JP6107582B2 - 半導体装置 - Google Patents

Description

本発明は、センサ素子の電圧を検出する半導体装置に関する。

例えばインバータ回路を構成するＭＯＳトランジスタは、負荷電流が増加し或いはスイッチング周波数が高くなると、通電損失および／またはスイッチング損失が増えて素子温度が上昇する。そこで、ＭＯＳトランジスタの近傍にセンサ素子としてダイオードを設け、検出用の端子を介してアノードとカソードの各電圧を外部に取り出せるように構成されたトランジスタモジュールが用いられている。

ＭＯＳトランジスタの駆動ＩＣは、ＭＯＳトランジスタに対しゲート電圧を出力する駆動回路と、ダイオードの順方向電圧（センサ電圧）に基づいてＭＯＳトランジスタの過熱状態を判定する過熱判定回路を備えている。一般的な過熱判定回路は、ダイオードのカソードをグランドに接続し、電源線とアノードとの間に定電流回路を備え、コンパレータを用いてアノードの電圧としきい値温度に対応する基準電圧とを比較するように構成されている（特許文献１参照）。

特開２０１０−１７５５２２号公報

上記駆動ＩＣを用いて実際に過熱判定を行ったところ、素子温度が上記しきい値温度よりも低いにもかかわらず、コンパレータが過熱状態と判定する事象が観察された。この事象は、トランジスタモジュールの端子に加わるノイズひいてはセンサ素子であるダイオードのアノードおよびカソードに加わるノイズが大きくなる条件の下で顕著に観察されることが判明した。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、センサ素子にノイズが加わった場合でも物理量に応じた正確なセンサ電圧を検出できる半導体装置を提供することにある。

請求項１に記載した半導体装置は、第１、第２端子間にセンサ素子が接続された状態で第１、第２端子間に入力されるセンサ素子の電圧を検出する。半導体装置は、センサ素子をバイアスするため、第１端子に接続された第１信号線および／または第２端子に接続された第２信号線に接続されたバイアス回路を備えている。

半導体装置は、第１信号線および第２信号線のそれぞれに対し直列の形態で設けられた第１スイッチおよび第２スイッチと、第１信号線および第２信号線における第１スイッチと第２スイッチとの接続ノード間に設けられた第１キャパシタと、第２スイッチを介した後の第１信号線と第２信号線との間に設けられた第２キャパシタを備えている。これら第１、第２スイッチと第１、第２キャパシタは、スイッチトキャパシタ回路を構成している。制御回路は、第１スイッチと第２スイッチを相補信号により繰り返しオンオフ動作させることにより、第２キャパシタの端子間にセンサ素子の電圧に応じた電圧を生成させる。

この半導体装置は、第１端子から第１信号線を見たときのインピーダンスと、第２端子から第２信号線を見たときのインピーダンスが、互いに等しくなるように構成されている。すなわち、第１端子と第２端子から見た半導体装置の内部回路のインピーダンスがバランスした回路となっている。このため、センサ素子の両端子つまり第１端子と第２端子にノイズが加わっても、両端子に生じるノイズ電圧がほぼ等しくなり、センサ素子を通してノイズ電流が流れない、或いは流れにくくなる。

多くのセンサ素子は、その電流電圧特性に非線形性を有している。この非線形性により、センサ素子に流れる電流がノイズ等によって変化すると、センサ素子の端子間に生じる電圧の平均値は、センサ素子に流れる電流の平均値に対応する電圧値からずれる。このずれ幅は、センサ素子に流れる電流の振幅が大きくなるほど拡大する。本半導体装置によれば、センサ素子にノイズが加わってもセンサ素子にノイズ電流が流れない或いは流れにくいので、第２キャパシタの端子間に物理量に応じた正確なセンサ電圧を生成できる。

請求項２記載の手段によれば、センサ素子はダイオードからなる。ダイオードは、非線形な電流電圧特性を有しており、順方向電圧は負の温度係数を有している。従って、ノイズが加わっても温度に応じた正確なセンサ電圧を検出できる。

請求項３記載の手段によれば、バイアス回路は、第１電源線と第１信号線との間に接続されたソース型の第１電流源および第２信号線と第２電源線との間に接続されたシンク型の第２電流源とから構成されている。第１信号線から見た第１電流源と第２信号線から見た第２電流源は、互いに等しいインピーダンスを有している。従って、第１端子から第１信号線を見たときのインピーダンスと第２端子から第２信号線を見たときのインピーダンスが互いに等しい条件を維持しながら、センサ信号をバイアスすることができる。

請求項４記載の手段によれば、第２キャパシタの端子間に生成されるセンサ素子の電圧と基準電圧とを比較する比較回路を備えている。これにより、検出された物理量がしきい値を超えたことを判定できる。

本発明の一実施形態を示す駆動ＩＣの構成図 （ａ）は期間φ１のスイッチ状態、（ｂ）は期間φ２のスイッチ状態を示す図 （ａ）はスイッチトキャパシタ回路の入力インピーダンスの変化、（ｂ）はスイッチトキャパシタ回路の出力電圧の変化を示す図 ダイオードの順方向電流と順方向電圧との関係を示す図

本発明の一実施形態について図面を参照しながら説明する。例えば車両のパワーウィンドウを開閉動作させる直流モータは、Ｈブリッジからなる単相インバータ回路により駆動されている。このインバータ回路は、周知のように４つのスイッチング素子、例えば上アーム側にＰチャネル型のＭＯＳトランジスタ、下アーム側にＮチャネル型のＭＯＳトランジスタを備えて構成されている。ＭＯＳトランジスタは、それぞれモジュール化されている。

ＭＯＳトランジスタには通電損失とスイッチング損失が発生するため、モータ電流が増加し或いはスイッチング周波数が高くなると素子温度が上昇する。そこで、図１に示すように、例えば上アーム側のトランジスタモジュール１１には、ＭＯＳトランジスタ１２の近傍にダイオード１３が配設されている。ダイオード１３は、ＭＯＳトランジスタ１２の温度を検出するセンサ素子である。トランジスタモジュール１１は、ＭＯＳトランジスタ１２のドレイン（Ｄ）、ソース（Ｓ）、ゲート（Ｇ）に繋がる端子と、ダイオード１３のアノード（Ａ）、カソード（Ｋ）に繋がる端子を備えている。

インバータ回路を構成する４つのＭＯＳトランジスタ１２は、共通に設けられた１つの駆動ＩＣ１４（半導体装置）によって駆動される。駆動ＩＣ１４は、ＭＯＳトランジスタ１２を駆動する４つの駆動回路１５と、ダイオード１３の順方向電圧Ｖｆに基づいて過熱判定を行う２つの過熱判定回路１６とを備えている。図面の煩雑を避けるため、図１には１つの駆動回路１５と１つの過熱判定回路１６のみを示している。

駆動回路１５は、図示しないマイコンから端子Ｔ１を通してＰＷＭ駆動信号Ｓｄを入力し、トランジスタモジュール１１のゲートに対し端子Ｔ２を通してゲート電圧Ｖｇを出力する。ゲート電圧Ｖｇは、ＭＯＳトランジスタ１２のゲート・ソース間に印加される。

過熱判定回路１６の入力端子である第１端子Ｔ３と第２端子Ｔ４は、それぞれトランジスタモジュール１１のアノード端子、カソード端子と接続されている。過熱判定回路１６は、端子Ｔ３、Ｔ４間に入力されるダイオード１３のアノード・カソード間電圧（順方向電圧Ｖｆ）を検出する。駆動ＩＣ１４内において、端子Ｔ３、端子Ｔ４にはそれぞれ第１信号線１７、第２信号線１８が接続されている。

ダイオード１３に一定の直流バイアス電流を流すバイアス回路１９は、第１電源線２０と信号線１７との間に接続されたＰＮＰ形トランジスタ２２と、信号線１８と第２電源線２１（グランド線）との間に接続されたＮＰＮ形トランジスタ２３とから構成されている。トランジスタ２２、２３のベースには、直流バイアス電流に応じたバイアス電圧が与えられている。トランジスタ２２はソース型の第１電流源として動作し、トランジスタ２３はシンク型の第２電流源として動作する。

信号線１７、１８には、順方向電圧Ｖｆを検出するスイッチトキャパシタ回路２４が設けられている。このスイッチトキャパシタ回路２４は、第１スイッチＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、第２スイッチＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂ、第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２から構成されている。スイッチＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、ＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂは、アナログスイッチで構成されている。

スイッチＳＷ１ａ、ＳＷ２ａは、信号線１７にノードＮ1aを挟んで直列の形態に設けられており、スイッチＳＷ１ｂ、ＳＷ２ｂは、信号線１８にノードＮ1bを挟んで直列の形態に設けられている。キャパシタＣ１は、ノードＮ1a、Ｎ1b間に設けられている。キャパシタＣ２は、スイッチＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂを介した後の信号線１７、１８のノードＮ2a、Ｎ2b間に設けられている。ノードＮ2bは電源線２１に接続されている。制御回路２５は、一定周期を持つ相補的な２値（Ｈ／Ｌ）の制御信号Ｍ１、Ｍ２により、スイッチＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、スイッチＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂをオンオフ駆動する。

これらバイアス回路１９とスイッチトキャパシタ回路２４の構成によれば、ダイオードのアノード、カソードからそれぞれ駆動ＩＣ１４の内部を見たときの回路トポロジーが対称となる。これにより、端子Ｔ３から信号線１７を見たときのインピーダンスＺin1と端子Ｔ４から信号線１８を見たときのインピーダンスＺin2が互いに等しくなる。すなわち、駆動ＩＣ１４における端子Ｔ３の入力インピーダンスＺin1と端子Ｔ４の入力インピーダンスＺin2がバランスした回路となっている。なお、インピーダンスＺin1は、端子Ｔ３と電源線２１（または電源線２０）との間に印加される交流電圧および信号線１７に流れる交流電流により定義され、インピーダンスＺin2は、端子Ｔ４と電源線２１（または電源線２０）との間に印加される交流電圧および信号線１８に流れる交流電流により定義されるものである。

コンパレータ２６は、スイッチトキャパシタ回路２４の出力ノードＮ2aの電圧Ｖｓと、定電圧Ｖrefを抵抗２７、２８で分圧して得られる基準電圧Ｖｒとを入力とする比較回路である。コンパレータ２６から出力される過熱判定信号Ｓｔは、端子Ｔ５を通してマイコンに出力される。また、駆動回路１５は、過熱判定信号ＳｔがＬレベル（過熱状態）になると、ゲート電圧ＶｇをＭＯＳトランジスタ１２のしきい値電圧よりも低くしてスイッチング動作を停止する。

次に、本実施形態の作用について図２から図４を参照しながら説明する。バイアス回路１９により、ダイオード１３のＰＮ接合に一定の直流バイアス電流が流れる。これにより、ダイオード１３の順方向電圧Ｖｆは、温度が高くなるほど低下する温度特性を示す。

スイッチトキャパシタ回路２４は、図２（ａ）に示すように、（Ｍ１、Ｍ２）＝（Ｈ、Ｌ）の期間φ１においてスイッチＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂがオン、スイッチＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂがオフとなる。また、図２（ｂ）に示すように、（Ｍ１、Ｍ２）＝（Ｌ、Ｈ）の期間φ２においてスイッチＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂがオフ、スイッチＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂがオンとなる。順方向電圧Ｖｆの検出動作は以下のようになる。

（１）期間φ１
キャパシタＣ１には、ダイオード１３の両端の電位差（順方向電圧Ｖｆ）で決まる下記の電荷Ｑ１が充電される。
Ｑ１＝Ｃ１・Ｖｆ …（１）
キャパシタＣ２の初期電荷がゼロの場合、コンパレータ２６の非反転入力端子に入力される電圧Ｖｓは０Ｖである。

（２）期間φ２
期間φ１でキャパシタＣ１に充電された電荷Ｑ１は保存され、キャパシタＣ１、Ｃ２の電圧が等しくなるようにキャパシタＣ１、Ｃ２に電荷が分配される。このときの電荷保存の式は（２）式となり、電圧Ｖｓ、キャパシタＣ２の電荷Ｑ２は（３）式、（４）式となる。ただし、簡単化のためキャパシタＣ１、Ｃ２の容量値をＣとする。

Ｑ１＝Ｃ１・Ｖｆ＝（Ｃ１＋Ｃ２）Ｖｓ …（２）
Ｖｓ＝Ｖｆ／２ …（３）
Ｑ２＝Ｃ２・Ｖｓ＝Ｃ・Ｖｆ／２ …（４）
上記期間φ１、φ２をｎ回繰り返した後の電圧Ｖｓは、(５)式で示すようになる。
Ｖｓ＝（２ⁿ−１）／２ⁿ・Ｖｆ＝（１−１／２ⁿ）Ｖｆ …（５）

図３（ｂ）は、期間φ１から期間φ２に移行するごとに電圧Ｖｓが増えていく様子を示している。十分な時間が経過すると（ｎ：大）、電圧Ｖｓは順方向電圧Ｖｆの平均値に接近し、やがて等しくなる。

コンパレータ２６は、電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒ以上になるとＨレベルの過熱判定信号Ｓｔ（非過熱状態）を出力し、電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒよりも低くなるとＬレベルの過熱判定信号Ｓｔ（過熱状態）を出力する。基準電圧Ｖｒは、過熱判定のしきい値温度に対応する電圧に設定されている。

上記スイッチトキャパシタ回路２４の動作から明らかになるように、期間φ１、φ２の何れにおいても、スイッチトキャパシタ回路２４の入力インピーダンスＺ１、Ｚ２は互いに等しくなる。図３（ａ）に示すように、期間φ２におけるインピーダンスＺ１、Ｚ２は、期間φ１におけるインピーダンスＺ１、Ｚ２よりも大きくなる。

一方、信号線１７からトランジスタ２２（第１電流源）を見たときのインピーダンスと、信号線１８からトランジスタ２３（第２電流源）を見たときのインピーダンスも互いに等しくなる。従って、駆動ＩＣ１４では、その端子Ｔ３、Ｔ４から内部回路を見たときの入力インピーダンスＺin1、Ｚin2は、スイッチＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、ＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂのオンオフ状態にかかわらずバランスする。

ところで、ＭＯＳトランジスタ１２がスイッチング動作すると、ドレインとソースにスイッチングに伴い交番変化するノイズが加わる。トランジスタモジュール１１において、ＭＯＳトランジスタ１２とダイオード１３は近接して配置されているので、ドレインおよびソースと、アノードおよびカソードとは互いに静電結合している。このため、ドレインおよびソースに加わるノイズは、アノードおよびカソードに伝搬する。

しかし、上述したように端子Ｔ３、Ｔ４から見た駆動ＩＣ１４の内部インピーダンスＺin1、Ｚin2（端子Ｔ３、Ｔ４の入力インピーダンスＺin1、Ｚin2）は、スイッチトキャパシタ回路２４の切り替え状態にかかわらず互いに等しいので、端子Ｔ３（アノード）に生じるノイズ電圧と端子Ｔ４（カソード）に生じるノイズ電圧も互いに等しくなる。その結果、ダイオード１３のアノードとカソードにノイズが加わってもノイズ電圧が打ち消し合い、ダイオード１３にはノイズ電流が流れない。

図４は、ダイオード１３にノイズ電流を模擬した交流電流が流れたときのダイオード１３の順方向電圧Ｖｆを示している。ダイオード１３の電流電圧特性は、図示したように非線形性を有している。このため、ダイオード１３に流れる順方向電流Ｉｆ（直流バイアス電流）に交流電流が重畳すると、順方向電圧Ｖｆの波形に歪みが生じる。その結果、順方向電圧Ｖｆの平均値Ｖf(mean)は、直流バイアス電流Ｉfmに対応する順方向電圧Ｖfmよりも低下する。この低下幅は、ダイオード１３に流れる交流電流の振幅が大きくなるほど拡大する。

スイッチトキャパシタ回路２４は順方向電圧Ｖｆの平均値Ｖf(mean)を検出するので、ダイオード１３にノイズ電流が流れると、温度に従って定まるべき順方向電圧Ｖｆが低下する。その結果、しきい値温度よりも低い温度にもかかわらず過熱判定信号ＳｔがＬレベル（過熱状態）となり、判定温度に誤差が生じる。

本実施形態の駆動ＩＣ１４を用いて温度を検出すると、ダイオード１３にノイズが加わってもダイオード１３を通してノイズ電流が流れないので、温度により定まる順方向電圧Ｖｆを高精度に検出でき、以て正確な過熱判定を行うことができる。特に、トランジスタモジュール１１に用いられる感温用のダイオード１３は、ＭＯＳトランジスタ１２の近傍に設けられるためＭＯＳトランジスタ１２との結合が避けられず、ダイオード１３の両端子にはスイッチングに伴うノイズが伝搬し易いという事情がある。本実施形態の駆動ＩＣ１４を用いることで、温度検出精度および過熱判定精度を格段に改善できる。

バイアス回路１９は、電源線２０と信号線１７との間および信号線１８と電源線２１との間に電流源を対称的に備えている。従って、端子Ｔ３から信号線１７を見たときのインピーダンスと端子Ｔ４から信号線１８を見たときのインピーダンスが互いに等しい条件を維持しながら、ダイオード１３に直流バイアス電流を流すことができる。

以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形、拡張を行うことができる。

端子Ｔ３から信号線１７を見たときのインピーダンスと端子Ｔ４から信号線１８を見たときのインピーダンスが互いに等しいとの条件は、両インピーダンスが完全に等しい場合のみならず、多少の差異がある場合も含む。両インピーダンスの差異が小さくなるほどダイオード１３に流れるノイズ電流が小さくなり、温度の検出精度が高まる効果が得られるからである。

センサ素子は、温度以外の物理量を検出するものであってもよい。また、温度を検出するセンサ素子はダイオードに限られない。本発明は種々のセンサ素子に適用できるが、電流電圧特性に非線形性を有しているセンサ素子に対し特に有効である。

バイアス回路１９は、端子Ｔ３、Ｔ４からそれぞれ信号線１７、１８を見たときのインピーダンスがバランスする限りにおいて、非対称な回路構成であってもよい。また、信号線１７または信号線１８の何れか一方にのみ接続されていてもよい。
キャパシタＣ１、Ｃ２の容量値は異なっていてもよい。
コンパレータ２６と分圧抵抗２７、２８は、必要に応じて設ければよい。

図面中、１３はダイオード（センサ素子）、１４は駆動ＩＣ（半導体装置）、１７、１８は第１、第２信号線、１９はバイアス回路、２０、２１は第１、第２電源線、２２はトランジスタ（ソース型の第１電流源）、２３はトランジスタ（シンク型の第２電流源）、２５は制御回路、２６はコンパレータ（比較回路）、Ｃ１、Ｃ２は第１、第２キャパシタ、ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂは第１スイッチ、ＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂは第２スイッチ、Ｔ３、Ｔ４は第１、第２端子である。

Claims (5)

1. 第１、第２端子（Ｔ３，Ｔ４）間にセンサ素子（１３）が接続された状態で前記第１、第２端子間に入力される前記センサ素子の電圧を検出する半導体装置（１４）であって、
   前記第１端子に接続された第１信号線（１７）および／または前記第２端子に接続された第２信号線（１８）に接続され、前記センサ素子をバイアスするバイアス回路（１９）と、
   前記第１信号線および前記第２信号線のそれぞれに対し直列の形態で設けられた第１スイッチ（ＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂ）および第２スイッチ（ＳＷ２ａ，ＳＷ２ｂ）と、
   前記第１信号線および前記第２信号線における前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続ノード（Ｎ1a，Ｎ1b）間に設けられた第１キャパシタ（Ｃ１）と、
   前記第２スイッチを介した後の前記第１信号線と前記第２信号線との間に設けられた第２キャパシタ（Ｃ２）と、
   前記第１スイッチと前記第２スイッチを相補信号により繰り返しオンオフ動作させることにより、前記第２キャパシタの端子間に前記センサ素子の電圧に応じた電圧を生成させる制御回路（２５）とを備え、
   前記第１端子から前記第１信号線を見たときのインピーダンスと前記第２端子から前記第２信号線を見たときのインピーダンスが互いに等しいことを特徴とする半導体装置。
2. 前記センサ素子は、ダイオードであることを特徴とする請求項１記載の半導体装置。
3. 前記バイアス回路は、第１電源線（２０）と前記第１信号線との間に接続されたソース型の第１電流源（２２）および前記第２信号線と第２電源線（２１）との間に接続されたシンク型の第２電流源（２３）とから構成されていることを特徴とする請求項１または２記載の半導体装置。
4. 前記第１電流源は、ＰＮＰ形トランジスタ（２２）であり、
   前記第２電流源は、ＮＰＮ形トランジスタ（２３）である請求項３記載の半導体装置。
5. 前記第２キャパシタの端子間に生成される前記センサ素子の電圧と基準電圧とを比較する比較回路（２６）を備えていることを特徴とする請求項１から４の何れか一項に記載の半導体装置。

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