JP6160142B2

JP6160142B2 - 高電圧インバータ

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Inventors: 鎌田　久浩; 久浩鎌田
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Description

この発明は、商用交流、直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳された入力電圧をスイッチングして、トランスの一次側の励磁巻線に励磁電流を流し、そのトランスの二次側の出力巻線から交流高電圧を出力する高電圧インバータに関する。

プラズマ発生装置、大型プラズマディスプレイ用放電管、オゾン発生装置などの放電用電源装置等として、交流高電圧を出力する高電圧インバータが多用されている。
例えば、誘電体バリア放電によって発生する大気圧プラズマは、表面処理の一つの手段として、表面の改質や汚染物の除去等、様々な工業製品に応用されている。樹脂等に接着や印刷、コーティング等を施す場合に、大気圧プラズマにより前処理を行うと、表面の濡れ性を向上させて、接着や印刷あるいはコーティング等を容易に仕上りよく行うことが可能になる。

このような大気圧プラズマを生成する誘電体バリア放電を安定して発生させるには、高電圧インバータによって数ＫＶから数十ＫＶの交流高電圧による高電力を、放電器の誘電体を介して対向する放電電極とカウンタ電極間に安定的に供給する必要がある。

一般のスイッチングレギュレータ（ＡＣ−ＤＣ又はＤＣ−ＤＣコンバータ）には、出力電力値が数Ｗ程度のものが多く使用されているが、プラズマ発生装置などには、出力電圧が十数ＫＶで電力値が数十Ｗ以上の交流の出力を持つ高電圧インバータが使用される。
一般のスイッチングレギュレータは、電圧変換用のトランスの一次側の励磁巻線に、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングして断続的に印加し、そのトランスの二次側の出力巻線に発生する交流電流を整流及び平滑して直流電圧を出力する。

その出力電圧を一定電圧に維持するために、例えば特許文献１に見られるように、出力電圧を検出してフィードバック電圧を生成し、それによってスイッチング素子のオン時間とオフ時間の比率（デューティ比）を制御するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行なっている。
これは、出力電圧が下がったときには、スイッチングパルスのＯＮ幅を広げて出力電力不足を補い、逆に出力電圧が上がった時には、ＯＮ幅を狭くして過剰な出力電力を制限することによって、出力電圧を一定に制御するものである。

一方、インバータ装置は、上述と同様に電圧変換用のトランスの一次側の励磁巻線に、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングして断続的に印加し、二次側の出力巻線に発生する交流電圧をそのまま負荷へ出力する。
その場合、例えば特許文献２に見られるように、出力電圧の代わりに出力電流を検出して、それを電圧に変換してスイッチング素子に対するＰＷＭ制御を行うようにしたものもある。

前述した大気圧プラズマを生成する誘電体バリア放電を安定して発生させるには、数ＫＶから数十ＫＶの交流高電圧による高電力を供給する必要がある。そのような用途に適した高電圧インバータを本発明者は既に開発しており、それは例えば、特許文献３に開示されている。
その高電圧インバータは、基本的には図１４に示すような構成を有しており、直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳された入力電圧Ｖinを、スイッチング素子Ｑによってスイッチングして共振トランス３の一次側の励磁巻線に励磁電流を流す。そして、その共振トランス３の二次側の出力巻線から交流高電圧の出力電圧Ｖout を出力する。

この高電圧インバータの特徴は、電圧を変換するための共振トランス３を、同一の特性を持つ個別の複数（図示の例では２個）のトランスＴ１，Ｔ２によって構成したことである。そして、その複数のトランスＴ１，Ｔ２の各励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２を並列に接続して同時に励磁させるようにし、各出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２を直列に接続して、その各出力電圧を積み上げるように加算して出力する。そのため、各出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の出力電圧波形の時間軸が同期するようにしている。

図１５は、この高電圧インバータにおけるスイッチング信号Ｓｐ、ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑのソース・ドレイン間に流れる電流Ｉｄ（Ｑ）、出力電圧Ｖout 及び負荷に流す出力電流Ｉｏの各波形を示している。
スイッチング信号Ｓｐは、図示していない制御回路で発生するパルス幅変調（ＰＷＭ）された矩形波パルスの信号であり、スイッチング素子Ｑのゲートに印加される。そして、このスイッチング信号Ｓｐが、１周期のうちハイ（High）の期間にスイッチング素子ＱをＯＮにし、ローの期間はスイッチング素子ＱをＯＦＦにする。

スイッチング素子ＱがＯＮの期間には電流Ｉｄ（Ｑ）が流れ、トランスＴ１，Ｔ２の各励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２に同時に励磁電流を流す。この期間にトランスＴ１，Ｔ２にエネルギーを蓄積する。そして、スイッチング素子ＱがＯＦＦになるとトランスＴ１，Ｔ２が蓄えたエネルギーを放出して、各出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２に正弦波の半波に似た波形のパルス状の高電圧を発生する。その各出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２に発生する高電圧が加算されて出力電圧Ｖout となる。

図１４に示した高電圧インバータもフライバック型電圧共振インバータである。したがって、上述したように、スイッチング素子Ｑがオン（ＯＮ）の期間にトランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２に励磁エネルギーをため、オフ（ＯＦＦ）の期間に、出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２から交流高電圧の出力電圧Ｖoutを出力する。その出力電圧Ｖoutを、負荷である例えば放電器４の電極間に印加する。
なお、ここでいう「交流高電圧」とは正負均等な正弦波交流の高電圧ではなく、トランスの励磁電流の断続によって、その出力巻線に発生するフライバックパルスによるパルス状あるいは脈流状の交番波形の高電圧である。

その出力電圧Ｖoutは、出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の総合インダクタンスＬｓと、総合分布容量Ｃｓ及び負荷である放電器４の等価容量（負荷容量）Ｃｏとの合成容量とによる並列共振回路によって発生する。そのため、その出力電圧Ｖoutは励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２と出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の巻数比に応じるが、それより遥かに大きい昇圧比の高電圧になる。
高電圧インバータをこのように構成することによって、各トランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２に偏磁が生じることがなく、共振トランス３全体として、出力巻線の巻数を多くすることができる。そのため、昇圧比が高い高電圧を連続して安定に、しかも安全に得ることができる。

大気圧プラズマを発生させる誘電体バリヤ放電（無声放電とも言われる）は、一般的に常圧で６ＫＶ以上で発生するといわれている。その放電器４内の誘電体バリヤ放電を発生する対向する電極間の等価容量をＣｏとすると、図１４に示した共振トランス３の二次側の並列共振回路の共振定数はＬｓ、Ｃｓ、Ｃoとなる。それによって出力経路上に強磁場がかかるため、出力電圧波形は完全に基本波のみとはならず歪が入った波形となり、フーリエ展開すると高次数の交番され減衰されていく電圧に分解される。

ここで共振定数の総合インダクタンスＬｓと総合分布容量Ｃｓは、磁路が分離された複数個のトランスＴ１，Ｔ２の合成特性である。個々のトランスＴ１，Ｔ２の出力インダクタンスは、トランスの数が２個の場合略Ｌｓ／２、分布容量は略２・Ｃｓとなる。出力電圧Ｖoutは交番された電圧であり、その値は数ＫＶないし数十ＫＶで、平均出力電力は数Ｗないし数十ＫＷの範囲にある。
したがって、出力電圧Ｖoutは、Ｖout（ｔ）＝（√２Ｖout）ｓｉｎ（ωｔ）による基本波の場合は、正弦波の関数上にある。ここでＶoutは、出力電圧値の実効値となる。

この交番された電圧の波高値を制御するには、その波高値のピンポイントを時間のずれなく制御するのが望ましい。
しかし、現実的には、数十ＫＶとなる交番された高電圧のためピンポイントでの検出は困難になるばかりか、仮に検出した信号が取り出せたとしても、電力変換するスイッチング素子をドライブするまでには少なくても数ｍsec程度の時間を要する。それがスイッチング周波数ごとに繰り返される。
そのため、出力電圧の波高値は、少なくとも数ｍsecごとに抑制が起きる波打った出力電圧波形となってしまう。

出力電圧が直流のスイッチングレギュレータの場合には、前述した特許文献１に記載されているように、その出力電圧を検出して、スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御するスッチングパルスをＰＷＭ制御することが可能である。
また、出力側に平滑回路の電解コンデンサなどが接続されているため、それによる保持時間があるため、制御の応答性が問題になることもない。

しかし、インバータ装置の高電圧出力は交流であるために、全波であろうが半波であろうが、その波高値（ピーク電圧値）を一定に制御するのは困難であった。
その理由は、波高値の時間が１点であること、制御の遅延があり、出力電圧波形が繰り返される周波数が高くなればなるほどその遅延の影響が顕著になって、波高値電圧が降下し過ぎたり上昇し過ぎたりすることにある。

このように、出力が交流であって、スイッチング周波数が数十ＫＨｚと高く、出力の波高値電圧も十数ＫＶのように高い場合は、上述した制御の応答性の問題に加えて、出力電圧検出手段や部品の耐圧の問題等も生じる。
そのため、このような高電圧インバータでは、入力供給電圧を一定に制御するだけで、出力電圧値は無制御であるのが一般であった。
前述した特許文献２に記載されているように、出力電圧値の代わりに出力電流を検出して、それを負帰還してスイッチング素子に対するＰＷＭ制御を行うようにしたものもあるが、出力電圧の波高値を監視してそれを制御することはできない。

この発明は、このような現状に鑑みてなされたものであり、出力が交流でその波高値電圧が十数ＫＶのような高電圧インバータにおいて、その出力電力が所望の値になるように容易に調整できるようにすることを目的とする。

この発明は上記の目的を達成するため、直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳された電圧を入力電圧とし、その入力電圧をスイッチング素子のオン・オフによってスイッチングして、そのスイッチングの１周期のうち上記スイッチング素子がオンの期間にトランスの一次側の励磁巻線に励磁電流を流し、上記スイッチング素子がオフの期間にそのトランスの二次側の出力巻線から交流高電圧を出力する高電圧インバータであって、
上記トランスを、同一の特性を持つ個別の複数のトランスによって構成し、その複数のトランスの各励磁巻線を並列に接続して同時に励磁させるようにし、その複数のトランスの各出力巻線を直列に接続し、かつ各出力巻線の出力電圧波形の時間軸が同期するようにする。
そして、上記複数のトランスがｎ個のトランスであり、その各トランスの励磁インダクタンスをＬｐ、上記入力電圧をＶin、上記１周期のうち上記励磁電流が流れている時間をＴonとして、上記ｎ個のトランスに蓄積される励磁エネルギーεが
ε＝（Ｖin・Ｔon） ^２／（２ｎ・Ｌｐ）
によって求められ、前記ｎ個のトランスによる励磁電流Ｉｄ（Ｑ）の波高値がＶin／Ｌｐに依存する特性を有する。
さらに、上記ｎ個のトランスは、それぞれ独立した閉磁路を持つ方形の枠部と中足とを有する形状のコアを有し、そのコアの中足の周囲に上記励磁巻線と出力巻線を重ね巻きしており、そのコアの中足はギャップを有し、且つ上記励磁巻線に励磁電流を流した状態でギャップの大きさを無段階に調整可能に構成されており、上記ｎ個のトランスが、それぞれ上記励磁インダクタンス（Ｌｐ）が同一の所定値で且つ所望の出力電力を得るための上記励磁電流Ｉｄ（Ｑ）の波高値に応じた値になるように、上記ギャップの大きさが調整されたことを特徴とする。

この発明による高電圧インバータは、その出力電力が所望の値になるように容易に調整できる。

この発明による高電圧インバータの一実施形態の構成を示す回路図である。図１に示した高電圧インバータにおける共振トランス１０を構成する各トランスの配置とその接続例を模式的に示す平面図である。トランスの励磁電流のモデル図である。コアのギャップの大きさをパラメータとした直流重畳特性とインダクション係数の特性を示す曲線図である。出力電圧が一定の場合にギャップの大きさをパラメータとした、出力電流と出力電力の関係を示す曲線図である。

２磁路のトランスの外観例を示す概略正面図である。図６に示した巻線部の右半部の縦断面図である。ギャップ調整手段を有するコアの第１実施例の正面図とその左側面図である。同じくその第２実施例の正面図とその左側面図である。同じくその第３実施例の正面図とその左側面図である。同じくその第４実施例の正面図とその左側面図である。同じくその第５実施例の正面図とその左側面図である。同じくその第６実施例の正面図とその左側面図である。この発明の対象とする高電圧インバータの基本的な構成例を示す回路図である。図１４に示した高電圧インバータの動作を説明するための波形図である。

以下、この発明を実施するための形態を図面に基づいて具体的に説明する。
まず、この発明による高電圧インバータの一実施形態の構成を図１及び図２によって説明する。この実施形態の高電圧インバータも、図１４によって前述した高電圧インバータの構成と基本的には同様な構成であるが、この実施形態では、電圧変換用の共振トランスを同一の特性を持つ個別の４個のトランスによって構成している。

表面改質処理等を行うための大気圧プラズマ発生装置に用いる高電圧インバータにおいては、安定的な高電圧出力を得るためには大型のトランス等による昇圧が必要となる。高電圧の出力を得るに際し、トランスの励磁巻線と出力巻線の巻数比を大きくすると、その巻線抵抗や線間容量の増大による損失増加や使用可能周波数帯域の制限、コアの磁気飽和やコア及び巻線の発熱等の問題が生じる。
そのため、この実施形態の高電圧インバータは、共振トランス１０を４個の個別のトランスＴ１〜Ｔ４に分割して構成し、その各トランスＴ１〜Ｔ４を同時に励磁して、その出力を積み上げることによって高電圧又は大電力が得られるようにしている。

図１に示す高電圧インバータ装置は、入力端子１ａ，１ｂから供給される直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳されたＳＥＬＶ（安全特別低電圧）以内の電圧を入力電圧Ｖinとする。その入力電圧Ｖinをスイッチング素子Ｑによってスイッチングして、共振トランス１０を構成する４個のトランスＴ１〜Ｔ４の一次側の励磁巻線Ｎｐ１〜Ｎｐ４に、断続的に励磁電流を流す。

それによって、トランスＴ１〜Ｔ４の二次側の出力巻線Ｎｓ１〜Ｎｓ４からそれぞれ高電圧を出力し、それを加算して出力端子２ａ，２ｂから交流高電圧の出力電圧Ｖoutを出力する。出力端子２ａ，２ｂの間に放電器等の負荷を接続した場合は、その出力回路に出力電流Ｉｏが流れる。
入力電圧Ｖinは、商用電源からの交流（日本では５０Ｈｚ又は６０Ｈｚで実効電圧１００Ｖ）を整流回路で整流し、平滑回路で平滑して得る。

共振トランス１０を構成するトランスＴ１〜Ｔ４は、いずれも同一の特性を持つ別個のトランスである。その各Ｔ１〜Ｔ４の各励磁巻線Ｎｐ1〜Ｎｐ４を並列に接続し、ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑのドレイン・ソース間と直列に、入力端子１ａ，１ｂ間に接続している。そのトランスＴ１〜Ｔ４の各出力巻線Ｎｓ１〜Ｎｓ４は直列に接続し、その両端を出力端子２ａ，２ｂに繋げている。そのアース側の端子は、負側の入力端子１ｂにも接続している。
以下の説明において、励磁巻線Ｎｐ1〜Ｎｐ４をまとめて励磁巻線Ｎｐとも称し、出力巻線Ｎｓ１〜Ｎｓ４をまとめて出力巻線Ｎｓとも称す。
なお、出力端子２ａに繋がる出力線の途中に、直流成分をカットするためのコンデンサを挿入するようにしてもよい。

制御回路５は、発振回路を含む制御ＩＣ（集積回路）であり、入力電圧Ｖinによって動作する。そして、保護抵抗Ｒを介してスイッチング素子Ｑのゲートに矩形波パルスのスイッチング信号Ｓｐを印加して、そのスイッチング素子Ｑをオン・オフさせる。
それによって、スイッチング素子Ｑのソース・ドレイン間に断続的に電流Ｉｄ（Ｑ）が流れ、共振トランス１０の励磁巻線Ｎｐにも断続的に電流が流れるため、出力巻線Ｎｓにパルス波形の高電圧を発生する。それが加算されて交流高電圧の出力電圧Ｖout となる。
これらのスイッチング信号Ｓｐ、スイッチング素子Ｑに流れる電流Ｉｄ（Ｑ）、出力電圧Ｖout及び負荷を接続した場合の出力電流Ｉｏの各波形は、図１５に示した例と同様である。
なお、スイッチング素子Ｑは、ドレインが共振トランス１０の励磁巻線Ｎｐの一端に接続され、ソースは制御回路５内で負側の入力端子１ｂに接続されている。

共振トランス１０の励磁巻線Ｎｐと並列に接続されたコンデンサＣとダイオードＤの直列回路は、スナバ回路を構成している。このスナバ回路は、各トランスＴ１〜Ｔ４のリセット用及びスイッチング素子Ｑの電圧抑圧用に設けられている。
この高電圧インバータにおいて、スイッチング素子Ｑがオン（ＯＮ）の期間に、共振トランス１０の各トランスＴ１〜Ｔ４の励磁巻線Ｎｐ１〜Ｎｐ４に励磁エネルギーを溜める。そして、スイッチング素子Ｑがオフ（ＯＦＦ）の期間に、その各トランスＴ１〜Ｔ４がその溜めたエネルギーを放出して、各出力巻線Ｎｓ１〜Ｎｓ４に半波交流波形の高電圧を出力し、それが加算されて出力電圧Ｖoutとなる。

その出力電圧Ｖoutは、各トランスＴ１〜Ｔ４の出力巻線Ｎｓ１〜Ｎｓ４の各インダクタンスの合成インダクタンスと、その出力巻線Ｎｓ１〜Ｎｓ４の各分布容量及び負荷の等価容量（負荷容量）の合成容量とによる並列共振回路によって発生する。これらのインダクタンス及び分布容量は図示を省略している。
その出力電圧Ｖoutは、入力電圧Ｖinに対して、共振トランス１０を構成する各トランスＴ１〜Ｔ４の励磁巻線Ｎｐ１〜Ｎｐ４と出力巻線Ｎｓ１〜Ｎｓ４の巻数比と、上記共振の鋭さを示すＱ値、及びトランスの個数ｎに応じて増加する。

なお、各トランスＴ１〜Ｔ４の出力巻線Ｎｓ１〜Ｎｓ４の出力電圧波形の時間軸が同期するようにしている。そのために、トランスＴ１〜Ｔ４の特性が同じであることに加えて、スイッチング素子Ｑのドレイン端子と各トランスの励磁巻線Ｎｐの負極側端子との各接続線の長さが略同じになるように、スイッチング素子Ｑを配置するのが望ましい。

この高電圧インバータ装置は、磁路が全く違う別個のコアで同じ特性を持つトランスを少なくとも４個設け、その各励磁巻線を同時に励磁し、出力側において各出力巻線の出力電圧を加算あるいは乗算する。したがって、複数の励磁巻線に偏磁が生じることがなく、出力巻線の巻数を多くすることができるので、昇圧比が高い高電圧を連続して安定に、しかも安全に得ることができる。
同一の出力電圧に対してトランス１個あたりの電圧の低減、励磁側（スイッチング素子Ｑ側）にかかる電圧の低減、それに伴う熱損失の低減などの効果も得られる。トランスが磁気飽和を起こすこともなくなる。
このような高電圧インバータによってさらに高電圧の出力を得るためには、共振トランス１０を構成するトランスの数をさらに増加すればよい。

図２は、図１に示した高電圧インバータ装置における共振トランス１０を構成する４個のトランスの配置と接続の例を模式的に示す平面図である。
トランスＴ１〜Ｔ４は、それぞれ独立した閉磁路を持つ中足を有する同一形状のコアを有し、そのコアの中足の周囲に励磁巻線Ｎｐと出力巻線Ｎｓが重ね巻きされているが、その平面形状を簡略化して示している。
Ｓ１〜Ｓ４は、それぞれトランスＴ１〜Ｔ４の励磁巻線Ｎｐ１〜Ｎｐ４の巻き始め端、Ｅ１〜Ｅ４は同じくその巻き終わり端を示している。また、Ｓｓ１〜Ｓｓ４は、それぞれトランスＴ１〜Ｔ４の出力巻線Ｎｓ１〜Ｎｓ４の巻き始め端、Ｅｓ１〜Ｅｓ４は同じくその巻き終わり端を示している。

トランスＴ１〜Ｔ４は、長手方向に一列に配置され、励磁巻線Ｎｐ１〜Ｎｐ４の各巻き始め端Ｓ１〜Ｓ４は共通に接続されて入力端子１ａに接続され、その各巻き終わり端Ｅ１〜Ｅ４も共通に接続されてスイッチング素子Ｑのドレインに接続される。
トランスＴ１の出力巻線Ｎｓ１の巻き始め端Ｓｓ１は出力端子２ａに接続され、その巻き終わり端Ｅｓ１はトランスＴ２の出力巻線Ｎｓ２の巻き始め端Ｓｓ２に接続される。さらに、その巻き終わり端Ｅｓ２はトランスＴ３の出力巻線Ｎｓ３の巻き始め端Ｓｓ３に、その巻き終わり端Ｅｓ３はトランスＴ４の出力巻線Ｎｓ４の巻き始め端Ｓｓ４に順次接続される。そして、その出力巻線Ｎｓ４の巻き終わり端Ｅｓ４は、入力端子１ｂと出力端子２ｂに接続される。

この発明は、ＡＣ若しくはＤＣ、若しくはＤＣに脈流が重畳された入力電圧をスイッチングして、数ＫＶないし数十ＫＶの高電圧で数十Ｗないし数ＫＷの高出力を、出力電圧変動が少ない出力として得ようとしている。
そのために、複数個の各トランスの励磁巻線に励磁電流を流し、図１５における電流Ｉｄ（Ｑ）に示したような略直角三角形の形状の頂点の電流値を調整する。そのため、励磁電流が流れている時間と、直角三角形の斜辺（電流Ｉｄ（Ｑ）の傾き）を決定する励磁インダクタンスの値と入力電圧Ｖinとを監視して、励磁電流Ｉｄ（Ｑ）の頂点の電流値を制御する。それによって、出力電圧偏差の少ない高電圧インバータを提供する。

図３は、トランスの励磁電流のモデル図である。ここでは、トランスの励磁電流をＩｄ（Ｑ）で示している。Ｔonはスイッチングの１周期のうち励磁電流が流れている時間を示す。
ここで、使用するトランスの数を４個とした場合、４個のトランス（１個のトランスの励磁インダクタンスＬｐ）に蓄積される励磁エネルギーεは、トランス４個の励磁電流Ｉｄ（Ｑ）の最終値で決まるから、次式によって求められる。
ε＝１／２・Ｌｐ／４・（Ｉｄ（Ｑ））^２・・・（１）

また、スイッチング素子ＱがＯＮし始めてから、ＯＦＦするまでの時間をＴonとすると、ごく短い時間軸では微分となり、励磁巻線の励磁電流Ｉｄ（Ｑ）の最終値は、次式によって求められる。
Ｉｄ（Ｑ）＝Ｖin／Ｌｐ・Ｔon ・・・・・・（２）
したがって、（１）式に（２）式を代入すると、蓄積される励磁エネルギーεは次式によって求められる。
ε＝１／８・Ｌｐ・（Ｖin・Ｔon／Ｌｐ）^２
＝（Ｖin・Ｔon）^２／８Ｌｐ・・・・・（３）
このεが、スイッチングの１周期における４個のトランスに蓄積されるエネルギー量になる。

したがって、使用するトランスの数がｎ個の場合に蓄積されるエネルギー量εは、次式によって求められる。
ε＝（Ｖin・Ｔon）^２／（２ｎ・Ｌｐ）・・・・・（４）
出力電圧Ｖoutは、共振トランス１０を構成する複数個のトランスに、（３）式又は（４）式によるエネルギーを如何に溜め込むかにかかっている。それは、図３に示す励磁電流が流れる時間Ｔonが一定であれば、励磁電流Ｉｄ（Ｑ）の変化を示す直角三角形の斜辺の傾き、すなわち（２）式のＶin／Ｌｐに依存する。
この傾きによって、励磁電流Ｉｄ（Ｑ）の波高値（直角三角形の頂点の高さ）が決まり、それによって出力電圧Ｖout の波高値も決まってくる。

Ｖinは入力電圧であるから、蓄積されるエネルギー量εは１／Ｌｐに依存することになる。この各トランス励磁インダクタンスＬｐは、直流重畳特性ＮＩ（ＡＴ）のリニヤな部分のみに依存する。Ｎは励磁巻線の巻数、Ｉは励磁電流であり、直流重畳特性ＮＩはその積である。また、この励磁インダクタンスＬｐは、Ｌｐ＝ＡＬ・Ｎ２でも求められる。ＡＬはインダクション係数であり、Ｎは励磁巻線の巻数である。
これらの値は、トランスのコアにおける磁路の磁気抵抗となるギャップ（間隙）によって変化する。例えば、ギャップを大きく取るほど蓄えられる磁気エネルギーは大きくなり、インダクション係数ＡＬの値は小さくなり、励磁インダクタンスＬｐも小さくなる。

図４に、コアに設けられたギャップの大きさ（ギャップ長）をパラメータとした、直流重畳特性ＮＩ（ＡＴ）と、インダクション係数ＡＬ（ｎＨ／Ｎ×Ｎ）の特性曲線を示す。
図４においてgap ０、gap ０．１、gap １．０はギャップ長（ｍｍ）である。
そこで、図１に及び図２に示した高電圧インバータの共振トランス１０を構成する各トランスＴ１〜Ｔ４は、何れもギャップを設けた中足を有するコアを使用し、その中足のギャップの大きさを調整可能に構成している。

ギャップが大きくなるほど磁気飽和しにくくなるため、励磁電流を多く流すことができ、直流重畳特性ＮＩ（ＡＴ）を大きくすることができる。インダクション係数ＡＬの値は小さくなり、蓄えられる磁気エネルギーは大きくなる。
図５は、出力電圧Ｖout が一定の場合に、図４と同様にギャップの大きさ（ギャップ長）をパラメータとした、出力電流Ｉoutと出力電力Ｐoutの関係を示す特性曲線を示す。
この図から明らかなように、ギャップが大きくなるほど、出力電流Ｉoutも出力電力Ｐoutも増加する。

この発明による高電圧インバータは、共振トランスを構成する各トランスに関して、上述した特性に基づいて、コアのギャップを調整して、所望の出力電圧及び出力電力、特に所定の波高値の励磁電流が得られるようにしている。
そこで、まず図１及び図２に示した高電圧インバータにおいて、共振トランス１０を構成する各トランスＴ１〜Ｔ４の構造について以下に説明する。

図６は２磁路のトランスの外観例を示す概略正面図であり、ギャップ調整手段の図示は省略している。図７はその巻線部の右半部の縦断面図である。
図６において、１１はフェライト等の磁性材からなるＥＥ型又はＥＥＲ型のコアであり、Ｅ型の２個のコア材が３本の足を互いに向かい合わせ、両側部を密着させて固定される。その固定は、このコア１１の外周を取り囲むように、銅又はアルミニウムのような非磁性の金属バンドを周回させて固定することによって行われる。その両側部の密着面１１ｒも、各磁路に対する磁気抵抗になるが僅かである。

このコア１１の方形の枠部の互いに平行な図６で上下の２辺の中央部から、互いに対向する方向に他の２辺に平行に延びているのが中足１１ａ，１１ｂであり、その対向する端面間でギャップ１１Ｇを形成している。このギャップ１１Ｇが磁気抵抗の殆どを構成し、コア１１の磁束飽和を抑制している。
この中足１１ａ，１１ｂの周囲を覆うように予め樹脂製のボビン（図示を省略）を装着し、その上に巻線部１２を巻装するとよい。

その巻線部１２は、例えば図７の断面図に示すように、コア１１の中足１１ａ付近から出力巻線Ｎｓを略同じ巻き幅Ｗの複数層の巻線Ｎｓａ〜Ｎｓｄに分割（この例では４分割）して積層して巻装している。さらに、その外側に誘電体でなる主絶縁層Ｉｓ５を介して励磁巻線Ｎｐを出力巻線Ｎｓと略同じ巻き幅Ｗで巻装している。その出力巻線Ｎｓの分割された各層の最下層の巻線Ｎｓａと中足１１ａ，１１ｂとの間、および隣接する各層間にも、それぞれ誘電体の層間絶縁層Iｓ１〜Iｓ４を設けている。

このように、巻線部１２は、コア１１の中足１１ａ，１１ｂの周囲に励磁巻線Ｎｐと出力巻線Ｎｓとを重ね巻きしている。
すなわち、出力巻線Ｎｓは、コア１１の中足１１ａに絶縁層Ｉｓ１を介して第１層の巻線Ｎｓａを巻き、その上に層間絶縁層Ｉｓ２を介して第２層の巻線Ｎｓｂを巻く。その上に層間絶縁層Ｉｓ３を介して第３層の巻線Ｎｓｃを巻き、さらにその上に層間絶縁層Ｉｓ４を介して第４層の巻線Ｎｓｄを巻く。その上に主絶縁層Ｉｓ５を介して励磁巻線Ｎｐを巻いている。さらに、この実施例では励磁巻線Ｎpの外側に絶縁被覆層１２ａを設けている。

上記各絶縁層Ｉｓ１〜Ｉｓ５はいずれも、フッ素樹脂フィルムからなるテープを１枚もしくは複数枚重ねて巻いて形成する。そして、主絶縁層Ｉｓ５の厚さを絶縁層Ｉｓ１及び各層間絶縁層Ｉｓ２〜Ｉｓ４の厚さより厚くする。
このように、ギャップ１１Ｇを形成する中足１１ａ，１１ｂの周囲を巻線部１２で囲むことにより、漏れ磁束を内部に閉じ込められるため、漏洩磁束を低減することができる。

ここで、上述したコア１１におけるギャップ調整手段の実施例を図８〜図１３によって説明する。
図８〜図１３は、ギャップ調整手段を有するコアの第１〜第６実施例を示し、それぞれ（ａ）は正面図、（ｂ）はその左側面図である。これらの図において、図６と対応する部部には同一の符号を付してあり、図８〜図１３の相互においても、対応する部分には同一の符号を付している。

これらのコア１１は、いずれもフェライト等の磁性材からなり、方形の枠部１１０と、その枠部１１０の互いに平行な２辺の枠辺部１１１，１１２の中央部から、互いに対向する方向に他の２辺の枠辺部に平行に延びる円柱状の中足１１ａ、１１ｂとを備えている。
その円柱状の中足１１ａは一方の枠辺部１１１に一体に形成された固定中足部であり、以下の説明では固定中足部１１ａと称す。その固定中足部１１ａと対向する中足１１ｂは、他方の枠辺部１１２にねじ込まれた可動中足部であり、以下の説明では可動中足部１１ｂと称す。

その固定中足部１１ａと可動中足部１１ｂの対向する端面間でギャップ１１Ｇを形成し、可動中足部１１ｂの固定中足部１１ａと対向しない方の端部が、外部から回転操作可能に形成されている。
そのため、図８〜図１１に示す第１〜第４実施例では、枠辺部１１２の長手方向の中央部に、可動中足部１１ｂの外周に対応する対向した凹曲面１１２ａを有する切欠部を形成し、その凹曲面１１２ａに雌ねじ１１２ｂを形成している。
一方、可動中足部１１ｂの固定中足部１１ａと対向しない方の端部側の外周面には雄ねじ１１ｃを形成している。

図１２、図１３に示す第５、第６実施例では、枠辺部１１２の長手方向の中央部に、幅方向に外方へ凸曲面状に膨出させて、そこに可動中足部１１ｂの外周に対応する円筒状の雌ねじ孔１１２ｃを形成している。可動中足部１１ｂの固定中足部１１ａと対向しない方の端部側の外周面には雄ねじ１１ｃを形成している。
このように構成したいずれの実施例においても、可動中足部１１ｂを枠辺部１１２にねじ込むことができる。

さらに、図８、図１０、図１２に示す第１、第３、第５実施例では、可動中足部１１ｂの固定中足部１１ａと対向しない方の端部の端面１１ｄに、マイナスドライバを挿入可能なマイナス溝１１ｅ又はプラスドライバを挿入可能なプラス溝１１ｆを形成している。
図示の例では、図８及び図１２に示す例ではプラス溝１１ｆを、図１０に示す例ではマイナス溝１１ｅを形成しているが、どの実施例でもいずれの溝を形成してもよい。好ましくは、マイナスドライバもプラスドライバも挿入可能なプラス溝１１ｆを形成するとよい。

また、図示の各実施例では可動中足部１１ｂの固定中足部１１ａと対向しない方の端部の端面１１ｄを枠辺部１１２の外表面から若干突出させているが、突出させなくてもよい。
これらの実施例によれば、可動中足部１１ｂの端面１１ｄに形成されたマイナス溝１１ｅ又はプラス溝１１ｆに、マイナスドライバ又はプラスドライバを挿入して、可動中足部１１ｂを回転させることにより、ギャップ１１Ｇの大きさ（ギャップ長）を調整できる。

図９、図１１、図１３に示す第２、第４、第６実施例では、可動中足部１１ｂの固定中足部１１ａと対向しない方の端部に、指で摘んで回転操作できる摘み部１１ｈを設けている。摘み部１１ｈの外径を可動中足部１１ｂの外径より大きくしており、その外周面にローレット溝などの滑り止め加工を施して操作しやすくするとよい。
これらの実施例によれば、摘み部１１ｈを指で摘んで可動中足部１１ｂを回転させることができ、それによってギャップ１１Ｇの大きさ（ギャップ長）を容易に調整できる。
摘み部１１ｈの端面にギャップ１１Ｇの大きさに対応するメモリや、ギャップの増減方向を示す矢印などを付けて、摘み部１１ｈをダイヤルとしても使用することができる。

図８〜図１１に示す第１〜第４実施例では、可動中足部１１ｂと枠辺部１１２のねじ結合部の面積を少なくしているので、可動中足部１１ｂを比較的小さい力で回転させることができる。また可動中足部１１ｂの雄ねじ１１ｃを形成した外周面の一部が枠辺部１１２の側面から露出しているので、ドライバを使用しなくても、そこを指で挟んで可動中足部１１ｂを回転させることも可能である。

図１０に示した第３実施例では、凹曲面１１２ａを有する切欠部に向かって幅を狭めているので、可動中足部１１ｂと枠辺部１１２のねじ結合部の面積をより少なくでき、可動中足部１１ｂの雄ねじ１１ｃを形成した外周面の露出量も多くなる。そのため、可動中足部１１ｂを一層小さい力で回転させることができ、ドライバを使用しなくても容易に調整可能である。

また、図１２、図１３に示す第５、第６実施例は、図６に示した例と同様に、Ｅ型の２個のコア材を３本の足を互いに向かい合わせ、両側部を密着させてコア１１を構成している。１１ｒはその密着面である。この場合も、コア１１の枠辺部１１２の雌ねじ孔１２ｃのある部分を除く全周を、非磁性の金属バンド又は保持枠で囲んで固定する。
このようにすれば、ボビンに出力巻線と励磁巻線を重ね巻きした巻線部を作製してから、その巻線部を容易にコア１１の固定中足部１１ａ及び可動中足部１１ｂを装着することができる。
図８〜図１１に示す第１〜第４実施例でも、コア１１の固定支持を確実に行うようにすれば、２個のコア部材に分割して構成することができる。

これらの各実施例によれば、コアに巻線を施してトランスとして完成させ、且つ前記励磁巻線に励磁電流を流した状態でも、可動中足部１１ｂを外部から回転させて、ギャップ１１Ｇの大きさを無段階に調整することが可能である。それによって励磁インダクタンスＬｐを変化させて、所望の出力電圧又は出力電力が得られるように調整することができる。

具体的には、コアサイズがＥＥＲ４９で、そのギャップ長は、０．２５ｍｍから２．００ｍｍの範囲と極めて狭い間隔の調整が必要になる。そのときの直流重畳特性ＮＩの限界は、ギャップ長が１．０ｍｍで１３０ＡＴとなる。これによって励磁巻線の巻数とそれに流す電流が抑制されることになる。

なお、ギャップ長が大きくなるとインダクション係数ＡＬが下がり、直流重畳特性ＮＩは伸びるものの、励磁インダクタンスＬｐが小さくなり、図３に示した励磁電流Ｉｄ（Ｑ）の傾きが急峻になるので、その頂点すなわち波高値が高くなる。
逆に、ギャップ長が短くなると、励磁電流Ｉｄ（Ｑ）の頂点が低くなり、（４）式から分かるように蓄積エネルギーεが減少するため、出力電力が低下する。

図１及び図２に示した高電圧インバータでは共振トランス１０を、同じ特性のトランスを４個使用して構成したが、１００Ｗからおおよそ１ＫＷ範囲の出力が得られている。そのときの出力電圧変動は０〜２％であった。
この場合、共振トランス１０を構成する４個のトランスＴ１〜Ｔ４について、個別に所定の入力電圧、スイッチング周期及びデューティで励磁電流Ｉｄ（Ｑ）を流し、その波形を波形表示装置で監視しながら、その頂点である波高値が所望の電力を得るための高さになるように、ギャップを調整する。それによって、全てのトランスＴ１〜Ｔ４の励磁インダクタンスＬｐが同一の所定値になるように、前記ギャップの大きさが調整されることになる。
しかしながら、現実には実装パターン間のごく短い距離で電流の波形観測をするのは量産時には困難なため、結果として生み出される出力電圧を監視しながら調整する。その出力電圧の波高値も励磁電流Ｉｄ（Ｑ）の波高値によって決まる。

インバータ装置のトランスのコアは一般にフェライトで形成され、そのギャップ長は設計時に決まるが、フェライトを焼結する際に若干の寸法変化が生じ、設計どおりに完成しない場合がある。その場合、あらかじめ鏡面加工した中足のギャップ形成面を修正加工しなければならなかったが、それには多くの工数を要し、しかもギャップ長を短くするのは困難であった。また、トランスに励磁電流を流して実際に動作させながら、ギャップ長を調整するようなことはできなかった。

この発明によれば、トランス又は高電圧インバータの検査時に、所望の出力電力値にあわせて、ギャップ調整を行うことができる。
なお、コアの両側部にギャップを設けると、漏れ磁束が増大し、トランスのＱ（共振鋭さ）が低下するとともに、外部に放射するノイズも増大するため、中足にギャップを設けている。特に、この高電圧インバータは、高電圧、高出力を得るものであるから、このことも重要である。

ギャップは、空隙が一般的であるが、調整するねじ溝部分に多少のバックラッシュが必要なため、高精度の調整が難しい場合には、空隙部分に非磁性のクッション材を介挿して、ギャップの間隔を拡げる方向に弾性力を与えるようにしてもよい。

以上、この発明の実施形態について説明してきたが、この発明はそれらに限定されるものではない。例えば共振トランスを構成する個別のトランスは２個以上であれば何個でもよい。
この発明による高電圧インバータは、誘電体バリア放電発生装置に限らず、高圧放電灯、静電塗装装置、エッチング装置、薄膜形成装置、オゾン発生装置、オゾン水生成装置、集塵装置、洗剤のいらない洗濯機など、種々の装置の電源として利用できる。
また、この発明の上述した各実施形態は、種々の変更、追加、あるいは省略が可能であり、各実施形態は、矛盾しない限り適宜組み合わせて実施することも可能であることは言うまでもない。

１ａ，１ｂ：入力端子２ａ，２ｂ：出力端子５：制御回路
３，１０：共振トランス（トランス）４：放電器（負荷）
１１：コア１１ａ：中足（固定中足部）１１ｂ：中足（可動中足部）
１１ｃ：雄ねじ１１ｄ：可動中足部の端面１１ｅ：マイナス溝
１１ｆ：プラス溝１１Ｇ：ギャップ１１ｈ：摘み部１１ｒ：密着面
１２：巻線部１２ａ：絶縁被覆層
１１０：コアの枠部１１１，１１２：枠辺部
１１２ａ：凹曲面１１２ｂ：雌ねじ１１２ｃ：雌ねじ孔
Ｔ１〜Ｔ４：トランスＮｐ，Ｎｐ１〜Ｎｐ４：励磁巻線
Ｎｓ，Ｎｓ１〜Ｎｓ４：出力巻線Ｑ：スイッチング素子
Ｖin：入力電圧Ｖout：出力電圧Ｉｏ：出力電流
Ｓｐ：スイッチング信号

特開２００９−１１１４４号公報国際公開第２００７／０６０９４１号パンフレット特開２０１２−１８６９８４号公報

Claims

直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳された電圧を入力電圧とし、該入力電圧をスイッチング素子のオン・オフによってスイッチングして、該スイッチングの１周期のうち前記スイッチング素子がオンの期間にトランスの一次側の励磁巻線に励磁電流を流し、前記スイッチング素子がオフの期間に該トランスの二次側の出力巻線から交流高電圧を出力する高電圧インバータであって、
前記トランスを、同一の特性を持つ個別の複数のトランスによって構成し、該複数のトランスの各励磁巻線を並列に接続して同時に励磁させるようにし、該複数のトランスの各出力巻線を直列に接続し、かつ該各出力巻線の出力電圧波形の時間軸が同期するようにし、
前記複数のトランスがｎ個のトランスであり、その各トランスの励磁インダクタンスをＬｐ、前記入力電圧をＶin、前記１周期のうち前記励磁電流が流れている時間をＴonとして、前記ｎ個のトランスに蓄積される励磁エネルギーεが
ε＝（Ｖin・Ｔon） ^２／（２ｎ・Ｌｐ）
によって求められ、前記ｎ個のトランスによる励磁電流Ｉｄ（Ｑ）の波高値がＶin／Ｌｐに依存する特性を有し、
前記ｎ個のトランスは、
それぞれ独立した閉磁路を持つ方形の枠部と中足とを有する形状のコアを有し、
該コアの前記中足の周囲に前記励磁巻線と前記出力巻線を重ね巻きしており、
前記コアの中足はギャップを有し、且つ前記励磁巻線に励磁電流を流した状態で前記ギャップの大きさを無段階に調整可能に構成されており、
前記ｎ個のトランスが、それぞれ前記励磁インダクタンス（Ｌｐ）が同一の所定値で且つ所望の出力電力を得るための前記励磁電流Ｉｄ（Ｑ）の波高値に応じた値になるように、前記ギャップの大きさが調整された
ことを特徴とする高電圧インバータ。
前記複数のトランスの各コアは、方形の枠部と、該枠部の互いに平行な２辺の中央部から、互いに対向する方向に他の２辺に平行に延びる円柱状の固定中足部と可動中足部とからなり、前記可動中足部は前記平行な２辺の一方にねじ込まれており、前記固定中足部と可動中足部の対向する端面間で前記ギャップを形成し、前記可動中足部の前記固定中足部と対向しない方の端部が、外部から回転操作可能に形成されていることを特徴とする請求項１に記載の高電圧インバータ。
前記ギャップを形成する空隙部分に非磁性のクッション材を介挿して、前記ギャップの間隔を拡げる方向に弾性力を与えるようにしたことを特徴とする請求項２に記載の高電圧インバータ。
前記可動中足部の前記固定中足部と対向しない方の端部の端面に、マイナスドライバを挿入可能なマイナス溝又はプラスドライバを挿入可能なプラス溝が形成されていることを特徴とする請求項２又は３に記載の高電圧インバータ。
前記可動中足部の前記固定中足部と対向しない方の端部に、指で摘んで回転操作できる摘み部を設けたことを特徴とする請求項２又は３に記載の高電圧インバータ。