WO2024018816A1 - 温度センサ及び車両 - Google Patents

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WO2024018816A1
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adjustment circuit
voltage
current
mos field
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French (fr)
Inventor
拓生 ▲高▼橋
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ローム株式会社
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01K—MEASURING TEMPERATURE; MEASURING QUANTITY OF HEAT; THERMALLY-SENSITIVE ELEMENTS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01K7/00—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements
    • G01K7/01—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using semiconducting elements having PN junctions

Definitions

  • the invention disclosed herein relates to a temperature sensor and a vehicle using the same.
  • Temperature sensors that utilize the temperature characteristics of the forward voltage of a diode are conventionally known (see, for example, Patent Document 1).
  • a temperature sensor that utilizes the temperature characteristics of the forward voltage of a diode can improve the output accuracy of the temperature sensor by repairing the forward voltage of the diode.
  • the temperature sensor disclosed herein has a single diode, a first adjustment circuit, and a second adjustment circuit.
  • the current flowing through the single diode is adjusted to N/M times the reference current by the first adjustment circuit and the second adjustment circuit.
  • the first adjustment circuit is configured to handle 1/M times the reference current out of N/M times the reference current.
  • the second adjustment circuit is configured to handle N times the reference current out of N/M times the reference current. M and N are each greater than 1.
  • the vehicle disclosed herein has a temperature sensor configured as described above.
  • the output accuracy of the temperature sensor can be improved while suppressing an increase in the circuit area of the temperature sensor.
  • FIG. 1 is a diagram showing a comparative example of a temperature sensor.
  • FIG. 2 is a diagram showing the characteristics of the repair variation amount.
  • FIG. 3 is a diagram showing M and N patterns.
  • FIG. 4 is a diagram showing a first embodiment of the temperature sensor.
  • FIG. 5 is a diagram showing a second embodiment of the temperature sensor.
  • FIG. 6 is a diagram showing a third embodiment of the temperature sensor.
  • FIG. 7 is an external view of the vehicle.
  • a MOS field effect transistor is defined as having a gate structure that is a "layer made of a conductor or a semiconductor such as polysilicon with a low resistance value," “an insulating layer,” and "P-type, A field effect transistor consisting of at least three layers of "N-type or intrinsic semiconductor layers”. That is, the structure of the gate of the MOS field effect transistor is not limited to the three-layer structure of metal, oxide, and semiconductor.
  • constant voltage means a voltage that is constant in an ideal state, and is actually a voltage that may vary slightly due to temperature changes and the like.
  • constant current means a current that is constant in an ideal state, and is actually a current that may vary slightly due to temperature changes and the like.
  • the temperature sensor 10 of this comparative example includes a constant current source IS1, P-channel MOS field effect transistors Q1 and Q2_1 to Q2_n, switches SW1_1 to SW1_n and SW2_1 to SW2_m, and diodes D1_1 to D1_m.
  • Power supply voltage Vcc is applied to each source of P-channel type MOS field effect transistors Q1 and Q2_1 to Q2_n.
  • the gates of the P-channel MOS field-effect transistors Q1 and Q2_1 to Q2_n are connected to the drain of the P-channel MOS field-effect transistor Q1 and the first end of the constant current source IS1.
  • a second end of the constant current source IS1 is connected to a constant potential end.
  • Constant current source IS1 outputs constant current I Kab.
  • the drain of the P-channel MOS field effect transistor Q2_i is connected to the first end of the switch SW1_i.
  • i is a natural number greater than or equal to 1 and less than or equal to n.
  • Second ends of the switches SW1_1 to SW1_n are connected to first ends of the switches SW2_1 to SW2_m.
  • the second end of the switch SW2_j is connected to the anode of the diode D1_j.
  • j is a natural number of 1 or more and m or less.
  • Each cathode of the diodes D1_1 to D1_m is connected to a constant potential terminal.
  • a constant voltage lower than the power supply voltage Vcc is applied to the constant potential end.
  • the constant voltage applied to the constant potential end is, for example, a ground voltage.
  • the forward voltage Vf of a diode is expressed by the following equation (1) using a forward current If of the diode, a reverse saturation current Is of the diode, and a thermal voltage Vt.
  • Vf Vt ⁇ Ln(If/Is)...(1)
  • Vf_ref Vf+Vt ⁇ Ln(N/M)
  • Vf_ref Vf+ ⁇ Vf
  • the forward voltage Vf_ref after repair can be brought close to the design value of the forward voltage Vf. .
  • FIG. 2 is a diagram showing the characteristics of the repair variation amount ⁇ Vf.
  • the output accuracy of the temperature sensor 10 can be improved.
  • the temperature sensor 10 has a configuration including a plurality of diodes.
  • the area of each diode is larger than the area of each field effect transistor, and the area of each switch is larger. Therefore, the temperature sensor 10 has a problem that the circuit area is large.
  • FIG. 4 is a diagram showing a first embodiment of the temperature sensor.
  • the temperature sensor 11 of this embodiment includes a first adjustment circuit 1A, a second adjustment circuit 2, and a single diode D1.
  • the current flowing through the single diode D1 is adjusted to N/M times the reference current by the first adjustment circuit 1A and the second adjustment circuit 2. M and N are each greater than 1.
  • the reference current is a current that flows through the single diode D1 when one of the switches SW1_1 to SW1_n, which will be described later, is turned on and one of the switches SW3_1 to SW3_m, which will be described later, is turned on.
  • the first adjustment circuit 1A has a plurality of switches SW3_1 to SW3_m. More specifically, the first adjustment circuit 1A includes P-channel MOS field effect transistors Q1 and Q2_1 to Q2_n, an N-channel MOS field effect transistor Q3, a constant voltage generation circuit 3, resistors R1_1 to R1_m, and switches. SW3_1 to SW3_m. P-channel type MOS field effect transistors Q1 and Q2_1 to Q2_n are transistors of the same size.
  • Power supply voltage Vcc is applied to each source of P-channel type MOS field effect transistors Q1 and Q2_1 to Q2_n.
  • the gates of the P-channel MOS field-effect transistors Q1 and Q2_1 to Q2_n are connected to the drain of the P-channel MOS field-effect transistor Q1 and the drain of the N-channel MOS field-effect transistor Q3.
  • the constant voltage Vconst output from the constant voltage generation circuit 3 is supplied to the gate of the N-channel MOS field effect transistor Q3.
  • a series circuit of resistors R1_1 to R1_m is provided between the source of the N-channel MOS field effect transistor Q3 and a constant potential terminal.
  • the first end of the resistor R1_j is connected to the first end of the switch SW3_j, and the second end of the resistor R1_j is connected to the second end of the switch SW3_j.
  • j is a natural number of 1 or more and m or less.
  • the second adjustment circuit 2 has a plurality of switches SW1_1 to SW1_n.
  • a first end of the switch SW1_i is connected to the drain of a P-channel MOS field effect transistor Q2_i, and a second end of the switch SW1_i is connected to the anode of a single diode D1.
  • i is a natural number greater than or equal to 1 and less than or equal to n.
  • the anode of the single diode D1 is connected to a constant potential end.
  • a constant voltage lower than the power supply voltage Vcc is applied to the constant potential end.
  • the constant voltage applied to the constant potential end is, for example, a ground voltage.
  • the temperature sensor 11 turns on N switches among switches SW1_1 to SW1_n and turns on M switches among switches SW3_1 to SW3_m.
  • the anode voltage of the single diode D1 that is, the forward voltage Vf_ref after repair, has the same formula as in the case of the temperature sensor 10.
  • the temperature sensor 11 can easily adjust N by controlling the switches SW1_1 to SW1_n, and can easily adjust M by controlling the switches SW3_1 to SW3_m. Therefore, the temperature sensor 11 can easily improve the output accuracy.
  • the temperature sensor 11 Since the temperature sensor 11 has a single diode D1, an increase in circuit area can be suppressed.
  • FIG. 5 is a diagram showing a second embodiment of the temperature sensor.
  • the temperature sensor 12 of this embodiment includes a first adjustment circuit 1B, a second adjustment circuit 2, and a single diode D1.
  • the current flowing through the single diode D1 is adjusted to N/M times the reference current by the first adjustment circuit 1B and the second adjustment circuit 2. M and N are each greater than 1.
  • the reference current is a current that flows through the single diode D1 when one of the switches SW1_1 to SW1_n, which will be described later, is turned on and the bias voltage Vbias, which will be described later, is set to the minimum value in the adjustment range.
  • the first adjustment circuit 1B includes P-channel MOS field effect transistors Q1 and Q2_1 to Q2_n, an N-channel MOS field effect transistor Q3, a bias voltage adjustment circuit 4, and a resistor R1.
  • P-channel type MOS field effect transistors Q1 and Q2_1 to Q2_n are transistors of the same size.
  • Power supply voltage Vcc is applied to each source of P-channel type MOS field effect transistors Q1 and Q2_1 to Q2_n.
  • the gates of the P-channel MOS field-effect transistors Q1 and Q2_1 to Q2_n are connected to the drain of the P-channel MOS field-effect transistor Q1 and the drain of the N-channel MOS field-effect transistor Q3.
  • Bias voltage Vbias output from bias voltage adjustment circuit 4 is supplied to the gate of N-channel MOS field effect transistor Q3.
  • the resistor R1 is provided between the source of the N-channel MOS field effect transistor Q3 and the constant potential end.
  • the second adjustment circuit 2 has a plurality of switches SW1_1 to SW1_n.
  • a first end of the switch SW1_i is connected to the drain of a P-channel MOS field effect transistor Q2_i, and a second end of the switch SW1_i is connected to the anode of a single diode D1.
  • i is a natural number greater than or equal to 1 and less than or equal to n.
  • the anode of the single diode D1 is connected to a constant potential end.
  • a constant voltage lower than the power supply voltage Vcc is applied to the constant potential end.
  • the constant voltage applied to the constant potential end is, for example, a ground voltage.
  • the temperature sensor 12 turns on N switches SW1_1 to SW1_n and adjusts the bias voltage Vbias so that the current flowing through the resistor R1 is 1/M times the reference voltage.
  • the anode voltage of the single diode D1 that is, the forward voltage Vf_ref after repair, has the same formula as in the case of the temperature sensor 10.
  • N can be easily adjusted by controlling the switches SW1_1 to SW1_n, and M can be easily adjusted by adjusting the bias voltage Vbias. Therefore, the temperature sensor 12 can easily improve the output accuracy.
  • the temperature sensor 12 Since the temperature sensor 12 has a single diode D1, an increase in circuit area can be suppressed.
  • FIG. 6 is a diagram showing a third embodiment of the temperature sensor.
  • the temperature sensor 13 of this embodiment includes a first adjustment circuit 1C, a second adjustment circuit 2, and a single diode D1.
  • the current flowing through the single diode D1 is adjusted to N/M times the reference current by the first adjustment circuit 1C and the second adjustment circuit 2. M and N are each greater than 1.
  • the reference current is a current that flows through the single diode D1 when one of the switches SW1_1 to SW1_n, which will be described later, is turned on and all the switches SW4_1 to SW4_kn, which will be described later, are turned on.
  • the first adjustment circuit 1C includes P-channel MOS field effect transistors Q1, Q2_1 to Q2_n, and Q4_1 to Q4_k, switches SW4_1 to SW4_k, an N-channel MOS field effect transistor Q3, a constant voltage generation circuit 3, and a resistor. It has R1. P-channel type MOS field effect transistors Q1, Q2_1 to Q2_n, and Q4_1 to Q4_k are transistors of the same size.
  • a power supply voltage Vcc is applied to each source of the P-channel MOS field effect transistors, Q2_1 to Q2_n, and Q4_1 to Q4_k.
  • Each drain of the P-channel type MOS field effect transistors Q4_1 to Q4_a is connected to a first end of the switch SW4_a. Note that a is a natural number greater than or equal to 1 and less than or equal to k.
  • the gates of the P-channel MOS field-effect transistors Q2_1 to Q2_n and Q4_1 to Q4_k are the drain of the P-channel MOS field-effect transistor Q1, the second ends of the switches SW4_1 to SW4_k, and the N-channel MOS field-effect transistor. Connected to the drain of Q3.
  • the constant voltage Vconst output from the constant voltage generation circuit 3 is supplied to the gate of the N-channel MOS field effect transistor Q3.
  • the resistor R1 is provided between the source of the N-channel MOS field effect transistor Q3 and the constant potential end.
  • the second adjustment circuit 2 has a plurality of switches SW1_1 to SW1_n.
  • a first end of the switch SW1_i is connected to the drain of a P-channel MOS field effect transistor Q2_i, and a second end of the switch SW1_i is connected to the anode of a single diode D1.
  • i is a natural number greater than or equal to 1 and less than or equal to n.
  • the anode of the single diode D1 is connected to a constant potential end.
  • a constant voltage lower than the power supply voltage Vcc is applied to the constant potential end.
  • the constant voltage applied to the constant potential end is, for example, a ground voltage.
  • the temperature sensor 13 turns on N switches among the switches SW1_1 to SW1_n, and sets the number of switches to turn on among the switches SW4_1 to SW4_k so that the current flowing through the resistor R1 becomes 1/M times the reference voltage. adjust.
  • the anode voltage of the single diode D1 that is, the forward voltage Vf_ref after repair, has the same formula as in the case of the temperature sensor 10.
  • the current mirror circuit includes P-channel MOS field effect transistors Q1, Q2_1 to Q2_n, and Q4_1 to Q4_k, and switches SW4_1 to SW4_k.
  • the temperature sensor 13 can easily adjust N by controlling the switches SW1_1 to SW1_n, and can easily adjust M by adjusting the mirror ratio of the current mirror circuit. Therefore, the temperature sensor 13 can easily improve the output accuracy.
  • the temperature sensor 13 Since the temperature sensor 13 has a single diode D1, an increase in circuit area can be suppressed.
  • FIG. 7 is an external view of vehicle X.
  • the vehicle X of this configuration example is equipped with various electronic devices X11 to X18 that operate by receiving voltage output from a battery (not shown). Note that the mounting positions of the electronic devices X11 to X18 in this figure may differ from the actual positions for convenience of illustration.
  • the electronic device X11 is an engine control unit that performs engine-related controls (injection control, electronic throttle control, idling control, oxygen sensor heater control, auto cruise control, etc.).
  • the electronic device X12 is a lamp control unit that performs lighting/extinguishing control for HID [high intensity discharged lamp], DRL [daytime running lamp], and the like.
  • the electronic device X13 is a transmission control unit that performs control related to the transmission.
  • the electronic device X14 is a braking unit that performs control related to the movement of the vehicle X (ABS [anti-lock brake system] control, EPS [electric power steering] control, electronic suspension control, etc.).
  • ABS anti-lock brake system
  • EPS electric power steering
  • electronic suspension control etc.
  • the electronic device X15 is a security control unit that controls the drive of door locks, security alarms, etc.
  • Electronic equipment X16 is electronic equipment that is installed in vehicle It is.
  • the electronic device X17 is an electronic device that is optionally installed in the vehicle X as a user option, such as an in-vehicle A/V [audio/visual] device, a car navigation system, and an ETC [electronic toll collection system].
  • the electronic device X18 is an electronic device equipped with a high-voltage motor, such as an on-vehicle blower, oil pump, water pump, or battery cooling fan.
  • a high-voltage motor such as an on-vehicle blower, oil pump, water pump, or battery cooling fan.
  • the electronic devices X11 to X18 each have a power supply circuit.
  • one of the temperature sensors 11 to 13 is provided inside a power supply circuit, and the power supply circuit performs overheat protection based on the output of a comparator that compares the output of the temperature sensor with a reference voltage.
  • any one of the temperature sensors 11 to 13 may be used as an outside temperature detection sensor for the vehicle X.
  • any one of the temperature sensors 11 to 13 may be used as an in-vehicle temperature detection sensor of the vehicle X.
  • temperature sensors 11 to 13 are not limited to vehicles, and may be installed in industrial equipment, consumer equipment, etc.
  • At least two of the first to third embodiments may be combined.
  • the constant voltage generation circuit 3 in the temperature sensor 13 is replaced with the bias voltage adjustment circuit 4.
  • the second adjustment circuit is provided between the first adjustment circuit and the diode, but the first adjustment circuit may be provided between the second adjustment circuit and the diode. .
  • the temperature sensors (11 to 13) described above include a single diode (D1), a first adjustment circuit (1A to 1C), and a second adjustment circuit (2), and the single diode
  • the current flowing through is adjusted to N/M times the reference current by the first adjustment circuit and the second adjustment circuit, and the first adjustment circuit adjusts the current flowing to N/M times the reference current by 1 of the reference current.
  • /M times the reference current and the second adjustment circuit is configured to take charge of N times the reference current out of N/M times the reference current, where M and N are each larger than 1 ( (first configuration).
  • the temperature sensor of the first configuration can improve output accuracy while suppressing an increase in circuit area.
  • the second adjustment circuit has a configuration (second configuration) including a plurality of switches (SW1_1 to SW1_n) connected in series with the single diode and connected in parallel with each other. There may be.
  • N can be easily adjusted by changing the number of switches that are turned on.
  • the first adjustment circuit may have a configuration (third configuration) including a plurality of resistors (R1_1 to R1_m) connected in series with each other.
  • M can be easily adjusted by changing the number of resistors whose ends are short-circuited.
  • the first adjustment circuit includes a bias voltage adjustment circuit (4) configured to adjust a bias voltage, and a bias voltage adjustment circuit (4) configured to adjust a bias voltage.
  • a configuration (fourth configuration) including a transistor (Q3) configured to do so may also be used.
  • M can be easily adjusted by changing the bias voltage.
  • the first adjustment circuit includes a current mirror circuit (Q1, Q2_1 to Q2_n, Q4_1 to Q4_k, SW4_1 to SW4_k), and the mirror ratio of the current mirror circuit may be variable (fifth configuration).
  • M can be easily adjusted by changing the mirror ratio of the current mirror circuit.
  • the vehicle (X) described above has a configuration (sixth configuration) having a temperature sensor of any one of the first to fifth configurations.
  • the vehicle having the sixth configuration can improve the output accuracy of the temperature sensor while suppressing an increase in the circuit area of the temperature sensor.
  • Second adjustment circuit 3 Constant voltage generation circuit 4 Bias voltage adjustment circuit 10 to 13 Temperature sensor IS1 Constant current source D1_1 to D1_m Diode Q1, Q4_1 to Q4_n, Q2_1 to Q2_n P-channel MOS field effect Transistor Q3 N-channel MOS field effect transistor R1, R1_1 ⁇ R1_m Resistor SW1_1 ⁇ SW1_n, SW2_1 ⁇ SW2_m, SW3_1 ⁇ SW3_m, SW4_1 ⁇ SW4_k Switch X Vehicle X11 ⁇ X18 Electronic device

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Abstract

温度センサは、単一のダイオードと、第１調整回路と、第２調整回路と、を有する。前記単一のダイオードに流れる電流は、前記第１調整回路及び前記第２調整回路によって基準電流のＮ／Ｍ倍に調整される。前記第１調整回路は、前記基準電流のＮ／Ｍ倍のうち前記基準電流の１／Ｍ倍を担うように構成される。前記第２調整回路は、前記基準電流のＮ／Ｍ倍のうち前記基準電流のＮ倍を担うように構成される。Ｍ及びＮはそれぞれ１より大きい。

Description

温度センサ及び車両
　本明細書中に開示されている発明は、温度センサ及びこれを用いた車両に関する。
　従来、ダイオードの順方向電圧の温度特性を利用した温度センサが知られている（例えば特許文献１参照）。
特開２０１８－０８７８２４号公報（段落００４１）
　ダイオードの順方向電圧の温度特性を利用した温度センサは、ダイオードの順方向電圧のリペアにより温度センサの出力精度を向上させることができる。
　しかしながら、ダイオードの順方向電圧のリペアを実現するために、温度センサの回路面積が増大することは極力抑制されることが望ましい。
　本明細書中に開示されている温度センサは、単一のダイオードと、第１調整回路と、第２調整回路と、を有する。前記単一のダイオードに流れる電流は、前記第１調整回路及び前記第２調整回路によって基準電流のＮ／Ｍ倍に調整される。前記第１調整回路は、前記基準電流のＮ／Ｍ倍のうち前記基準電流の１／Ｍ倍を担うように構成される。前記第２調整回路は、前記基準電流のＮ／Ｍ倍のうち前記基準電流のＮ倍を担うように構成される。Ｍ及びＮはそれぞれ１より大きい。
　本明細書中に開示されている車両は、上記構成の温度センサを有する。
　本明細書中に開示されている発明によれば、温度センサの回路面積の増大を抑制しつつ、温度センサの出力精度を向上させることができる。
図１は、温度センサの比較例を示す図である。 図２は、リペア変動量の特性を示す図である。 図３は、Ｍ及びＮのパターンを示す図である。 図４は、温度センサの第１実施形態を示す図である。 図５は、温度センサの第２実施形態を示す図である。 図６は、温度センサの第３実施形態を示す図である。 図７は、車両の外観図である。
　本明細書において、ＭＯＳ（Metal　Oxide　Semiconductor）電界効果トランジスタとは、ゲートの構造が、「導電体または抵抗値が小さいポリシリコン等の半導体からなる層」、「絶縁層」、及び「Ｐ型、Ｎ型、又は真性の半導体層」の少なくとも３層からなる電界効果トランジスタをいう。つまり、ＭＯＳ電界効果トランジスタのゲートの構造は、金属、酸化物、及び半導体の３層構造に限定されない。
　本明細書において、定電圧とは、理想的な状態において一定である電圧を意味しており、実際には温度変化等により僅かに変動し得る電圧である。
　本明細書において、定電流とは、理想的な状態において一定である電流を意味しており、実際には温度変化等により僅かに変動し得る電流である。
＜温度センサ（比較例）＞
　図１は、温度センサの比較例（＝後出の実施形態と対比される一般的な構成）を示す図である。本比較例の温度センサ１０は、定電流源ＩＳ１と、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１及びＱ２＿１～Ｑ２＿ｎと、スイッチＳＷ１＿１～ＳＷ１＿ｎ及びＳＷ２＿１～ＳＷ２＿ｍと、ダイオードＤ１＿１～Ｄ１＿ｍを有する。
　電源電圧Ｖｃｃが、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１及びＱ２＿１～Ｑ２＿ｎの各ソースに印加される。
　Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１及びＱ２＿１～Ｑ２＿ｎの各ゲートは、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１のドレイン及び定電流源ＩＳ１の第１端に接続される。定電流源ＩＳ１の第２端は、定電位端に接続される。定電流源ＩＳ１は、定電流Ｉоを出力する。
　Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ２＿ｉのドレインは、スイッチＳＷ１＿ｉの第１端に接続される。なお、ｉは、１以上ｎ以下の自然数である。スイッチＳＷ１＿１～ＳＷ１＿ｎの各第２端は、スイッチＳＷ２＿１～ＳＷ２＿ｍの各第１端に接続される。
　スイッチＳＷ２＿ｊの第２端は、ダイオードＤ１＿ｊのアノードに接続される。なお、ｊは、１以上ｍ以下の自然数である。ダイオードＤ１＿１～Ｄ１＿ｍの各カソードは、定電位端に接続される。
　定電位端には、電源電圧Ｖｃｃよりも低い定電圧が印加される。定電位端に印加される定電圧は、例えばグラウンド電圧である。
　一般に、ダイオードの順方向電圧Ｖｆは、ダイオードの順方向電流Iｆと、ダイオードの逆方向飽和電流Iｓと、熱電圧Ｖｔと、によって、下記（１）式のように表される。
　Ｖｆ＝Ｖｔ×Ln（Iｆ／Iｓ）　…（１）
　ここで、温度センサ１０において、スイッチＳＷ１＿１～ＳＷ１＿ｎのうちＮ個をオンにし、スイッチＳＷ２＿１～ＳＷ２＿ｍのうちＭ個をオンにする。このとき、温度センサ１０の出力電圧すなわちリペア後の順方向電圧Ｖｆ＿ｒｅｆは、定電流Iоと、ダイオードの逆方向飽和電流Iｓと、Ｍ及びＮと、熱電圧Ｖｔと、によって、下記（２）式のように表される。
　Ｖｆ＿ｒｅｆ＝Ｖｔ×Ln（Ｉо×Ｎ／（Ｍ×Iｓ））　…（２）
　上記（２）式に上記（１）式を代入して変形することによって、リペア後の順方向電圧Ｖｆ＿ｒｅｆは、次のように表される。
　　Ｖｆ＿ｒｅｆ＝Ｖｆ＋Ｖｔ×Ln（Ｎ／Ｍ）
　　Ｖｆ＿ｒｅｆ＝Ｖｆ＋ΔＶｆ
　ダイオードの順方向電圧Ｖｆにばらつきがある場合でも、Ｍ及びＮを調整してリペア変動量ΔＶｆを調整することで、リペア後の順方向電圧Ｖｆ＿ｒｅｆを順方向電圧Ｖｆの設計値に近づけることができる。
　図２は、リペア変動量ΔＶｆの特性を示す図である。図３は、Ｍ及びＮのパターンを示す図である。Ｍ＝Ｎ＝１２であるときにリペア後の順方向電圧Ｖｆ＿ｒｅｆが順方向電圧Ｖｆの設計値よりも大きい場合は、Ｎを減らすことでリペア後の順方向電圧Ｖｆ＿ｒｅｆを順方向電圧Ｖｆの設計値に近づけることができる。対して、Ｍ＝Ｎ＝１２であるときにリペア後の順方向電圧Ｖｆ＿ｒｅｆが順方向電圧Ｖｆの設計値よりも小さい場合は、Ｍを減らすことでリペア後の順方向電圧Ｖｆ＿ｒｅｆを順方向電圧Ｖｆの設計値に近づけることができる。
　リペア後の順方向電圧Ｖｆ＿ｒｅｆが順方向電圧Ｖｆの設計値に近づくようなＭ及びＮのパターンを選定することで、温度センサ１０の出力精度を向上させることができる。
　しかしながら、温度センサ１０はダイオードを複数有する構成である。ダイオードの１個当たりの面積は、電界効果トランジスタの１個当たりの面積より大きく、スイッチの１個当たりの回路面積よりも大きい。したがって、温度センサ１０は、回路面積が大きいという問題を有する。
　上記の考察に鑑み、以下では、温度センサの回路面積の増大を抑制しつつ、温度センサの出力精度を向上させることができる新規な実施形態を提案する。
＜温度センサ（第１実施形態）＞
　図４は、温度センサの第１実施形態を示す図である。本実施形態の温度センサ１１は、第１調整回路１Ａと、第２調整回路２と、単一のダイオードＤ１と、を有する。
　単一のダイオードＤ１に流れる電流は、第１調整回路１Ａ及び第２調整回路２によって基準電流のＮ／Ｍ倍に調整される。Ｍ及びＮはそれぞれ１より大きい。なお、基準電流は、後述するスイッチＳＷ１＿１～ＳＷ１＿ｎのうち１個をオンにし、後述するスイッチＳＷ３＿１～ＳＷ３＿ｍのうち１個をオンにした場合に、単一のダイオードＤ１に流れる電流である。
　第１調整回路１Ａは、複数のスイッチＳＷ３＿１～ＳＷ３＿ｍを有する。より詳細には、第１調整回路１Ａは、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１及びＱ２＿１～Ｑ２＿ｎと、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ３と、定電圧生成回路３と、抵抗Ｒ１＿１～Ｒ１＿ｍと、スイッチＳＷ３＿１～ＳＷ３＿ｍと、を有する。Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１及びＱ２＿１～Ｑ２＿ｎは、同一サイズのトランジスタである。
　電源電圧Ｖｃｃが、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１及びＱ２＿１～Ｑ２＿ｎの各ソースに印加される。
　Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１及びＱ２＿１～Ｑ２＿ｎの各ゲートは、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１のドレイン及びＮチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ３のドレインに接続される。定電圧生成回路３から出力される定電圧Ｖｃｏｎｓｔは、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ３のゲートに供給される。
　抵抗Ｒ１＿１～Ｒ１＿ｍの直列回路は、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ３のソースと、定電位端との間に設けられる。
　抵抗Ｒ１＿ｊの第１端はスイッチＳＷ３＿ｊの第１端に接続され、抵抗Ｒ１＿ｊの第２端はスイッチＳＷ３＿ｊの第２端に接続される。なお、ｊは、１以上ｍ以下の自然数である。
　第２調整回路２は、複数のスイッチＳＷ１＿１～ＳＷ１＿ｎを有する。スイッチＳＷ１＿ｉの第１端はＰチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ２＿ｉのドレインに接続され、スイッチＳＷ１＿ｉの第２端は単一のダイオードＤ１のアノードに接続される。なお、ｉは、１以上ｎ以下の自然数である。単一のダイオードＤ１のアノードは、定電位端に接続される。
　定電位端には、電源電圧Ｖｃｃよりも低い定電圧が印加される。定電位端に印加される定電圧は、例えばグラウンド電圧である。
　ここで、温度センサ１１は、スイッチＳＷ１＿１～ＳＷ１＿ｎのうちＮ個をオンにし、スイッチＳＷ３＿１～ＳＷ３＿ｍのうちＭ個をオンにする。このとき、単一のダイオードＤ１のアノード電圧すなわちリペア後の順方向電圧Ｖｆ＿ｒｅｆは、温度センサ１０の場合と同様の式になる。
　温度センサ１１は、スイッチＳＷ１＿１～ＳＷ１＿ｎを制御することで容易にＮを調整することができ、スイッチＳＷ３＿１～ＳＷ３＿ｍを制御することで容易にＭを調整することができる。したがって、温度センサ１１は、容易に出力精度を向上させることができる。
　温度センサ１１は、単一のダイオードＤ１を有するので、回路面積の増大を抑制することができる。
＜温度センサ（第２実施形態）＞
　図５は、温度センサの第２実施形態を示す図である。本実施形態の温度センサ１２は、第１調整回路１Ｂと、第２調整回路２と、単一のダイオードＤ１と、を有する。
　単一のダイオードＤ１に流れる電流は、第１調整回路１Ｂ及び第２調整回路２によって基準電流のＮ／Ｍ倍に調整される。Ｍ及びＮはそれぞれ１より大きい。なお、基準電流は、後述するスイッチＳＷ１＿１～ＳＷ１＿ｎのうち１個をオンにし、後述するバイアス電圧Ｖｂｉａｓを調整範囲の最小値にした場合に、単一のダイオードＤ１に流れる電流である。
　第１調整回路１Ｂは、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１及びＱ２＿１～Ｑ２＿ｎと、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ３と、バイアス電圧調整回路４と、抵抗Ｒ１と、を有する。Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１及びＱ２＿１～Ｑ２＿ｎは、同一サイズのトランジスタである。
　電源電圧Ｖｃｃが、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１及びＱ２＿１～Ｑ２＿ｎの各ソースに印加される。
　Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１及びＱ２＿１～Ｑ２＿ｎの各ゲートは、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１のドレイン及びＮチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ３のドレインに接続される。バイアス電圧調整回路４から出力されるバイアス電圧Ｖｂｉａｓは、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ３のゲートに供給される。
　抵抗Ｒ１は、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ３のソースと、定電位端との間に設けられる。
　第２調整回路２は、複数のスイッチＳＷ１＿１～ＳＷ１＿ｎを有する。スイッチＳＷ１＿ｉの第１端はＰチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ２＿ｉのドレインに接続され、スイッチＳＷ１＿ｉの第２端は単一のダイオードＤ１のアノードに接続される。なお、ｉは、１以上ｎ以下の自然数である。単一のダイオードＤ１のアノードは、定電位端に接続される。
　定電位端には、電源電圧Ｖｃｃよりも低い定電圧が印加される。定電位端に印加される定電圧は、例えばグラウンド電圧である。
　ここで、温度センサ１２は、スイッチＳＷ１＿１～ＳＷ１＿ｎのうちＮ個をオンにし、抵抗Ｒ１を流れる電流が基準電圧の１／Ｍ倍になるようにバイアス電圧Ｖｂｉａｓを調整する。このとき、単一のダイオードＤ１のアノード電圧すなわちリペア後の順方向電圧Ｖｆ＿ｒｅｆは、温度センサ１０の場合と同様の式になる。
　温度センサ１２は、スイッチＳＷ１＿１～ＳＷ１＿ｎを制御することで容易にＮを調整することができ、バイアス電圧Ｖｂｉａｓを調整することで容易にＭを調整することができる。したがって、温度センサ１２は、容易に出力精度を向上させることができる。
　温度センサ１２は、単一のダイオードＤ１を有するので、回路面積の増大を抑制することができる。
＜温度センサ（第３実施形態）＞
　図６は、温度センサの第３実施形態を示す図である。本実施形態の温度センサ１３は、第１調整回路１Ｃと、第２調整回路２と、単一のダイオードＤ１と、を有する。
　単一のダイオードＤ１に流れる電流は、第１調整回路１Ｃ及び第２調整回路２によって基準電流のＮ／Ｍ倍に調整される。Ｍ及びＮはそれぞれ１より大きい。なお、基準電流は、後述するスイッチＳＷ１＿１～ＳＷ１＿ｎのうち１個をオンにし、後述するスイッチＳＷ４＿１～ＳＷ４＿ｋｎを全てオンにした場合に、単一のダイオードＤ１に流れる電流である。
　第１調整回路１Ｃは、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１、Ｑ２＿１～Ｑ２＿ｎ、及びＱ４＿１～Ｑ４＿ｋと、スイッチＳＷ４＿１～ＳＷ４＿ｋと、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ３と、定電圧生成回路３と、抵抗Ｒ１と、を有する。Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１、Ｑ２＿１～Ｑ２＿ｎ、及びＱ４＿１～Ｑ４＿ｋは、同一サイズのトランジスタである。
　電源電圧Ｖｃｃが、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ、Ｑ２＿１～Ｑ２＿ｎ、及びＱ４＿１～Ｑ４＿ｋの各ソースに印加される。Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ４＿１～Ｑ４＿ａの各ドレインは、スイッチＳＷ４＿ａの第１端に接続される。なお、ａは、１以上ｋ以下の自然数である。
　Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ、Ｑ２＿１～Ｑ２＿ｎ、及びＱ４＿１～Ｑ４＿ｋの各ゲートは、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１のドレイン、スイッチＳＷ４＿１～ＳＷ４＿ｋの各第２端、及びＮチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ３のドレインに接続される。定電圧生成回路３から出力される定電圧Ｖｃоｎｓｔは、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ３のゲートに供給される。
　抵抗Ｒ１は、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ３のソースと、定電位端との間に設けられる。
　第２調整回路２は、複数のスイッチＳＷ１＿１～ＳＷ１＿ｎを有する。スイッチＳＷ１＿ｉの第１端はＰチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ２＿ｉのドレインに接続され、スイッチＳＷ１＿ｉの第２端は単一のダイオードＤ１のアノードに接続される。なお、ｉは、１以上ｎ以下の自然数である。単一のダイオードＤ１のアノードは、定電位端に接続される。
　定電位端には、電源電圧Ｖｃｃよりも低い定電圧が印加される。定電位端に印加される定電圧は、例えばグラウンド電圧である。
　ここで、温度センサ１３は、スイッチＳＷ１＿１～ＳＷ１＿ｎのうちＮ個をオンにし、抵抗Ｒ１を流れる電流が基準電圧の１／Ｍ倍になるようにスイッチＳＷ４＿１～ＳＷ４＿ｋのうちオンにするスイッチの個数を調整する。このとき、単一のダイオードＤ１のアノード電圧すなわちリペア後の順方向電圧Ｖｆ＿ｒｅｆは、温度センサ１０の場合と同様の式になる。スイッチＳＷ４＿１～ＳＷ４＿ｋのうちオンにするスイッチの個数を調整することで、カレントミラー回路のミラー比が調整される。当該カレントミラー回路は、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１、Ｑ２＿１～Ｑ２＿ｎ、及びＱ４＿１～Ｑ４＿ｋと、スイッチＳＷ４＿１～ＳＷ４＿ｋと、を有する。
　温度センサ１３は、スイッチＳＷ１＿１～ＳＷ１＿ｎを制御することで容易にＮを調整することができ、カレントミラー回路のミラー比を調整することで容易にＭを調整することができる。したがって、温度センサ１３は、容易に出力精度を向上させることができる。
　温度センサ１３は、単一のダイオードＤ１を有するので、回路面積の増大を抑制することができる。
＜用途＞
　図７は、車両Ｘの外観図である。本構成例の車両Ｘは、不図示のバッテリから出力される電圧の供給を受けて動作する種々の電子機器Ｘ１１～Ｘ１８を搭載している。なお、本図における電子機器Ｘ１１～Ｘ１８の搭載位置は、図示の便宜上、実際とは異なる場合がある。
　電子機器Ｘ１１は、エンジンに関連する制御（インジェクション制御、電子スロットル制御、アイドリング制御、酸素センサヒータ制御、及び、オートクルーズ制御など）を行うエンジンコントロールユニットである。
　電子機器Ｘ１２は、ＨＩＤ［high　intensity　discharged　lamp］やＤＲＬ［daytime　running　lamp］などの点消灯制御を行うランプコントロールユニットである。
　電子機器Ｘ１３は、トランスミッションに関連する制御を行うトランスミッションコントロールユニットである。
　電子機器Ｘ１４は、車両Ｘの運動に関連する制御（ＡＢＳ［anti-lock　brake　system］制御、ＥＰＳ［electric　power　steering］制御、電子サスペンション制御など）を行う制動ユニットである。
　電子機器Ｘ１５は、ドアロックや防犯アラームなどの駆動制御を行うセキュリティコントロールユニットである。
　電子機器Ｘ１６は、ワイパー、電動ドアミラー、パワーウィンドウ、ダンパー（ショックアブソーバー）、電動サンルーフ、及び、電動シートなど、標準装備品やメーカーオプション品として、工場出荷段階で車両Ｘに組み込まれている電子機器である。
　電子機器Ｘ１７は、車載Ａ／Ｖ［audio/visual］機器、カーナビゲーションシステム、及び、ＥＴＣ［electronic　toll　collection　system］など、ユーザオプション品として任意で車両Ｘに装着される電子機器である。
　電子機器Ｘ１８は、車載ブロア、オイルポンプ、ウォーターポンプ、バッテリ冷却ファンなど、高耐圧系モータを備えた電子機器である。
　電子機器Ｘ１１～Ｘ１８はそれぞれ電源回路を有する。例えば、温度センサ１１～１３のいずれかが電源回路の内部に設けられ、電源回路は温度センサの出力と基準電圧とを比較するコンパレータの出力に基づき過熱保護を行う。また、温度センサ１１～１３のいずれかが車両Ｘの外気温度検出センサとして用いられてもよい。また、温度センサ１１～１３のいずれかが車両Ｘの車内温度検出センサとして用いられてもよい。
　なお、温度センサ１１～１３の搭載先は、車両に限定されず、産業機器、民生機器等であってもよい。
＜その他＞
　発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
　第１～第３実施形態の少なくとも２つは、組み合わされてもよい。例えば、第２実施形態と第３実施形態とが組み合わされる場合、温度センサ１３において定電圧生成回路３がバイアス電圧調整回路４に置換される。
　第１～第３実施形態では、第１調整回路とダイオードとの間に第２調整回路が設けられているが、第２調整回路とダイオードとの間に第１調整回路が設けられてもよい。
　以上説明した温度センサ（１１～１３）は、　単一のダイオード（Ｄ１）と、第１調整回路（１Ａ～１Ｃ）と、第２調整回路（２）と、を有し、前記単一のダイオードに流れる電流は、前記第１調整回路及び前記第２調整回路によって基準電流のＮ／Ｍ倍に調整され、前記第１調整回路は、前記基準電流のＮ／Ｍ倍のうち前記基準電流の１／Ｍ倍を担うように構成され、前記第２調整回路は、前記基準電流のＮ／Ｍ倍のうち前記基準電流のＮ倍を担うように構成され、Ｍ及びＮはそれぞれ１より大きい構成（第１の構成）である。
　上記第１の構成の温度センサは、回路面積の増大を抑制しつつ、出力精度を向上させることができる。
　上記第１の構成の温度センサにおいて、第２調整回路は、前記単一のダイオードと直列接続され、互いに並列に接続される複数のスイッチ（ＳＷ１＿１～ＳＷ１＿ｎ）を含む構成（第２の構成）であってもよい。
　上記第２の構成の温度センサは、オンであるスイッチの個数を変更することで容易にＮを調整することができる。
　上記第１又は第２の構成の温度センサにおいて、前記第１調整回路は、互いに直列に接続される複数の抵抗（Ｒ１＿１～Ｒ１＿ｍ）を含む構成（第３の構成）であってもよい。
　上記第３の構成の温度センサは、両端が短絡される抵抗の個数を変更することで容易にＭを調整することができる。
　上記第１～第３いずれかの構成の温度センサにおいて、前記第１調整回路は、バイアス電圧を調整するように構成されるバイアス電圧調整回路（４）と、前記バイアス電圧が制御端子に供給されるように構成されるトランジスタ（Ｑ３）と、を含む構成（第４の構成）であってもよい。
　上記第４の構成の温度センサは、バイアス電圧を変更することで容易にＭを調整することができる。
　上記第１～第４いずれかの構成の温度センサにおいて、前記第１調整回路は、ミラー電流を前記第２調整回路に供給するように構成されるカレントミラー回路（Ｑ１，Ｑ２＿１～Ｑ２＿ｎ、Ｑ４＿１～Ｑ４＿ｋ、ＳＷ４＿１～ＳＷ４＿ｋ）を含み、前記カレントミラー回路のミラー比が可変である構成（第５の構成）であってもよい。
　上記第５の構成の温度センサは、カレントミラー回路のミラー比を変更することで容易にＭを調整することができる。
　以上説明した車両（Ｘ）は、上記第１～第５いずれかの構成の温度センサを有する構成（第６の構成）である。
　上記第６の構成の車両は、温度センサの回路面積の増大を抑制しつつ、温度センサの出力精度を向上させることができる。
　　　１Ａ～１Ｃ　第１調整回路
　　　２　第２調整回路
　　　３　定電圧生成回路
　　　４　バイアス電圧調整回路
　　　１０～１３　温度センサ
　　　ＩＳ１　定電流源
　　　Ｄ１＿１～Ｄ１＿ｍ　ダイオード
　　　Ｑ１、Ｑ４＿１～Ｑ４＿ｎ、Ｑ２＿１～Ｑ２＿ｎ　Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
　　　Ｑ３　Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
　　　Ｒ１、Ｒ１＿１～Ｒ１＿ｍ　抵抗
　　　ＳＷ１＿１～ＳＷ１＿ｎ、ＳＷ２＿１～ＳＷ２＿ｍ、ＳＷ３＿１～ＳＷ３＿ｍ、ＳＷ４＿１～ＳＷ４＿ｋ　スイッチ
　　　Ｘ　車両
　　　Ｘ１１～Ｘ１８　電子機器

Claims (6)

  1. 　単一のダイオードと、
    　第１調整回路と、
    　第２調整回路と、を有し、
    　前記単一のダイオードに流れる電流は、前記第１調整回路及び前記第２調整回路によって基準電流のＮ／Ｍ倍に調整され、
    　前記第１調整回路は、前記基準電流のＮ／Ｍ倍のうち前記基準電流の１／Ｍ倍を担うように構成され、
    　前記第２調整回路は、前記基準電流のＮ／Ｍ倍のうち前記基準電流のＮ倍を担うように構成され、
    　Ｍ及びＮはそれぞれ１より大きい、温度センサ。
  2. 　第２調整回路は、前記単一のダイオードと直列接続され、互いに並列に接続される複数スイッチを含む、請求項１に記載の温度センサ。
  3. 　前記第１調整回路は、互いに直列に接続される複数の抵抗を含む、請求項１又は請求項２に記載の温度センサ。
  4. 　前記第１調整回路は、
    　バイアス電圧を調整するように構成されるバイアス電圧調整回路と、
    　前記バイアス電圧が制御端子に供給されるように構成されるトランジスタと、
    　を含む、請求項１～３のいずれか一項に記載の温度センサ。
  5. 　前記第１調整回路は、ミラー電流を前記第２調整回路に供給するように構成されるカレントミラー回路を含み、
    　前記カレントミラー回路のミラー比が可変である、請求項１～４のいずれか一項に記載の温度センサ。
  6. 　請求項１～５のいずれか一項に記載の温度センサを有する、車両。
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