JP6233178B2 - 昇圧コンバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、バッテリから入力される電圧を昇圧して出力可能な昇圧コンバータ装置に関する。

従来、例えば特開２００６−３１１６３５号公報（特許文献１）には、昇圧コンバータの制御装置が記載されている。この制御装置では、昇圧コンバータの出力電圧である昇圧電圧のフィードバック制御と、昇圧コンバータに含まれるリアクトルに流れるリアクトル電流のフィードバック制御とによって、昇圧コンバータに含まれるスイッチング素子をスイッチング動作させる制御信号を生成している。

特開２００６−３１１６３５号公報

上記特許文献１に記載の昇圧コンバータの制御装置において、リアクトル電流は電流センサによって検出されて制御装置に入力され、昇圧コンバータのフィードバック制御に用いられる。そのため、この電流センサに異常が生じて出力値が狭い電流幅でしか変動しない状態（ほぼ一定値に張り付いた状態）になると、リアクトル電流を正しくフィードバック制御することができず、その結果、昇圧電圧のフィードバック制御にも影響して昇圧電圧を昇圧電圧指令値に収束させることができなくなる事態が生じる。このようなことから、リアクトル電流を検出する電流センサの異常を適切に検知することが必要になる。

本発明の目的は、リアクトル電流のフィードバック制御を用いて昇圧電圧を制御する昇圧コンバータ装置において、リアクトル電流を検出する電流センサの異常を適切に検知することである。

本発明に係る昇圧コンバータ装置は、リアクトルおよびスイッチング素子を含み、バッテリから入力される電圧を昇圧して出力可能な昇圧コンバータと、前記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する電流センサと、前記リアクトル電流のフィードバック制御を用いて前記昇圧コンバータを制御する制御装置と、を備える昇圧コンバータ装置であって、前記制御装置は、前記昇圧コンバータの制御に用いるキャリア周波数を低下させるか、前記昇圧コンバータの制御に用いるデューティ指令値を低下させるかの少なくとも何れかを実行し、前記キャリア周波数の低下、または、前記デューティ指令値の低下を実行しているときに前記電流センサで電流リプルの振幅を検出し、前記電流リプルの振幅が前記電流センサの異常時における所定の電流変動幅よりも小さい場合に前記電流センサが異常であると検知するものである。

本発明に係る昇圧コンバータ装置において、前記キャリア周波数の低下、または、前記デューティ指令値の低下は、前記電流センサによって前記電流リプルの振幅を検出する期間のみで実行されてもよい。

また、本発明に係る昇圧コンバータ装置において、車速が所定値以上であるときに前記電流センサの異常検知を行ってもよい。

本発明に係る昇圧コンバータ装置によれば、昇圧コンバータの制御に用いるキャリア周波数を低下させるか、昇圧コンバータの制御に用いるデューティ指令値を低下させるかの少なくとも何れかを実行して電流センサでリアクトル電流の電流リプルの振幅を検出して異常検知を行う。このようにすることで、電流センサの異常検知時におけるリアクトル電流のリプルの正常時と異常時の振幅差が顕著になるため、電流センサの異常を適切に検知することが可能になる。

本発明の一実施形態である昇圧コンバータ装置を含むモータ駆動装置の全体概略構成を示す図である。 コンバータが上アームのスイッチング素子がオン状態にあるときの電流の流れを示す図である。 コンバータが下アームのスイッチング素子がオン状態にあるときの電流の流れを示す図である。 昇圧コンバータ装置の制御装置におけるコンバータ制御に関する部分の機能ブロック図である。 電流センサによって検出されるリアクトル電流の波形を、正常時は太い実線で、異常時は細い実線でそれぞれ示す図である。 制御装置において実行される電流センサの異常を検知するための処理手順を示すフローチャートである。 電流センサ異常検知のためにキャリア周波数を低下させた場合のリアクトル電流の波形を示す図である。 電流センサ異常検知のためにデューティ指令値を低下させた場合のリアクトル電流の波形を示す図である。 コンバータが出力電圧が最大昇圧状態にあるときに電流センサの異常検知のためにリアクトル電流のリプルを一時的に大きくする処理を実行することを説明するための図である。

以下に、本発明に係る実施形態について添付図面を参照しながら詳細に説明する。この説明において、具体的な形状、材料、数値、方向等は、本発明の理解を容易にするための例示であって、用途、目的、仕様等にあわせて適宜変更することができる。また、以下において複数の実施形態や変形例などが含まれる場合、それらの特徴部分を適宜に組み合わせて用いることは当初から想定されている。

図１は、本発明の一実施形態である昇圧コンバータ装置１０を含むモータ駆動装置１００の回路図である。図１に示すように、モータ駆動装置１００は、直流電源であるバッテリＢと、コンバータ（昇圧コンバータ）２０と、インバータ３０と、正極線１２ａ，１２ｂと、負極線１４と、電流センサ１３，２１と、電圧センサ１６，１８，２２と、フィルタコンデンサＣ１と、平滑コンデンサＣ２と、制御装置５０とを備える。このうち、本実施形態の昇圧コンバータ装置１０は、コンバータ２０、電流センサ２１、および、制御装置５０の一部を含んで構成される。

モータ駆動装置１００は、ハイブリッド自動車や電気自動車（燃料電池自動車を含む）などの電動車両に搭載される。そして、車載されたモータＭは、図示されない駆動輪に機械的に連結され、車両を駆動するためのトルクを発生する。あるいは、モータＭは、図示されないエンジンに機械的に連結され、エンジンの動力を用いて発電する発電機として動作し、かつ、エンジンの始動を行なう電動機としてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

バッテリＢは、再充電可能な蓄電装置であり、例えばニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池が好適に用いられる。ただし、バッテリＢに代えて又は加えて、大容量のキャパシタを蓄電装置として用いてもよい。

バッテリＢの正極端子には正極線１２ａが接続され、バッテリＢの負極端子には負極線１４が接続されている。そして、正極線１２ａにはシステムメインリレーＳＭＲ１が設けられ、負極線１４にはシステムメインリレーＳＭＲ２が設けられている。各リレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２は、制御装置５０からの信号を受けてオンオフ制御される。

電圧センサ１６は、バッテリＢの端子間電圧を検出するセンサである。電圧センサ１６によって検出されたバッテリ電圧ＶＢは制御装置５０へ出力される。以下において、電圧センサ１６を適宜にＶＢセンサという。

電流センサ１３は、バッテリＢの正極端子に接続される正極線１２ａに設けられている。電流センサ１３は、バッテリＢに出入りする電流を検出するセンサである。電流センサ１３によって検出されたバッテリ電流ＩＢは、制御装置５０へ出力される。以下において、電流センサ１３を適宜にＩＢセンサという。

コンバータ２０は、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。リアクトルＬ１の一方端は、バッテリＢの正極端子に接続される正極線１２ａに接続され、他方端は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点１１に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、正極線１２ｂと負極線１４との間に直列に接続される。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、ダイオードＤ１，Ｄ２が逆並列にそれぞれ接続される。

コンバータ２０は、制御装置５０からの信号に基づいて、正極線１２ｂおよび負極線１４間の電圧をバッテリ電圧ＶＢ以上の電圧に昇圧可能な電圧変換装置である。コンバータ２０の信号には、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティを制御するためのゲート信号Ｓ１と、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティを制御するためのゲート信号Ｓ２とが含まれる。コンバータ２０の昇圧動作時、ゲート信号Ｓ１，Ｓ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が互いに逆の状態（すなわち、Ｑ１オンのときはＱ２オフ、Ｑ１オフのときはＱ２オン）となるように関連付けられている。

電流センサ２１は、コンバータ２０のリアクトルＬ１に流れるリアクトル電流ＩＬを検出し、その検出値を制御装置５０へ出力する。電流センサ２１は、バッテリＢからリアクトルＬ１へ流れる電流を正値として検出し、リアクトルＬ１からバッテリＢへ流れる電流を負値として検出する。以下において、電流センサ２１を適宜にＩＬセンサという。

フィルタコンデンサＣ１は、正極線１２ａと負極線１４との間に接続される。電圧センサ１８は、フィルタコンデンサＣ１の両端の電圧ＶＬをコンバータ２０の入力電圧として検出し、その検出値を制御装置５０へ出力する。以下において、電圧センサ１８を適宜にＶＬセンサという。

平滑コンデンサＣ２は、正極線１２ｂと負極線１４との間に接続される。平滑コンデンサＣ２は、コンバータ２０からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ３０へ供給する。電圧センサ２２は、平滑コンデンサＣ２の両端の電圧ＶＨをコンバータ２０の出力電圧として検出し、その検出値を制御装置へ出力する。以下において、電圧センサ２２を適宜にＶＨセンサという。

インバータ３０は、Ｕ相アーム３２と、Ｖ相アーム３４と、Ｗ相アーム３６とを含む。Ｕ相アーム３２、Ｖ相アーム３４およびＷ相アーム３６は、正極線１２ｂと負極線１４との間に並列に接続される。各相アーム３２，３４，３６は、直列接続された２つのスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８をそれぞれ含む。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８には、ダイオードＤ３〜Ｄ８が逆並列でそれぞれ接続される。そして、各相アーム３２，３４，３６の中間点がモータＭの各相コイルにそれぞれ接続されている。

インバータ３０は、制御装置５０からの信号Ｓ３〜Ｓ８に基づいて、正極線１２ｂおよび負極線１４から供給される直流電力を三相交流に変換してモータＭへ出力し、モータＭを駆動する。これにより、モータＭは、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ３０は、モータ駆動装置１００が搭載された電動車両の回生制動時、モータＭで発電された三相交流電力を制御装置５０からの信号に基づいて直流電力に変換し、コンバータ２０側の正極線１２ｂおよび負極線１４へ出力する。この場合、コンバータ２０は、インバータ３０から供給される直流電力をバッテリＢに充電可能な電圧にまで降圧してバッテリＢ側へ出力する。したがって、コンバータ２０は、昇降圧コンバータとも呼ばれる。

モータＭには、回転角センサ３８が設けられている。回転角センサ３８は、モータＭのロータ位置を検出し、その検出値θを制御装置５０に出力する。制御装置５０は、その検出値θを、インバータ３０の制御信号を生成するための座標変換等に用いることができる。また、制御装置５０は、検出値θに基づいてモータ回転数ＭＲＮや車速を導出することができる。

制御装置５０は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）により構成される。制御装置５０は、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて所定の演算処理を実行し、バッテリＢの状態管理やコンバータ２０およびインバータ３０の制御を行うように構成される。あるいは、ＥＣＵの少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。

制御装置５０は、パルス幅変調法を用いて、コンバータ２０を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号Ｓ１，Ｓ２としてコンバータ２０へ出力する。また、制御装置５０は、図示されない外部のＥＣＵから受けるモータＭのトルク指令値ＴＲと、上記回転角センサ３８の検出値θから導出されるモータ回転数ＭＲＮとに基づいて、モータＭを駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号Ｓ３〜Ｓ８としてインバータ３０へ出力する。

なお、本実施形態では１つの制御装置５０がバッテリＢの状態管理、コンバータ２０およびインバータ３０の制御を行うとして説明するが、これに限定されるものはない。例えば、バッテリＢの状態管理、コンバータ２０の昇圧動作、および、インバータ３０の直交変換動作をそれぞれ別の電子制御ユニット（ＥＣＵ）で管理または制御するように構成してもよい。

図２は、コンバータ２０のスイッチング素子Ｑ１がオン状態のとき、すなわち上アームオン時の（正の）電流ＩＬの流れを示す。この場合、図２に示すように、電流ＩＬがダイオードＤ１を流れる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点１１と負極線１４との間の電圧をＶｍ、リアクトルＬ１のインダクタンス値をＬ、電流ＩＬの傾き（単位時間当たりの変化率）をｄＩＬ／ｄｔとすると、この状態での電圧方程式は、下記の式（１）となる。
ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−Ｖｍ＝０ ・・・（１）

平滑コンデンサＣ２の両端の電圧をＶＨとすると、電流ＩＬがダイオードＤ１を流れている間は電圧Ｖｍ＝ＶＨとなるため、これを式（１）に代入して変形すると下記の式（２）となり、さらに式（２）を変形すると式（３）となる。
ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−ＶＨ＝０ ・・・（２）
ｄＩＬ／ｄｔ＝（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌ ・・・（３）

この式（３）より、電流ＩＬが正の場合、スイッチング素子Ｑ１のオン時は、電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔが（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌとなることが分かる。通常、ＶＬ＜ＶＨであるので電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔは負である。

図３は、コンバータ２０のスイッチング素子Ｑ２がオン状態のとき、すなわち下アームオン時の（正の）電流ＩＬの流れを示す。この場合、図３に示すように、電流ＩＬがスイッチング素子Ｑ２を流れる。この状態での電圧方程式は、下記の式（４）となる。
ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−Ｖｍ＝０ ・・・（４）

式（４）そのものは上記の式（１）と同じであるが、電流ＩＬがスイッチング素子Ｑ２を流れている間は、電圧Ｖｍは、ＶＨではなく０となるため、これを式（４）に代入して変形すると下記の式（５）となり、さらに式（５）を変形すると式（６）となる。
ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−０＝０ ・・・（５）
ｄＩＬ／ｄｔ＝ＶＬ／Ｌ ・・・（６）

この式（６）より、電流ＩＬが正の場合、スイッチング素子Ｑ２のオン時は、電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔがＶＬ／Ｌとなることが分かる。通常、ＶＬ＞０であるので電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔは正である。

このように、電流ＩＬが正の場合、スイッチング素子Ｑ１のオン時の電流ＩＬは傾き（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌで減少し、スイッチング素子Ｑ２のオン時の電流ＩＬは傾きｄＩＬ／ｄｔがＶＬ／Ｌで増加する。したがって、コンバータ２０による昇圧動作時には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作によってリアクトル電流ＩＬが増加と減少を繰り返すリプルが生じることになる（図５参照）。

次に、図４を参照して、コンバータ２０における昇圧動作の制御について説明する。図４は、制御装置５０の、コンバータ２０の制御に関する部分の機能ブロック図である。図４に示すように、制御装置５０は、電圧指令生成部５２と、減算部５４，５８と、電圧制御演算部５６と、電流制御演算部６０と、駆動信号生成部６２と、キャリア生成部６４と、デューティ指令値変更部６６とを含む。

電圧指令生成部５２は、コンバータ２０の出力電圧である電圧ＶＨの目標値を示す電圧指令値ＶＲを生成する。例えば、電圧指令生成部５２は、モータＭのトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮから算出されるモータＭの要求パワーに基づいて電圧指令値ＶＲを生成する。

減算部５４は、ＶＨセンサ２２から入力された電圧ＶＨの検出値を電圧指令値ＶＲから減算し、その演算結果を電圧制御演算部５６へ出力する。

電圧制御演算部５６は、電圧ＶＬの検出値と、電圧指令値ＶＲから電圧ＶＨの検出値を減算した値とを用いて、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＲに一致させるためのフィードバック制御（例えば比例積分制御）を実行する。そして、電圧制御演算部５６は、算出された制御量を電流指令値ＩＲとして出力する。

減算部５８は、電圧制御演算部５６から出力される電流指令値ＩＲから電流ＩＬの検出値を減算し、その演算結果を電流制御演算部６０へ出力する。

電流制御演算部６０は、電流指令値ＩＲからＩＬセンサ２１による電流ＩＬの検出値を減算した値を減算部５８から受け、電流ＩＬを電流指令値ＩＲに一致させるためのフィードバック制御（例えば比例積分制御）を実行する。そして、電流制御演算部６０は、算出された制御量をデューティ指令値ｄとして駆動信号生成部６２へ出力する。

キャリア生成部６４は、後述する駆動信号生成部６２においてＰＷＭ信号Ｓ１，Ｓ２を生成するための、三角波から成るキャリア信号ＣＲを生成し、その生成したキャリア信号ＣＲを駆動信号生成部６２へ出力する。また、キャリア生成部６４は、制御装置５０においてＩＬセンサ２１の異常検知のための処理が実行されて所定の条件が満たされたときに、キャリア信号ＣＲの周波数ｆｃｒを一時的に変更する機能を有する。その詳細については、後述する。

駆動信号生成部６２は、電流制御演算部６０から受けるデューティ指令値ｄを、キャリア生成部６４から受けるキャリア信号ＣＲと大小比較し、その比較結果に応じてゲート信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。例えば、駆動信号生成部６２は、キャリア信号ＣＲがデューティ指令値ｄよりも小さい場合にゲート信号Ｓ１をオン（かつゲート信号Ｓ２をオフ）とし、そうでない場合にゲート信号Ｓ２をオン（かつゲート信号Ｓ１をオフ）とする。

デューティ指令値変更部６６は、制御装置５０においてＩＬセンサ２１の異常検知のための処理が実行されて所定の条件が満たされたときに、デューティ指令値ｄを一時的に変更する機能を有する。その詳細については、後述する。

上記構成からなる制御装置５０においては、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＲに一致させるためのフィードバック制御が電圧制御演算部５６により実行される（電圧制御）。そして、電圧制御演算部５６の制御出力を電流ＩＬの電流指令値ＩＲとして、電流ＩＬを電流指令値ＩＲに一致させるためのフィードバック制御が電流制御演算部６０により実行される（電流制御）。このように、電圧ＶＨおよび電流ＩＬについてのフィードバック制御が実行されることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各オン時間の間に設定されるデッドタイム等に起因する電圧ＶＨの変動を抑制できる。

なお、減算部５４、電圧制御演算部５６、減算部５８および電流制御演算部６０は、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＲに一致させるためのメインループ６８を形成し、減算部５８および電流制御演算部６０は、電流ＩＬを電流指令値ＩＲに一致させるためのマイナーループ７０を形成する。

上述したコンバータ２０、ＩＬセンサ２１、および、制御装置５０を含む昇圧コンバータ装置１０が正常に動作するには、ＶＨセンサ２２、ＶＬセンサ１８およびＩＬセンサ２１が正常に機能している必要がある。ここで、ＩＬセンサ２１において検出値が狭い電流幅でしか変動しない等の異常が発生した場合を想定すると、リアクトル電流ＩＬを正しくフィードバック制御することができず、その結果、昇圧後の出力電圧ＶＨのフィードバック制御にも影響して出力電圧ＶＨを昇圧電圧指令値に収束させることができなくなる事態が生じる。このようなことから、リアクトル電流ＩＬを検出するＩＬセンサ２１の異常を適切に検知することが必要になる。そこで、本実施形態の昇圧コンバータ装置１０では、後述するようなＩＬセンサ２１の異常検知処理を行うことで、センサ異常を適切に検知することとしている。以下において、制御装置５０で実行されるＩＬセンサ２１の異常検知処理について説明する。

図５は、ＩＬセンサ２１の異常検知処理を説明するための図である。図５では、ＩＬセンサ２１によって検出されるリアクトル電流ＩＬの波形が、正常時は太い実線で、異常時は細い実線でそれぞれ示されている。

ＩＬセンサ２１の正常時には、リアクトル電流ＩＬはコンバータ２０のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作によって三角形状のリプルＲが連続した略鋸歯状の波形を示す。ここで、１つのリプルＲに着目すると、リアクトル電流ＩＬが増加する期間Ｔ２はスイッチング素子Ｑ２のオン期間に対応し、その傾きｄＬ／ｄｔは上記式（６）に示すようにＶＬ／Ｌとなる。他方、電流リプルＲにおいてリアクトル電流ＩＬが低下する期間Ｔ１はスイッチング素子Ｑ１のオン期間に対応し、その傾きｄＬ／ｄｔは上記式（３）に示すように（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌとなる。そして、これらの期間Ｔ１，Ｔ２の和が一制御周期Ｔｃｙｃに相当し、上記デューティ指令値ｄは一制御周期Ｔｃｙｃに対するスイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔ１の比として下記の式（７）で表すことができる。
ｄ＝Ｔ１／Ｔｃｙｃ（＝ＶＬ／ＶＨ） ・・・（７）

制御装置５０においてキャリア生成部６４から出力されるキャリア信号ＣＲの周波数ｆｃｒは予め記憶された既知の値であるため、リアクトル電流ＩＬの１つのリプルＲの一制御周期Ｔｃｙｃは１／ｆｃｒで表すことができる。また、制御装置５０において電流制御演算部６０から出力されるデューティ指令値ｄもまた既知の値である。したがって、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔ１、および、スイッチング素子Ｑ２のオン期間Ｔ２は、下記の式（８），（９）によって算出することができる。
Ｔ１＝ｄ・Ｔｃｙｃ＝ｄ／ｆｃｒ ・・・（８）
Ｔ２＝Ｔｃｙｃ−Ｔ１ ・・・（９）

通常、ＩＬセンサ２１によるリアクトル電流ＩＬのサンプリングは、一制御周期Ｔｃｙｃごとに行われる。図５には、３つのリプルＲについて通常のサンプリングタイミングＳＴ１，ＳＴ２，ＳＴ３が○印で示されている。このように一制御周期ごとにリアクトル電流ＩＬをサンプリングした場合、正常動作するＩＬセンサ２１による検出値ＩＬはほぼ同じ値となる。

これに対し、ＩＬセンサ２１の異常検知処理時には、リアクトル電流ＩＬの波形において三角形状をなすリプルＲについて、頂点部分に対応するサンプリングタイミングＳＴＡでＩＬセンサ２１の検出値ＩＬＡを取得するとともに、底部分に対応するサンプリングタイミングＳＴＢでＩＬセンサ２１の検出値ＩＬＢを取得する。これらのサンプリングタイミングＳＴＡ，ＳＴＢは、上記式（８）（９）で求められるオン時間Ｔ１，Ｔ２によって設定することができる。そして、検出値ＩＬＡから検出値ＩＬＢを減算して差分を算出することにより、リプルＲの最大電流変動幅ΔＩＬｍａｘ、すなわち、リプルＲの振幅を求めることができる。ここで、「頂点部分」とは、三角形状のリプルＲの上側の折り返し点およびその近傍の高電流部分を含み、「底部分」とは三角形状のリプルＲの下側の折り返し点およびその近傍の低電流部分を含むことを意図している。

なお、ＩＬセンサ２１の異常検知処理時におけるリアクトル電流ＩＬのサンプリングタイミングＳＴＡ，ＳＴＢは、通常時のサンプリングタイミングＳＴ２に追加されてもよい。あるいは、異常検知処理時の期間だけ通常サンプリングタイミングＳＴ２に代えてサンプリングタイミングＳＴＡ，ＳＴＢでリアクトル電流ＩＬを取得してもよい。また、図５に示すように、サンプリングタイミングＳＴＢに加えて（又は代えて）、リプルＲの電流増加が始まるサンプリングタイミングＳＴＣでリアクトル電流ＩＬをサンプリングしてもよい。この場合、２つのサンプリングタイミングＳＴＢ，ＳＴＣを平均して、リプルＲの底部分の電流値ＩＬＢとしてもよい。

上記のようにリアクトル電流ＩＬのリプルＲについて最大電流変動幅ΔＩＬｍａｘを算出し、これを監視することによってＩＬセンサ２１の異常を適切に検知することができる。例えば、ＩＬセンサ２１において、検出値がほぼ一定値に張り付いた状態となる異常が生じることがある。以下では、この異常を「固着故障」という。この場合、ＩＬセンサ２１の検出値は、図５に示すように、所定の狭い電流変動幅ΔＩＬｔｈ内でしか変動しなくなる。この電流変動幅ΔＩＬｔｈはＩＬセンサ２１の種類等に応じた固有の値であり、制御装置５０のメモリに予め記憶されている。

上述したように求められるリアクトル電流ＩＬの最大電流変動幅ΔＩＬｍａｘが上記電流変動幅ΔＩＬｔｈより大きければ、ＩＬセンサ２１に固着故障が生じていないと判断することができる。しかし、リアクトル電流ＩＬのリプルＲの最大電流変動幅ΔＩＬｍａｘが上記電流変動幅ΔＩＬｔｈよりも小さい場合があり、その場合にはＩＬセンサ２１の固着故障を適切に検知できない可能性がある。

そこで、本実施形態の昇圧コンバータ装置１０では、下記のようにリプルＲの変動幅を一時的に大きくしたうえでリアクトル電流ＩＬのサンプリングを行って、ＩＬセンサ２１の固着故障を検知するようにしている。

図６は、本実施形態の制御装置５０において実行されるＩＬセンサ２１の固着故障を検知するための処理手順を示すフローチャートである。この処理は、制御装置５０のＣＰＵにおいて所定時間ごとに実行される。

制御装置５０は、まず、ステップＳ１０により、モータ駆動装置１００が搭載された電動車両の車速が所定速度ＳＰｔｈよりも高速であるか否かを判定する。このように車速が所定速度ＳＰｔｈより大きい場合にＩＬセンサ２１の異常検知処理を実行するのは、コンバータ２０の制御に用いるキャリア周波数を低下させると騒音や振動が大きくなる可能性があるため、コンバータ２０の騒音および振動が走行音（例えば、エンジン音、ロードノイズ等）で気にならない程度の車速域で実行することでドライバビリティへの影響を抑制するためである。上記ステップＳ１０で肯定判定されると次のステップＳ１２へ進み、そうでなければステップＳ２６へ進む。

ステップＳ１０で肯定判定された場合、制御装置５０は、続くステップＳ１２により、キャリア周波数ｆｃｒをｆ１からｆ２に低下させる。この処理は、キャリア生成部６４（図４参照）によって実行される。ここで、ｆ１はＩＬセンサ２１の固着故障の検知動作を行う前にコンバータ２０の昇圧制御に用いられていたキャリア周波数であり、ｆ２は上記ｆ１よりも低い固着故障検知用のキャリア周波数である。

このようにコンバータ２０の制御に用いるキャリア周波数ｆｃｒを低下させることで、図７に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御周期が長くなるためにリアクトル電流ＩＬのリプルＲが大きくなる。この状態で、続くステップＳ１４により、図５を参照して説明したようにサンプリングタイミングＳＴＡ，ＳＴＢでＩＬセンサ２１による検出値ＩＬＡ，ＩＬＢをサンプリングする。そして、制御装置５０は、続くステップＳ１６により、検出値ＩＬＡから検出値ＩＬＢを減算して、電流変動幅ΔＩＬの実測値（以下「ΔＩＬ実測値」という）を算出する。

次に、制御装置５０は、続くステップＳ１８により、上記ΔＩＬ実測値がＩＬセンサ２１の固着故障時の電流変動幅ΔＩＬｔｈより小さいか否かを判定する。ここで、図５を参照すると、ＩＬセンサ２１が固着故障した場合、ＩＬセンサ２１によって検出される検出値ＩＬＡ，ＩＬＢは固着故障時の電流変動幅ΔＩＬｔｈ内の狭い範囲でしか変動しない波形上の値として検出されることになる。したがって、検出値ＩＬＡ，ＩＬＢの差分であるΔＩＬ実測値が上記固着故障時の電流変動幅よりも小さい場合には、ＩＬセンサ２１に固着故障が発生したとみなせる。

上記ステップＳ１８によりΔＩＬ実測値が固着故障時の電流変動幅ΔＩＬｔｈよりも小さくない場合（ステップＳ１８でＮＯ）、ステップＳ２６の処理を経てセンサ固着故障検知処理を終了する。他方、ΔＩＬ実測値が固着故障時の電流変動幅ΔＩＬｔｈよりも小さいと判定された場合、続くステップＳ２０でｎ（初期値０）＝ｎ＋１としてインクレメントし、続くステップＳ２２でｎが所定の値ｍ（２以上の整数）になったか否かを判定する。そして、ｎ＝ｍと判定されるまで、上記ステップＳ１４〜Ｓ２０の処理を繰り返し実行する。このように複数回繰り返してＩＬセンサ２１の固着故障を判定することで、固着故障検知の精度が向上する。

ステップＳ２２でｎ＝ｍと判定された場合、すなわち、ΔＩＬ実測値が固着故障時の電流変動幅ΔＩＬｔｈよりも小さい状態が複数回連続して検出された場合、続くステップＳ２４でＩＬセンサ２１が固着故障であると検知する。このようにＩＬセンサ２１の固着故障が判定された場合、制御装置５０はフェールセーフモードへ移行することができる。このフェールセーフモードとしては、例えば、ＩＬセンサ２１の検出値に代えて、ＩＢセンサ１３によって検出されるバッテリ電流ＩＢをコンバータ２０の電流フィードバック制御に用いることができる。また、制御装置５０は、ＩＬセンサ２１の固着故障をランプ表示や音声等で運転者に報知するのが好ましい。

そして、制御装置５０は、続くステップＳ２６でｎ＝０にリセットするとともに、キャリア周波数ｆｃｒをｆ２からｆ１に戻す（図７参照）。これにより、ＩＬセンサの固着故障検知処理が終了する。

上述したように、本実施形態の昇圧コンバータ装置１０によれば、ＩＬセンサ２１の固着故障を検知する際に、リアクトル電流ＩＬのリプルＲを一時的に大きくしたうえで、ＩＬセンサによってリプルＲの高電流部分である頂点部分とリプルＲの低電流部分である底部分とをサンプリングしてＩＬセンサ２１の固着故障を判定する。これにより、リアクトル電流ＩＬのリプルＲについて正常時と固着故障時の電流変動の差が顕著になり、ＩＬセンサ２１の固着故障を適切に検知することが可能になる。

また、本実施形態の昇圧コンバータ装置１０によれば、固着故障検知処理のために例えば２つの電流値ＩＬＡ，ＩＬＢをサンプリングする期間だけキャリア周波数を変更するので、このサンプリング期間を可能な限り短くすることでドライバビリティへの影響を小さくすることができる。

さらに、本実施形態の昇圧コンバータ装置１０によれば、車速が所定値以上であるときにＩＬセンサ２１の固着故障検知処理を実行するため、キャリア周波数ｆｃｒの低下によってコンバータ２０に騒音および振動が生じたとしても運転者等が気にならない走行状態にあるため、ドライバビリティへの影響を小さくすることができる。

なお、本発明に係る昇圧コンバータ装置は、上述した実施形態およびその変形例に限定されるものではなく、本願の特許請求の範囲に記載された事項およびその均等な範囲において種々の変更や改良が可能である。

例えば、上記においてはキャリア周波数ｆｃｒを低下させることによりリアクトル電流ＩＬのリプルＲを大きくすると説明したが、これに限定されるものではなく、図６のステップＳ１２においてかっこ書きで示すように、デューティ指令値変更部６６によってデューティ指令値ｄを一時的に低下させることによってリアクトル電流ＩＬのリプルＲを大きくしてもよい。このようにしてデューティ比を低下させることで、図８に示すように、コンバータ２０による昇圧電圧が一時的に大きくなってリアクトル電流ＩＬのリプルＲの振幅も大きな状態となる。その状態で、リプルＲの頂点部分に対応するサンプリングタイミングＳＴＡで電流値ＩＬＡを検出するとともに、リプルＲの底部分に対応するサンプリングタイミングＳＴＣで電流値ＩＬＣを検出して、ＩＬセンサ２１の固着故障検知を行うことができる。これによっても、上記実施形態と同様の効果を奏することができる。また、このようなデューティ指令値を低下させる処理をキャリア周波数ｆｃｒの低下と同時に行って、リプルＲの振幅が大きい状態をつくってもよい。なお、リアクトル電流ＩＬの固着故障検知処理用のサンプリングが終わったら、ステップＳ２６によりデューティ指令値ｄを元の値に戻す。これにより、図８に示すように、コンバータ２０の出力電圧は低下する。

また、上記実施形態では、車速が所定値以上のときにキャリア周波数（または／およびデューティ指令値）を低下させてＩＬセンサ２１の固着故障検知処理を行うとして説明したが、これに限定されるものではない。例えば、低下させるキャリア周波数ｆ２を騒音および振動が生じにくい周波数に設定する等によってＮＶ（Noise and Vibration）性能の悪化を回避できる場合には、車速にかかわらずＩＬセンサ２１の固着故障検知処理を実行してもよい。

また、図９に示すように、コンバータ２０にはスイッチング素子の耐圧性能等を考慮して昇圧上限値ＶＨｍａｘが設定されているが、コンバータ２０の出力電圧ＶＨが昇圧上限値ＶＨｍａｘに達している状態でも、キャリア周波数の低下等によってリアクトル電流ＩＬのリプルを一時的に大きくしたうえでＩＬセンサ２１の固着故障検知処理を実行してもよい。通常、昇圧上限値ＶＨｍａｘ（例えば６００ボルト）は余裕をもって設定されることから、昇圧電圧ＶＨが一時的にΔＶＨ（例えば２０ボルト）だけ超過してもスイッチグ素子が故障することはないからである。このようにコンバータ２０の出力電圧が昇圧上限値に達している状態でもＩＬセンサの固着故障検知を実行することで、ＩＬセンサの固着故障を適切に検知することが可能になる。

さらに、上記実施形態においては、まず、ステップＳ１０として車速が所定値以上であるときにＩＬセンサ２１の固着故障検知処理を実行するとして説明したが、これに先立ち、リアクトル電流ＩＬのリプルＲの最大電流変動幅ΔＩＬｍａｘを計算により推定し、この推定値がＩＬセンサの固着故障時の電流変動幅ΔＩＬｔｈよりも大きいかを判定し、大きいと判定された場合だけステップＳ１０以降の処理を実行するようにしてもよい。この場合、リプルの最大電流変動幅ΔＩＬｍａｘ（すなわちリプルの振幅）は、コンバータ２０の入力電圧ＶＬおよび出力電圧ＶＨ、ならびに、固着故障検知用のサンプリングを行う前のキャリア周波数ｆ１に基づいて算出することができる。より具体的には、図５を参照すると、リアクトル電流ＩＬのリプルＲについて、傾きＶＬ／Ｌに時間Ｔ２を乗算するか、または、傾き（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌに時間Ｔ１を乗算することによってリプルＲの最大電流変動幅ΔＩＬｍａｘを算出することができる。このようにすることで、リアクトル電流ＩＬの変動幅がセンサ固着故障時の電流変動幅を超えると推定される場合だけに上記固着故障検知処理を実行することで、ＩＬセンサの固着故障をより確実に検知することが可能になる。

１０ 昇圧コンバータ装置、１１ 接続点、１２ａ，１２ｂ 正極線、１３，２１ 電流センサ、１４ 負極線、１６，１８，２２ 電圧センサ、２０ コンバータ（昇圧コンバータ）、３０ インバータ、３２ Ｕ相アーム、３４ Ｖ相アーム、３６ Ｗ相アーム、３８ 回転角センサ、５０ 制御装置、５２ 電圧指令生成部、５４，５８ 減算部、５６ 電圧制御演算部、６０ 電流制御演算部、６２ 駆動信号生成部、６４ キャリア生成部、６６ デューティ指令値変更部、６８ メインループ、７０ マイナーループ、１００ モータ駆動装置、Ｃ１ フィルタコンデンサ、Ｃ２ 平滑コンデンサ、ＣＲ キャリア信号、ｄ デューティ指令値、Ｄ１−Ｄ８ ダイオード、ｆｃｒ，ｆ１，ｆ２ キャリア周波数、ＩＢ バッテリ電流、ＩＬ リアクトル電流、ＩＬＡ，ＩＬＢ，ＩＬＣ 検出値または電流値、ＩＲ 電流指令値、Ｌ１ リアクトル、Ｍ モータ、ｍ 所定値、ＭＲＮ モータ回転数、Ｑ１−Ｑ８ スイッチング素子、Ｒ リプル、Ｓ１−Ｓ８ ゲート信号、ＳＭＲ１，ＳＭＲ２ システムメインリレー、ＳＰｔｈ 所定速度、ＳＴ１，ＳＴ２，ＳＴ３ 通常サンプリングタイミング、ＳＴＡ，ＳＴＢ，ＳＴＣ （センサ異常検知処理用の）サンプリングタイミング、Ｔ１ （スイッチング素子Ｑ１の）オン時間、Ｔ２ （スイッチング素子Ｑ２の）オン時間、Ｔｃｙｃ 一制御周期、ＴＲ トルク指令値、ＶＢ バッテリ電圧、ＶＨ 出力電圧、ＶＨｍａｘ 昇圧上限値、ＶＬ 入力電圧、Ｖｍ 電圧、ＶＲ 電圧指令値、ΔＩＬ 電流変動幅、ΔＩＬｍａｘ 最大電流変動幅または振幅、ΔＩＬｔｈ 電流変動幅、θ 検出値。

Claims (3)

1. リアクトルおよびスイッチング素子を含み、バッテリから入力される電圧を昇圧して出力可能な昇圧コンバータと、
   前記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する電流センサと、
   前記リアクトル電流のフィードバック制御を用いて前記昇圧コンバータを制御する制御装置と、を備える昇圧コンバータ装置であって、
   前記制御装置は、
   前記昇圧コンバータの制御に用いるキャリア周波数を低下させるか、前記昇圧コンバータの制御に用いるデューティ指令値を低下させるかの少なくとも何れかを実行し、
   前記キャリア周波数の低下、または、前記デューティ指令値の低下を実行しているときに前記電流センサで電流リプルの振幅を検出し、
   前記電流リプルの振幅が前記電流センサの異常時における所定の電流変動幅よりも小さい場合に前記電流センサが異常であると検知する、
   昇圧コンバータ装置。
2. 請求項１に記載の昇圧コンバータ装置において、
   前記キャリア周波数の低下、または、前記デューティ指令値の低下は、前記電流センサによって前記電流リプルの振幅を検出する期間のみで実行される、昇圧コンバータ装置。
3. 請求項１または２に記載の昇圧コンバータ装置において、
   車速が所定値以上であるときに前記電流センサの異常検知を行う、昇圧コンバータ装置。

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