JP6025082B2 - 信号検出回路及び走査型プローブ顕微鏡 - Google Patents

Description

本発明は、振動振幅、位相及び周波数に係る信号の検出を行うための信号検出回路に関し、特に、プローブ体の振動振幅、位相及び周波数に係る信号の検出を行う技術に関する。

走査型プローブ顕微鏡（ＳＰＭ）は、探針（プローブ）を試料に対して近づけて、探針と試料の間に働く相互作用（トンネル電流や相互作用力など）を検出することで、試料表面の凹凸、電位分布等の情報分布を得ることができる顕微鏡である。

ＳＰＭの一つとして、原子間力顕微鏡（Ａｔｏｍｉｃ Ｆｏｒｃｅ Ｍｉｃｒｏｓｃｏｐｙ：ＡＦＭ）が知られている。ＡＦＭは、探針−試料間に働く相互作用力を検出し、試料表面の凹凸像を得ることができる。詳細には、ＡＦＭでは、探針−試料間の相互作用力を一定に保つように、探針−試料間の距離をフィードバック制御する。ＡＦＭは、鋭くとがった探針を先端に備えたカンチレバー（片持ち梁）を力検出器として用いる。探針を試料に近づけると、探針−試料間の相互作用力によりカンチレバーが変位する。この変位量から相互作用力を検出する。このようなタイプのＡＦＭは、コンタクトモードＡＦＭまたはスタティックモードＡＦＭと呼ばれる。

一方、カンチレバーをその共振周波数近傍の周波数で機械的に励振するタイプのＡＦＭは、ダイナミックモードＡＦＭと呼ばれる。ダイナミックモードＡＦＭは、探針−試料間の相互作用力によって生じる振動振幅、位相又は周波数の変化から相互作用力を検出する。振幅、位相及び周波数を用いて相互作用力を検出するＡＦＭは、それぞれ、振幅変調型ＡＦＭ（ＡＭ−ＡＦＭ）、位相変調型ＡＦＭ（ＰＭ−ＡＦＭ）及び周波数変調型ＡＦＭ（ＦＭ−ＡＦＭ）と呼ばれている。

ＡＦＭにおいて、振幅、位相及び周波数を検出するために、振幅位相周波数検出回路（信号検出回路）が用いられている。信号検出回路として、従来、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）を備えた乗算式位相比較器を用いた信号検出回路、または、遅延回路とπ／２移相回路とを備えた減算式位相比較器を用いた信号検出回路が開示されている（例えば、特許文献１参照）。

国際公開第２０１０／０２３８１１号

上記した乗算式位相比較器を用いた信号検出回路では、入力信号に対して参照信号を乗算し、発生した信号から高調波成分を除去する信号処理が行われる。ここで、乗算式位相比較器は、高周波成分を除去するためにカットオフ周波数の低いＬＰＦを用いることから、乗算式位相比較器を用いた信号検出回路では、入力信号に対して出力信号が遅延するという問題があった。

また、減算式位相比較器を用いた信号検出回路では、例えばヒルベルト変換器等のπ／２移相回路により、入力信号の位相を９０°遅らせる信号処理が行われる。このとき、π／２移相回路は、一定の周波数範囲の信号に対してしか動作しないという問題があった。また、周波数範囲を拡張するために高次数の回路を用いると、入力信号に対して出力信号が遅延するという問題があった。また、入力信号に高周波ノイズが含まれる場合、ＬＰＦを用いた場合のように高周波ノイズを除去することができないため、高周波ノイズの影響により出力信号が安定しないという問題があった。

上記課題を解決するために、本発明は、高速で、安定した出力信号を得ることができる信号検出回路及び走査型プローブ顕微鏡を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明に係る信号検出回路は、入力信号と参照信号とに基づいて、振幅、位相及び周波数信号の少なくともいずれかを検出する信号検出回路であって、前記参照信号を生成する第１発振回路と、前記変位信号と前記参照信号とから複素信号を生成する複素信号生成回路と、ベクトル演算により前記複素信号の偏角を算出するベクトル演算回路と、前記偏角と前記参照信号との位相比較を減算により行う減算式位相比較器とを備え、前記複素信号生成回路は、前記変位信号と前記参照信号とを乗算する乗算回路と、前記乗算回路から出力された信号から直流成分を除去するハイパスフィルタとを有する。

この構成によれば、入力信号に対して、それと同じ周波数の正弦関数及び余弦関数を乗算し、ハイパスフィルタにより直流成分を除去することで、２倍波への周波数変換と解析のための複素信号化とを同時に行うことができる。

また、ベクトル演算により算出した位相と励振信号（参照信号）の位相とを減算比較することで、高速な位相検出を実現することができる。

また、前記減算式位相比較器は、少なくとも位相差信号を出力するとしてもよい。

この構成によれば、高速な振動振幅検出又は位相信号検出を行うことができる。

また、前記信号検出回路は、さらに、前記第１発振回路及び前記減算式位相比較器と共に位相ロックループ回路を形成するループフィルタを有し、前記位相ロックループ回路は、前記偏角と前記参照信号の位相差が所定の位相オフセットに一致するように前記第１発振回路を制御すると共に、位相ロックループにより得られ、前記入力信号の周波数変化に応じた周波数信号を生成し、前記信号検出回路は、前記周波数信号を出力するとしてもよい。

この構成によれば、高速な周波数信号検出を行うことができる。また、周波数信号を第１発振回路に入力し、参照信号をフィードバック制御するため、安定した信号検出を行うことができる。

また、前記ベクトル演算回路は、前記複素信号の絶対値を前記変位信号の振幅信号として算出し、前記信号検出回路は、前記振幅信号を出力するとしてもよい。

この構成によれば、高速な振動振幅検出を行うことができる。

また、前記信号検出回路は、前記第１発振回路で生成された前記参照信号の周波数を、前記ベクトル演算回路から出力された前記偏角の周波数に合わせるための乗算器を備えるとしてもよい。

また、前記信号検出回路は、前記第１発振回路と異なる第２発振回路を備え、前記第１発振回路は、前記ベクトル演算回路から出力された前記偏角の周波数と同じ周波数の前記参照信号を前記減算式位相比較器に出力し、前記第２発振回路は、前記変位信号の周波数とほぼ等しい周波数の前記参照信号を、前記乗算器に出力するとしてもよい。

この構成によれば、信号検出回路において、実装の自由度を向上することができる。

また、上記課題を解決するために本発明に係る走査型プローブ顕微鏡は、上記した特徴を有する信号検出回路と、試料の表面の情報を検出するプローブ体と、前記プローブ体を励振する励振部と、前記プローブ体の変位信号を検出するセンサと、前記プローブ体と前記試料の相互作用を一定に保つフィードバック制御を行うフィードバック回路と、を備え、前記信号検出回路は、前記センサで検出された前記変位信号を、前記入力信号とし、前記参照信号に基づいて前記プローブ体を励振するための励振信号を生成して、前記励振信号を前記励振部に出力し、前記フィードバック回路は、前記信号検出回路からの出力信号に基づいて、前記フィードバック制御を行う。

この構成によれば、入力信号に対して、それと同じ周波数の正弦関数及び余弦関数を乗算し、ハイパスフィルタにより直流成分を除去することで、２倍波への周波数変換と解析のための複素信号化とを同時に行うことができる。

また、ベクトル演算により算出した位相と励振信号（参照信号）の位相とを減算比較することで、高速な位相検出を実現することができる。

本発明によれば、高速で、安定した出力信号を得ることができる信号検出回路及び走査型プローブ顕微鏡を提供することができる。

図１は、ダイナミックモードＡＦＭの構成を示す概略図である。 図２は、従来の乗算式位相比較器を用いたＡＭ−ＡＦＭ及びＰＭ−ＡＦＭ用の信号検出回路の構成を示す概略図である。 図３は、従来の乗算式位相比較器を用いたＦＭ−ＡＦＭ用の信号検出回路の構成を示す概略図である。 図４は、従来の減算式位相比較器を用いたＡＭ−ＡＦＭ及びＰＭ−ＡＦＭ用の信号検出回路の構成を示す概略図である。 図５は、従来の減算式位相比較器を用いたＦＭ−ＡＦＭ用の信号検出回路の構成を示す概略図である。 図６は、実施の形態１に係るＡＭ−ＡＦＭ及びＰＭ−ＡＦＭ用の信号検出回路の構成を示す概略図である。 図７は、実施の形態２に係る信号検出回路の構成を示す概略図である。 図８は、変形例に係る信号検出回路の構成の一例を示す概略図である。 図９は、変形例に係る信号検出回路の構成の他の例を示す概略図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、同じ構成要素には同じ符号を付しており、説明を省略する場合もある。また、図面は理解しやすくするために、それぞれの構成要素を主体に模式的に示している。

なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも本発明の一具体例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。

（本発明の基礎となった知見）
本発明の実施の形態について説明する前に、本発明の基礎となった知見について説明する。

図１は、ダイナミックモードＡＦＭの構成を示す概略図である。図１に示すように、ＡＦＭ１０１は、カンチレバー１０３と、試料ステージ１０５と、スキャナ１０７と、アンプ１０８と、励振部１０９と、信号検出回路１１１と、センサ１１３と、フィードバック回路１１５と、高圧アンプ１１６とを備えている。

カンチレバー１０３は、例えば、シリコンで構成された片持ち梁の構造を有し、一端がシリコンチップ本体に接合され、他端に鋭くとがった探針（図示せず）を有している。カンチレバー１０３の探針は、試料ステージ１０５に配置された計測用の試料表面に当接され、または、試料表面と所定の間隔をあけて配置され、試料表面の凹凸等の情報（変位信号）を検出する。

スキャナ１０７は、例えば、ピエゾアクチュエータで構成され、試料ステージ１０５上の試料をＸＹＺ方向に移動して、試料とカンチレバー１０３とを相対的に走査する。

励振部１０９は、例えば、ピエゾアクチュエータで構成されている。励振部１０９には、以下に説明する信号検出回路１１１からアンプ１０８を介して励振信号が印加される。これにより、励振部１０９は、所定の周波数でカンチレバー１０３を励振する。

センサ１１３は、例えば、フォトダイオードで構成され、カンチレバー１０３の一部に光を照射して反射した光から、カンチレバー１０３の変位を検出する。検出された変位信号は、センサ１１３から信号検出回路１１１に出力される。

信号検出回路１１１は、例えば、デジタルロックインアンプ等のデジタル回路を備える。信号検出回路１１１は、センサ１１３から出力された変位信号から、探針−試料間の相互作用量として振幅、位相及び周波数の少なくともいずれかの変化を検出する。検出された振幅、位相及び周波数の少なくともいずれかの変化に対応する信号は、フィードバック信号としてフィードバック回路１１５に出力される。また、フィードバック回路１１５から出力されたフィードバック信号は、高圧アンプ１１６を介してスキャナ１０７に出力され、スキャナ１０７の垂直位置を制御するために用いられる。これにより、探針−試料間の距離を一定に保つフィードバックループが構成される。

なお、信号検出回路１１１は、振幅、位相及び周波数の少なくともいずれかの変化に対応する信号を検出するだけでなく、カンチレバー１０３の励振を制御するための励振制御機能を備えていてもよい。

ここで、信号検出回路１１１の実装方法にはいくつかの種類がある。信号検出回路１１１は、例えば、アナログ方式とデジタル方式に分けることができる。柔軟に仕様を変更でき、かつ、複雑な信号処理を行うことができるので、現在ではデジタル方式が主に使われている。

図２は、従来の乗算式位相比較器を用いた、ＡＭ−ＡＦＭ及びＰＭ−ＡＦＭ用の信号検出回路の構成を示す概略図である。図２に示す振幅位相検出回路の構成は、ＡＭ−ＡＦＭ及びＰＭ−ＡＦＭに対応しており、励振信号を生成すると共に、振幅信号及び位相信号を検出する。振幅信号はカンチレバーの振動振幅に対応する信号であり、位相信号はカンチレバーの励振信号と変位信号との位相差に対応する信号である。

図２に示すように、信号検出回路１２１は、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）１２３と、振幅位相検出部１２５とを有する。

ＶＣＯ１２３は、励振周波数ｆで変化する励振信号ｃｏｓ（２πｆｔ）を生成する。この信号は、カンチレバーの励振信号として出力されるほか、デジタル回路で構成された振幅位相検出部１２５の参照信号としても利用される。

振幅位相検出部１２５は、例えば、２相デジタルロックインアンプである。振幅位相検出部１２５には、カンチレバー１０３の変位信号Ａｃｏｓ（２πｆｔ＋φ）が入力される。この変位信号Ａｃｏｓ（２πｆｔ＋φ）は、本発明における入力信号に相当する。また、振幅位相検出部１２５には、ＶＣＯ１２３から出力された参照信号ｃｏｓ（２πｆｔ）及びｓｉｎ（２πｆｔ）が入力される。これらの参照信号は、それぞれ乗算回路１２４及びＬＰＦ（ローパスフィルタ）１２６を経て、それぞれＸ＝Ａｃｏｓ（φ）及びＹ＝Ａｓｉｎ（φ）へと変換される。乗算回路１２４は、Ｘ及びＹの各信号を、入力された変位信号（入力信号）Ａｃｏｓ（２πｆｔ＋φ）と乗算する。乗算された変位信号は、ＬＰＦ１２６に出力され、ＬＰＦ１２６により高周波成分が除去されてベクトル演算回路１２７に出力される。

ベクトル演算回路１２７は、複素入力Ｘ＋ｊＹの絶対値Ｒ及び偏角θを計算する。ここで、絶対値Ｒは、（Ｘ^２＋Ｙ^２）^１／２であり、偏角θは、ｔａｎ^−１（Ｙ／Ｘ）である。絶対値Ｒは、変位信号の振幅Ａに相当し、偏角θは、励振信号に対する変位信号の位相差φに相当する。そこで、Ｒ及びθが、それぞれ振幅信号Ａ及び位相差信号φとして出力される。

図２に示す信号検出回路１２１では、ＡＭ−ＡＦＭモードにおいて、フィードバック信号として振幅信号Ａが出力されてフィードバック制御に用いられる。この場合、フィードバック制御は、振幅信号Ａが目標振幅と一致するように行われる。

また、信号検出回路１２１では、ＰＭ−ＡＦＭモードにおいて、位相信号φがフィードバック信号として出力されてフィードバック制御に用いられる。この場合、位相信号φが目標位相差と一致するようにフィードバック制御が行われる。

図３は、従来の乗算式位相比較器を用いたＦＭ−ＡＦＭ用の信号検出回路の構成を示す概略図である。

図３に示す信号検出回路は、ＦＭ−ＡＦＭに対応しており、励振信号を生成すると共に、周波数信号を検出する。周波数信号は、上述したカンチレバーと試料の相互作用によるカンチレバーの共振周波数の変化を表す信号である。

図３に示すように、信号検出回路１３１は、ＶＣＯ１３３と、振幅位相検出部１２５（２相デジタルロックインアンプ）と、比例積分（ＰＩ）制御回路１３８とを備えている。振幅位相検出部１２５の構成は、図２に示した振幅位相検出部１２５と同様であるため、詳細な説明を省略する。

ＶＣＯ１３３は、励振周波数ｆで変化する励振信号ｃｏｓ（２πｆｔ）を生成する。ＶＣＯ１３３から出力された励振信号ｃｏｓ（２πｆｔ）は、カンチレバーの励振信号として利用されるほか、振幅位相検出部１２５に参照信号として入力される。また、振幅位相検出部１２５には、カンチレバーの変位信号（入力信号）Ａｃｏｓ（２πｆｔ＋φ）が入力される。振幅位相検出部１２５は、励振信号と変位信号の位相差φを出力する。ここでは、振幅位相検出部１２５が乗算式位相比較器として機能し、変位信号と参照信号の乗算による位相比較を行っている。

振幅位相検出部１２５で検出された位相差φは、ＰＩ制御回路１３８へと入力される。ＰＩ制御回路１３８は、入力された位相差φが、目標値φ０に一致するように、出力２πΔｆＴ（Ｔは、入出力信号のサンプリング周期）を制御する。この出力２πΔｆＴは、ＶＣＯ１３３へと入力され、ＶＣＯ１３３の出力信号（励振信号）ｃｏｓ（２πｆｔ）の周波数ｆを変化させる。周波数ｆは、ＶＣＯの自走周波数ｆ０（入力が０のときの発振周波数）を中心として、Δｆだけ変化する。

図３の構成では、ＶＣＯ１３３、振幅位相検出部１２５及びＰＩ制御回路１３８により位相ロックループ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ：ＰＬＬ）回路が構成されている。ＰＩ制御回路１３８は、ＰＬＬ回路のループフィルタとして機能する。ＰＬＬ回路は、変位信号と励振信号の周波数が一致するよう、すなわち、ｆ＝ｆ０＋Δｆになるように、励振信号の周波数ｆの値を変化させる。したがって、ＰＩ制御回路１３８の出力値は、変位信号の周波数変化に比例する。そこで、ＰＩ制御回路１３８の出力値が、周波数信号として出力される。

また、ＰＩ制御回路１３８においては、目標値φ０を変化させることにより、変位信号と励振信号の位相差を調整することができる。ＦＭ−ＡＦＭでは、この目標位相差が９０°に設定される。これにより、位相差φが９０°に保たれ、カンチレバー１０３が共振周波数で振動する。カンチレバー１０３と試料の相互作用によって共振周波数が変化しても、カンチレバー１０３は共振周波数で振動し続ける。周波数信号は、カンチレバーの共振周波数変化（シフト）Δｆを表す値になり、この周波数信号がフィードバック制御に用いられる。

ここで、図２に示す信号検出回路１２１では、振幅位相検出部１２５が乗算式位相比較器として機能しており、振幅位相検出部１２５の内部で、乗算により励振信号と変位信号の比較を行っている。これは、不要な高調波成分の発生を招く。より詳細には、振幅位相検出部１２５の乗算回路１２４の出力は、入力信号の周波数の差の成分と、和の成分を含む。したがって、この和の成分が、不要な高調波成分になる。この高調波成分は、乗算回路１２４の後段にＬＰＦ１２６を配置して除去する。しかし、高周波成分を除去するためにカットオフ周波数の低いＬＰＦを用いることから、乗算式位相比較器を用いた信号検出回路では、入力信号に対して出力信号が大きく遅延するという問題があった。

また、図３に示されるＦＭ−ＡＦＭの回路構成でも、図２の回路と同様に、振幅位相検出部１２５が乗算式位相比較器として機能し、不要な高調波成分が生じる。特に、ＦＭ−ＡＦＭの場合、高調波成分は、フィードバックゲインを制限するだけでなく、ＰＬＬ回路においても不利に作用する。すなわち、図３のＦＭ−ＡＦＭの構成では、振幅位相検出部１２５がＰＬＬ回路の一部であるため、振幅位相検出部１２５は、不要な高周波成分を、ＰＬＬ回路のループ内で発生する。したがって、この高調波成分は、後段のＬＰＦで十分に除去する必要がある。しかし、このＬＰＦはＰＬＬのループ内に存在するので、ＰＬＬの応答特性と独立にＬＰＦの設計をすることができないという制約もある。そのため、高調波成分の除去はＡＭ−ＡＦＭ及びＰＭ−ＡＦＭの場合よりもさらに困難なものとなる。たとえば、高調波成分を十分に除去するために高次数のＬＰＦを用いると、そこでの遅延が大きくなり、ＰＬＬ回路の安定性を保つためにループフィルタのゲインを小さく保つ必要がある。そのため、従来のＰＬＬでは高速かつ安定した周波数検出ができない。

このように、ＦＭ−ＡＦＭの場合、ＬＰＦによる遅延がＡＦＭ全体のフィードバックゲインを制限するという問題に加えて、ＰＬＬ回路のゲインをも制限するという問題があった。

そこで、本願発明者らは、これまでに、減算式位相比較器を用いた信号検出回路を見出している。図４は、従来の減算式位相比較器を用いたＡＭ−ＡＦＭ及びＰＭ−ＡＦＭ用の信号検出回路の構成を示す概略図、図５は、従来の減算式位相比較器を用いたＦＭ−ＡＦＭ用の信号検出回路の構成を示す概略図である。

図４に示す信号検出回路１４１が上記した乗算式位相比較器を用いた信号検出回路１２１と異なる点は、信号検出回路１４１が、上記した信号検出回路１２１の振幅位相検出部１２５に代えて、遅延回路１４５と、π／２移相回路１４６と、ベクトル演算回路１４７とを備え、さらに、減算式位相比較器１４８を備える点である。

すなわち、信号検出回路１４１は、励振信号の位相を表す励振位相信号を生成するＶＣＯ１４９と、励振位相信号から励振信号を生成する励振信号生成回路１４３と、遅延回路１４５とπ／２移相回路（例えばヒルベルト変換器）１４６とで構成され変位信号から複素信号を生成する複素信号生成回路と、ベクトル演算により複素信号の絶対値及び偏角を計算するベクトル演算回路１４７と、偏角及び励振位相信号の位相比較を減算により行う減算式位相比較器１４８とを有する。

ＶＣＯ１４９は、励振周波数ｆで変化する励振位相信号２πｆｔを生成する。励振位相信号は、励振信号の位相を表す信号であり、生成された励振位相信号２πｆｔは、減算式位相比較器１４８に入力される。また、励振位相信号２πｆｔは、励振信号生成回路１４３を介して励振信号ｃｏｓ（２πｆｔ）へと変換され、励振信号として出力される。

ＶＣＯ１４９は、デジタルＶＣＯ（電圧制御発振器）で構成されている。ＶＣＯ１４９には、信号２πｆＴが入力される。Ｔはサンプリング周期である。図４の回路に示されるように、デジタルＶＣＯは入力２πｆＴを累積するループ１５４を有しており、信号が順次加算され、増大する。この信号は、モジュロ演算回路１５３により処理される。モジュロ演算回路１５３は、入力値をπで除算して、余りを出力する。モジュロ演算回路１５３により、出力範囲が［−π，π］へと制限される。その結果、励振位相信号２πｆｔは、−πからπへの直線状の増加を周期的に繰り返す波形を有する。

遅延回路１４５及びπ／２移相回路（例えばヒルベルト変換器）１４６には、それぞれカンチレバー１０３の変位信号（入力信号）Ａｃｏｓ（２πｆｔ＋φ）が入力される。π／２移相回路１４６は、９０°位相を遅らせた信号Ｙ＝Ａｓｉｎ（２πｆｔ＋φ）を出力する。遅延回路１４５は、π／２移相回路１４６と同じ時間だけ遅延した信号Ｘ＝Ａｃｏｓ（２πｆｔ＋φ）を出力する。これら信号Ｘ、Ｙが複素信号に相当する。

複素信号Ｘ、Ｙは、ベクトル演算回路１４７に入力される。ベクトル演算回路１４７は、複素信号Ｘ＋ｊＹの絶対値Ｒと偏角θを計算及び出力する。絶対値Ｒは、（Ｘ^２＋Ｙ^２）^１／２であり、偏角θは、ｔａｎ^−１（Ｙ／Ｘ）である。絶対値Ｒは、変位信号の振幅Ａであり、そのまま振幅信号として出力される。

一方、偏角θは、減算式位相比較器１４８へと入力される。また、減算式位相比較器１４８は、ＶＣＯ１４９から励振位相信号２πｆｔを入力される。減算式位相比較器１４８では、偏角θが励振位相信号２πｆｔと減算により比較される。より詳細には、図示のように、減算式位相比較器１４８は、減算回路１５０とモジュロ演算回路１５１とを有する。減算回路１５０は、偏角θと励振位相信号２πｆｔにおける位相との差を求める（φ＝θ−２πｆｔ）。さらに、減算回路１５０の出力は、モジュロ演算回路１５１により処理される。モジュロ演算回路１５１は、入力値をπで除算して、余りを出力することにより、出力範囲を［−π，π］へと制限する。

このようにして、減算式位相比較器１４８は、偏角θと励振位相信号２πｆｔに対して、減算による位相比較を行う。減算式位相比較器１４８の比較結果は、励振信号と変位信号の位相差φに相当し、位相差信号として出力される。

同様に、図５に示す信号検出回路１６１が上記した乗算式位相比較器を用いた信号検出回路１３１と異なる点は、信号検出回路１６１が、上記した信号検出回路１３１の振幅位相検出部１２５に代えて、遅延回路１４５と、π／２移相回路（例えばヒルベルト変換器）１４６と、ベクトル演算回路１４７とを備え、さらに、減算式位相比較器１４８を備える点である。

すなわち、図５に示すように、信号検出回路１６１は、概略的には、励振信号の位相を表す励振位相信号を生成する発振回路１５９と、励振位相信号から励振信号を生成する励振信号生成回路１４３と、遅延回路１４５とπ／２移相回路（例えばヒルベルト変換器）１４６とで構成され変位信号から複素信号を生成する複素信号生成回路と、ベクトル演算により複素信号の偏角を計算するベクトル演算回路１４７と、減算式位相比較器１４８と、減算式位相比較器１４８の出力に基づいて発振回路１５９を制御するループフィルタ１５８とを有する。

発振回路１５９、減算式位相比較器１４８、ベクトル演算回路１４７は、図４に示した発振回路１５９、減算式位相比較器１４８、ベクトル演算回路１４７と同様であるため、詳細な説明を省略する。

ベクトル演算回路１４７は、複素信号Ｘ＋ｊＹの偏角θを計算及び出力する。ベクトル演算回路１４７は、ＦＭ−ＡＦＭに必要な偏角θのみを計算している。偏角θは、ｔａｎ^−１（Ｙ／Ｘ）である。

偏角θは、ベクトル演算回路１４７から減算式位相比較器１４８へ入力される。減算式位相比較器１４８には、さらに、発振回路１５９から励振位相信号２πｆｔが入力され、また、位相オフセットφ０が入力される。位相オフセットφ０は、既に説明した通り、励振信号と変位信号の位相差の目標値であり、９０°に設定される。

減算式位相比較器１４８は、位相差φと位相オフセットφ０の差である比較器出力Δφをループフィルタ１５８に出力する。

ループフィルタ１５８は、出力２πΔｆＴを発振回路１５９へ送る（Ｔは入出力信号のサンプリング周期）。ループフィルタ１５８は、比較器出力Δφがゼロになるように出力２πΔｆＴを調整する。発振回路１５９は、入力２πΔｆＴの変化に応じて、出力である励振位相信号２πｆｔの発振周波数ｆを変化させる。発振周波数ｆは、自走周波数ｆ０（入力が０のときの発振周波数）に対してΔｆだけ変化する。

図５の構成では、発振回路１５９、減算式位相比較器１４８及びループフィルタ１５８によりＰＬＬ回路が構成されている。そして、変位信号と励振信号の周波数が一致するよう、すなわち、ｆ＝ｆ０＋Δｆとなるよう、Δｆの値が変化する。したがって、ループフィルタ１５８の出力値２πΔｆｔは、変位信号の周波数変化に比例する。この信号が、周波数信号として出力される。

また、位相オフセットφ０の値を変化させることにより、変位信号と励振信号の位相差を調整することができる。ＦＭ−ＡＦＭでは、位相オフセットφ０が９０°に設定される。これにより、位相差φが９０°に保たれ、カンチレバーが共振周波数で振動する。カンチレバー１０３と試料の相互作用によって共振周波数が変化しても、カンチレバーは共振周波数で振動し続ける。したがって、周波数信号は、カンチレバー１０３の共振周波数変化（シフト）Δｆを表す値になり、この周波数信号がフィードバック制御に用いられる。

ループフィルタ１５８は、上述にて説明したように、比較器出力Δφがゼロになるように、出力２πΔｆＴを制御する。この制御を実現するために、ループフィルタ１５８は、比較器出力Δφにゲインｇ_１を掛けた値と、比較器出力Δφの積分値にゲインｇ_２を掛けた値を生成し、これらの値を加算器にて加算する。上記において、比較器出力Δφは、位相差φと位相オフセットφ０の差を表している。ループフィルタ１５８は、比較器出力Δφをゼロにするように比例及び積分の処理を行っている。したがって、減算式位相比較器１４８とループフィルタ１５８が、ＰＩ制御回路として機能し、位相差φを位相オフセットφ０と一致させている。そして、ループフィルタ１５８の出力２πΔｆＴが、変位信号の周波数変化に比例しており、周波数信号が得られる。

図４及び図５に示した減算式位相比較器を用いた信号検出回路１４１及び１５１では、例えばヒルベルト変換器等のπ／２移相回路により、入力信号の位相を９０°遅らせる信号処理が行われる。このとき、π／２移相回路は、一定の周波数範囲の信号に対してしか動作しないという問題があった。また、周波数範囲を拡張するために高次数の回路を用いると、入力信号に対して出力信号が遅延するという問題があった。また、入力信号に高周波ノイズが含まれる場合、ＬＰＦを用いた場合のように高周波ノイズを除去することができないため、高周波ノイズの影響により出力信号が安定しないという問題があった。

そこで、以下の実施の形態に示すように、高速で、安定した出力信号を得ることができる信号検出回路及び走査型プローブ顕微鏡を見出した。

（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１について説明する。

図６は、本実施の形態に係る信号検出回路の構成を示す概略図である。図６に示すように、信号検出回路１は、ＶＣＯ２３と、振幅位相検出部２５と、減算式位相比較器２８と、乗算器２９とを有する。

ＶＣＯ２３は、本発明における第１発振回路に相当する。ＶＣＯ２３は、図２に示したＶＣＯ１２３と同様、励振周波数ｆで変化する励振位相信号２πｆｔを生成する。ＶＣＯ２３から出力される信号は、余弦波へと変換された後、カンチレバーの励振信号として利用されるほか、振幅位相検出部２５の参照信号としても利用される。

振幅位相検出部２５は、本発明において位相検出器に相当する。振幅位相検出部２５が図２に示した振幅位相検出部１２５と異なる点は、振幅位相検出部２５がＬＰＦ１２６に代えてＨＰＦ（ハイパスフィルタ）２６を備える点である。

振幅位相検出部２５には、カンチレバー１０３の変位信号（入力信号）Ａｃｏｓ（２πｆｔ＋φ）が入力される。また、振幅位相検出部２５には、ＶＣＯ２３において生成された励振位相信号２πｆｔから変換された参照信号ｃｏｓ（２πｆｔ）及びｓｉｎ（２πｆｔ）が入力される。これらの参照信号は、それぞれ乗算回路２４及びＨＰＦ２６を経て、それぞれＸ＝Ａｃｏｓ（４πｆｔ＋φ）及びＹ＝Ａｓｉｎ（４πｆｔ＋φ）へと変換される。なお、乗算回路２４及びＨＰＦ２６は、本発明における複素信号生成回路に相当する。

乗算回路２４は、Ｘ及びＹの各信号を、入力された変位信号（入力信号）Ａｃｏｓ（２πｆｔ＋φ）と乗算する。乗算された変位信号は、ＨＰＦ２６に出力され、ＨＰＦ２６により直流成分が除去されて、Ａｃｏｓ（４πｆｔ＋φ）及びＡｓｉｎ（４πｆｔ＋φ）成分の信号がベクトル演算回路２７に出力される。

ベクトル演算回路２７では、複素入力Ｘ＋ｊＹの絶対値Ｒ及び偏角θが計算される。ここで、絶対値Ｒは、（Ｘ^２＋Ｙ^２）^１／２であり、偏角θは、ｔａｎ^−１（Ｙ／Ｘ）である。絶対値Ｒは、変位信号の振幅Ａに相当し、偏角θは、励振信号に対する変位信号の位相差φに相当する。ベクトル演算回路２７により、絶対値Ｒ及び偏角θは、それぞれ振幅信号Ａ及び位相信号φとして出力される。

ベクトル演算回路２７から出力された偏角θは、減算式位相比較器２８に出力される。減算式位相比較器２８は、図４に示した減算式位相比較器１４８と同様の構成であり、減算回路５０とモジュロ演算回路５１とを有する。

減算式位相比較器２８には、上記した偏角θが入力されるとともに、ＶＣＯ２３から出力された励振位相信号２πｆｔを乗算器２９により２倍の周波数の信号に変換した位相信号４πｆｔが入力される。減算式位相比較器２８では、偏角θと位相信号４πｆｔとが減算により比較される。

すなわち、減算式位相比較器２８において、減算回路５０は、偏角θと位相信号４πｆｔとの差を求める（φ＝θ−４πｆｔ）。モジュロ演算回路は、入力値φをπで除算して、余りを出力することにより、出力範囲を［−π，π］へと制限する。

このように、減算式位相比較器２８は、偏角θと励振位相信号４πｆｔに対して、減算による位相比較を行う。減算式位相比較器２８の比較結果は、励振信号と変位信号の位相差φに相当し、位相信号として出力される。

このようにして、信号検出回路１から、振幅信号Ａと位相信号φが出力される。

表１に、図６に示した本実施の形態に係るＡＭ−ＡＦＭ及びＰＭ−ＡＦＭ用の信号検出回路１と、図２に示した従来方式の乗算式位相比較器を用いたＡＭ−ＡＦＭ及びＰＭ−ＡＦＭ用の信号検出回路１２１との、出力信号の帯域及び出力信号の入力信号に対する遅延時間の比較を行った結果を示す。なお、本結果は、信号検出回路１と信号検出回路１２１とをＰＭ−ＡＦＭ用として用いた場合に出力される位相信号について比較した結果である。

本比較においては、信号検出回路１と信号検出回路１２１とをそれぞれＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）回路に実装し、出力信号の帯域及び出力信号の入力信号に対する遅延時間の比較を行った。ここで、入出力のＡＤ（アナログ−デジタル）及びＤＡ（デジタル−アナログ）変換レートは１００ＭＳＰＳで、ＦＰＧＡ回路の動作クロックは１００ＭＨｚとした。また、カンチレバーの共振周波数は、液中高分解のＡＦＭに用いられる一般的なカンチレバーの共振周波数である１５０ｋＨｚと、最も高速な小型カンチレバーの共振周波数である３ＭＨｚとを想定して、それぞれの周波数において計測を行った。

すなわち、信号検出回路１と信号検出回路１２１との違いは、信号検出回路１でＨＰＦ２６を用いているのに対し、信号検出回路１２１でＬＰＦ１２６を用いている点である。ここで、それぞれのフィルタで阻止すべき信号の減衰量を４０ｄＢ以上、通過帯域でのリップルを０．１ｄＢ以下とした。また、各フィルタのカットオフ周波数及び各フィルタの次数は、それぞれのフィルタの入力信号の周波数に対して出力信号の遅延が最小となるように最適化した。

表１に示すように、入力信号の周波数が１５０ｋＨｚのとき、出力信号の帯域については、従来方式の信号検出回路１２１では９０．５８ｋＨｚ、本実施の形態に係る信号検出回路１では１３９ｋＨｚという結果が得られ、本実施の形態に係る信号検出回路１の方が帯域が広いことが分かった。また、出力信号の入力信号に対する遅延時間については、従来方式の信号検出回路１２１では９．１４μｓ、本実施の形態に係る信号検出回路１では１．０７μｓであり、本実施の形態に係る信号検出回路１の方が遅延時間が短いことが分かった。

また、入力信号の周波数が３ＭＨｚのとき、出力信号の帯域については、従来方式の信号検出回路１２１では１．７８ＭＨｚ、本実施の形態に係る信号検出回路１では２．８４ＭＨｚという結果が得られ、本実施の形態に係る信号検出回路１の方が帯域が広いことが分かった。また、出力信号の入力信号に対する遅延時間については、従来方式の信号検出回路１２１では１．４９μｓ、本実施の形態に係る信号検出回路１では０．８８μｓであり、本実施の形態に係る信号検出回路１の方が遅延時間が短いことが分かった。

以上、本実施の形態に係る信号検出回路１によると、振動振幅の変調又は位相の変調を検出する検出回路において、高速で、安定した出力信号を得ることができる。

また、入力信号に対して、それと同じ周波数の正弦関数及び余弦関数を乗算し、ハイパスフィルタにより直流成分を除去することで、２倍波への周波数変換と解析のための複素信号化とを同時に行うことができる。

また、ベクトル演算により算出した位相と励振信号（参照信号）の位相とを減算比較することで、高速な位相検出を実現することができる。

また、上記した信号検出回路１は、図１に示した走査型プローブ顕微鏡の信号検出回路１１１として用いてもよい。すなわち、走査型プローブ顕微鏡は、信号検出回路１と、試料の表面の情報を検出するカンチレバー１０３と、カンチレバー１０３を励振する励振部１０９と、カンチレバー１０３の変位信号を検出するセンサ１１３と、カンチレバー１０３と試料の相互作用を一定に保つフィードバック制御を行うフィードバック回路１１５と、を備え、信号検出回路１は、センサ１１３で検出された変位信号を入力された変位信号とし、参照信号に基づいてカンチレバー１０３を励振するための励振信号を生成して、励振信号を励振部１０９に出力し、フィードバック回路１１５は、信号検出回路１からの出力信号に基づいて、フィードバック制御を行う。これにより、走査型プローブ顕微鏡は、高速かつ安定した信号検出を実現することができる。

（実施の形態２）
次に、本発明の実施の形態２について説明する。

図７は、本実施の形態に係る信号検出回路の構成を示す概略図である。図７に示すように、信号検出回路２は、ＶＣＯ３３と、振幅位相検出部２５と、減算式位相比較器２８と、乗算器２９と、比例積分（ＰＩ）制御回路を構成するループフィルタ３８を有する。

ＶＣＯ３３は、本発明における第１発振回路に相当する。ＶＣＯ３３は、図３に示したＶＣＯ１３３と同様、励振周波数ｆで変化する励振位相信号２πｆｔを生成する。ＶＣＯ３３から出力された励振位相信号２πｆｔは、余弦波へと変換された後、カンチレバーの励振信号として利用されるほか、振幅位相検出部２５に参照信号として入力される。

振幅位相検出部２５は、本発明において位相検出器に相当する。振幅位相検出部２５が図３に示した振幅位相検出部１２５と異なる点は、振幅位相検出部１２５がＬＰＦ１２６に代えてＨＰＦ２６を備える点である。

振幅位相検出部２５には、カンチレバー１０３の変位信号（入力信号）Ａｃｏｓ（２πｆｔ＋φ）が入力される。また、振幅位相検出部２５には、ＶＣＯ３３において生成された励振位相信号２πｆｔから変換された参照信号ｃｏｓ（２πｆｔ）及びｓｉｎ（２πｆｔ）が入力される。これらの参照信号は、それぞれ乗算回路２４及びＨＰＦ２６を経て、それぞれＸ＝Ａｃｏｓ（４πｆｔ＋φ）及びＹ＝Ａｓｉｎ（４πｆｔ＋φ）へと変換される。

乗算回路２４は、Ｘ及びＹの各信号を、入力された変位信号（入力信号）Ａｃｏｓ（２πｆｔ＋φ）と乗算する。乗算された変位信号は、ＨＰＦ２６に出力され、ＨＰＦ２６により直流成分が除去されて、Ａｃｏｓ（４πｆｔ＋φ）及びＡｓｉｎ（４πｆｔ＋φ）成分の信号がベクトル演算回路２７に出力される。

ベクトル演算回路２７では、複素入力Ｘ＋ｊＹの絶対値Ｒ及び偏角θが計算される。ここで、絶対値Ｒは、（Ｘ^２＋Ｙ^２）^１／２であり、偏角θは、ｔａｎ^−１（Ｙ／Ｘ）である。絶対値Ｒは、変位信号の振幅Ａに相当し、偏角θは、励振信号に対する変位信号の位相差φに相当する。ベクトル演算回路２７により、偏角θは、位相信号φとして出力される。

ベクトル演算回路２７から出力された偏角θは、減算式位相比較器２８に出力される。減算式位相比較器２８は、図５に示した減算式位相比較器１４８と同様の構成であり、減算回路５０とモジュロ演算回路５１とを有する。

減算式位相比較器２８には、上記した偏角θが入力されるとともに、ＶＣＯ３３から出力された励振位相信号２πｆｔを乗算器２９により２倍の周波数の信号に変換した位相信号４πｆｔが入力される。減算式位相比較器２８では、偏角θと位相信号４πｆｔとが減算により比較される。

すなわち、減算式位相比較器２８において、減算回路５０は、偏角θと位相信号４πｆｔとの差を求める（φ＝θ−４πｆｔ）。モジュロ演算回路５１は、入力値φをπで除算して、余りを出力することにより、出力範囲を［−π，π］へと制限する。

このように、減算式位相比較器２８は、偏角θと励振位相信号４πｆｔに対して、減算による位相比較を行う。減算式位相比較器２８の比較結果は、励振信号と変位信号の位相差Δφに相当し、位相信号として出力される。

振幅位相検出部２５で生成された位相差Δφは、ループフィルタ３８へと入力される。ループフィルタ３８は、入力された位相差Δφが、目標値φ０に一致するように、出力２πΔｆＴ（Ｔは、入出力信号のサンプリング周期）を制御する。この出力２πΔｆＴは、ＶＣＯ３３へと入力され、ＶＣＯ３３の出力信号（励振位相信号）２πｆｔの周波数ｆを変化させる。周波数ｆは、ＶＣＯ３３の自走周波数ｆ０（入力が０のときの発振周波数）を中心として、Δｆだけ変化する。

図７の構成では、ＶＣＯ３３、振幅位相検出部２５及びループフィルタ３８により位相ロックループ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ：ＰＬＬ）回路が構成されている。ループフィルタ３８は、ＰＬＬ回路のループフィルタとして機能する。ＰＬＬ回路は、変位信号と励振信号の周波数が一致するよう、すなわち、ｆ＝ｆ０＋Δｆになるように、励振信号の周波数ｆの値を変化させる。したがって、ループフィルタ３８の出力値は、変位信号の周波数変化に比例する。そこで、ループフィルタ３８の出力値が、周波数信号として出力される。

また、ループフィルタ３８においては、目標値φ０を変化させることにより、変位信号と励振信号の位相差を調整することができる。ＦＭ−ＡＦＭでは、この目標位相差が９０°に設定される。これにより、位相差Δφが９０°に保たれ、カンチレバー１０３が共振周波数で振動する。カンチレバー１０３と試料の相互作用によって共振周波数が変化しても、カンチレバー１０３は共振周波数で振動し続ける。周波数信号は、カンチレバーの共振周波数変化（シフト）Δｆを表す値になり、この周波数信号がフィードバック制御に用いられる。

以上、本実施の形態に係る信号検出回路２によると、周波数の変調を検出する検出回路において、高速で、安定した出力信号を得ることができる。

また、上記した信号検出回路２は、図１に示した走査型プローブ顕微鏡の信号検出回路１１１として用いてもよい。すなわち、走査型プローブ顕微鏡は、信号検出回路２と、試料の表面の情報を検出するカンチレバー１０３と、カンチレバー１０３を励振する励振部１０９と、カンチレバー１０３の変位信号を検出するセンサ１１３と、カンチレバー１０３と試料の相互作用を一定に保つフィードバック制御を行うフィードバック回路１１５と、を備え、信号検出回路２は、センサ１１３で検出された変位信号を入力信号とし、参照信号に基づいてカンチレバー１０３を励振するための励振信号を生成して、励振信号を励振部１０９に出力し、フィードバック回路１１５は、信号検出回路２からの出力信号に基づいて、フィードバック制御を行う。これにより、走査型プローブ顕微鏡は、高速かつ安定した信号検出を実現することができる。

（変形例）
次に、上記した実施の形態１及び２の変形例について説明する。図８は、本変形例に係る信号検出回路の構成の一例を示す概略図、図９は、本変形例に係る信号検出回路の構成の他の例を示す概略図である。

具体的には、図８に示すように、本実施の形態に係る信号検出回路３は、実施の形態１に係る信号検出回路１に対して、乗算器２９に代えて、ＶＣＯ４３と減算器４４とを備えている点が異なっている。ＶＣＯ４３は、本発明における第２発振回路に相当する。

ＶＣＯ２３は、励振周波数ｆで変化する励振位相信号４πｆｔを生成する。また、ＶＣＯ４３は、励振周波数ｆで変化する局部発振位相信号２πｆｔを生成する。ＶＣＯ２３で生成された励振位相信号４πｆｔは、減算式位相比較器２８に入力され、偏角θと励振位相信号４πｆｔの減算による位相比較が行われる。減算式位相比較器２８の比較結果は、励振信号と変位信号の位相差φに相当し、位相信号として出力される。

また、ＶＣＯ４３で生成された局部発振位相信号２πｆｔは、減算器４４に入力される。これにより、減算器４４において、局部発振位相信号２πｆｔと励振位相信号４πｆｔの減算による周波数変換が行われ、変換結果が余弦波に変換された後、励振信号として振幅位相周波数検出回路３から出力される。

本変形例に係る信号検出回路３によると、振幅位相検出部２５の後段における構成要素が少なくなるので、実装の自由度を大きくすることができる。

同様に、図９に示すように、本変形例に係る信号検出回路４は、実施の形態２に係る信号検出回路２に対し、乗算器２９に代えて、ＶＣＯ４３と減算器４４とを備えている点が異なっている。これにより、減算器４４において、局部発振位相信号２πｆｔと励振位相信号４πｆｔの減算による周波数変換が行われ、変換結果が余弦波に変換された後、励振信号として振幅位相周波数検出回路４から出力される。なお、本変形例に係る信号検出回路４は、ＦＭ−ＡＦＭ用の信号検出回路であるため、ＶＣＯ４３で生成される局部発振位相信号２πｆｔの周波数には誤差が生じる場合も含まれるが、局部発振位相信号２πｆｔの周波数は変位信号の周波数とほぼ等しい。

本変形例に係る信号検出回路４によると、ＰＬＬ回路内に乗算器２９が含まれないので、デジタル信号処理回路に実装する場合に、タイミング制約を満たすことが容易になる。

なお、本発明は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変形を行ってもよい。

例えば、上記した実施の形態では、ＡＭ−ＡＦＭ及びＰＭ−ＡＦＭ用の信号検出回路とＦＭ−ＡＦＭ用の信号検出回路とを別々に構成したが、ＡＭ−ＡＦＭ、ＰＭ−ＡＦＭ及びＦＭ−ＡＦＭ用の信号検出回路を１つの回路として形成しても良い。この場合、必要な回路を構成するようにスイッチにより切り替える構成としてもよい。

また、上記した実施の形態に係る信号検出回路は、プローブ顕微鏡に組み込んで使用してもよいし、信号検出回路単独で使用してもよい。また、他の装置等と組み合わせて使用してもよい。

また、本発明に係る信号検出回路には、上記実施の形態における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係る信号検出回路を備えた各種機器等、例えば、プローブ顕微鏡、通信機器、制御機器等も本発明に含まれる。

本発明に係る信号検出回路は、プローブ顕微鏡、通信機器、制御機器等など、高速で、安定した出力信号が要求される機器の信号検出回路として有用である。

１、２、３、４、１１１、１２１、１３１、１４１、１６１ 信号検出回路
２３、３３、１２３、１３３、１４９、１５９ ＶＣＯ（第１発振回路）
２４、１２４ 乗算回路
２５、１２５ 振幅位相検出部
２６ ＨＰＦ（ハイパスフィルタ）
２７、１２７ ベクトル演算回路
２８、１４８ 減算式位相比較器
２９ 乗算器
３８、１５８ ループフィルタ
４３ ＶＣＯ（第２発振回路）
１０１ 走査型プローブ顕微鏡
１０３ カンチレバー（プローブ体）
１０９ 励振部
１１３ センサ
１１５ フィードバック回路

Claims (9)

1. カンチレバーの変位信号と励振周波数ｆで変化する励振位相信号とに基づいて、位相差信号を検出する信号検出回路であって、
   前記励振位相信号を生成する第１発振回路と、
   前記カンチレバーの変位信号と前記励振位相信号とから複素信号を生成する複素信号生成回路と、
   ベクトル演算により前記複素信号の偏角を算出するベクトル演算回路と、
   前記偏角と前記励振位相信号との位相比較を減算により行う減算式位相比較器とを備え、
   前記複素信号生成回路は、
   前記カンチレバーの変位信号と前記励振位相信号とを乗算する乗算回路と、
   前記乗算回路から出力された信号から直流成分を除去するハイパスフィルタとを有する
   ことを特徴とする信号検出回路。
2. カンチレバーの変位信号と励振周波数ｆで変化する励振位相信号とに基づいて、周波数信号を検出する信号検出回路であって、
   前記励振位相信号を生成する第１発振回路と、
   前記カンチレバーの変位信号と前記励振位相信号とから複素信号を生成する複素信号生成回路と、
   ベクトル演算により前記複素信号の偏角を算出するベクトル演算回路と、
   前記偏角と前記励振位相信号との位相比較を減算により行う減算式位相比較器とを備え、
   前記複素信号生成回路は、
   前記カンチレバーの変位信号と前記励振位相信号とを乗算する乗算回路と、
   前記乗算回路から出力された信号から直流成分を除去するハイパスフィルタとを有する
   ことを特徴とする信号検出回路。
3. カンチレバーの変位信号と励振周波数ｆで変化する励振位相信号とに基づいて、振幅信号を検出する信号検出回路であって、
   前記励振位相信号を生成する第１発振回路と、
   前記カンチレバーの変位信号と前記励振位相信号とから複素信号を生成する複素信号生成回路と、
   ベクトル演算により前記複素信号の偏角を算出するベクトル演算回路と、
   前記偏角と前記励振位相信号との位相比較を減算により行う減算式位相比較器とを備え、
   前記複素信号生成回路は、
   前記カンチレバーの変位信号と前記励振位相信号とを乗算する乗算回路と、
   前記乗算回路から出力された信号から直流成分を除去するハイパスフィルタとを有する
   ことを特徴とする信号検出回路。
4. 前記減算式位相比較器は、少なくとも位相差信号を出力する
   ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の信号検出回路。
5. 前記信号検出回路は、さらに、前記第１発振回路及び前記減算式位相比較器と共に位相ロックループ回路を形成するループフィルタを有し、
   前記位相ロックループ回路は、前記偏角と前記励振位相信号の位相差が所定の位相オフセットに一致するように前記第１発振回路を制御すると共に、位相ロックループにより得られ、前記カンチレバーの変位信号の周波数変化に応じた周波数信号を生成し、
   前記信号検出回路は、前記周波数信号を出力する
   ことを特徴とする請求項２に記載の信号検出回路。
6. 前記ベクトル演算回路は、前記複素信号の絶対値を前記カンチレバーの変位信号の振幅信号として算出し、
   前記信号検出回路は、前記振幅信号を出力する
   ことを特徴とする請求項３に記載の信号検出回路。
7. 前記信号検出回路は、前記第１発振回路で生成された前記励振位相信号の周波数を、前記ベクトル演算回路から出力された前記偏角の周波数に合わせるための乗算器を備える
   ことを特徴とする請求項２に記載の信号検出回路。
8. 前記信号検出回路は、前記第１発振回路と異なる第２発振回路を備え、
   前記第１発振回路は、前記ベクトル演算回路から出力された前記偏角の周波数と同じ周波数の前記励振位相信号を前記減算式位相比較器に出力し、
   前記第２発振回路は、前記カンチレバーの変位信号の周波数とほぼ等しい周波数の前記励振位相信号を、前記乗算器に出力する
   ことを特徴とする請求項２に記載の信号検出回路。
9. 請求項１〜８の少なくともいずれか１項に記載の信号検出回路と、
   試料の表面の情報を検出するプローブ体と、
   前記プローブ体を励振する励振部と、
   前記プローブ体の変位信号を検出するセンサと、
   前記プローブ体と前記試料の相互作用を一定に保つフィードバック制御を行うフィードバック回路と、を備え、
   前記信号検出回路は、
   前記センサで検出された前記変位信号を、前記カンチレバーの変位信号とし、
   前記励振位相信号に基づいて前記プローブ体を励振するための励振信号を生成して、前記励振信号を前記励振部に出力し、
   前記フィードバック回路は、前記信号検出回路からの出力信号に基づいて、前記フィードバック制御を行う
   ことを特徴とする走査型プローブ顕微鏡。

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