gerade einen Abstand und damit eine Breite von 10 Zentimetern (ergibt sich aus r·781.25kHz/m = 1/(12.8µs)). In den Entfernungstoren, in welchen sich Objekte befinden, treten in der DFT Leistungsspitzen auf. Da die abgetasteten Empfangssignale reellwertig sind und der obere Übergangsbereich der analogen Bandpassfilter 1.5 eine Frequenzbandbreite von z.B. 8.764MHz hat (entspricht Z.B. dem Bereich von 112 Frequenzstützstellen, da Breite einer Frequenzschnittstelle 0.1m·781.25kHz/m = 78.125kHz ist), können nur 200 der 512 diskreten Frequenzstützstellen weiterverarbeitet werden. Es sei an dieser Stelle bemerkt, dass beliebig schmale Übergangsbereiche von Filtern nicht realisierbar sind. Die Filter 1.5 dämpfen kleine Frequenzen und somit die Empfangssignale von nahen Objekten, um eine Übersteuerung der Verstärker 1.6 und der A/D-Wandler 1.7 zu vermeiden, die an den Antennen empfangenen Signale werden mit abnehmendem Objektabstand ja stärker.
Über die z.B. 1024 Frequenzrampen (k = 0, 1, ..., 1023) fallen in jedem Empfangskanal m (m = 0, 1, 2, 3) für jedes Entfernungstor j (also jede der z.B. 200 betrachteten Frequenzstützstellen) komplexe Spektralwerte e(j, k, m) an. Gibt es in der zu einem Entfernungstor korrespondierenden Entfernung genau ein Objekt, so rotiert der komplexe Spektralwert in diesem Entfernungstor j über die z.B. 1024 Frequenzrampen mit der Dopplerfrequenz, da sich von Frequenzrampe zu Frequenzrampe die Entfernung (im mm-Bereich oder darunter) und damit die Phasenlage der zugehörigen Schwingung gleichförmig ändert. In 4 korrespondiert die dort dargestellte Phasenänderung von 45° pro Frequenzrampe zu einer Entfernungsänderung des Objekts von λ/(8·2) = 0.317mm, wobei die Wellenlänge λ = c/79GHz = 3.8mm ist und der Faktor 2 im Nenner das Hin- und Zurücklaufen der Wellen berücksichtigt, woraus sich die Relativgeschwindigkeit v_rel = 0.317mm/20µs = 44.0km/h ergibt. Bei Zahlenangaben handelt es sich um beispielhafte Werte, die die Erfindung nicht beschränken sollen. Mehrere Objekte mit unterschiedlicher Relativgeschwindigkeit im selben Entfernungstor werden dadurch getrennt, dass für jeden Empfangskanal und jedes Entfernungstor über die in den z.B. 1024 Frequenzrampen anfallenden komplexen Spektralwerte eine zweite DFT gerechnet wird. Jede diskrete Frequenzstützstelle l dieser zweiten DFT korrespondiert zu einem Satz von Dopplerfrequenzen, wegen der Abtastung der Dopplerfrequenz kann sie nur bis auf ein unbekanntes ganzzahliges Vielfaches ihrer Abtastfrequenz bestimmt werden, und somit einem Satz von Relativgeschwindigkeiten v_rel von Objekten, so dass die diskreten Frequenzstützstellen der zweiten DFT als Relativgeschwindigkeitstore bezeichnet werden können. Bei der hier betrachteten beispielhaften Auslegung gibt es aus dem Satz möglicher Relativgeschwindigkeiten immer nur eine für Parksituationen interessierende bzw. mögliche – siehe dazu auch 5; und auch für andere zusätzlich mit solchen Sensoren realisierbaren Funktionen wie Spurwechselassistenz ist das der Fall. Die zweite DFT dient nicht nur zur Ermittlung der Relativgeschwindigkeit, sondern sie erhöht durch ihre Integration auch die Detektionsempfindlichkeit – bei z.B. 1024 Frequenzrampen etwa um 10·log₁₀(1024) = 30dB.
Nach dieser zweiten DFT für die Relativgeschwindigkeiten ergibt sich für jeden Empfangskanal ein zweidimensionales komplexwertiges Spektrum, wobei die einzelnen Zellen als Entfernung-Relativgeschwindigkeit-Tore bezeichnet werden können und durch Objekte Leistungsspitzen am jeweils zugehörigen Entfernung-Relativgeschwindigkeit-Tor auftreten (siehe 5).
Schließlich wird dann noch die Information aus der Mehrzahl von Empfangskanälen insbesondere den vier Empfangskanälen (zu der Mehrzahl von Empfangsantennen insbesondere den vier Empfangsantennen) fusioniert. Die von der Sendeantenne stammende, an einem einzelnen Objekt reflektierte Welle kommt an der Mehrzahl von Empfangsantennen insbesondere den vier Empfangsantennen m, m = 0, 1, 2, 3, abhängig vom Azimutwinkel α mit unterschiedlichen Phasenlagen φ(m) an, da die Entfernungen zwischen Objekt und Empfangsantennen leicht unterschiedlich sind; wegen der horizontalen Äquidistanz der Empfangsantennen nehmen die Phasenunterschiede über die Mehrzahl von Empfangsantennen insbesondere die vier Empfangsantennen linear zu bzw. ab (siehe 6). Eventuell abgesehen von konstanten und damit kompensierbaren Phasenverschiebungen bleiben diese Phasenunterschiede bis nach der zweiten DFT erhalten, so dass man über die vier Empfangskanäle in jedem Entfernung-Relativgeschwindigkeit-Tor eine digitale Strahlformung durchführen kann. Dazu bildet man Summen über die komplexen Werte der vier Empfangskanäle, welche jeweils mit einem Satz komplexer Faktoren mit linear zunehmender Phase multipliziert werden; abhängig von der linearen Phasenänderung des jeweiligen Faktorensatzes resultieren Strahlungskeulen mit unterschiedlichen Strahlrichtungen. Die Strahlbreite dieser Strahlungskeulen ist deutlich geringer als diejenige der einzelnen Empfangsantennen. Die oben beschrieben Summation wird z.B. durch eine 8-Punkte-DFT realisiert, wobei die die Mehrzahl von Werten insbesondere die vier Werte der Mehrzahl von Empfangsantennen insbesondere der vier Empfangskanäle durch eine Mehrzahl von Nullen insbesondere vier Nullen ergänzt werden; die diskreten Frequenzwerte dieser DFT korrespondieren zu unterschiedlichen Azimutwinkeln und können deshalb als Winkeltore n (n = 0, 1, ... 7) bezeichnet werden.
Nach dieser dritten DFT für die Azimutwinkel ergibt sich ein dreidimensionales komplexwertiges Spektrum, wobei die einzelnen Zellen als Entfernung-Relativgeschwindigkeit-Winkel-Tore bezeichnet werden können und durch Objekte Leistungsspitzen am jeweils zugehörigen Entfernung-Relativgeschwindigkeit-Winkel-Tor auftreten (siehe 7; links Daten vor dreidimensionaler DFT, rechts danach). Durch Bestimmung der Leistungsspitzen kann man also Objekte detektieren und ihre Maße Entfernung, Relativgeschwindigkeit – abgesehen von eventuellen Mehrdeutigkeiten, s. o. – und Azimutwinkel ermitteln. Da Leistungsspitzen bedingt durch die DFT-Fensterungen auch in benachbarten Zellen noch Pegel aufweisen, kann man die Objektmaße durch Interpolation in Abhängigkeit dieser Pegel noch wesentlich genauer als die Torbreiten bestimmen. Es sei bemerkt, dass die Fensterfunktionen der drei DFTs so gewählt werden, dass einerseits die Leistungsspitzen nicht zu breit werden (für eine genügende Objekttrennung), aber andererseits auch die Nebenkeulen der Fensterspektren nicht zu hoch werden (um auch schwach reflektierende Objekte in Anwesenheit stark reflektierender Objekte erkennen zu können). Aus der Höhe der Leistungsspitzen kann als viertes Objektmaß noch dessen Reflektionsquerschnitt geschätzt werden, welcher angibt, wie stark das Objekt die Radarwellen reflektiert. Die beschriebene Detektion von Objekten und die Bestimmung der zugehörigen Objektmaße stellen einen Messzyklus dar und liefern ein Momentanbild des Umfeldes; dies wird z.B. etwa alle 30ms zyklisch wiederholt.
Das oben beschriebene Verfahren resultiert in einer hohen Detektionsqualität, da es zum einen wegen der unabhängigen Ermittlung der Messgrößen Entfernung, Relativgeschwindigkeit und Azimutwinkel ein hohes Auflösungsvermögen liefert und zum anderen wegen der langen Integrationszeit zu einer hohen Detektionsempfindlichkeit führt. Allerdings könnte diese hohe Detektionsqualität durch sehr starke Verkopplungen bzw. Reflektionen im Sensor selber oder an seiner fahrzeugseitigen Umgebung, z.B. Reflektionen an einem lackierten Stoßfänger, hinter welchem Sensor verbaut ist, eingeschränkt werden. Einige negative Effekte, welche durch solche starken Reflektionen und/oder Verkopplungen entstehen können, werden nachfolgend erläutert und prinzipielle Ansätze zu ihrer Unterdrückung oder zumindest Minderung abgeleitet:
a) Erhöhung des Systemrauschens über das Phasenrauschen des Oszillators:
Oszillatoren sind nicht perfekt, d.h., sie generieren nicht eine absolut reine Frequenz, was in physikalisch bedingten Effekten begründet ist, z.B. durch thermisches Rauschen, Schrotrauschen oder 1/f-Rauschen. Das Leistungsspektrum eines Oszillatorsignals ist also keine absolut scharfe Linie bei der Oszillatorfrequenz, sondern es gibt noch sogenannte Rauschschultern bei Frequenzen daneben, was als Phasenrauschen bezeichnet wird. In unmittelbarer Umgebung nimmt das Phasenrauschen typischerweise mit 30dB pro Dekade bezogen auf den Abstand vom Träger, also der Oszillatorfrequenz, ab; für größere Frequenzabstände sind es dann nur noch 20dB pro Dekade. Je höher die Oszillatorfrequenz ist, desto höher ist typischerweise das Phasenrauschen. Bei der hier betrachteten Hochfrequenz von z.B. 79 oder 77 oder 24 GHz liegt es deshalb i. Allg. recht hoch. Durch eine Phasenregelschleife kann man es nahe am Träger, also nahe an der Oszillatorfrequenz, reduzieren, allerdings im Allgemeinen nicht in größeren Abständen vom Träger.
Auch im Falle einer Frequenzmodulation wirkt sich dieses Phasenrauschen aus. Man hat also kleine Abweichungen von der idealen Frequenzmodulation.
Betrachtet wird nun der Fall, dass beide Signale, welche dem Mischer 1.5 in 1 zugeführt werden, unterschiedliche Laufzeit zu ihrer gemeinsamen Quelle, dem Oszillator 1.3 haben; die Laufzeit t₁ des direkt eingespeisten Oszillatorsignals sei z.B. kleiner als die Laufzeit t₂ des Empfangssignals, welches durch Teilreflektionen beim Durchgang des Sendesignals an einem lackierten Stoßfänger, hinter dem der Radarsensor verbaut ist, entsteht. Durch diese unterschiedliche Laufzeit ist das instantane Phasenrauschen der beiden zu mischenden Signale nicht identisch; je höherfrequent die Phasenrauschanteile sind (also je weiter sind vom Träger entfernt liegen), desto weiter läuft ihre Phase und damit quasi ihr Wert in der Zeitdifferenz t₂ – t₁ auseinander. Da der Mischer die Phasendifferenz (und damit auch die Frequenzdifferenz) der zwei zu mischenden Signal bildet, bewirkt das Phasenrauschen also, dass das Mischerausgangssignal neben seinem idealen Verlauf (im obigen Beispiel der linearen Frequenzrampen ein niederfrequentes Sinussignal) noch ein überlagertes Rauschen beinhaltet. Phasenrauschen bei der Frequenzablage ∆f vom Träger bewirkt Rauschen am Mischerausgang bei selber Frequenz f = ∆f, wobei die Höhe dieses Rauschens abhängig von der Zeitdifferenz t₂ – t₁ ist. Für kleine Zeitdifferenz t₂ – t₁, also nahe Reflektionen oder interne Verkopplungen, ergibt sich das das Leitungsdichtespektrum R(f) dieses Rauschens am Mischerausgang zu: R(f) = 16·E·P(f)·(π·f·(t₂ – t₁))·sin(2π·(t₂ – t₁)·79GHz), (1) wobei P(∆f) das Leistungsdichtespektrum des Phasenrauschens bei der Frequenzablage ∆f vom Träger ist und E die empfangene Leistung der nahe Reflektionen oder interne Verkopplungen. Diese und die folgenden Überlegungen sind nicht auf einen Oszillator mit der Frequenz 79GHz beschränkt, sondern gilt für alle Oszillatorfrequenzen.
Auch wenn die in obiger Beziehung als Faktor vorkommende Zeitdifferenz t₂ – t₁ der nahen Reflektionen oder interne Verkopplungen sehr klein sind (Laufzeiten t₂ dieses Empfangssignale sind ja gering), kann sich wegen ihrer hohen Leistung E trotzdem ein signifikantes Rauschen ergeben, welches über dem eigentlichen Empfängerrauschen (durch thermisches Rauschen) liegt. Damit können solche nahe Reflektionen oder interne Verkopplungen die Systemempfindlichkeit und damit die maximale Detektionsreichweite des Sensors reduzieren.
Wie man an obiger Formel (1) sieht, kann das durch das Phasenrauschen erzeugte Mischerausgangsrauschen R(f) reduziert werden, wenn die Zeitdifferenz t₂ – t₁ möglichst klein ist oder vorzugsweise ganz verschwindet. Deshalb ist es sinnvoll, das dem Mischer direkt zugeführte Oszillatorsignal nicht auf kürzestem Wege zu führen, sondern es so zu verzögern, dass seine Laufzeit t₁ zumindest näherungsweise der Laufzeit t₂ der starken nahen Reflektionen und/oder interne Verkopplungen entspricht.
Im Allgemeinen gibt es mehrere Ursachen für starke nahe Reflektionen und/oder Verkopplungen, z.B. durch direkte Verkopplungen der Sende- und Empfangspfade bzw. -antennen und durch Teilreflektionen beim Durchgang des Sendesignals durch das Sensorgehäuse oder durch die fahrzeugseitige Abdeckung des Sensors (z.B. lackierter Stoßfänger, hinter dem der Sensor verbaut ist, welcher insbesondere bei Verwendung von Metalliclacken hohe Reflektivität besitzt); die zugehörigen Laufzeiten t₂ können zumindest leicht unterschiedlich sein. In diesem Fall kann man die Verzögerung zur Erhöhung der Laufzeit t₁ so wählen, das diese der Laufzeit t₂ der stärksten nahen Reflektion und/oder interne Verkopplungen entspricht oder einen Kompromiss zwischen den verschiedenen Laufzeiten t₂ darstellt, z.B. ein gewichteter Mittelwert (gewichtet mit der Signalstärke der verschiedenen Ursachen).
Anstatt in Formel (1) die Zeitdifferenz t₂ – t₁ zu Null zu machen, ergäbe sich ein verschwindendes Rauschen auch dann, wenn der Faktor sin(2π·(t₂ – t₁)·79GHz) gleich Null wäre; dazu könnte man jede Laufzeit t₁ verwenden, bei welcher das Argument der sin-Funktion ein ganzzahliges Vielfaches von π ist – die Zeitdifferenz t₂ – t₁ muss dann ein ganzzahliges Vielfaches von 1/(2·79GHz) = 6.33ps sein bzw. dem entsprechendem Wert, falls die Oszillatorfrequenz anders als 79GHz ist Allerdings müsste man dazu die Laufzeit t₁ sehr fein einstellen können (mit einer Auflösung deutlich unter einer Picosekunde), was technisch sehr schwierig ist. Und zum anderen dürfte sich die Laufzeit t₂ der nahen Reflektionen und/oder Verkopplungen nicht schnell ändern (was aber bei Vibrationen zwischen Sensor und Stoßfänger der Fall wäre).
Letzteres ist auch bei dem bekannten Ansatz mit einer Phasenänderung (z.B. durch verstellbaren Phasenschieber) eines der beiden zu mischenden Signale ein kritischer Punkt.
b) Verdeckungen von Reflektionen im nahen Fahrzeugumfeld
Radarsysteme für eine Parkunterstützung und für zumindest teilweise autonome Parkmanöver benötigen eine hohe Detektionsqualität im absoluten Nahbereich. So ist es z.B. wichtig, dass Pfosten oder kleine Baumstämme im Abstand von wenigen Zentimetern zum Fahrzeug noch detektiert werden.
Deren Reflektionen sind typischerweise deutlich kleiner als die Reflektionen aus der fahrzeugseitigen Umgebung des Radarsystems, z.B. von lackiertem Stoßfängern oder durch Reflektionen und/oder Verkopplungen innerhalb des Radarsystems. Eine Trennung dieser Reflektionen durch die dreidimensionale DFT ist oft nicht möglich, da sie ähnlichen Winkel haben können (z.B. etwa 0° zur Sensorsenkrechten), Relativgeschwindigkeit Null, wenn Fahrzeug sich nicht oder – wie bei Parkmanövern häufig der Fall – extrem langsam bewegt, gilt das zumindest näherungsweise auch für Objekte vor Stoßfänger, und eine zu geringe Entfernungsdifferenz, zur Trennung über Entfernung ist etwa ein Abstand von zwei Entfernungstorbreiten nötig, was im Beispiel oben mit knapp 2GHz Hub etwa 20cm entspricht; und auch bei voller Ausnutzung des gesamten 79GHz-Bandes mit 4GHz und bestmöglicher Begrenzung der Verluste an den Rändern der Frequenzrampe wird man nicht besser als 8cm.
Deshalb lässt sich z.B. der Pfosten 5cm vor dem Stoßfänger nur dann erkennen, wenn er im Empfangssignal gegenüber den Reflektionen aus der fahrzeugseitigen Umgebung des Radarsystems (z.B. von lackiertem Stoßfänger) oder durch Reflektionen und/oder Verkopplungen innerhalb des Radarsystems dominiert. Durch den Hochpassanteil des Bandpassfilters 1.6 werden Reflektionen umso stärker gedämpft, je kleiner ihre Frequenz und damit je kleiner ihre effektive Entfernung ist; die effektiver Entfernung ist diejenige Entfernung, welche zur Laufzeitdifferenz t₂ – t₁ zwischen Empfangssignal und dem direkt dem Mischer zugeführten Oszillatorsignal korrespondiert. Als Beispiel betrachtet wird ein Hochpassanteil, welcher aus zwei Gliedern 1. Grades mit selber 3dB-Grenzfrequenz von 781.25kHz besteht (der Betrag seiner Übertragungsfunktion ist in 8 dargestellt); damit hat er bei der Frequenz 781.25kHz, welche zu einer (effektiven) Entfernung von 1m korrespondiert, eine Dämpfung von 6dB, und bei der Frequenz 78.125kHz, welche einem Entfernungstor entspricht und somit zu einer (effektiven) Entfernung von 10cm korrespondiert, eine Dämpfung von 40dB.
Wenn man nun annimmt, dass die Entfernung zwischen Sensor und Stoßfänger 5cm beträgt, die Laufzeit t₂ des direkt dem Mischer zugeführten Oszillatorsignal vernachlässigbar klein ist (da Leitung möglichst kurz geführt), und die Reflektion des Pfostens 5cm vor dem Stoßfänger 30dB geringer als dessen Reflektion ist, dann bleibt auch nach dem Hochpass noch eine Pegeldifferenz von 18dB, wegen halber Entfernung und damit halber Frequenz wird Stoßfängerreflektion nur 12dB mehr als Postenreflektion von Hochpass gedämpft. In 9 sind die über der Entfernung die sich ergebenden Pegelverläufe der beiden einzelnen Reflektionen und ihre Summe dargestellt. Da die Entfernungsdifferenz von 5cm auch nicht für eine Separation durch die DFT ausreicht, die Summenleistung der beiden Reflektionen sieht aus wie Stoßfängerreflektion und lässt keine zweite Leistungsspitze entstehen, wird der Pfosten also von der Stoßfängerreflektion verdeckt und somit übersehen, was aus Funktionssicht natürlich nicht akzeptabel ist.
Wird nun aber das direkt dem Mischer zugeführten Oszillatorsignal so verzögert, dass sein Laufzeit t₂ derjenigen der Stoßfängerreflektion entspricht, dann ergibt sich für die Stoßfängerreflektion die Laufzeitdifferenz t₂ – t₁ = 0 und damit eine verschwindende effektive Entfernung, also am Mischerausgang die Frequenz Null, welche vollständig vom Hochpass unterdrückt wird; der Stoßfänger ist also nicht mehr sichtbar und übrig bleibt dann nur das Signal des Pfostens (dass dieses wegen dann auch halbierter effektiver Entfernung um 6dB mehr unterdrückt wird und bei halbem Entfernungstor liegt, ist hier nicht relevant). Damit wird der Pfosten zuverlässig detektiert.
Nun sollen noch die Nachteile eines anderen, bekannten Ansatzes zur potentiellen Lösung des obigen Problems diskutiert werden: Bei diesem Ansatz werden die Stoßfängerreflektionen in der digitalen Signalverarbeitung abkompensiert. Dazu bestimmt man beispielsweise in Situationen, wo man annehmen kann, dass es im nahen Umfeld des Fahrzeuges keine reflektierenden Objekte gibt (z.B. wenn das Auto mit nicht allzu kleiner Geschwindigkeit fährt), die Nahbereichsreflektionen und subtrahiert diese für die weitere Signalverarbeitung. Allerdings gibt es nach Zündungsstart beim ersten Ausparken dann das Problem, dass man sich die Stoßfängerreflektionen noch nicht lernen konnte; und eine Verwendung von im vorhergehenden Zündungszyklus gelernten und abgespeicherten Werten birgt die Gefahr, dass sich zwischenzeitlich die Reflektionen des Stoßfängers geändert haben könnten (z.B. durch Ablagerungen auf Stoßfänger oder weil sich über thermische Abhängigkeit die Sendeleistung des Sensors geändert haben könnte). Und ganz generell ist problematisch, wenn sich die Stoßfängereflektionen permanent und schnell ändern können, z.B. durch Wassertropfen auf Stoßfänger oder weil Stoßfänger zum Sensor vibriert (dann ändert sich insbesondere Phase der Reflektion).
c) Erhöhung der Nichtlinearität des Empfängers
Empfänger sind nicht ideal linear, d.h. bei Empfang eines oder mehrerer Signale können im Ausgangssignal neue Frequenzanteile, welche nicht im Eingangssignal enthalten waren, entstehen. Wenn z.B. am Eingang des Empfängers ein sinusförmiges Signal f₀ anliegt, so kann es am Ausgang Signalanteile bei ganzzahligen Vielfachen der Frequenz f₀, insbesondere bei dem dritten Vielfachen, geben, und bei zwei sinusförmigen Eingangssignalen mit den Frequenzen f₁ und f₂ insbesondere Signalanteile bei 2f₁–f₂ und 2f₂–f₁. In einem Radarsystem können dadurch sogenannte Geisterdetektionen entstehen, d.h., man sieht vermeintliche Detektionen an Orten, wo sich gar keine Objekte befinden, was im Allgemeinen nicht akzeptabel ist.
Diese nichtlinearen Effekte sind auch relativ gesehen umso höher, je stärker die Empfangssignale sind und je näher man so an die eigentliche Übersteuerungsgrenze des Empfängers kommt.
Die stärksten Empfangssignale entstehen typischerweise durch Reflektionen aus der fahrzeugseitigen Umgebung des Radarsystems oder durch Reflektionen und/oder Verkopplungen innerhalb des Radarsystems – deren Leistung kann am Mischereingang im Bereich von 20dB unterhalb der Sendeleistung liegen, während die Empfangsleistung von Objekten im Umfeld des Fahrzeuges (also z.B. von anderen Fahrzeugen) wegen der größeren Entfernung der Reflektionen im Allgemeinen deutlich geringer ist (typischerweise 40–120dB unterhalb der Sendeleistung). Diese stärksten Empfangssignale durch Reflektionen aus der nahen fahrzeugseitigen Umgebung des Radarsystems oder durch Reflektionen und/oder Verkopplungen innerhalb des Radarsystems werden wegen ihrer geringen Laufzeit und damit ihrer geringen Frequenz am Mischerausgang durch den nachfolgenden Hochpassanteil des nachfolgenden Bandpassfilters 1.6 gedämpft – dies soll verhindern, dass der nachfolgende Verstärker 1.7 und/oder der A/D-Wandler 1.8 signifikante nichtlineare Effekten zeigen oder gänzlich in die Übersteuerung kommen.
Die Dämpfung des Bandpassfilters ist umso höher, je kleiner die Frequenz ist; bei Frequenz Null unterdrückt es komplett. Deshalb sollten die starken nahen Reflektionen und/oder interne Verkopplungen eine möglichst kleine Frequenz, vorzugsweise eine verschwindende Frequenz am Mischausgang bilden. Deren Frequenz ist proportional zu Laufzeitdifferenz t₂ – t₁ zwischen dem durch Reflektionen und/oder Verkopplungen entstandenen Empfangssignal und dem direkt dem Mischer zugeführten Oszillatorsignal. Deshalb sollte auch für diesen negativen Effekt das direkt dem Mischer zugeführten Oszillatorsignal so verzögert werden, dass seine Laufzeit t₁ zumindest näherungsweise der Laufzeit t₂ der starken nahen Reflektionen und/oder interne Verkopplungen entspricht.
Nun sollen verschiedene technische Möglichkeiten erörtert werden, wie das dem Mischer zugeführte Oszillatorsignal verzögert werden kann:
Eine einfache Möglichkeit ist, die Leitung zwischen Oszillator und Mischer so zu führen, dass sie die benötigte Länge hat. Das Beispiel von 10 zeigt eine Platine 10.12 mit zwei planaren Antennen (eine Sendeantenne 10.1 und eine Empfangsantenne 10.2), einem Mischer 10.5 und – in unmittelbarer Nähe zu diesem – einem Oszillator 10.3 (mit einer nicht explizit hervorgehobenen Ausgangstreiberstufe). Um ein genügend lange Leitung 10.11 zwischen Mischer und Oszillator zu bekommen, ist diese nicht direkt, sondern mäanderförmig geführt.
Im Beispiel von 11 ist einerseits der Oszillator 11.3 möglichst nahe bei der planaren Sendeantenne und der vier Mischer enthaltende Mischbaustein 11.5 möglichst nahe an der Mehrzahl von Empfangsantennen insbesondere den vier planaren Empfangsantennen platziert, damit die Verluste auf den Antennenzuleitungen möglichst gering sind. Und andererseits sind sie aber so platziert, dass schon ihre ohne zusätzliche Umwege geführte Verbindungsleitung 11.11 die benötigte Länge hat, was in diesem Beispiel auch dadurch unterstützt wird, dass die Sendeantennen von oben und die Empfangsantennen von unten gespeist werden.
In den zwei obigen Beispielen nach 10 und 11 ist die Sendefrequenz und auch die dem Mischer zugeführte Frequenz direkt die Oszillatorfrequenz. Es gibt auch Konfigurationen, wo diese Frequenzen unterschiedlich sind, insbesondere, wo die Sendefrequenz durch Vervielfachung z.B. um Faktor 2 oder 3 oder die dem Mischer über die Leitung 10.11 bzw. 11.11 zugeführte Frequenz durch Frequenzteilung aus der Oszillatorfrequenz gewonnen wird. Wenn dann der Mischer auf der Sendefrequenz (und damit auch auf der Empfangsfrequenz) arbeitet, dann muss dem eigentlichen Mischer eine Frequenzvervielfachung vorgeschaltet sein. Alternativ kann man auch subharmonische Mischer verwenden, die mit einer niedrigeren Frequenz als die Empfangsfrequenz mischen. Allerdings ist das für die erfindungsmäßige Verzögerung des dem Mischer zugeführte Oszillatorsignal nicht relevant, da diese davon unabhängig ist.
In den zwei obigen Beispielen nach 10 und 11 sitzen Oszillator und Mischer auf derselben Platinenseite wie die Antennen. Alternativ dazu können sie auch auf der Rückseite sitzen, so dass auch die Leitung zwischen Mischer und Oszillator auf der Rückseite platziert ist. Dies kann Vorteile haben, da diese lange Leitung selber auch abstrahlt, und diese Abstrahlung dann einfach abgeschirmt werden kann; ohne Abschirmung könnte es zu Verfälschungen der Antennendiagramme und damit der Winkelbildung kommen (wenn Sendefrequenz und Frequenz auf dieser Leitung gleich sind), oder zu Verletzung von Frequenzzulassungsvorschriften (wenn Frequenzen unterschiedlich sind).
Nachteilig an den beiden obigen Beispielen nach 10 und 11 ist, dass die Verzögerung des dem Mischer zugeführten Oszillatorsignals fest durch das Design gegeben ist. Man muss also schon beim Design wissen bzw. festlegen, welche Laufzeit die nahen Reflektionen bzw. Verkopplungen haben, deren negativen Effekte unterdrückt werden sollen. Wenn z.B. aber die Effekte der Stoßfängerreflektionen unterdrückt werden sollen, so kann nicht über unterschiedliche Verbaupositionen bzw. Fahrzeugtypen immer ein gleicher Abstand zwischen Sensor und Stoßfänger und somit eine gleiche Laufzeit der Reflektionen sichergestellt werden. Deshalb ist eine variabel einstellbare Verzögerung des dem Mischer zugeführten Oszillatorsignals vorzuziehen.
Man kann das z.B. dadurch realisieren, dass man die Leitungslänge zwischen Oszillator und Mischer durch Umschalten zwischen verschiedenen, unterschiedlich langen Leitungen oder Zuschalten von zusätzlichen Leitungselementen verändern kann.
In den bisherigen Beispielen nach 10 und 11 wurde der Fall betrachtet, dass Oszillator und Mischer getrennte Bausteine sind. Mit fortschreitender Hochintegration ist zu erwarten, dass diese Komponenten standardmäßig in einem einzigen Halbleiterchip integriert werden. Eine lange Leitung zwischen Oszillator und Mischer in einem hochintegrierten Chip zu realisieren, ist technisch schwierig und auch wegen der benötigten Chipfläche wenig sinnvoll. Besser ist der in 12 dargestellte Ansatz, wo das Oszillatorsignal aus dem Chip 12.13 nach außen geführt, dort über eine z.B. mäanderförmig geführte Leitung 12.11 verzögert und dann wieder in den Chip gespeist wird.
Diese externe Leitung benötigt allerdings Platz, was bei zunehmender Miniaturisierung der Sensoren hinderlich sein kann, und kann auch wegen ihrer Eigenabstrahlung nachteilig sein. Statt dem passiven Ansatz der Leitung bieten sich dann aktive Elemente, die i. Allg. Transistoren beinhalten, zur Realisierung der Verzögerung an. Diese aktiven Elemente eignen sich auch für eine direkte Integration im Halbleiterchip. Als Beispiel seien aktive Filterstrukturen genannt, aus deren Ableitung des geeignet zu entwerfenden Phasengangs sich die Gruppenlaufzeit und damit die Verzögerung ergibt. Beispielsweise durch Zu- bzw. Abschalten von Filterstufen oder durch Adaption von Filterparametern kann man die Verzögerung variieren.
Anordnungen mit variabel einstellbarer Verzögerung des dem Mischer zugeführten Oszillatorsignals bieten die Möglichkeit, diese Verzögerung optimal für die in ihrer Wirkung zu unterdrückenden starken nahen Reflektionen und/oder Verkopplung zu wählen. Da diese optimale Verzögerung im Allgemeinen nicht a priori bekannt ist, muss sie dann vom Radarsystem selber aus den empfangenen Signalen bestimmt werden. Dazu gibt es verschiedene Ansätze:
Erster Ansatz ist, die Laufzeit der in ihrer Wirkung zu unterdrückenden nahen Reflektionen und/oder Verkopplungen aus den empfangenen Signalen zu messen. Das Radarsystem bestimmt die effektive Entfernung, also die Entfernung, welche zur Laufzeitdifferenz t₂ – t₁ zwischen dem durch Reflektionen und/oder Verkopplungen entstandenen Empfangssignal und dem direkt dem Mischer zugeführten Oszillatorsignal korrespondiert. Misst man nun z.B. zuerst ohne eine zusätzliche Verzögerung des dem Mischer zugeführten Oszillatorsignals, so muss man die sich zur ergebenden Entfernung korrespondierende Laufzeitdifferenz als zusätzliche Verzögerung einstellen, um negative Effekte der nahen Reflektionen und/oder Verkopplungen zu unterdrücken. Jedoch ist dieses Verfahren dann kritisch, wenn – wie meist der Fall – die Entfernung der zu messenden nahen Reflektionen und/oder Verkopplungen nicht größer als eine Entfernungstorbreite ist und man – wie im Beispiel nach 1 – reellwertige Mischer benutzt; dann liefert die Entfernungsmessung aus der interpolierten Position der Leistungsspitze nicht mehr genaue Werte.
Dieses Problem entsteht nicht, wenn man den folgenden alternativen zweiten Ansatz verwendet, für welchen essentiell ist, dass im Empfangspfad ein Bandpass zur Unterdrückung der Frequenz Null vorhanden ist: Die Verzögerung des dem Mischer zugeführten Oszillatorsignals wird über einen genügend großen Bereich variiert. Dabei wird jeweils der Pegel der zu unterdrückenden starken nahe Reflektionen und/oder Verkopplungen bestimmt. Dort wo sich im so bestimmten Pegelverlauf das Minimum ergibt, werden die nahen Reflektionen und/oder Verkopplungen am besten unterdrückt. Deshalb ist die so bestimmte Verzögerung zu verwenden. 13 verdeutlicht das. Der Durchstimmbereich der Verzögerung ist so zu wählen, dass er den potentiellen Bereich aller nahen Reflektionen und/oder Verkopplungen abdeckt, also z.B. vom Wert Null bis signifikant oberhalb des zu den Stoßfängerreflektionen korrespondierenden Verzögerungswertes.
Anstatt den Pegelverlauf über den kompletten Verzögerungsbereich zu vermessen, könnte man auch iterativ Vorgehen. Man ändert ausgehend von einem initialen Wert die Verzögerung und bestimmt die sich dadurch ergebende Änderung des Pegels der nahen Reflektionen und/oder Verkopplungen. Hat sich der Pegel dabei reduziert, ändert man die Verzögerung in dieselbe Richtung, falls nicht in die andere. Dreht sich dabei zweimal (hintereinander) die Änderungsrichtung, kann man davon ausgehen, dass man sich im Bereich eines Minimums befindet und reduziert dann die Änderungsschrittweite der Verzögerung. So kann man das Minimum immer genauer eingrenzen und bestimmen.
Nachteilig dabei kann sein, dass man nicht im absoluten Maximum, sondern einem lokalen Nebenmaximum landet. Deshalb kann man auch in einem ersten Schritt den Pegelverlauf über den kompletten Verzögerungsbereich grob vermessen, um daraus grob die Position des absoluten Maximums zu bestimmen. Dieses kann man in einem zweiten Schritt durch eine Feinsuche, welche z.B. iterativ erfolgt, genau bestimmen.
Für die oben beschriebene Bestimmung der optimalen Verzögerung, sind die Pegel der zu unterdrückenden starken nahen Reflektionen und/oder Verkopplungen auszuwerten. Es muss sichergestellt sein, dass in diese Pegel nicht andere Reflektionen von Objekten außerhalb des Fahrzeuges eingehen, da ansonsten das Ergebnis verfälscht wäre; dazu kann man wie folgt vorgehen: Da die zu unterdrückenden starken nahen Reflektionen und/oder Verkopplungen näherungsweise eine verschwindende Relativgeschwindigkeit haben, z.B. ändert sich der Abstand zum Stoßfänger nicht oder auch im Falle von Vibrationen nur gering, werden nur Pegel von Reflektionen mit näherungsweise verschwindender Relativgeschwindigkeit ausgewertet. Da zur Bestimmung der optimalen Verzögerung generell nur Reflektionen mit sehr geringer Entfernung benutzt werden, sind dann nur noch Reflektionen von sehr nahen Objekte bzw. Reflektionspunkten außerhalb des Fahrzeugs kritisch, welche keine Relativgeschwindigkeit haben. Wenn das Fahrzeug, in welchem das Radarsystem montiert ist, sich nicht bewegt, könnte es solche kritischen Objekte bzw. Reflektionspunkten außerhalb des Fahrzeugs geben. Wenn sich allerdings das Fahrzeug mit signifikanter Geschwindigkeit bewegt, z.B. schneller als 10km/h, dann sind keine solchen kritischen Reflektionen aus dem nahen Umfeld des Fahrzeuges zu erwarten. Deshalb wird vorzugsweise nur in Situationen mit signifikanter Eigengeschwindigkeit des Fahrzeuges die optimale Verzögerung wie oben beschrieben bestimmt.
Abschließend sei noch erwähnt, dass die beschriebene Erfindung nicht auf die in obigen Beispielen und Ausführung benutzten Auslegungen, Parameter und Zahlenwerte beschränkt ist, sondern sich natürlich ganz allgemein für Radarsysteme jeder Frequenz, insbesondere den Frequenzen 24 GHz, 77 und 79 GHz anwenden lässt. Auch die Werte für die Anzahl der Sende- und Empfangsantennen, den Frequenzhub, die Anzahl der Stützstellen, Anzahl der Frequenzrampen, Dauer eines Messzyklus und die Anzahl der durchgeführten DFT zur Signalauswertung sind beispielhaft und sollen die Erfindung in keiner Weise beschränken.

Claims

Radarsystem zur Umfelderfassung eines Kraftfahrzeugs mit – einem Oszillator zur Generierung eines Hochfrequenzsignals, der mit einem Sendemittel und wenigstens einem Mischer in einem Empfangsmitteln verbunden ist, Sendemitteln zur Abstrahlung eines Sendesignals, dessen Frequenz abgesehen von einer eventuellen Verzögerung dem Oszillatorsignal entspricht oder durch Frequenzvervielfachung und/oder Frequenzteilung daraus gewonnen wird, – Empfangsmitteln zum Empfang von an Objekten reflektierten Sendesignalanteilen, wobei die Empfangsmittel wenigstens einen Mischer enthalten, welcher ein erstes Signal bestehend aus hochfrequenten Empfangssignalen mit einem zweiten Signal, dessen Frequenz abgesehen von einer Verzögerung dem Oszillatorsignal entspricht oder durch Frequenzvervielfachung und/oder Frequenzteilung daraus gewonnen wird, mischt, und – Signalverarbeitungsmitteln zur Prozessierung der sich nach Mischung ergebenden niederfrequenten Signale, dadurch gekennzeichnet, – dass negative Effekte eines Empfangssignals, welches durch eine starke Reflektion aus der nahen fahrzeugseitigen Umgebung des Radarsystems oder durch Reflektionen und/oder Verkopplungen innerhalb des Radarsystems entsteht, dadurch vermieden oder zumindest gemindert werden, – dass Verzögerungsmittel vorgesehen sind, die das zum Mischen benutzte zweite Signal, dessen Frequenz abgesehen von einer Verzögerung dem Oszillatorsignal entspricht oder durch Frequenzvervielfachung und/oder Frequenzteilung daraus gewonnen wird, derart verzögern, – dass es bezogen zum Oszillator eine zumindest näherungsweise gleiche Verzögerung (also Laufzeit) hat wie dieses Empfangssignal verursacht durch starke Reflektionen und/oder Verkopplungen.
Radarsystem nach Anspruch 1, wobei die Frequenz des Oszillators zur Generierung eines Hochfrequenzsignals moduliert ist.
Radarsystem nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei die Signalverarbeitungsmittel ein Hochpassfilter zur Unterdrückung von Signalen mit der Frequenz Null aufweisen, was bei einer Frequenzmodulation des Oszillators dazu führt, dass ein Empfangssignal hervorgerufen durch starke Reflektionen und/oder Verkopplungen zumindest näherungsweise zur Frequenz Null gemischt und so unterdrückt wird.
Radarsystem nach einem der vorherigen Ansprüche bei welchem die zu unterdrückenden oder mindernden negative Effekte der starken nahe Reflektionen oder Verkopplungen aus einer Erhöhung des Systemrauschens über das Phasenrauschen des Oszillators und/oder einer erhöhten Nichtlinearität des Empfängers und/oder eine Verdeckungen bzw. Unterdrückung von Reflektionen im nahen Fahrzeugumfeld, welche für die durch das Radarsystem implementierten Funktionen relevant sind, bestehen.
Radarsystem nach einem der obigen Ansprüche, bei welchem die betrachteten nahen Reflektionen an seinem Gehäuse und/oder seiner fahrzeugseitigen Abdeckung entstehen.
Radarsystem nach einem der obigen Ansprüche, welches für eine Parkunterstützung und/oder für zumindest teilweise autonome Parkmanöver genutzt wird und insbesondere deshalb eine zuverlässige Detektion von nahen Reflektionspunkten und deren Unterscheidung bzw. Separierung von Reflektionen am Gehäuse und/oder der fahrzeugseitigen Abdeckung des Radarsystems benötigt.
Radarsystem nach einem der obigen Ansprüche, bei welchem die Frequenz abschnittsweise linear moduliert wird, vorzugsweise beinhaltet der Frequenzverlauf eine Folge von linearen Rampen gleicher Steigung.
Radarsystem nach einem der obigen Ansprüche, wobei die Verzögerung des zum Mischen benutzte zweiten Signals fest oder variable einstellbar ist oder einen festen und einen variabel einstellbaren Anteil hat.
Radarsystem nach Anspruch 8 mit einer festen Verzögerung des zum Mischen benutzten zweiten Signals, wobei diese Verzögerung durch eine entsprechend lange Leitung und/oder ein aktives Verzögerungsglied wie z.B. ein aktives Filter erzeugt wird.
Radarsystem nach Anspruch 9 mit einer entsprechend langen Leitung, bei welchem der Oszillator und der wenigstens eine Mischer derart angeordnet sind, dass sie weit auseinanderliegen, vorzugsweise ist der Oszillator nahe an der bzw. den Sendeantennen und der wenigstens eine Mischer nahe an der bzw. den Empfangsantennen angeordnet.
Radarsystem nach Anspruch einem der vorherigen Ansprüche mit eine entsprechend langen Leitung, wobei die Leitung zwischen Oszillator und dem wenigstens einen Mischer nicht auf kürzestem Weg geführt wird sondern mit Umwegen, die z.B. in Mäanderform ausgeführt ist.
Radarsystem nach einem der Ansprüche 8 oder 9, bei welchem sich Oszillator und der wenigstens eine Mischer sich in einem integrierten Baustein (Chip) befinden und das Oszillatorsignal nach außen geführt, dort über eine Leitung verzögert und dann wieder nach innen geführt wird.
Radarsystem nach Anspruch 8 mit einer variabel einstellbaren Verzögerung des zum Mischen benutzten zweiten Signals, wobei diese variable Verzögerung durch Umschaltung verschieden langer Leitungen und/oder Zuschalten von Leitungssegmenten und/oder wenigstens einem aktiven adaptiven Verzögerungsglied wie z.B. einem adaptiven aktiven Filtern realisiert wird.
Radarsystem nach Anspruch 8 oder 13, bei welchem eine Speichereinheit vorgesehen ist, auf der eines der nachfolgenden Verfahren oder eine Kombination daraus zur Bestimmung der einstellbaren Verzögerung hinterlegt ist: i) aus der gemessenen Laufzeit der in ihrer Wirkung zu unterdrückenden starken nahen Reflektionen und/oder Verkopplung, ii) durch Ändern der Verzögerung über einen genügend großen Bereich, Auswertung des Pegels der zu unterdrückenden starken nahe Reflektionen und/oder Verkopplung und Bestimmung des Minimums des Pegelverlaufs, iii) durch Regeln, also iterativ durch Ändern der Verzögerung und Auswertung der Veränderung des Pegels der zu unterdrückenden starken nahe Reflektionen und/oder Verkopplung mit dem Ziel ihrer Minimierung.
Radarsystem nach Anspruch 14, welches die Relativgeschwindigkeit von Reflektionen messen kann und zur Unterscheidung von bewegten Objekten im nahen Umfeld des Fahrzeuges benutzt, dass die zu unterdrückenden starken nahen Reflektionen und/oder Verkopplung näherungsweise verschwindende Relativgeschwindigkeit haben.
Radarsystem nach Anspruch 14 oder 15, bei welchem die Bestimmung der Verzögerung nur in Situationen gemacht wird, wo es keine Reflektionen mit näherungsweise verschwindender Relativgeschwindigkeit aus dem nahen Umfeld des Fahrzeuges gibt oder diese nicht zu erwarten sind, z.B. bei Eigengeschwindigkeiten > 10km/h.
Verfahren für ein Radarsystem nach einem der Ansprüche 1–16, dadurch gekennzeichnet, dass das in den Empfangsmitteln zum Mischen benutzte zweite Signal derart verzögert wird, dass es bezogen zum Oszillator eine zumindest näherungsweise gleiche Verzögerung hat wie ein Empfangssignal verursacht durch starke Reflektionen insbesondre im nahen Umfeld und/oder Verkoppelungen.
Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass eine einstellbare Verzögerung für das zweite Signal durch eines der nachfolgenden Verfahren oder Kombinationen daraus bestimmt wird: i) aus der gemessenen Laufzeit der in ihrer Wirkung zu unterdrückenden starken nahen Reflektionen und/oder Verkopplung, ii) durch Ändern der Verzögerung über einen genügend großen Bereich, Auswertung des Pegels der zu unterdrückenden starken nahe Reflektionen und/oder Verkopplung und Bestimmung des Minimums des Pegelverlaufs, iii) durch Regeln, also iterativ durch Ändern der Verzögerung und Auswertung der Veränderung des Pegels der zu unterdrückenden starken nahe Reflektionen und/oder Verkopplung mit dem Ziel ihrer Minimierung.
Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass eine von einem Radarsystem gemessene Relativgeschwindigkeit von Objekten zur Unterscheidung von bewegten und unbewegten Objekten im nahen Umfeld eines Fahrzeugs benutzt wird und dass nur Reflektionen mit einer näherungsweise verschwindende Relativgeschwindigkeit unterdrückt werden, da starke nahen Reflektionen und/oder Verkopplungen eine näherungsweise verschwindende Relativgeschwindigkeit aufweisen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 18 oder 19, dadurch gekennzeichnet, dass eine einstellbare Verzögerung nur in Situationen durchgeführt wird, in denen es keine Reflektionen mit näherungsweise verschwindender Relativgeschwindigkeit aus dem nahen Umfeld des Fahrzeuges gibt oder diese nicht zu erwarten sind, dies ist insbesondere bei einer Eigengeschwindigkeit des Fahrzeugs größer als 10km/h der Fall.