JP2012135112A - 高電圧インバータ装置及びその出力電圧調整方法 - Google Patents

Abstract

【課題】高出力の高電圧を連続的に、安定的にしかも安全に得られるようにする。
【解決手段】直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳されたＳＥＬＶ以内の電圧を入力電圧Ｖinとし、それをスイッチング素子Ｑswによってスイッチングしてトランス１０の励磁巻線ＮＰの電流を断続し、その出力巻線ＮＳから高電圧を出力する。そのトランス１０は、コア１１に出力巻線ＮＳがＮＳ１〜ＮＳ４に分割されて、それぞれ層間絶縁層Ｅｓ１〜Ｅｓ４を挟んで積層されて巻装され、その外側に主絶縁層Ｅｐｓを介して励磁巻線ＮＰが巻装されており、その各絶縁層はいずれも、フッ素樹脂フィルムからなるテープが１枚もしくは複数枚重ねて巻かれて形成され、主絶縁層Ｅｐｓの厚さが各層間絶縁層Ｅｓ１〜Ｅｓ４の厚さより厚い共振トランスであり、その自己共振周波数がスイッチング周波数の１倍を超え２０倍以下の範囲にある。
【選択図】 図１

Description

この発明は、高電圧電源装置や放電用電源装置等に用いられるスイッチングレギュレータ、インバータ等の高電圧インバータ装置及びその出力電圧調整方法に関する。

大気圧プラズマは、表面処理の一つの手段として、表面の改質や汚染物の除去等、様々な工業製品に応用されている。樹脂等に接着や印刷、コーティング等を施す場合に、大気圧プラズマにより前処理を行うと、濡れ性を向上させることが可能になる。
例えば、電子写真方式による画像形成装置により樹脂トナーが印刷された印刷物に、紫外線硬化型のニスをコーティングしようとすると、樹脂トナーに含まれるワックス成分により、樹脂トナー印刷部分のニスを弾いてしまう。しかし、大気圧プラズマによる表面処理を行うと濡れ性が向上するため、ニスコーティングが可能になり、印刷物の付加価値が向上する。その大気圧プラズマを発生させるためには高電圧が必要となり、インバータによって安全に高電圧を得る必要がある。

大気圧プラズマが発生し易い数ＫＶ、もしくは二十〜十数ＫＶの高電圧を発生させる交流のインバータ装置において、この電圧範囲の高電圧は感電やスパークによる発火・発煙等が発生する恐れがあり、人体に極めて危険である。
一方、国際規格ＩＥＣ６０９５０（Ｊ６０９５０）の安全規格によると、入力電圧はＳＥＬＶ（Safety Extra Low Voltage：安全特別低電圧）である６０ＶＤＣ以内もしくは電圧尖頭値が４２．４Ｖ以内を超えなければ安全とされている。そのため、そのＳＥＬＶ以内の電圧をインバータの入力電圧とし、何らかの原因でインバータ回路の構成部品が絶縁破壊されても、入力側で供給電力が制限される構成が必須である。

そこで、電源装置全体の構成としては商用入力電源とし、その電源回路の出力電圧範囲をＳＥＬＶ以内の電圧として、それを入力とする高圧インバータによって高電圧を発生させるものがある。
入力電圧がＳＥＬＶ以内であると、所定の出力Ｖoutを得るためには、その数十倍から数百倍の昇圧倍率ｎが必要となる。ここで、
ｎ＝Ｖout／ＳＥＬＶ
とすれば、Ｖout＝１５ＫＶ、ＳＥＬＶ＝４８Ｖのときは、ｎ＝３１２．５倍の昇圧が必要になる。

これを実現するためには、トランスやコッククロフトウオルトン回路等のＮ倍整流回路等があげられる。しかし、コッククロフトウオルトン回路等のＮ倍整流回路は、コンデンサによる充放電で行うものであるため、瞬間的な単発出力は引き出せるが連続的に出力電力を取り出すことは困難である。したがって、安定な出力を得るには大型のトランスに頼らざるを得ない。物に例えると、軽いものを高いところまで移動させるのは比較的容易であるが、重いものを高いところまで持ち上げるのには大変な労力が要る。高電圧インバータにおいても、負荷(重さ)×移動距離×高さの総和に相当する出力電力が、数ｍＷとごく小さなものではなく、数十Ｗないし数百Ｗを得る必要がある。

トランスを決定する一般定義は次式のように表記される。すなわち、励磁巻線の巻数Ｎｐ、励磁巻線に流れる電流Ｉｐ、および出力巻線の巻数Ｎoutは、次式で求められる。
Ｎｐ= Ｖin・Ｔon／Ａe・ΔＢ
Ｉｐ＝Ｎout・Ｉout／Ｎｐ
Ｎout ＝Ｖout・Ｎｐ・Ｔon／Ｖin
ここで、Ｔon：時比率（sec） Ａe：コアの実効断面積（cm^２）
ΔＢ：磁束密度（gauss） Ｖin：入力電圧
Ｖout：出力電圧（Ｖ） Ｉout：出力電流（Ａ）

これらの定義から分かるように、トランスの持つコアの磁束密度ΔＢもしくは実効断面積Ａｅと、励磁巻線の巻数Ｎｐとの関係が反比例となっているため制約されてしまう。出力巻線の巻数Ｎoutはなるべく少ない正の整数であることが必要になってくる。しかし、巻数が少ないとコアの磁束密度ΔＢが大きくなり、損失が増大すると共に磁気飽和の方向に進み、トランスとしての機能がなくなってしまう。また、逆に巻数が多すぎると巻線長さが増えるため、そこに流れる電流による損失が増加してしまう。

したがって、図１８のＢ−Ｈカーブに示すように、コアの磁束密度ΔＢが特定の範囲のみでの制約があり、それを超えると磁気飽和になる。保持力ＨでなすＢ−Ｈカーブの経路上の面積（斜線部）がＰＬＦであり、この部分が一般的にはヒステリシス損（鉄損）といわれる。つまり、励磁巻線の巻数Ｎｐは特定の範囲のみとなり、トランスから引き出せる出力は、この両者の綱引きにかかっているが、結果的には特定の範囲に限定される。
磁束Ｂが必要十分に取り出せれば、次に述べるトランスの特性低下が生じない。しかし現実的にはコアの材料（例えばフェライト０．２〜０．３tesla、珪素鋼板１tesla：ただし使用したい周波数による、アモルファス１tesla、パーマロイ等がある）により磁束が不足する。

さらに、励磁巻線の巻数Ｎｐと出力巻線の巻数Ｎoutは比例関係にある。ここで技術課題になるのが、ＮｐとＮoutの大きさが、ごく一般的には出力電圧でほぼ決まるが、入力電圧Ｖinが低く昇圧倍率ｎが非常に大きな場合には、出力巻線の巻数Ｎoutが必然的に非常に多くなり、巻線間容量の増大と層間容量の増大等が起こってしまう。そのため、次のような問題が生じる。
・使用したい動作周波数でトランスとして必要なインダクタンスが得られない。
・トランスの周波数の範囲が狭い。
・誘電損失が増大する。
・高電圧による近接効果による損失が増大する。
そのため、トランスの性能を低下させてしまう。

そこで、従来のスイッチングコンバータとして、例えば特許文献１に記載されたものがあり、このスイッチングコンバータは、直流の入力電源を持ち、一つのトランスにて１次巻線（励磁巻線）が分割された巻線であり、その出力側に２つの出力巻線をもつ他励型ＯＮ−ＯＦＦ方式の直流電源である。

また、特許文献２に記載された高圧電源回路は、５０％固定オンデューティのプッシュプルモードで動作する１対のスイッチング素子によって、絶縁高圧トランスの２つの１次巻線（励磁巻線）の励磁電流をスイッチングし、１つの２次巻線（出力巻線）の出力を整流平滑して直流高電圧を得るものである。

特開平１０−１４４５４４号公報 特許第３１５２２９８号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載されたスイッチングコンバータや特許文献２に記載された高圧電源回路は、いずれも１個のトランスに複数の励磁巻線と出力巻線を設けて、その各出力を出力巻線の中点をとって整流平滑したり、単に整流平滑して直流出力とするものであるため、出力巻線の巻数を多く巻けず、昇圧比が高い高電圧（数十Ｗ乃至数百Ｗ）を連続して出力させることはできなかった。

そもそもトランスとは、励磁巻線と出力巻線との磁気結合が良くないと漏れ磁束が増えて磁気損失が増えるため、励磁巻線と出力巻線は磁気結合がよくなるように、対抗面積が同じ面積で対応距離が極力近いことが必要になる。
ところが、先に述べたような高電圧を発生するためのトランスは、入力電圧と出力電圧との昇圧比が大きいため出力巻線の巻数の方が格段に多く、現実的には１層にて対抗面積が同じ面積で対応距離を極力近くすることはできない。

さらに、励磁巻線と出力巻線が近いと誘電体の許容耐電圧を越え、アーク放電が部分的に起って絶縁破壊が生じる恐れがある。かつ出力巻線の巻数が多いために一つ一つの巻線間（層間）容量が増大し、誘電損失が増大するとともに、インバータとして高速スイッチングするトランスの外形を小型にし、重量を軽くすることが困難になる。
また、トランスの励磁インダクタンスが、動作したいスイッチング周波数で機能を果たさないという課題が出てくる。さらに出力巻線の巻数が多いために巻線長に応じた抵抗が生じて損失が増大する。

この発明は、上述したような諸問題に鑑みてなされたものであり、高電圧インバータ装置を大型化及び重量化することなく、ＳＥＬＶ（安全特別低電圧）内の安全な低い入力電圧によって、交流高電圧の高出力を連続的に供給できるようにすることを目的とする。

この発明は上記の目的を達成するため、直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳されたＳＥＬＶ以内の電圧を入力電圧とし、その入力電圧をスイッチングしてトランスの励磁巻線に励磁電流を流し、そのトランスの出力巻線から高電圧を出力する高電圧インバータ装置において、
上記トランスが、コアに上記出力巻線が略同じ巻き幅の複数層の巻線に分割されて積層して巻装され、その外側に誘電体でなる主絶縁層を介して上記励磁巻線が上記出力巻線と略同じ巻き幅で巻装されており、上記出力巻線の分割された各層の隣接する層間にもそれぞれ誘電体でなる層間絶縁層が設けられ、上記各絶縁層はいずれも、フッ素樹脂フィルムからなるテープが１枚もしくは複数枚重ねて巻かれて形成され、上記主絶縁層の厚さが上記各層間絶縁層の厚さより厚い共振トランスであり、
その共振トランスの自己共振周波数が上記スイッチングの周波数の１倍を超え２０倍以下の範囲にあることを特徴とする。

上記共振トランスの自己共振周波数が、上記スイッチングの周波数の１．２５倍から２０倍の範囲にあるとなおよい。
上記共振トランスの上記各絶縁層はそれぞれ上記フッ素樹脂フィルムからなるテープが複数枚重ねて巻かれて形成され、上記主絶縁層の厚さが上記各層間絶縁層の厚さの２倍から４倍であることが望ましい。
上記共振トランスの上記各層間絶縁層はそれぞれ上記フッ素樹脂フィルムからなるテープが３から６枚重ねて巻かれて形成され、上記主絶縁層は上記フッ素樹脂フィルムからなるテープが９から１８枚重ねて巻かれて形成されているとよい。

上記いずれかの電圧インバータ装置であって、上記共振トランスを、同一の特性を持つ個別の複数の共振トランスによって構成し、その複数の共振トランスの各励磁巻線を並列に接続して同時並列に励磁させるようにし、その複数の共振トランスの各出力巻線を互いに並列又は直列に接続し、かつその各出力巻線の出力電圧波形の時間軸が同期しているとよい。

上記いずれかの高電圧インバータ装置であって、上記共振トランスを、同一の特性を持つ個別の複数の共振トランスによって構成し、その複数の共振トランスの各励磁巻線を直列に接続して同時に励磁させるようにし、その複数の共振トランスの各出力巻線を互いに並列又は直列に接続し、かつその各出力巻線の出力電圧波形の時間軸が同期していてもよい。

この発明による高電圧インバータ装置の出力電圧調整方法は、上記いずれかの高電圧インバータ装置において、上記共振トランスの上記主絶縁層と上記各層間絶縁層をそれぞれ形成する上記フッ素樹脂フィルムからなるテープを重ねて巻く枚数を調整することによって、上記出力巻線から出力する高電圧を調整する。
あるいは、上記共振トランスの上記出力巻線の分割数を変更することによって、上記出力巻線から出力する高電圧を調整してもよい。

この発明の高電圧インバータ装置によれば、上記の構成によって、高出力の高電圧を連続的に、安定的にしかも安全に得ることができる。

この発明による高電圧インバータ装置の基本的な実施例を示す回路図である。 スナバ回路の異なる例を示す回路図である。 ２磁路の共振トランスの外観例を示す概略正面図である。 １磁路の共振トランスの外観例を示す概略正面図である。 図３又は図４に示す共振トランスの巻線部の右半部の縦断面図である。 図１に示した高電圧インバータ装置の動作説明に供する波形図である。 トランス１０における励磁インダクタンスＬｐと共振の鋭さＱの周波数特性を示す曲線図である。

この発明による複数の共振トランスを用いた高電圧インバータ装置の実施例１の構成を簡略化して示す回路図である。 図８に示した実施例１のターンＯＮ時の等価回路図である。 同じくＯＮ時の等価回路図である。 同じくターンＯＦＦ時の等価回路図である。 同じくＯＦＦ時の等価回路図である。 図８に示した実施例１の動作中の各部の電圧波形の変化を示すタイミングチャートである。

この発明による複数の共振トランスを用いた高電圧インバータ装置の実施例２の構成を簡略化して示す回路図である。 この発明による複数の共振トランスを用いた高電圧インバータ装置の実施例３の構成を簡略化して示す回路図である。 この発明による複数の共振トランスを用いた高電圧インバータ装置の実施例４の構成を簡略化して示す回路図である。 この発明による複数の共振トランスを用いた高電圧インバータ装置の実施例５の構成を簡略化して示す回路図である。 トランスのＢ−Ｈカーブの例を示す線図である。

以下、この発明を実施するための形態を図面に基づいて具体的に説明する。
〔高電圧インバータ装置の基本回路例〕
図１は、この発明による高電圧インバータ装置の基本的な実施例を示す回路図である。
この高電圧インバータ装置は、入力端子１ａ，１ｂから供給される直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳されたＳＥＬＶ（安全特別低電圧）以内の電圧を入力電圧Ｖinとし、その入力電圧Ｖinをスイッチングしてトランス１０の一次側の励磁巻線ＮＰに励磁電流を流し、そのトランス１０の二次側の出力巻線ＮＳから高電圧を出力し、出力端子２ａ，２ｂから交流高電圧の出力電圧Ｖout を負荷に対して出力する。すなわち、図１においてＩＮが入力、ＯＵＴが出力である。

トランス１０は共振トランスであり、コア１１に励磁巻線ＮＰと複数層の巻線ＮＳ１〜ＮＳ４に分割された出力巻線ＮＳとが巻装され、分割された各巻線ＮＳ１〜ＮＳ４は直列に接続されて出力巻線ＮＳを構成している。出力巻線ＮＳと励磁巻線ＮＰとの間に主絶縁層Ｅｐｓが、コア１１と出力巻線ＮＳの巻線ＮＳ１との間及び分割された各層の隣接する層間に層間絶縁層Ｅｓ１〜Ｅｓ４が設けられている。このトランス１０の構成の詳細は後述する。

トランス１０の励磁巻線ＮＰの一端が正極側の入力端子１ａに接続され、他端がＦＥＴによるスイッチング素子Ｑswのドレイン・ソース間を通して負極側の入力端子１ｂに接続されている。出力巻線ＮＳの一端は出力端子２ａに接続され、他端は出力端子２ｂに接続されると共に、負極側の入力端子１ｂにも接続されている。

２０は発振回路を含む制御回路でありＩＣ（集積回路）として作られている。この制御回路２０は入力端子１ａ，１ｂから供給される入力電圧Ｖinによって動作し、抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子Ｑswのゲートにスイッチングパルスを印加して、そのスイッチング素子Ｑswをオン・オフさせる。それによって、トランス１０の励磁巻線ＮＰに断続的に電流を流し、出力巻線ＮＳに交流高電圧を発生させる。

また、入力電源の正極側のａ点とスイッチング素子Ｑswの正極側のｂ点との間に、ａ点に一端を接続したコンデンサＣとアノードをｂ点に接続したダイオードＤとを直列に接続してスナバ回路を構成している。このスナバ回路は、トランス１０のリセット用及びスイッチング素子Ｑswの電圧抑圧用に設けられている。
そのスナバ回路としては、このダイオードＤとコンデンサＣの直列回路以外にも、図示していないが、コンデンサＣに並列に抵抗Ｒを接続したいわゆるＲＣスナバ回路もある。

さらに、図２に示すように、スイッチング素子Ｑswの正極側のｂ点から入力電源の正極側のａ点にコンデンサＣ１とダイオードＤ１とを、図１におけるダイオードＤとコンデンサＣとは順序を入れ替えて接続し、そのコンデンサＣ１とダイオードＤ１のアノードとの接続点ｅに別のダイオードＤ２のカソードを接続し、そのダイオードＤ２のアノードとスイッチング素子Ｑswの負極側のｄ点との間に、インダクタ（チョークコイル）Ｌ１と抵抗Ｒ２との並列回路を接続したスナバ回路も考えられる。

トランス１０の出力はスイッチング周波数の半波交流（脈流）であるが、直流部分が少しあったときにそれをカットしたい等の理由で交流のみ出力させたい場合が生じる。その場合は、出力の正極側ラインに図１に破線で示すようにコンデンサＣｓを配置するとよい。コンデンサＣｓは交流成分のみ導通する。ただし、この発明による高電圧インバータ装置は出力電圧が数ＫＶ〜２０ＫＶの範囲のものが対象であるため、コンデンサＣｓはその出力電圧と同じ電圧以上の耐圧が必要になる。

〔トランスの構造〕
ここで、図１における共振トランスであるトランス１０の構造について説明する。図３は２磁路の共振トランスの外観例を示す概略正面図、図４は１磁路の共振トランスの外観例を示す概略正面図であり、図５はそれらの巻線部の右半部の縦断面図である。

図３及び図４において、１１はフェライト等の磁性材からなるコアであり、その各磁路に僅かなギャップによる磁気抵抗１１ｒが設けられ、コア１１の磁束飽和を抑制している。この磁気抵抗１１ｒは磁路上のどこに設けてもいいが、外部への不要輻射ノイズなどへの影響もあるため、トランス内部に閉じ込めた方がよいので、巻線部１２の芯となる中足（センター）１１ａに設けた方がよい。その磁気抵抗１１ｒは、２磁路の場合は３箇所、１磁路の場合は１箇所になる。

２磁路の場合に中足１１ａに設けた磁気抵抗１１ｒは２磁路に共通となるため、２倍の間隔（Ｇａｐ）になる。あるいは、中足１１ａに設ける磁気抵抗（センタギャップ）を４倍の間隔にして、その１箇所だけにしてもよい。この例では図示していないが、巻線するために予め中足１１ａを覆うように樹脂製のボビンを装着し、その上に巻線部１２を巻装するのが一般的であるが、これにこだわる必要はない。

そして、巻線部１２は図５の断面図に示すように、コア１１の中足１１ａに出力巻線ＮＳを略同じ巻き幅Ｗの複数層の巻線ＮＳ１〜ＮＳ４に分割（この例では４分割）して積層して巻装し、その外側に誘電体でなる主絶縁層Ｅｐｓを介して励磁巻線ＮＰを出力巻線ＮＳと略同じ巻き幅Ｗで巻装している。その出力巻線ＮＳの分割された各層の最下層の巻線ＮＳ１と中足１１ａとの間および隣接する各層間にもそれぞれ誘電体でなる層間絶縁層Ｅｓ１〜Ｅｓ４を設けている。

すなわち、出力巻線ＮＳは、コア１１の中足１１ａに絶縁層Ｅｓ１を介して第１層の巻線ＮＳ１を巻き、その上に層間絶縁層Ｅｓ２を介して第２層の巻線ＮＳ２を巻き、その上に層間絶縁層Ｅｓ３を介して第３層の巻線ＮＳ３を巻き、さらにその上に層間絶縁層Ｅｓ４を介して第４層の巻線ＮＳ４を巻く。その上に主絶縁層Ｅｐｓを介して励磁巻線ＮＰを巻いている。さらに、この実施例では励磁巻線ＮＰの外側に絶縁被覆層１２ａを設けている。

上記各絶縁層Ｅｓ１〜Ｅｓ４及びＥｐｓはいずれも、フッ素樹脂フィルムからなるテープを１枚もしくは複数枚重ねて巻いて形成する。そして、主絶縁層Ｅｐｓの厚さを絶縁層Ｅｓ１及び各層間絶縁層Ｅｓ２〜Ｅｓ４の厚さより厚くする。
好ましくは、上記各絶縁層Ｅｓ１〜Ｅｓ４及びＥｐｓはいずれも、フッ素樹脂フィルムからなるテープを複数枚重ねて巻いて形成し、主絶縁層Ｅｐｓの厚さを絶縁層Ｅｓ１及び各層間絶縁層Ｅｓ２〜Ｅｓ４の厚さの２倍から４倍になるようにするとよい。

その場合、絶縁層Ｅｓ１及び各層間絶縁層Ｅｓ２〜Ｅｓ４は、それぞれフッ素樹脂フィルムからなるテープを３〜６枚重ねて巻いて形成し、主絶縁層Ｅｐｓは、フッ素樹脂フィルムからなる同じテープを９〜１８枚重ねて巻いて形成するとよい。

励磁巻線ＮＰとそれに隣接する分割された出力巻線ＮＳ４との間の主絶縁層Ｅｐｓの厚さによる層間距離を、Ｅｓ１〜Ｅｓ４の各層間距離ｄより大きくする必要があり、少なくとも２倍（２≦ｎ）にするのが数ＫＶ〜２０ＫＶの高電圧出力に対する絶縁耐圧上望ましい。しかし、４倍を超える（４＜ｎになる）と磁気結合が悪くなることが実験結果により判明した。そのため、２≦ｎ≦４の範囲にするのが望ましく、ｎ＝３程度が最適である。

そこで、この実施例では図５に示すように、絶縁層Ｅｓ１及び各層間絶縁層Ｅｓ２〜Ｅｓ４は、それぞれフッ素樹脂フィルムからなるテープを３枚重ねて巻いて形成し、主絶縁層Ｅｐｓは、同じテープを９枚重ねて巻いて形成して、主絶縁層Ｅｐｓの厚さが絶縁層Ｅｓ１及び各層間絶縁層Ｅｓ２〜Ｅｓ４の各厚さの３倍になるようにしている。

このように、この実施例では出力巻線ＮＳを４分割し、コア１１の中足１１ａとその分割した巻線ＮＳ１との間及び各巻線ＮＳ２，ＮＳ３，ＮＳ４間の絶縁層（誘電体層）Ｅｓ１，Ｅｓ２，Ｅｓ３，Ｅｓ４の各厚さによる層間距離ｄを均一にし、層間の巻線でなす電極の面積Ｓも均一にしている。

このようなインバータ装置によって高い出力電圧を生成するためにはトランス１０の出力巻線ＮＳを多く巻かなくてはならないため、出力巻線ＮＳを１層で巻くことは困難である。１層で巻くにはかなり細い巻線で巻くことになって巻線抵抗が大きくなったり、磁路が極端に長いもので巻くことになって巨大化したりするため現実的でない。そこで、この実施例では出力巻線ＮＳの巻数をなるべく均等に分割し、しかも各層の巻線ＮＳ１〜ＮＳ４の巻き幅を略同じにし、励磁巻線ＮＰが巻き終わったときの巻幅Ｗによる表面の面積と近い表面積になるようにしている。

磁気結合度を上げるためにこのようにすると、出力巻線ＮＳの分割した各層の巻線間に電圧ショート防止のための絶縁層を配置するので、その各巻線層による電極（巻線）間でコンデンサになってしまう。そのコンデンサの容量値が、トランスとしての電力変換機能に悪影響を及ぼす。トランス１０を励磁するとき同時に各絶縁層間にも電流が流れ、励磁インダクタンスＬｐと絶縁層の容量Ｃｏによって自己共振が発生する。その自己共振周波数ｆ_０は数１で表される。

この場合の励磁巻線ＮＰと出力巻線ＮＳ間の静電容量Ｃｏは次の（１）式によって求まる。計算途中は記載しないが分割された絶縁層の各容量が励磁巻線ＮＰからみて直列接続の回路をなす。
Ｃｏ＝ε_０εｓ・Ｓ／（Ｎ＋ｎ）ｄ （１）

ここで、出力巻線ＮＳの分割数をＮ、出力巻線ＮＳと励磁巻線ＮＰ間の距離（主絶縁層Ｅｐｓの厚さ）が出力巻線ＮＳの分割した各層間距離ｄ（Ｅｓ１〜Ｅｓ４の各厚さ）のｎ倍、各絶縁層を構成する誘電体の比誘電率をεｓとする。誘電体の誘電率はε_０εｓ（ε_０は真空の誘電率）である。

上記の（１）式から静電容量Ｃｏは絶縁層の比誘電率εｓに比例し、絶縁層の厚さの総和である（Ｎ＋ｎ）ｄに反比例する。自己共振周波数ｆ_０は数１から静電容量Ｃｏの平方根に反比例する。したがって、絶縁層の比誘電率εｓが大きい程静電容量Ｃｏが大きくなるため自己共振周波数ｆ_０は低下する。この自己共振周波数ｆ_０は後述するようにスイッチング素子ＱswのＯＮ・ＯＦＦによるスイッチング周波数ｆswより高くなければならず、ある範囲でなるべく高い方が望ましいので、静電容量Ｃｏは小さいことが望ましく、絶縁層の比誘電率εｓが小さい程よい。

比誘電率εｓが３を超えると、所望の自己共振周波数ｆ_０を実現するためには、絶縁層の厚さの総和である（Ｎ＋ｎ）ｄを絶縁に必要な厚さ以上に大きくしなければならなくなり、トランスが大きくなって実用的でないことが実験の結果判明した。したがって、絶縁層の比誘電率εｓは３以下でなるべく小さい方がよい。しかも充分な絶縁耐圧が必要である。

フッ素樹脂は、比誘電率が２．６であるから３よりも小さく、且つ絶縁性も高いので、最適である。例えば、厚さ０．１３ｍｍのフッ素樹脂フィルムの片面にシリコーン系粘着剤を塗布した厚さ０．１８mmのテープで、破壊電圧が約２１．５ＫＶであった。
これに対して、例えばポリエステルは比誘電率が４と大きく、絶縁性も低いので使用できない。

フッ素樹脂は、フッ素を含むオレフィンを重合して得られる合成樹脂であり、ポリテトラフルオロエチレン（四フッ素化樹脂）、ポリクロロトリフルオロエチレン（三フッ素化樹脂）、ポリフッ化ビニリデン、ポリフッ化ビニル、フッ素化樹脂共重合体等がある。
これらのフッ素樹脂をフィルム状に加工してカットし、その片面にシリコーン系の粘着剤を塗付したテープを複数回巻いて各絶縁層を形成する。フッ素樹脂は比誘電率が約２．６と低く、絶縁耐圧が高いので、各絶縁層を形成するのに最適である。また、各層間距離をテープの巻回数で調整することができる。

このようにすれば、層間絶縁層Ｅｓ１〜Ｅｓ４の各厚さによる各層間距離ｄ、およびそれに基ずく層間距離の総和である（Ｎ＋ｎ）ｄも、各絶縁層を形成するフッ素樹脂フィルムからなるテープの巻回数によって容易に調整することができ、それによって、先述した静電容量Ｃｏとそれによる自己共振周波数ｆ_０の調整も容易である。

また、入出力間の絶縁の考え方に２層＋１層という考えがある。機能絶縁＋基礎絶縁＋強化絶縁を合わせて３層とすれば、３層の内１つに欠陥があっても他の２層で絶縁を持たせることができる。また、両側の２層には電流を流し、真中の１層で絶縁を保つこともできる。
そのため、各層間絶縁層Ｅｓ１〜Ｅｓ４をフッ素樹脂フィルムからなるテープを３枚もしくはそれ以上重ねて巻いて形成するとよく、その場合主絶縁層Ｅｐｓは同じテープを９枚もしくはそれ以上重ねて巻いて形成するとよい。

〔高電圧インバータ装置の動作説明〕
図１に示したこの発明の実施例の高電圧インバータ装置は、フライバック方式で高電圧を得るため、エネルギーが一次側からトランス１０に注入される期間と二次側から取り出される期間とが交互になる。すなわち、一次側のスイッチング素子ＱswがＯＮの期間にエネルギーが励磁エネルギーとしてトランス１０に蓄えられ、一次側のスイッチング素子ＱswがＯＦＦの期間にそれを二次側に吐き出すような動作をする。

図６はスイッチング素子Ｑswのスイッチング制御信号であるドライブ電圧Ｖgsとソース・ドレイン間電圧Ｖdsのタイミング関係を示す波形図である。ドライブ電圧ＶgsのＯＮ／ＯＦＦはスイッチング素子ＱswのＯＮ／ＯＦＦに対応し、スイッチング素子Ｑswのソース・ドレイン間電圧Ｖdsに対応してトランス１０の出力電圧Ｖoutが発生する。その出力電圧Ｖoutとソース・ドレイン間電圧Ｖdsとは、励磁巻線ＮＰと出力巻線ＮＳの巻数比をＮpsとすると、次式の関係がある。
Ｖout＝Ｖds・Ｎps

出力電圧Ｖoutは正弦波状の半波になるため、半波が完了するための時間は、少なくともトランス１０の励磁巻線ＮＰの共振周期の１／２以上の時間幅が必要になる。しかし、図６の（ａ）にＡで示す期間内にスイッチング素子ＱswがＯＦＦ期間からＯＮ期間に移行しないといけない。図６の（ｂ）に示すようにスイッチング素子ＱswがＯＮ期間に移行するタイミングが遅れると、２次高調波が出てくる。この波が出てくると出力のパワーが分散されてしまい、次の周期には波高値が減衰する。したがって、減衰した高調波が来る前に出力を完了する必要がある。

そのため、トランス１０の励磁巻線ＮＰの自己共振周波数ｆ_０とスイッチング素子ＱswのＯＮ・ＯＦＦによるスイッチング周波数ｆswとの関係はｆsw ≦ｆ_０ である必要がある。時比率（励磁巻線への電圧印加のＯＮ時間とＯＦＦ時間の割合）が５０％：５０％の場合はｆsw＝ｆ_０ である。しかし、高電圧高電流を出力するためには、トランス１０に励磁エネルギーを蓄えるＯＮ時間をなるべく長くする必要がある。ＯＮ時間の割合が５０％を超えるようにするのはそのためであり、有効な出力を得るためにはＯＮ時間の割合が５５％以上あることが望ましい。

しかし、当然のことながら励磁エネルギーを放出して発生電圧を出力するためのＯＦＦ時間が必要であり、その時間が短すぎるとトランス１０に蓄えた励磁エネルギーを放出しきれなくなり、残留エネルギーが残ってしまう。そうすると、その残留エネルギーが次の周期また次の周期とだんだん溜まってきて、出力波形が正弦波の波形でなくなってしまう。
そのため、トランス１０に蓄えた励磁エネルギーを放出するＯＦＦ時間（自己共振の半周期以上）の割合が２．５％以上あることが必要である。その場合ＯＮ時間の割合は９７．５％以下となる。

したがって、ＯＮ時間の割合が５５％以上９７．５％以下の範囲、ＯＦＦ時間の割合は２．５％以上４５％以下の範囲が望ましく、この範囲でＯＮ時間の割合が多い方がよい。
自己共振周波数ｆ_０とスイッチング周波数ｆswとの倍率は、ＯＮ時間の割合：ＯＦＦ時間の割合である時比率が５０％：５０％のとき１．０倍、５５％：４５％のとき約１．１倍、６０％：４０％のとき１．２５倍、７５％：２５％のとき２．０倍、９０％：１０％のとき５．０倍、９５％：５％のとき１０．０倍、９７．５％：２．５％のとき２０．０倍となる。

以上の説明から明らかなように、この発明による高電圧インバータ装置は、昇圧動作時におけるトランス１０の自己共振周波数ｆ_０がスイッチング周波数ｆswに関して次の（２）式の範囲にあることが必要である。自己共振周波数ｆ_０は、この範囲でなるべく高い方が大きなエネルギーを放出できる。
ｆsw ＜ｆ_０≦２０・ｆsw （２）

しかし、後述する実施例のように複数の共振トランスの励磁巻線を直列あるいは並列に接続して使用する場合には、その接続状態で実際に昇圧動作をしているときの自己共振周波数であり、トランス単体で動作させたときの自己共振周波数とは異なる。

この高電圧インバータ装置では、スイッチング周波数ｆswは可聴音周波数を充分に超える周波数、例えば２０ＫＨｚの一定周波数に固定する。そして、スイッチング素子ＱswのＯＮデューティ（図６に示したドライブ電圧ＶgsのＮデューティ）が上記時比率のＯＮ期間に相当する割合になるように、図１の制御回路２０から出力するスイッチングパルスの周期（１／ｆsw）とＯＮデューティを予め設定する。

励磁インダクタンスＬｐとその層間容量Ｃｏと自己共振周波数ｆ_０との関係は、前述した数１の関係があり、ｆ_０＝１／２π√（Ｌｐ・Ｃｏ）であるから、層間容量Ｃｏが小さいほど自己共振周波数ｆ_０は高くなる。層間容量Ｃｏは前述の（１）式から層間距離の和（Ｎ＋ｎ）ｄが大きいほど小さくなるので、分割数Ｎが多いほど層間距離の和が大きくなり、自己共振周波数ｆ_０が高くなることになる。
数１と（１）式から、自己共振周波数ｆ_０は次の（３）式で表される。
ｆ_０­＝１／２π√｛Ｌｐ・ε_０εｓ・Ｓ／（Ｎ＋ｎ）ｄ｝ （３）

上記の（３）式で示す自己共振周波数ｆ_０は、トランスとして最低限必要な周波数帯域となる。ここで明確になったように、このような形態のトランス構造においては、出力巻線を分割することは必須であり、分割数Ｎによりトランスの巻線に生じる容量Ｃｏは低減し、それによって自己共振周波数ｆ_０の帯域が延びることになる。

この帯域は、図７の（ａ）に示す励磁インダクタンスＬｐの周波数特性が実線（容量Ｃｏが小の場合）で示す平らなところで使用するために必要な帯域である。容量Ｃｏが大の場合は同図に破線で示すように自己共振周波数ｆ_０の帯域が狭くなり、励磁インダクタンスＬｐの周波数特性が平らなところが殆どなくなる。
図７の（ｂ）は共振の鋭さＱの周波数特性を示す。実線は巻線の抵抗値ｒが小さい場合、破線は巻線の抵抗値ｒが大きい場合の特性をそれぞれ示している。
このＱの値は次の数２によって求められる。

したがって、Ｑ値は巻線の抵抗値ｒに反比例する。また、出力電圧ＶoutはＱに比例する（Ｖout ＝Ｑ・Ｖin）。そのため、出力電圧を上げるためにはＱ値が高くなくてはならない。この発明に使用する共振トランスでは、１００〜４００のＱが必要である。Ｑ値を上げるためには、前述した巻線間の容量Ｃｏと巻線の抵抗値ｒを低減することが有効である。巻線間の容量Ｃｏは前述したように出力巻線ＮＳを複数層に分割して、比誘電率が小さい絶縁層を介して積層することによって低減している。実験の結果によれば、Ｑ値を左右する巻線の抵抗値は主として出力巻線ＮＳの抵抗値であり、Ｑ値を上げるためには、出力巻線の総線長を短くするか太い銅線で巻くことが必要になる。

出力電圧を７ＫＶとすれば、入力電圧は６０Ｖｍａｘであるから、約１１７倍の昇圧が必要であり、これを一次側の励磁巻線と二次側の出力巻線の巻数比で実現しようとすると大きな巻数比が必要になるため、出力巻線を細い線で多数回巻線しなければならない。
しかし、この発明では共振トランスを使用しており、前述したように出力電圧Ｖout ＝Ｑ・Ｖinになるため、Ｑを大きくすれば巻数比をあまり大きくしなくても充分な昇圧を達成することができる。

この実施例では、出力巻線ＮＳを４層に分割して積層して巻装しているので、出力巻線ＮＳを太い線で巻くことができ、その結果出力巻線ＮＳの抵抗値ｒが小さくなり、銅損も低減できた。また、この出力巻線ＮＳの分割積層により前述のように巻線間の容量Ｃｏも低減するため、Ｑを充分に大きくすることができる。
このように、トランス１０は巻数比をなるべく下げた状態でも磁束飽和せず、高電流を引き出すためトランス自体の自己共振を層間距離で調整し、励磁巻線と出力巻線間の静電容量Ｃｏと出力巻線ＮＳの抵抗値ｒを低減することによって、Ｑ値を４００程度まで高めることが可能である。

例えば、図１に示したトランス１０として、ＥＦＲ４２Ｌのコア１１を使用して、励磁巻線ＮＰとして０．９ｍｍ径の銅線を２０Ｔ（Ｔ：ターン）巻き、出力巻線ＮＳとして０．３ｍｍ径の銅線を２００Ｔ（５０Ｔずつ４層）巻いて、Ｑ値を２００程度にすることができる。この場合、巻き数比は「１０」で非常に小さいが、入力電圧Ｖin＝５６ＶＤＣ（ＳＥＬＶ以内）として、出力電圧Ｖout ＝２００×５６＝１１．２ＫＶ（出力電流は実効値で０．３Ａｒｍｓ）を取り出すことができる。

〔出力電圧調整方法〕
この発明による高電圧インバータ装置の出力電圧調整方法は、詳述した実施例における共振トランスであるトランス１０を作製する際に、前述した主絶縁層Ｅｐｓと各層間絶縁層Ｅｓ１，Ｅｓ２，Ｅｓ３，Ｅｓ４をそれぞれ形成するフッ素樹脂フィルムからなるテープを重ねて巻く枚数（巻き回数）を調整することによって、合計層間容量Ｃｏを調整でき、それによって前述の数２によるＱ値を調整し、出力巻線ＮＳから出力するＶout = Ｑ・Ｖin で決まる高電圧の出力電圧を調整する。

あるいは、トランス１０の出力巻線ＮＳの分割数を変更することによっても、各層間絶縁層の数が変化するため、合計層間容量Ｃｏを調整でき、それによって前述の数２によるＱ値を調整し、上記と同様に出力巻線ＮＳから出力する高電圧の出力電圧を調整することができる。
このような高電圧インバータ装置の出力電圧調整方法は、以下に説明する複数の共振トランスを用いた高電圧インバータ装置においても、その各トランスを作製する際に実施することができる。

〔複数トランスの実施例〕
次に、この発明による複数の共振トランスを用いた高電圧インバータ装置の実施例について説明する。
〔実施例１：図８〜図１３〕
この発明による複数の共振トランスを用いた高電圧インバータ装置の実施例１（併合励磁＋積み上げ昇圧の例）について図８〜図１３によって説明する。図８はその構成を簡略化して示す回路図であり、図１及び図８と対応する部分には同じ符号を付して、それらの説明は省略する。以下の実施例２〜５を示す図１４〜図１７においても同様である。

図８に示す高電圧インバータ装置におけるトランスＴ１，Ｔ２は、いずれも図１及び図３〜図５によって説明したものと同じ構成の共振トランスであり、同一の特性を持つ別個のトランスである。そのトランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線ＮＰ1，ＮＰ２が入力電源の正極側のａ点とＦＥＴによるスイッチング素子Ｑswの正極側のｂ点との間に並列に接続される。

そのトランスＴ１，Ｔ２にはそれぞれ出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２があり、トランスＴ２の出力巻線ＮＳ２の上にトランスＴ１の出力巻線ＮＳ１が積み上げられるように、出力巻線ＮＳ１と出力巻線ＮＳ２が直列に接続され、各出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２の接続されていない方の各他端が出力端子２ａ，２ｂへ繋がる。
出力線にコンデンサを設けていないが、出力の直流成分をカットしたい場合には、図１の実施例と同様に出力線にコンデンサＣｓを設けるとよい。以下の他の実施例においても同様である。

このトランスＴ１，Ｔ２の各出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２も、図１に示したトランス１０と同様に、個別のコアにそれぞれ複数層の巻線に分割されて巻装され、その分割された各巻線が直列に接続されて構成されており、その外側に励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２が巻装されている。その出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２と励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２との間に主絶縁層が、コア１１と出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２の各最下層の巻線との間及び分割された各層の隣接する層間にも層間絶縁層が設けられている。しかし、図８ではこれを簡略化して、通常の一次巻線と二次巻線を有するトランスと同じシンボル図で示している。

制御回路（ＩＣ）２０は、抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子Ｑswのゲートにスイッチングパルスを印加してスイッチング素子Ｑswをオン・オフさせる。それによって、入力電圧Ｖinを断続してトランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線ＮＰ1，ＮＰ２に断続的に電流を流し、各出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２に交流高電圧を発生させる。

この高電圧インバータ装置において、スイッチング素子ＱswがターンＯＮした時（Turn
ON時）には、図９に等価回路で示すようになり、入力電源の正極側から破線矢印で示すようにスナバ回路のコンデンサＣとダイオードＤ（この時は接合間容量によりコンデンサとして機能する）を通してスイッチング素子Ｑswに電流が流れるが、トランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２には殆ど電流が流れず、出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２にも誘起電流は殆ど流れない。

スイッチング素子Ｑswが完全にオンになると、図１０に等価回路で示すようになり、入力電源の正極側からから破線矢印で示すように、トランスＴ１、Ｔ２の並列に接続された励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２とスイッチング素子Ｑswを通して電流が流れ、そのトランスＴ１、Ｔ２の出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２にも破線矢印で示すように誘起電流が流れ、出力電圧が得られる。

スイッチング素子ＱswがターンＯＦＦした時（Turn OFF時）には、図１１に等価回路で示すようになり、スナバ回路のコンデンサＣの充電電荷が放電する。このときダイオードＤは、順方向電圧が閾値になるまでの順方向回復時間の間は接合容量によりコンデンサとして機能する。

スイッチング素子Ｑswが完全にオフになると、図１２に等価回路で示すようになり、トランスＴ１，Ｔ２の並列に接続された励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２に逆起電圧が発生し、それが破線矢印で示すようにスナバ回路のダイオードＤ（このときは導通状態になる）とコンデンサＣを通して流れるとともに、開放したスイッチング素子Ｑswのソース・ドレイン間（この時はコンデンサとして機能する）を通して入力電源側へも流れる。各出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２にも逆起電圧が発生し、それにより出力端子２ａ，２ｂに接続された負荷に電流を流す。

スイッチング素子Ｑswが周期的にオン・オフすることによって、上述した各状態を繰り返すことになる。そのときの各部の電圧波形の変化を図１３のタイミングチャートに示す。この図における各波形の大小の比率、絶対値、時間軸の比率及び大小の相関は正確なものではない。

この図１３において、Ｖgsはスイッチング素子Ｑswのドライブ電圧、ＶＮp1、ＶＮp2は励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２の電圧、Ｉdsはスイッチング素子Ｑswに流れる電流、Ｖdsはスイッチング素子Ｑswのソース・ドレイン間電圧、ＶＮout1はトランスＴ１の出力巻線間電圧、ＶＮout2はトランスＴ２の出力巻線間電圧、Ｖoutは出力電圧である。そして、この図１３から明らかなように各出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２の出力電圧ＶＮout1とＶＮout2の波形の時間軸が同期している。そのために、トランスＴ１、Ｔ２の特性が同じであることに加えて、スイッチング素子Ｑswのドレイン端子と各トランスの励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２の負極側端子との各接続線の長さが略同じになるように、スイッチング素子Ｑswを配置するのが望ましい。

このように、この実施例の高電圧インバータ装置は、磁路が全く違う別個のコアで同じ特性を持つトランスを少なくとも２個設け、その各励磁巻線を同時に励磁し、出力側において各出力巻線の出力電圧波形の時間軸を同期させ、その各出力電圧を加算あるいは乗算する。したがって、複数の励磁巻線に偏磁が生じることがなく、出力巻線の巻数を多くすることができるので、昇圧比が高い高電圧を連続して、安定にしかも安全に得ることができる。

トランスを１個使用した図１の実施例と、同じ特性のトランスを２個使用した図８の実施例では、単純計算では入力電圧Ｖinが同じときの出力電圧は２倍になり得る。
しかし、実際には、２個のトランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２を並列に接続したことによる、総合励磁インダクタンスの減少および総合容量の増加と、出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２を直列に接続したことによる総合抵抗値の増加（１／巻枚比の影響になるが）、各巻線間の相互インダクタンスの影響、出力端子２ａ，２ｂ間に接続される負荷のインピーダンス等によってもＱ値が変わるため、単純には計算でない。
それでも、実際に出力電圧は高くなり、その増加が少ない場合はその分出力電流値が大きくなるため、出力電力は約２倍になり得る。

なお、トランスＴ１，Ｔ２の自己共振周波数ｆ_０も、単体で動作する場合と複数個接続した状態で動作する場合とでは相違するが、実際の動作状態において、自己共振周波数ｆ_０とスイッチング周波数ｆswとの関係が、前述した（２）式の範囲、すなわちｆsw＜ｆ_０≦２０・ｆswの条件を満たすように設定する。

〔実施例２：図１４〕
次に、この発明による複数の共振トランスを用いた高電圧インバータ装置の実施例２（併合励磁＋加算の例）について図１４によって説明する。図１４はその構成を図８と同様に簡略化して示す回路図である。

この実施例２でも、トランスＴ１，Ｔ２は、それぞれ図１及び図３〜図５によって説明したものと同じ構成の共振トランスであって、同一の特性を持つ別個のトランスである。
そして、実施例１と相違する点は、その別個のトランスＴ１の出力巻線ＮＳ１とトランスＴ２の出力巻線ＮＳ２とが互いにその出力電流が加算されるように並列に接続されて、出力端子２ａ，２ｂへ繋がっている。

この各トランスＴ１、Ｔ２の励磁巻線ＮＰ1，ＮＰ2が入力電源の正極とスイッチング素子Ｑswの正極間に並列に接続されていること、および図１３によって説明したように、各出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２の出力電圧ＶＮout1とＶＮout2の波形の時間軸が同期していることも実施例１と同じである。その他の構成も前述した実施例１と同様である。
この実施例の場合も、前述した実施例１と同様に出力電力の増加を単純な計算で示すことができないが、トランス１個の場合と比べて出力電圧は殆ど変わらないが、出力電流が増加し、出力電力は約２倍になり得る。

〔実施例３：図１５〕
次に、この発明による複数の共振トランスを用いた高電圧インバータ装置の実施例３（分割励磁＋加算の例）について図１５によって説明する。図１５はその構成を図８と同様に簡略化して示す回路図である。

この実施例３においては、前述した実施例１，２と同じく別個に設けた同一の特性を持つ２個の共振トランスであるトランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線ＮＰ１とＮＰ２を、入力電源の正極とスイッチング素子Ｑswの正極との間に直列に接続している。そして、その入力電源の正極とスイッチング素子Ｑswの正極との間にスナバ回路を構成するダイオードＤとコンデンサＣの直列回路も接続している。
トランスＴ１，Ｔ２の出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２は、実施例２と同様に各出力電流が加算されるように並列に接続されて、出力端子２ａ，２ｂへ繋がっている。その他の構成は実施例１，２と同様である。

この場合は、励磁巻線ＮＰ１とＮＰ２が直列に接続されているため、入力電圧Ｖinはは分割されて１／２ずつになるが、励磁インダクタンスＬｐが約２倍になり、層間容量Ｃｏが約１／２になるため、Ｌｐ／Ｃｏが約４倍になり、数２によるＱ値が約２倍になるため、出力電圧Ｖout＝Ｑ・Ｖinは、入力電圧Ｖinが１／２になっても変わらず、電流が約２倍になるので、出力電力は約２倍になる。実際にはこのように単純な計算で示すようにはならないが、出力電力が増加することは確かである。

〔実施例４：図１６〕
次に、この発明による高電圧インバータ装置の実施例４（分割励磁＋積み上げ昇圧の例）について図１６によって説明する。図１６はその構成をを図８と同様に簡略化して示す回路図である。

この実施例４においては、同一の特性を持つトランスＴ１、Ｔ２の励磁巻線ＮＰ１とＮＰ２を、実施例３と同様に入力電源の正極とスイッチング素子Ｑswの正極との間に直列に接続している。その入力電源の正極とスイッチング素子Ｑswの正極との間にスナバ回路を構成するダイオードＤとコンデンサＣの直列回路も接続している。そして、トランスＴ１の出力巻線ＮＳ1とトランスＴ２の出力巻線ＮＳ２が、出力巻線ＮＳ１の上に出力巻線ＮＳ２が積み上げられるように直列に接続され、それぞれ接続されていない他端が出力端子２ａ，２ｂに繋がっている。
その他の構成及び作用は実施例１、３と同様であり、それらの実施例を組み合わせたような作用になる。

〔実施例５：図１７〕
次に、この発明による複数の共振トランスを用いた高電圧インバータ装置の実施例５（トランス３個による併合励磁＋積み上げ昇圧の例）について図１７によって説明する。図１７はその構成を示す回路図である。

この実施例５においては、同一の特性を持つ３個のトランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３の各励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２、ＮＰ３を入力電源の正極とスイッチング素子Ｑswの正極との間に並列に接続している。その各トランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３の出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２，ＮＳ３を全て直列に接続し、その出力巻線ＮＳ１とＮＳ３のそれぞれ接続されていない方の端子を出力端子２ａ，２ｂに接続している。
その他の構成及び作用は、前述した各実施例と同様である。この実施例５によればより高い高電圧出力および大きな出力電力を供給することができる。

なお、同一の特性を持つ３個のトランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３の各励磁巻線ＮＰ１，ＮＰ２、ＮＰ３を実施例３，４と同様に全て直列に接続してもよい。また、その各トランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３の出力巻線ＮＳ１，ＮＳ２，ＮＳ３を全て並列に接続してもよい。実施例２〜５においても、出力の直流成分をカットしたい場合には、実施例１と同様に出力線にコンデンサＣｓを設けるとよい。

また、この発明による高電圧インバータ装置を構成する同一の特性を持つトランスは４個以上でもよい。しかし、現実的には、そのトランスの数は、配置やパターン等が数とともに大きくなるため、不要輻射等のＥＭＩに課題を残すことになるため、３個位までがよいと思われる。各トランスの励磁巻線は直列に接続しても並列に接続しても、ほぼ均一な分割された個々の保持力Ｈが発生すればよい。

以上、この発明よる高電圧インバータ装置の各実施例について説明してきたが、この発明はこれらに限るものではなく、種々の変形が可能であり、各実施例は矛盾しない範囲で、適宜組み合わせて実施することもできる。

この発明は、スイッチングレギュレータ、インバータ、高電圧電源、放電用電源等の高電圧発生装置に利用することができる。特に、印刷物の表面処理等を行うための大気圧プラズマを発生させる装置に供給する高出力の高電圧を、連続的に安定的にしかも安全に得られるようにするのに適している。

１ａ，１ｂ：入力端子 ２ａ，２ｂ：出力端子 １０：トランス（共振トランス）
１１：コア １１ａ：中足 １１ｒ：磁気抵抗（ギャプ） １２：巻線部
１２ａ：絶縁被覆層 ２０：制御回路
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３：トランス（共振トランス）
Ｑsw：スイッチング素子 Ｄ，Ｄ１，Ｄ２：ダイオード
Ｃ，Ｃ１，Ｃｓ：コンデンサ Ｒ１，Ｒ２：抵抗
ＮＰ：トランスの励磁巻線 ＮＳ：トランスの出力巻線
ＮＳ１〜ＮＳ４：出力巻線を構成する分割された各層の巻線
Ｅｐｓ：主絶縁層 Ｅｓ１：絶縁層 Ｅｓ２、Ｅｓ３，Ｅｓ４：層間絶縁層

Claims (8)

1. 直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳された安全特別低電圧（ＳＥＬＶ）以内の電圧を入力電圧とし、該入力電圧をスイッチングしてトランスの励磁巻線に励磁電流を流し、該トランスの出力巻線から高電圧を出力する高電圧インバータ装置において、
   前記トランスが、
   コアに前記出力巻線が略同じ巻き幅の複数層の巻線に分割されて積層して巻装され、
   その外側に誘電体でなる主絶縁層を介して前記励磁巻線が前記出力巻線と略同じ巻き幅で巻装されており、
   前記出力巻線の分割された各層の隣接する層間にもそれぞれ誘電体でなる層間絶縁層が設けられ、
   前記各絶縁層はいずれも、フッ素樹脂フィルムからなるテープが１枚もしくは複数枚重ねて巻かれて形成され、前記主絶縁層の厚さが前記各層間絶縁層の厚さより厚い共振トランスであり、
   該共振トランスの自己共振周波数が前記スイッチングの周波数の１倍を超え２０倍以下の範囲にあることを特徴とする高電圧インバータ装置。
2. 前記共振トランスの自己共振周波数が、前記スイッチングの周波数の１．２５倍から２０倍の範囲にあることを特徴とする請求項１に記載の高電圧インバータ装置。
3. 前記共振トランスの前記各絶縁層はそれぞれ前記フッ素樹脂フィルムからなるテープが複数枚重ねて巻かれて形成され、前記主絶縁層の厚さが前記各層間絶縁層の厚さの２倍から４倍であることを特徴とする請求項１又は２に記載の高電圧インバータ装置。
4. 前記共振トランスの前記各層間絶縁層はそれぞれ前記フッ素樹脂フィルムからなるテープが３から６枚重ねて巻かれて形成され、前記主絶縁層は前記フッ素樹脂フィルムからなるテープが９から１８枚重ねて巻かれて形成されていることを特徴とする請求項３に記載の高電圧インバータ装置。
5. 請求項１から４のいずれか一項に記載の高電圧インバータ装置であって、
   前記共振トランスを、同一の特性を持つ個別の複数の共振トランスによって構成し、該複数の共振トランスの各励磁巻線を並列に接続して同時並列に励磁させるようにし、該複数の共振トランスの各出力巻線を互いに並列又は直列に接続し、かつ該各出力巻線の出力電圧波形の時間軸が同期していることを特徴とする高電圧インバータ装置。
6. 請求項１から４のいずれか一項に記載の高電圧インバータ装置であって、
   前記共振トランスを、同一の特性を持つ個別の複数の共振トランスによって構成し、該複数の共振トランスの各励磁巻線を直列に接続して同時に励磁させるようにし、該複数の共振トランスの各出力巻線を互いに並列又は直列に接続し、かつ該各出力巻線の出力電圧波形の時間軸が同期していることを特徴とする高電圧インバータ装置。
7. 請求項１から６のいずれか一項に記載の高電圧インバータ装置の出力電圧調整方法であって、前記共振トランスの前記主絶縁層と前記各層間絶縁層をそれぞれ形成する前記フッ素樹脂フィルムからなるテープを重ねて巻く枚数を調整することによって前記出力巻線から出力する高電圧を調整することを特徴とする高電圧インバータ装置の出力電圧調整方法。
8. 請求項１から６のいずれか一項に記載の高電圧インバータ装置の出力電圧調整方法であって、前記共振トランスの前記出力巻線の分割数を変更することによって前記出力巻線から出力する高電圧を調整することを特徴とする高電圧インバータ装置の出力電圧調整方法。

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