JP6132793B2 - 電動機駆動用インバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、電動機駆動用インバータ装置に関する。

インバータのＰＷＭ制御によって駆動される電動機（モータ）を備えた駆動システムにおいては、従来から装置の高効率化のために種々の改善が図られてきている。

ＰＷＭ制御のキャリア周波数に関してインバータ側から考えると、キャリア周波数が高くなれば半導体のスイッチング損失が増加するため、キャリア周波数は低い方が高効率である。一方、モータ側から考えると、キャリア周波数が低くなればＰＷＭパルスに起因するキャリアリプルによって高調波損失が発生するため、キャリア周波数は高い方が高効率である。

したがって、駆動システム全体の高効率化を考える場合、モータとインバータの双方を考慮してキャリア周波数を設定することが好ましい実施態様となる。ここで、例えば下記特許文献１には、モータとインバータの合計損失が最小となるキャリア周波数を設定する手法が開示されている。

特開２００７−２８２２９８号公報

しかしながら、モータの出力電圧指令を変化させた場合もインバータ損失およびモータ損失が変化するため、キャリア周波数のみを操作する上記特許文献１の手法では、改善効果が充分ではないという課題が認められる。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、更なる損失低減を実現可能に構成された電動機駆動用インバータ装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、誘導電動機を駆動するインバータおよび前記インバータをＰＷＭ制御するインバータ制御部を備えた電動機駆動用インバータ装置であって、前記インバータ制御部には、出力電圧指令およびキャリア周波数の双方の変動を考慮してモータ損失およびインバータ損失を算出する損失推定器が設けられており、前記インバータ制御部は、前記損失推定器の算出結果を用いて前記出力電圧指令および前記キャリア周波数を決定することを特徴とする。

この発明によれば、キャリア周波数だけでなく、出力電圧指令の変化による損失変動をも考慮に入れたＰＷＭ制御を行うので、更なる損失低減が可能になるという効果を奏する。

図１は、実施の形態１に係る電動機駆動用インバータ装置を含む電動機駆動システムの構成を示すブロック図である。 図２は、出力電圧指令の変化に対するインバータ損失、モータ損失および合計損失の変動特性を示す図である。 図３は、キャリア周波数の変化に対するインバータ損失、モータ損失および合計損失の変動特性を示す図である。 図４は、出力電圧指令（ｆａｉ）およびキャリア周波数（ｆｃ）に対するインバータ損失（Inverter Loss）の傾向を３次元マップで表現した図である。 図５は、出力電圧指令（ｆａｉ）およびキャリア周波数（ｆｃ）に対するモータ損失（Motor Loss）の傾向を３次元マップで表現した図である。 図６は、出力電圧指令（ｆａｉ）およびキャリア周波数（ｆｃ）に対する合計損失（Total Loss）の傾向を３次元マップで表現した図である。 図７は、実施の形態２に係る電動機駆動用インバータ装置に適用されるＶ／Ｆ制御器を示すブロック図である。 図８は、Ｖ／Ｆ制御器におけるＶ／Ｆパターンの一例を示す図である。 図９は、実施の形態３に係る電動機駆動用インバータ装置に適用されるベクトル制御器の一構成例を示すブロック図である。 図１０は、実施の形態４に係る電動機駆動用インバータ装置を含む電動機駆動システムの構成を示すブロック図である。 図１１は、実施の形態４に係る電動機駆動用インバータ装置の動作を説明するフローチャートである。 図１２は、実施の形態５に係る電動機駆動用インバータ装置を含む電動機駆動システムの構成を示すブロック図である。 図１３は、実施の形態５に係る電動機駆動用インバータ装置における処理の要部を損失特性曲線を用いて説明する図である。 図１４は、実施の形態５に係る電動機駆動用インバータ装置の動作を説明するフローチャートである。 図１５は、実施の形態６に係る電動機駆動用インバータ装置に適用されるインバータ制御部の構成を示すブロック図である。 図１６は、比較例としてのインバータの回路構成を示す図である。 図１７は、実施の形態７に係る電動機駆動用インバータ装置に適用されるインバータの回路構成を示す図である。 図１８は、ＳｉインバータとＳｉＣインバータの損失を比較して示した図である。 図１９は、出力電圧指令に対するインバータ損失、モータ損失および合計損失の変動特性をＳｉインバータとＳｉＣインバータとで比較して示した図である。 図２０は、キャリア周波数に対するインバータ損失、モータ損失および合計損失の変動特性をＳｉインバータとＳｉＣインバータとで比較して示した図である。

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電動機駆動用インバータ装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電動機駆動用インバータ装置を含む電動機駆動システムの構成を示すブロック図である。図１には、入力電源１、インバータ２、モータ３およびインバータ制御部４を備えた電動機駆動システムの一構成例が示されており、実施の形態１に係る電動機用インバータ装置は、インバータ２およびインバータ制御部４を有して構成される。インバータ２は、入力電源１の電力を使用して負荷であるモータ３（例えば誘導電動機）を駆動する。入力電源１は、インバータ２に所要の直流電力を供給するための電源装置（直流電力供給源）である。インバータ制御部４は、インバータ２をパルス幅変調（Pulse Width Modulation：以下「ＰＷＭ」と略す）制御するための制御信号を生成してインバータ２に具備されるスイッチング素子（図１６、図１７参照）を制御する。

インバータ制御部４は、出力電圧指令制御部１０、キャリア周波数制御部１１および指令値変更部１２を有して構成される。出力電圧指令制御部１０は、モータ３への出力電圧指令を任意に設定する機能を有する構成部である。キャリア周波数制御部１１は、ＰＷＭ制御に用いるキャリア周波数を任意に設定する機能を有する構成部である。

指令値変更部１２には、損失推定器１２ａが設けられる。この損失推定器１２ａは、出力電圧指令およびキャリア周波数の変動に対する損失を推定する機能を有する構成部である。損失推定器１２ａによるこの機能は、関数やマップを用いて構築することができる。関数は、１次元の関数でも多次元（複数次元）の関数でもよい。マップは、１次元マップでも、多次元マップでもよい。損失推定器１２ａは、出力電圧指令およびキャリア周波数等の電動機駆動条件を使用して、モータの損失（モータ損失）とインバータの損失（インバータ損失）を推定する。なお、以後、本明細書では、モータ損失とインバータ損失とを合わせて合計損失と称する。

図２は、出力電圧指令の変化に対するインバータ損失、モータ損失および合計損失の変動特性を示す図（グラフ）であり、図３は、キャリア周波数の変化に対するインバータ損失、モータ損失および合計損失の変動特性を示す図（グラフ）である。

これらの図から、以下の点が明らかとなる。
（ａ）出力電圧指令（励磁）の特性では、
・モータ損失は励磁の上昇に伴って減少し、ある励磁点で最小となり、その後は増加する。
・インバータ損失は励磁の上昇に比例して増加する。
・モータ損失とインバータ損失を合算した合計損失は、特定の励磁点で最小となる。
（ｂ）キャリア周波数の特性では、
・モータ損失はキャリア周波数の増加に伴って減少する。
・インバータ損失はキャリア周波数の増加に比例して増加する。
・モータ損失とインバータ損失を合算した合計損失は、特定のキャリア周波数で最小となる。

出力電圧指令（励磁）特性およびキャリア周波数特性を更に詳細に分析したものが下記に示す［表１］および［表２］である。［表１］は、出力電圧指令（励磁）特性を示し、［表２］はキャリア周波数特性を示している。

［表１］を参照すると、出力電圧指令（励磁）特性に関し、以下のことが明らかとなる。
出力電圧指令の上昇に伴い、
・モータ損失においては、鉄損と一次銅損は増加し、二次銅損と漂遊負荷損は減少する。
・インバータ損失においては、導通損とキャリア損は増加する。
ただし、励磁の変化量によっては、このような傾向から外れる場合もあることをここに補足する。

また、［表２］を参照すると、キャリア周波数特性に関し、以下のことが明らかとなる。
キャリア周波数の上昇に伴い、
・モータ損失においては、鉄損、一次銅損、二次銅損、漂遊負荷損は減少する。
・インバータ損失において、導通損はほぼ一定であり、キャリア損は増加する。

なお、図２および図３、ならびに、表１および表２に示した特性は誘導電動機に関するものであり、以下、モータは誘導電動機であるものとして話を進める。

図４〜図６は、出力電圧指令（ｆａｉ）およびキャリア周波数（ｆｃ）に対する損失の傾向を３次元マップで表現した図であり、図４はインバータ損失（Inverter Loss）、図５はモータ損失（Motor Loss）、図６は合計損失（Total Loss）をそれぞれ示している。

ここで、図２に示す損失特性は、図４〜図６に示す３次元マップにおいて、キャリア周波数を固定したある曲面で切り出した各２次元波形に相当するものであり、また、図３に示す損失特性は、図４〜図６に示す３次元マップにおいて、出力電圧指令を固定したある曲面で切り出した各２次元波形に相当するものである。したがって、図２の損失特性における最小値が、キャリア周波数を考慮した場合の最小値であるとは限らない。同様に、図３の損失特性における最小値が、出力電圧指令を考慮した場合の最小値であるとは限らない。すなわち、合計損失をより小さくするためには、キャリア周波数および出力電圧指令の双方を考慮して決定する必要がある。本実施の形態の電動機駆動用インバータ装置は、この機能を実現するものである。

図１に戻り、指令値変更部１２の損失推定器１２ａには、例えば図２〜図６ならびに、表１および表２に示される損失特性を表す情報のうちの幾つかが、読み出しまたは参照するのに適した形式で、数値化、マップ化、あるいはテーブル化されて保持されている。損失推定器１２ａは、合計損失がより小さくなる出力電圧指令およびキャリア周波数を推定する。指令値変更部１２は、推定した出力電圧指令を出力電圧指令制御部１０に出力し、推定したキャリ周波数をキャリア周波数制御部１１に出力する。

出力電圧指令制御部１０は、損失推定器１２ａから伝達された出力電圧指令を設定値として、インバータ２をＰＷＭ制御する。キャリア周波数制御部１１は、損失推定器１２ａから伝達されたキャリア周波数を設定値とするキャリア信号を生成してインバータ２をＰＷＭ制御する。

以上説明したように、実施の形態１に係る電動機駆動用インバータ装置によれば、出力電圧指令（励磁）およびキャリア周波数の双方を用いてモータ損失およびインバータ損失を推定することとしたので、動作条件に応じて合計損失がより小さくなる出力電圧指令（励磁）およびキャリア周波数の把握が可能となり、駆動システム全体の更なる損失低減が可能となる。

なお、出力電圧指令およびキャリア周波数は、損失推定器が推定するモータ損失とインバータ損失の合算値である合計損失がより小さくなるように設定することが好ましいが、出力電圧指令またはキャリア周波数の制限によって、合計損失がより小さくなる出力電圧指令およびキャリア周波数を選択することができない場合も想定される。このような動作条件の場合には、動作条件の範囲内における合計損失を評価し、より好ましい出力電圧指令およびキャリア周波数の値を選択すればよい。従来技術では、キャリア周波数のみが考慮されているが、実施の形態１では、キャリア周波数だけでなく出力電圧指令の変化による損失変動をも考慮に入れているので、従来よりも、合計損失をより小さくする出力電圧指令およびキャリア周波数が選択されて出力されることになる。

実施の形態２．
図７は、実施の形態２に係る電動機駆動用インバータ装置に適用されるＶ／Ｆ制御器を示すブロック図である。実施の形態２に係る電動機駆動用インバータ装置は、図１の構成において、出力電圧指令制御部１０は、Ｖ／Ｆ制御器１０ａを有している。Ｖ／Ｆ制御は、電圧（Voltage）と周波数（Frequency）との比を一定にする制御技術であり、誘導電動機においては公知技術であるため、当該技術に関する詳細な説明は省略する。

図８は、Ｖ／Ｆ制御器１０ａにおけるＶ／Ｆパターンの一例を示す図である。Ｖ／Ｆ制御器１０ａには、出力電圧指令が大きくなる程、同一周波数に対応する電圧値が大きくなるようなＶ／Ｆパターンが準備されている。すなわち、Ｖ／Ｆ制御器１０ａは、速度指令を受けて出力電圧指令を出力するが、その際、出力電圧指令の大きさに応じたＶ／Ｆパターンを選択し、選択したＶ／Ｆパターンを参照して出力電圧指令を出力する。

実施の形態２に係る電動機駆動用インバータ装置によれば、出力電圧指令（励磁）およびキャリア周波数の双方を用いてモータ損失およびインバータ損失を推定すると共に、出力電圧指令を出力する際に、Ｖ／Ｆ制御器におけるＶ／Ｆパターンを変更することとしたので、実施の形態１の効果に加え、出力電圧指令の生成を迅速且つ簡易に行うことができるという効果が得られる。

実施の形態３．
図９は、実施の形態３に係る電動機駆動用インバータ装置に適用されるベクトル制御器の一構成例を示すブロック図である。実施の形態３に係る電動機駆動用インバータ装置は、出力電圧指令制御部１０の内部に図９に示す制御ブロックを有している。すなわち、実施の形態３に係る出力電圧指令制御部１０は、速度制御器２０ａ、磁束制御器２０ｂ、磁束計算機２０ｃ、トルク電流制御器２０ｄ、励磁電流制御器２０ｅおよび２相／３相変換器２０ｆを有して構成される。

速度制御器２０ａは、速度指令とフィードバックされた速度情報との差が零となるようなトルク電流指令を生成してトルク電流制御器２０ｄに出力する。

磁束制御器２０ｂは、磁束指令と磁束計算機２０ｃが計算した磁束量との差が零となるような励磁電流指令を生成して励磁電流制御器２０ｅに出力する。なお、磁束計算機２０ｃが計算する磁束量は、フィードバックされた励磁電流を用いて計算することができる。

トルク電流制御器２０ｄは、トルク電流指令とフィードバックされたトルク電流との差が零となるような制御動作を行い、また、励磁電流制御器２０ｅは励磁電流指令とフィードバックされた励磁電流との差が零となるような制御動作を行い、それぞれの制御出力が２相／３相変換器２０ｆに入力され、この２相／３相変換器２０ｆにて３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）の出力電圧指令となって出力される。

図９の構成から理解できるように、ベクトル制御器においては、速度指令やトルク電流指令を変更してしまうと、モータの速度やトルクが変動してしまう。そこで、実施の形態３に係る電動機駆動用インバータ装置では、合計損失をより小さくする制御を行う際には、磁束指令および励磁電流指令の何れか一方、もしくは、磁束指令および励磁電流指令の双方を変更することにする。このような制御を行えば、モータ速度やモータトルクを変更することなく、出力電圧指令を変更することができるという効果が得られる。

実施の形態４．
図１０は、実施の形態４に係る電動機駆動用インバータ装置を含む電動機駆動システムの構成を示すブロック図である。実施の形態４に係る電動機駆動システムでは、図１の構成に加えて、インバータ温度検出手段１３およびモータ温度検出手段１４が設けられると共に、指令値変更部１２の内部には、さらに温度推定器１２ｂが設けられている。なお、その他の構成については、図１に示す構成と同一または同等であり、それらの同一または同等の構成部については、同一の符号を付して重複する説明は省略する。

つぎに、実施の形態４に係る電動機駆動用インバータ装置の動作について図１０および図１１を参照して説明する。図１１は、実施の形態４に係る電動機駆動用インバータ装置の動作を説明するフローチャートである。

まず、指令値変更部１２には、温度しきい値１２ｃを予め設定しておく（ステップＳ１０１）。指令値変更部１２は、駆動条件を読み込んでおき（ステップＳ１０２）、指令値変更部１２の温度推定器１２ｂは、インバータ温度検出手段１３の検出値およびモータ温度検出手段１４の検出値を用いて、インバータ２の温度（インバータ温度）およびモータ３の温度（モータ温度）を推定する（ステップＳ１０３）。温度推定器１２ｂによる温度推定機能は、１次元もしくは多次元の関数、あるいは、１次元もしくは多次元のマップを用いて構築することができる。

ここで、温度推定器１２ｂが推定したインバータ温度およびモータ温度の双方が予め設定されたしきい値未満の場合には（ステップＳ１０３，Ｙｅｓ）、損失推定器１２ａが計算した合計損失をより小さくする出力電圧指令およびキャリア周波数に変更し（ステップＳ１０４）、これらの出力電圧指令およびキャリア周波数を用いてインバータ２をＰＷＭ制御する。

一方、温度推定器１２ｂが推定したインバータ温度およびモータ温度のうちの少なくとも一つが予め設定されたしきい値以上の場合には（ステップＳ１０３，Ｎｏ）、しきい値よりも高い温度がしきい値未満となるような出力電圧指令およびキャリア周波数に変更して（ステップＳ１０５）、インバータ２をＰＷＭ制御する。以下、ステップＳ１０２〜Ｓ１０５の処理を繰り返し実行する。

電動機駆動用インバータ装置を高温下で動作させる場合、装置故障の確率が上昇するほか、装置が持つ性能・特性の低下や損失を増大させる要因になるが、実施の形態４に係る電動機駆動用インバータ装置を用いれば、装置の温度を管理する機能が付加されているので、実施の形態１の効果に加え、駆動システム全体の効率向上が図れるという効果が得られる。

実施の形態５．
図１２は、実施の形態５に係る電動機駆動用インバータ装置を含む電動機駆動システムの構成を示すブロック図である。実施の形態５に係る電動機駆動システムでは、図１の構成に加えて、入力電源１とインバータ２との間にノイズフィルタ５が設けられると共に、指令値変更部１２の内部には、ノイズフィルタ５の共振周波数に関する情報が格納されている。なお、その他の構成については、図１に示す構成と同一または同等であり、それらの同一または同等の構成部については、同一の符号を付して重複する説明は省略する。

つぎに、実施の形態５に係る電動機駆動用インバータ装置の動作について図１２〜図１４の図面を参照して説明する。図１３は、実施の形態５に係る電動機駆動用インバータ装置における処理の要部を損失特性曲線を用いて説明する図であり、図１４は、実施の形態５に係る電動機駆動用インバータ装置の動作を説明するフローチャートである。

まず、指令値変更部１２には、ノイズフィルタ５の共振周波数１２ｄを予め設定しておく（ステップＳ２０１）。指令値変更部１２は、駆動条件を読み込んでおき（ステップＳ２０２）、ここで、指令値変更部１２が計算したキャリア周波数、すなわち合計損失をより小さくするためキャリア周波数が記憶されている共振周波数１２ｄと一致するか否かを比較する（ステップＳ２０３）。なお、一致するか否かの判定は、図１３に示すように、算出されたキャリア周波数が、ノイズフィルタ５の共振周波数近傍に含まれる場合には、一致していると判定し、逆に、ノイズフィルタ５の共振周波数近傍に含まれない場合には、一致していないと判定する。

図１４のフローチャートに戻り、指令値変更部１２が計算したキャリア周波数が共振周波数１２ｄと一致しない場合には（ステップＳ２０３，Ｙｅｓ）、損失推定器１２ａが計算した合計損失をより小さくするキャリア周波数に変更し（ステップＳ２０４）、このキャリア周波数を用いてインバータ２をＰＷＭ制御する。

一方、指令値変更部１２が計算したキャリア周波数が共振周波数１２ｄと一致する場合には（ステップＳ２０３，Ｎｏ）、キャリア周波数は変更せず（ステップＳ２０５）、現在動作中のキャリア周波数を用いてインバータ２をＰＷＭ制御する。以下、ステップＳ２０２〜Ｓ２０５の処理を繰り返し実行する。なお、ステップＳ２０５の処理では、キャリア周波数を変更しないこととしているが、共振周波数を避けつつ、合計損失をより小さくするキャリア周波数に近い値に設定してもよいことは言うまでもない。

実施の形態１〜４に係るアイデアを実施の形態５の構成に適用する場合、合計損失をより小さくするキャリア周波数がノイズ対策用に挿入されたノイズフィルタ５の共振周波数に一致してしまう可能性がある。共振周波数に一致してしまった場合、インバータ２の入力電圧、入力電流が振動し誤動作を起こす原因となるが、実施の形態５に係る電動機駆動用インバータ装置を用いれば、指令値変更部１２が出力するキャリア周波数とノイズフィルタ５の共振周波数とが一致することを回避することができるので、入力電圧、入力電流の振動に起因する誤動作を抑制できるという効果が得られる。

実施の形態６．
図１５は、実施の形態６に係る電動機駆動用インバータ装置に適用されるインバータ制御部４の構成を示すブロック図である。実施の形態６に係る電動機駆動用インバータ装置では、図１に示す指令値変更部１２の構成において、指令値変更部１２の内部には、モータ損失およびインバータ損失を推定するための条件（以下「推定条件」と称する）として、インバータ出力電流、電気角周波数およびすべり周波数の情報が格納される情報格納部１２ｅが設けられている。なお、その他の構成については、図１に示す構成と同一または同等であり、それらの同一または同等の構成部については、同一の符号を付して重複する説明は省略する。

モータ損失およびインバータ損失は、主にインバータ入力電流、インバータ母線電圧、インバータ出力電流、電気角周波数、すべり周波数によって変化するが、これらの中では、インバータ出力電流、電気角周波数およびすべり周波数の変化によるものが大きい。このため、実施の形態６に係る電動機駆動用インバータ装置では、インバータ出力電流、電気角周波数およびすべり周波数を格納するようにしたものである。損失推定器１２ａは、情報格納部１２ｅに格納されるインバータ出力電流、電気角周波数およびすべり周波数の情報を用いてモータ損失およびインバータ損失を算出し、合計損失がより小さくなる出力電圧指令およびキャリ周波数を推定する。指令値変更部１２は、推定した出力電圧指令およびキャリ周波数を出力電圧指令制御部１０およびキャリア周波数制御部１１にそれぞれ出力する。

なお、図１５では、インバータ出力電流、電気角周波数およびすべり周波数の全てを格納するように図示しているが、インバータ出力電流、電気角周波数およびすべり周波数うちの少なくとも一つが格納されていれば、その格納された情報を用いてモータ損失およびインバータ損失の推定は可能である。

実施の形態６に係る電動機駆動用インバータ装置によれば、インバータの出力電流、電気角周波数およびすべり周波数のうちの少なくとも一つの情報を推定条件として、モータ損失およびインバータ損失を推定することとしたので、実施の形態１の効果に加え、駆動システムの損失をより精度よく推定することができるという効果が得られる。

実施の形態７．
図１７は、実施の形態７に係る電動機駆動用インバータ装置に適用されるインバータ２の回路構成を示す図である。なお、図１６は、比較例としてのインバータの回路構成を示す図である。

インバータ回路では、図示のようにトランジスタ素子（図１６および図１７では、ＭＯＳＦＥＴを例示）の両端にダイオード素子が逆並列に接続されたものを一つのスイッチング素子とし、このスイッチング素子が直列に接続された直列回路（アーム）を一相分とし、この一相分の直列回路を３並列に接続して構成される（図１６および図１７では、３相インバータ回路を例示）。

ここで、図１７に示すインバータ回路（以下「ＳｉＣインバータ」と称する）の図１６との大きな相違点は、インバータ回路を構成するスイッチング素子の素材の違いである。図１６に示すインバータ回路（以下「Ｓｉインバータ」と称する）では、トランジスタ素子として、Ｓｉ（珪素）を素材とするＳｉ−ＩＧＢＴ（Si-Insulated Gate Bipolar Transistor）を使用し、ダイオード素子として、Ｓｉ−ＦＲＤ（Si-Fast Recovery Diode）を使用している。一方、図１７に示すＳｉＣインバータでは、トランジスタ素子として、ＳｉＣ（炭化珪素）を素材とするＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（SiC-Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を使用し、ダイオード素子として、ＳｉＣ−ＳＢＤ（SiC-Schottky Barrier Diode）を使用している。

図１８は、ＳｉインバータとＳｉＣインバータの損失を比較して示した図であり、ある同一の動作条件下において、ＳｉＣインバータを使用したときの損失（導通損失およびスイッチング損失）をＳｉインバータを使用したときの損失と比較したグラフである。図１８に示すように、ＳｉＣインバータを用いることにより、損失を約１／４に低減することが可能となる。

図１９は、出力電圧指令に対するインバータ損失、モータ損失および合計損失の変動特性をＳｉインバータとＳｉＣインバータとで比較して示した図であり、図２０は、キャリア周波数に対するインバータ損失、モータ損失および合計損失の変動特性をＳｉインバータとＳｉＣインバータとで比較して示した図である。

上述したように、ＳｉＣインバータを使用した場合には、インバータ損失を低減することが可能となる。その結果、図１９および図２０に示されるように、出力電圧指令およびキャリア周波数の各変動範囲における全領域に渡って、合計損失の低減が可能となる。

また、Ｓｉインバータの場合、採り得るキャリア周波数範囲が狭く、モータによっては合計損失が最小となるキャリア周波数での駆動が不可能である。一方、ＳｉＣインバータの場合、ＳｉＣ素子は高速なスイッチングが可能であり、また、図２０にも示すように、キャリア周波数の増加に対するインバータ損失の増加率がＳｉインバータに比べて小さい。このため、ＳｉＣインバータの場合、採り得るキャリア周波数範囲を広くすることができ、損失を低減する制御を効果的に行うことが可能となる。

なお、ＳｉＣは、Ｓｉよりもバンドギャップが大きいという特性を捉えたワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例である。このＳｉＣ以外にも、例えば窒化ガリウム系材料（ＧａＮ）または、ダイヤモンド（Ｃ）を用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属しており、それらの特性もＳｉＣに類似した点が多い。したがって、ＳｉＣ以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いる構成も、本発明の要旨を成すものである。

また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子の小型化が可能であり、小型化されたスイッチング素子を用いることにより、これらのスイッチング素子を組み込んだインバータ回路の小型化が可能となる。

また、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子は、耐熱性も高いため、ヒートシンクの小型化が可能となり、半導体素子モジュールを冷却する冷却器または放熱器の小型化が可能となるので、電動機駆動用インバータ装置の一層の小型化が可能となり、延いては、その電動機駆動用インバータ装置を有する駆動システムの小型化および低コスト化を図ることが可能となる。

（段落追加）
なお、以上の説明した実施の形態１−７に示した構成は、本発明の構成の一例であり、実施の形態１−７のうちの何れか少なくとも二つ以上を組み合わせた形態として構成してもよい。このような構成により、より信頼性と効率の高い駆動システムを提供することが可能となる。

また、以上の実施の形態１−７に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

以上のように、本発明は、更なる効率化を実現可能に構成された電動機駆動用インバータ装置として有用である。

１ 入力電源、２ インバータ、３ モータ、４ インバータ制御部、５ ノイズフィルタ、１０ 出力電圧指令制御部、１０ａ Ｖ／Ｆ制御器、１１ キャリア周波数制御部、１２ 指令値変更部、１２ａ 損失推定器、１２ｂ 温度推定器、１２ｃ 温度しきい値、１２ｄ 共振周波数、１２ｅ 情報格納部、１３ インバータ温度検出手段、１４ モータ温度検出手段、２０ａ 速度制御器、２０ｂ 磁束制御器、２０ｃ 磁束計算機、２０ｄ トルク電流制御器、２０ｅ 励磁電流制御器、２０ｆ ２相／３相変換器。

Claims (10)

1. 誘導電動機を駆動するインバータおよび前記インバータをＰＷＭ制御するインバータ制御部を備えた電動機駆動用インバータ装置であって、
   前記インバータ制御部には、出力電圧指令およびキャリア周波数の双方の変動を考慮してモータ損失およびインバータ損失を算出する損失推定器が設けられ、
   前記インバータ制御部は、前記損失推定器の算出結果を用いて前記出力電圧指令および前記キャリア周波数を決定することを特徴とする電動機駆動用インバータ装置。
2. 前記損失推定器は、前記モータ損失と前記インバータ損失とを合算した合計損失をより小さくする出力電圧指令およびキャリア周波数を算出することを特徴とする請求項１に記載の電動機駆動用インバータ装置。
3. 前記インバータ制御部には、Ｖ／Ｆ制御器が設けられ、
   前記インバータ制御部は、前記決定した出力電圧指令の大きさに応じたＶ／Ｆパターンを選択し、選択したＶ／Ｆパターンを参照して前記出力電圧指令を出力する
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の電動機駆動用インバータ装置。
4. 前記インバータ制御部には、ベクトル制御器が設けられ、
   前記インバータ制御部は、前記決定した出力電圧指令の大きさに応じて前記ベクトル制御器内における磁束指令および励磁電流指令の何れか一方、もしくは、前記磁束指令および前記励磁電流指令の双方を変更して実施する
   ことを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の電動機駆動用インバータ装置。
5. 前記インバータ制御部には、インバータ温度およびモータ温度を推定する温度推定器が設けられ、
   前記インバータ制御部は、
   前記インバータ温度および前記モータ温度の双方が予め設定されたしきい値未満の場合には、前記損失推定器が算出した合計損失をより小さくする出力電圧指令およびキャリア周波数に変更し、
   前記インバータ温度および前記モータ温度のうちの少なくとも一つが予め設定されたしきい値以上の場合には、前記しきい値よりも高い温度が当該しきい値未満となるような出力電圧指令およびキャリア周波数に変更する
   ことを特徴とする請求項１から４の何れか１項に記載の電動機駆動用インバータ装置。
6. 前記インバータの入力側にフィルタが設けられる場合、
   前記インバータ制御部は、前記決定したキャリア周波数と前記フィルタの共振周波数とが一致する場合には、当該共振周波数を避けた値に設定することを特徴とする請求項１から５の何れか１項に記載の電動機駆動用インバータ装置。
7. 前記インバータの入力側にフィルタが設けられる場合、
   前記インバータ制御部は、前記決定したキャリア周波数と前記フィルタの共振周波数とが一致する場合には、当該キャリア周波数の変更は行わないことを特徴とする請求項１から５の何れか１項に記載の電動機駆動用インバータ装置。
8. 前記インバータ制御部には、インバータ出力電流、電気角周波数およびすべり周波数のうちの少なくとも一つの情報が入力される構成であり、
   前記損失推定器は、前記インバータ制御部に入力される前記インバータ出力電流、前記電気角周波数および前記すべり周波数のうちの少なくとも一つの情報を推定条件として、前記モータ損失および前記インバータ損失を推定する
   ことを特徴とする請求項１から７の何れか１項に記載の電動機駆動用インバータ装置。
9. 前記インバータを構成するスイッチング素子がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項１から８の何れか１項に記載の電動機駆動用インバータ装置。
10. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドであることを特徴とする請求項９に記載の電動機駆動用インバータ装置。