JP5545214B2 - 走査型プローブ顕微鏡 - Google Patents

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関連する出願

本出願では、２００８年８月２８日に日本国に出願された特許出願番号２００８−２１９４５６の利益を主張し、当該出願の内容は引用することによりここに組み込まれているものとする。

本発明は、走査型プローブ顕微鏡に関し、特に、プローブ体の励振制御及びプローブ体の振動振幅、位相及び周波数検出のための技術に関する。

走査型プローブ顕微鏡（ＳＰＭ）は、鋭くとがった探針（プローブ）を試料に対して近づけて、探針と試料の間に働く相互作用（トンネル電流や相互作用力など）を検出し、相互作用を一定に保つように探針−試料間の距離をフィードバック制御する。さらに、ＳＰＭは、フィードバック制御を維持した状態で、探針（または試料）を水平方向に走査する。これにより、探針（または試料）は、試料の凹凸をなぞるように上下する。そして、フィードバック走査の軌跡を水平位置に対して記録することにより、試料表面の凹凸像を得ることができる。

ＳＰＭの一つとして、原子間力顕微鏡（ＡＦＭ）が知られている。ＡＦＭは、探針と試料の間に働く相互作用力を検出し、相互作用力を一定に保つように探針−試料間の距離をフィードバック制御する。ＡＦＭは、鋭くとがった探針を先端に備えたカンチレバー（片持ち梁）を力検出器として用いる。探針を試料に近づけると、探針−試料間の相互作用力によりカンチレバーが変位する。この変位量から相互作用力を検出するタイプのＡＦＭは、コンタクトモードＡＦＭまたはスタティックモードＡＦＭと呼ばれる。

一方、カンチレバーをその共振周波数近傍の周波数で機械的に励振するタイプのＡＦＭは、ダイナミックＡＦＭと呼ばれる。ダイナミックＡＦＭは、探針−試料間相互作用力によって生じる振動振幅、周波数又は位相の変化から相互作用力を検出する。振幅、周波数及び位相を用いて相互作用力を検出するＡＦＭは、それぞれ、ＡＭ−ＡＦＭ、ＦＭ−ＡＦＭ及びＰＭ−ＡＦＭと呼ばれる。

従来のダイナミックモードＡＦＭは、例えば特開２００４−２２６２３７号公報に開示されている。この文献は、ＦＭ−ＡＦＭの一例を開示している。

図１は、ダイナミックモードＡＦＭの一般的構成を示している。ＡＦＭ１０１は、カンチレバー１０３、試料ステージ１０５、スキャナ１０７及び励振部１０９を備える。スキャナ１０７は例えばピエゾアクチュエータであり、試料ステージ１０５上の試料をＸＹＺ方向に移動して、試料とカンチレバー１０３を相対的に走査する。励振部１０９も例えばピエゾアクチュエータであり、カンチレバー１０３を励振する。アクチュエータ駆動のためのアンプ等は図から省略されている。

励振及び検出回路１１１は、励振制御機能と相互作用力の検出機能とをもつ回路である。励振及び検出回路１１１は、励振部１０９に励振信号を加えることによって、カンチレバー１０３を励振する。また、励振及び検出回路１１１は、センサ１１３により検出されるカンチレバー１０３の変位信号から、探針−試料間の相互作用量として振幅、周波数又は位相を検出する。検出値は、フィードバック信号としてフィードバック回路１１５に出力され、スキャナ１０７の垂直位置を制御するために用いられる。これにより、探針−試料間距離を一定に保つフィードバックループが構成される。

上記のように、本明細書では、励振制御回路及び相互作用検出回路として機能する回路を、「励振及び検出回路」と呼ぶ。励振及び検出回路の実装方法にはいくつかの種類がある。励振及び検出回路は、まず大きく、アナログ方式とデジタル方式に分けることができる。柔軟に仕様を変更でき、かつ、複雑な信号処理を実装できるので、現在ではデジタル方式が主に使われるようになってきた。

図２は、従来のデジタル方式の励振及び検出回路の実装例を示している。図２の構成は、ＡＭ−ＡＦＭ及びＰＭ−ＡＦＭに対応しており、励振信号を生成すると共に、振幅信号及び位相差信号を検出する。振幅信号はカンチレバーの振動振幅であり、位相差信号は、カンチレバーの励振信号と変位信号の位相差である。

図２に示すように、励振及び検出回路１２１は、ＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）１２３とロックインアンプ１２５を有する。ＤＤＳ１２３が励振制御回路に相当し、ロックインアンプ１２５が振幅及び位相差の検出回路に相当する。

図２において、ＤＤＳ１２３は、励振周波数ｆで変化する励振信号ｃｏｓ（２πｆｔ）を生成する。ＤＤＳ１２３は、位相に対する正弦波の出力値をルックアップテーブルの形式で保有している。ルックアップテーブルの離散的な値を補間することにより、正弦波の信号が得られる。この信号は、カンチレバーの励振信号として出力されるほか、デジタル回路で構成されたロックインアンプ１２５の参照信号としても利用される。

ロックインアンプ１２５は２相デジタルロックインアンプである。ロックインアンプ１２５には、カンチレバーの変位信号Ａｃｏｓ（２πｆｔ＋φ）が入力される。また、ロックインアンプ１２５には、上記のように参照信号として励振信号ｃｏｓ（２πｆｔ）が入力される。

参照信号は、９０°移相回路（例えばヒルベルト変換回路）および遅延回路へと入力され、それぞれｓｉｎ（２πｆｔ）、ｃｏｓ（２πｆｔ）へと変換される。これらの信号は、乗算回路及びＬＰＦ（ローパスフィルタ）を経て、それぞれＸ＝Ａｃｏｓ（φ）とＹ＝Ａｓｉｎ（φ）へと変換される。乗算回路が各信号を入力変位信号Ａｃｏｓ（２πｆｔ＋φ）と乗算し、ＬＰＦが高周波成分を除去する。

次に、ベクトル演算回路が、複素入力Ｘ＋ｊＹの絶対値Ｒ及び偏角θを計算する。絶対値Ｒは、（Ｘ^２＋Ｙ^２）^１／２であり、偏角θは、ｔａｎ^−１（Ｙ／Ｘ）である。絶対値Ｒは、変位信号の振幅Ａに相当し、偏角θは、励振信号に対する変位信号の位相差φに相当する。そこで、Ｒ及びθが、それぞれ振幅信号Ａ及び位相差信号φとして出力される。

図２の構成は、ＡＭ−ＡＦＭモード及びＰＭ−ＡＦＭモードに対応している。ＡＭ−ＡＦＭモードでは、振幅信号Ａがフィードバック信号として出力されて、フィードバック制御に用いられる。フィードバック制御は、振幅信号Ａが目標振幅と一致するように行われる。ＰＭ−ＡＦＭモードでは、位相差信号φがフィードバック信号として出力されて、フィードバック制御に用いられる。この場合、位相差信号φが目標位相差と一致するようにフィードバック制御が行われる。

次に、図３及び図４を参照し、ＦＭーＡＦＭのための励振及び検出回路の構成を説明する。図３は、ＦＭ−ＡＦＭの原理を説明するための図であり、カンチレバーの振幅及び位相の特性を示している。図３の上側のグラフにおいて、横軸は周波数であり、縦軸はカンチレバーの振幅である。下側のグラフでは、横軸が周波数であり、縦軸はカンチレバーの励振信号と変位信号の位相差である。

図３の上側のグラフに点線で示すように、カンチレバーの共振周波数ｆは、カンチレバーと試料の相互作用によって変化（シフト）する。図３においては、共振周波数の変化量がΔｆで示されている。また、下側のグラフに示すように、カンチレバーが共振周波数で振動しているときは、励振信号と変位信号の位相差φは、９０°である。そこで、ＦＭ−ＡＦＭは、位相差φの目標値を９０°に設定し、位相差φが目標値に一致するように励振信号を制御する。この励振制御は、位相ロックループ（ＰＬＬ）回路により実現され、相互作用でカンチレバーの共振周波数が変化しても、カンチレバーを共振周波数で振動させ続ける。上記の制御を行いながら、共振周波数変化Δｆが検出される。そして、共振周波数変化Δｆを一定に保つようにフィードバック制御が行われる。

図４は、ＦＭ−ＡＦＭに対応する励振及び検出回路の実装例を示しており、励振信号を生成すると共に、周波数信号を検出する。周波数信号は、上述したカンチレバーと試料の相互作用によるカンチレバーの共振周波数の変化を表す信号である。

図４に示すように、ＦＭ−ＡＦＭの励振及び検出回路１３１は、ＤＤＳ１３３及びロックインアンプ１３５（２相デジタルロックインアンプ）に加えて、比例積分（ＰＩ）制御回路１３７を有する。

ＤＤＳ１３３から出力された励振信号ｃｏｓ（２πｆｔ）は、ロックインアンプ１３５に参照信号として入力される。また、ロックインアンプ１３５には、カンチレバーの変位信号Ａｃｏｓ（２πｆｔ＋φ）が入力される。ロックインアンプ１３５は、図２のロックインアンプ１２５と同様の構成によって、励振信号と変位信号の位相差φを出力する。ここでは、ロックインアンプ１３５が乗算式位相比較器として機能し、変位信号の乗算による位相比較を行っている。

ロックインアンプ１３５で生成された位相差φは、ＰＩ制御回路１３７へと入力される。ＰＩ制御回路１３７は、入力された位相差φが、目標値φ０に一致するように、出力２πΔｆＴ（Ｔは、入出力信号のサンプリング周期）を制御する。この出力２πΔｆＴは、ＤＤＳ１３３へと入力され、ＤＤＳ１３３の出力信号（励振信号）ｃｏｓ（２πｆｔ）の周波数ｆを変化させる。周波数ｆは、ＤＤＳの自走周波数ｆ０（入力が０のときの発振周波数）を中心として、Δｆだけ変化する。

図４の構成では、ＤＤＳ１３３、ロックインアンプ１３５及びＰＩ制御回路１３７により位相ロックループ（ＰＬＬ）回路が構成されている。ＰＩ制御回路１３７は、ＰＬＬ回路のループフィルタとして機能する。ＰＬＬ回路は、変位信号と励振信号の周波数が一致するよう、すなわち、ｆ＝ｆ０＋Δｆになるように、励振信号の周波数ｆの値を変化させる。したがって、ＰＩ制御回路１３７の出力値は、変位信号の周波数変化に比例する。そこで、ＰＩ制御回路１３７の出力値が、周波数信号として出力される。

また、ＰＩ制御回路１３７の目標値φ０を変化させることにより、変位信号と励振信号の位相差を調整することができる。図３を用いて説明したように、ＦＭ−ＡＦＭでは、この目標位相差が９０°に設定される。これにより、位相差φが９０°に保たれ、カンチレバーが共振周波数で振動する。カンチレバーと試料の相互作用によって共振周波数が変化しても、カンチレバーは共振周波数で振動し続ける。周波数信号は、カンチレバーの共振周波数変化（シフト）Δｆを表す値になり、この周波数信号がフィードバック制御に用いられる。

以上に、従来のＡＦＭの励振及び検出回路について説明した。従来の回路構成には、下記のように改良の余地がある。

図２の従来技術では、ロックインアンプが乗算式位相比較器として機能しており、ロックインアンプの内部で、乗算により励振信号と変位信号の比較を行っている。これは、不要な高調波成分の発生を招く。より詳細には、ロックインアンプの乗算回路の出力は、入力信号の周波数の差の成分と、和の成分を含む。和の成分が不要な高調波成分になる。この高調波成分は、後段のＬＰＦでも完全に除去することはできない。このような残留高調波成分は、出力波形のひずみを生じさせるだけでなく、下記のようにフィードバック制御に悪影響を及ぼす。

ＡＦＭは、探針−試料間距離制御のフィードバックループを形成しており、図１に示すように励振及び検出回路はフィードバックループの中に存在している。ロックインアンプで高調波成分が混入した信号は、フィードバックループの中で用いられることになる。この場合、高調波成分が持つ周波数で発振が生じるのを避けるために、フィードバックゲインを小さい値に制限する必要がある。このことが、従来は、高速かつ安定したフィードバック制御の実現を妨げる要因になる。

図４に示されるＦＭ−ＡＦＭの回路構成でも、図２の回路と同様に、ロックインアンプが乗算式位相比較器として機能し、不要な高調波成分が生じる。特に、ＦＭ−ＡＦＭの場合、高調波成分は、フィードバックゲインを制限するだけでなく、ＰＬＬ回路においても不利に作用する。この点について下記に説明する。

図４のＦＭ−ＡＦＭの構成では、ロックインアンプがＰＬＬ回路の一部である。したがって、ロックインアンプ（乗算式位相比較器）は、不要な高周波成分を、ＰＬＬ回路のループ内で発生する。この高調波成分は後段のＬＰＦでも完全に除去することはできない。特に、このＬＰＦはＰＬＬのループ内に存在するので、ＰＬＬの応答特性と独立にＬＰＦの設計をすることができないという制約もある。そのため、高調波成分の除去はＡＭ−ＡＦＭ及びＰＭ−ＡＦＭの場合よりもさらに困難なものとなる。この残留高周波成分は、ＰＬＬのゲインを大きくした場合に、残留高調波成分の周波数でＰＬＬ回路を発振させる。そのため、従来はＰＬＬのゲインが制限され、高速かつ安定した周波数検出ができない。

このように、ＦＭ−ＡＦＭの場合、高調波成分がＡＦＭ全体のフィードバックゲインを制限するという問題に加えて、ＰＬＬのゲインをも制限するという問題がある。

本発明は、上記背景の下でなされたものである。本発明の一の目的は、探針−試料間の相互作用の検出にて高調波成分が生じるのを回避でき、高調波成分に起因する問題を避けることができる走査型プローブ顕微鏡を提供することにある。

本発明の一の目的は、高調波成分が生じるのを避けることにより、探針−試料間距離のフィードバック制御におけるフィードバックゲインを大きくでき、高速で安定した走査型プローブ顕微鏡を提供することにある。

本発明の一の目的は、高調波成分が生じるのを避けることにより、ＰＬＬのゲインを大きくでき、より高速なＰＬＬ回路を備えられる走査型プローブ顕微鏡を提供することにある。

本発明の一態様の走査型プローブ顕微鏡は、プローブ体と、プローブ体を励振する励振部と、プローブ体の変位信号を検出するセンサと、プローブ体と試料の相互作用を一定に保つフィードバック制御を行うフィードバック回路と、励振部による励振を制御する励振信号を生成すると共に、変位信号に基づいて相互作用を表す相互作用量をフィードバック制御のために検出する励振及び検出回路とを備え、励振及び検出回路は、励振信号の位相を表す励振位相信号を生成する発振回路と、励振位相信号に基づいて励振信号を生成する励振信号生成回路と、変位信号に基づいて複素信号を生成する複素信号生成回路と、ベクトル演算により複素信号の偏角を計算するベクトル演算回路と、偏角及び励振位相信号の位相比較を減算により行う減算式位相比較器とを有し、減算式位相比較器を用いて得られる相互作用量の信号をフィードバック回路に供給する。

本発明の一態様の走査型プローブ顕微鏡は、プローブ体と、プローブ体を励振する励振部と、プローブ体の変位信号を検出するセンサと、プローブ体と試料の相互作用に応じて変化する励振信号と変位信号の位相差を一定に保つフィードバック制御を行うフィードバック回路と、励振部による励振を制御する励振信号を生成すると共に、変位信号に基づいて位相差を表す位相差信号をフィードバック制御のために検出する励振及び検出回路とを備え、励振及び検出回路は、励振信号の位相を表す励振位相信号を生成する発振回路と、励振位相信号に基づいて励振信号を生成する励振信号生成回路と、変位信号に基づいて複素信号を生成する複素信号生成回路と、ベクトル演算により複素信号の偏角を計算するベクトル演算回路と、偏角及び励振位相信号の位相比較を減算により行って位相差信号を生成する減算式位相比較器とを有する。

本発明の一態様の走査型プローブ顕微鏡は、プローブ体と、プローブ体を励振する励振部と、プローブ体の変位信号を検出するセンサと、プローブ体と試料の相互作用に応じた変位信号の周波数変化を一定に保つフィードバック制御を行うフィードバック回路と、励振部による励振を制御する励振信号を生成すると共に、変位信号に基づいて周波数変化を表す周波数信号をフィードバック制御のために検出する励振及び検出回路とを備え、励振及び検出回路は、励振信号の位相を表す励振位相信号を生成する発振回路と、励振位相信号に基づいて励振信号を生成する励振信号生成回路と、変位信号に基づいて複素信号を生成する複素信号生成回路と、ベクトル演算により複素信号の偏角を計算するベクトル演算回路と、偏角と励振位相信号及び所定の位相オフセットとの位相比較を減算により行う減算式位相比較器と、発振回路及び減算式位相比較器と共に位相ロックループ回路を形成するループフィルタとを有し、位相ロックループ回路は、偏角と励振位相信号の位相差が所定の位相オフセットに一致するように発振回路を制御し、励振及び検出回路は、位相ロックループにより得られる周波数信号をフィードバック回路に供給する。

本発明の一態様の走査型プローブ顕微鏡は、プローブ体と、プローブ体を励振する励振部と、プローブ体の変位信号を検出するセンサと、プローブ体と試料の相互作用に応じて変化する変位信号の振幅を一定に保つフィードバック制御を行うフィードバック回路と、励振部による励振を制御する励振信号を生成すると共に、変位信号に基づいて振幅を表す振幅信号をフィードバック制御のために検出する励振及び検出回路とを備え、励振及び検出回路は、励振信号の位相を表す励振位相信号を生成する発振回路と、励振位相信号に基づいて励振信号を生成する励振信号生成回路と、変位信号に基づいて複素信号を生成する複素信号生成回路と、複素信号の絶対値を変位信号の振幅信号として計算するベクトル演算回路とを有する。

本発明の一態様は、プローブ体の励振を励振信号によって制御し、プローブ体の変位信号を検出し、変位信号に基づいてプローブ体と試料の相互作用を一定に保つフィードバック制御を行う走査型プローブ顕微鏡の制御方法であって、励振信号の位相を表す励振位相信号を生成し、励振位相信号に基づいて励振信号を生成し、変位信号に基づいて複素信号を生成し、ベクトル演算により複素信号の偏角を計算し、偏角と励振位相信号を減算式位相比較器にて処理し、減算式位相比較器を用いて得られ、相互作用を表す相互作用量を用いてフィードバック制御を行う。

本発明は、探針−試料間の相互作用の検出にて高調波成分が生じるのを回避でき、高調波成分に起因する問題を避けることができる。

本発明一の利点は、高調波成分が生じるのを避けることにより、探針−試料間距離のフィードバック制御におけるフィードバックゲインを大きくでき、高速で安定した走査型プローブ顕微鏡を提供できることである。

本発明の一の利点は、高調波成分が生じるのを避けることにより、ＰＬＬのゲインを大きくでき、より高速なＰＬＬ回路を備えた走査型プローブ顕微鏡を提供できることである。

以下に説明するように、本発明には他の態様が存在する。したがって、この発明の開示は、本発明の一部の態様の提供を意図しており、ここで記述され請求される発明の範囲を制限することは意図していない。

図１は、ダイナミックＡＦＭの一般的な構成を示す図である。 図２は、従来のＡＭ−ＡＦＭ及びＰＭ−ＡＦＭに用いられる励振及び検出回路を示す図である。 図３は、ＦＭ−ＡＦＭの原理を示す図である。 図４は、従来のＦＭ−ＡＦＭに用いられる励振及び検出回路を示す図である。 図５は、本発明の実施の形態に係るＡＦＭの全体構成を示す図である。 図６は、本実施の形態におけるＡＭ−ＡＦＭ及びＰＭ−ＡＦＭ用の励振及び検出回路を示す図である。 図７は、本実施の形態におけるＦＭ−ＡＦＭ用の励振及び検出回路を示す図である。 図８は、発振回路で生成される励振位相信号と励振信号生成回路で生成される励振信号を示す図である。 図９は、本実施の形態に係るＦＭ−ＡＦＭ用の回路における復調信号振幅／位相−変調周波数特性の測定結果を示す図である。

以下に本発明の詳細な説明を述べる。以下の詳細な説明と添付の図面は発明を限定するものではない。代わりに、発明の範囲は添付の請求の範囲により規定される。

本発明の走査型プローブ顕微鏡（ＳＰＭ）では、上述したように、励振及び検出回路が、減算式位相比較器を備えており、減算式位相比較器を用いて相互作用量が得られ、その相互作用量がフィードバック制御に用いられる。励振及び検出回路が、相互作用量の検出のために乗算式位相比較器による乗算を行っておらず、乗算による高調波成分が発生しない。したがって、高調波成分に起因する問題を避けることができる。

また、減算式位相比較器は、偏角を励振位相信号と比較することにより、励振信号と変位信号の位相差信号を生成してよく、励振及び検出回路は、相互作用量として位相差信号をフィードバック回路に供給してよい。

この構成では、減算式位相比較器により位相差信号が生成される。乗算式位相比較が用いられず、高調波成分が発生しないので、探針−試料間距離のフィードバック制御におけるフィードバックゲインを大きくでき、高速で安定したＳＰＭを提供できる。この構成は、例えば、ＰＭ−ＡＦＭに適している。

また、励振及び検出回路は、発振回路及び減算式位相比較器と共に位相ロックループ回路を形成するループフィルタを有してよく、位相ロックループ回路は、偏角と励振位相信号の位相差が所定の位相オフセットに一致するように発振回路を制御すると共に、位相ロックループにより得られ、変位信号の周波数変化を表す周波数信号を生成してよく、励振及び検出回路は、相互作用量として周波数信号をフィードバック回路に供給してよい。減算式位相比較器は、偏角を励振位相信号及び位相オフセットと減算により比較してよく、ループフィルタは、減算式位相比較器の出力に基づき周波数信号を生成してよく、周波数信号が発振回路にて使われると共に、フィードバック制御に使われてよい。

この構成では、減算式位相比較器を含む位相ロックループ（ＰＬＬ）回路により周波数信号が生成される。乗算式位相比較による高調波成分が発生しないので、探針−試料間距離のフィードバック制御におけるフィードバックゲインを大きくでき、高速で安定したＳＰＭを提供することができる。さらには、ＰＬＬ回路のループゲインを大きくすることができ、より高速なＰＬＬ回路を備えたＳＰＭを提供できる。この構成は、例えば、ＦＭ−ＡＦＭに適している。

また、ベクトル演算回路は、複素信号の絶対値を変位信号の振幅信号として計算してよく、励振及び検出回路は、相互作用量として振幅信号をフィードバック回路に供給してよい。

この構成では、振幅信号が、乗算式位相比較器を使わずに生成される。したがって、探針−試料間距離のフィードバック制御におけるフィードバックゲインを大きくでき、高速で安定したＳＰＭを提供することができる。この構成は、例えば、ＡＭ−ＡＦＭに適している。

また、本発明のＳＰＭは、励振及び検出回路の処理前に変位信号の周波数を変換する第１の周波数変換回路と、励振及び検出回路にて生成される励振信号の周波数を変換する第２の周波数変換回路とを有してよく、第２の周波数変換回路は、第１の周波数変換回路と逆の変換を行ってよい。第１の周波数変換回路を処理前変換回路、第２の周波数変換回路を励振周波数変換回路と呼んでよい。

この構成では、励振及び検出回路の処理前に変位信号の周波数が変換される。そして、励振信号に対して、処理前と逆の周波数変換が行われる。したがって、より広い範囲の共振周波数を持つプローブ体に対して励振及び検出回路を適用することができる。

以下、本発明の好適な実施の形態について、図面を参照して説明する。

本実施の形態では、走査型プローブ顕微鏡（ＳＰＭ）が、原子間力顕微鏡（ＡＦＭ）である。しかし、本発明はＡＦＭに限定されない。他の種類のＳＰＭに本発明が適用されてよい。

また、プローブ体（probe device）とは、ＳＰＭで使われ、探針（プローブ）を含む部品である。本実施の形態では、カンチレバーが探針を備えており、プローブ体に相当する。ただし、カンチレバーのようなプローブ支持体によって探針が支持されないＳＰＭも知られている。このようなＳＰＭにおいては、探針（プローブ）が単独でプローブ体に相当する。例えば、近接場光学顕微鏡（ＳＮＯＭ）では、先端の尖った光ファイバーが探針であり、単独で用いられる。この場合、光ファイバーの探針がプローブ体に相当する。

図５は、ＡＦＭの全体的な構成を示している。以下に説明するように、本実施の形態では、ＡＦＭ１が、ＡＭ−ＡＦＭモード、ＰＭ−ＡＦＭモード及びＦＭ−ＡＦＭモードで使用可能に構成されており、そして、探針と試料の相互作用量として、振幅信号、位相差信号及び周波数信号を検出可能に構成されている。振幅信号、位相差信号及び周波数信号は、それぞれ、ＡＭ−ＡＦＭモード、ＰＭ−ＡＦＭモード及びＦＭ−ＡＦＭモードにてフィードバック制御のために用いられる。

図５に示すように、ＡＦＭ１は、試料を保持する試料ステージ３と、試料に近接して配置されるカンチレバー５とを有する。また、ＡＦＭ１は、スキャナ７、励振部９、センサ１１、励振及び検出回路１３、アンプ１５、フィードバック回路１７及び高圧アンプ１９を有する。更に、ＡＦＭ１は、ＡＦＭ全体を制御するコンピュータ２１と、モニタ２３とを有する。

試料ステージ３は、スキャナ７に取り付けられている。スキャナ７は、アクチュエータとしてピエゾ素子（圧電素子）を有するピエゾスキャナであり、試料ステージ３をＸ、Ｙ、Ｚ方向に動かして、試料をカンチレバー５に対して相対的に走査する。ＸＹ方向は、水平面上で直交する方向である。Ｚ方向は鉛直方向であり、試料の凹凸方向（高さ方向）である。カンチレバー５（プローブ体）は、シリコン製であり、自由端に探針（プローブ）を有している。カンチレバー５は、励振部９により励振される。励振部９は、ピエゾ素子で構成されたアクチュエータである。ただし、スキャナ７及び励振部９はピエゾアクチュエータに限定されない。例えば、磁気又は光を用いた構成も走査及び励振に適用可能である。

センサ１１は、カンチレバー５の変位を検出する。典型的には、センサ１１は、レーザユニットと共に光てこ式の変位センサとして機能する。レーザ光は、レーザユニットから照射され、カンチレバー５で反射してセンサ１１に到達する。センサ１１は、フォトダイオードで構成された分割ダイオードセンサであり、カンチレバー５の変位を表す変位信号を出力する。レーザ光の受光位置が変位信号として好適に検出される。変位信号は、励振及び検出回路１３に入力される。図では、センサに関連したレンズ等の光学系の構成は省略されている。

励振及び検出回路１３は、ＤＳＰ等で構成されるデジタル回路である。励振及び検出回路１３は、励振制御回路と相互作用検出回路を合わせた構成に相当し、カンチレバー５の励振制御機能と、探針−試料間の相互作用量の検出機能とを有している。本発明の特徴的な構成は、後述するように、励振及び検出回路１３に設けられる。

励振及び検出回路１３は、カンチレバー５を励振するための励振信号を生成及び出力することにより、励振制御を行う。励振信号がアンプ１５で増幅されて、励振部９に供給される。そして、励振部９が励振信号に応じてカンチレバー５を励振する。

また、励振及び検出回路１３は、探針−試料間の相互作用量を、センサ１１から入力される変位信号に基づいて検出する。相互作用量は、カンチレバー５と試料の相互作用の大きさを表すパラメータである。励振及び検出回路１３は、相互作用量の信号として、振幅信号、位相差信号及び周波数信号を検出可能に構成されている。励振及び検出回路１３は、コンピュータ１３の制御下で、これら３種の信号の一つをフィードバック信号としてフィードバック回路１７に出力する。ただし、本発明の範囲内で、励振及び検出回路１３は、上記３種の信号の少なくとも一つを生成及び出力するように構成されてよい。

フィードバック回路１７は、励振及び検出回路１３から入力されるフィードバック信号に基づいてフィードバック制御を行う。フィードバック制御は、フィードバック信号が一定になるようにスキャナ７をＺ方向に駆動することにより、カンチレバー５と試料の相互作用を一定に保つ制御である。フィードバック制御により、試料とカンチレバー５の距離も一定に保たれる。このようなＺ方向のフィードバック制御は、Ｚ走査ともいわれる。

フィードバック回路１７は、例えばＰＩ制御回路で構成されており、予め設定された目標値とフィードバック信号が一致するようにＺ方向の操作信号を生成する。この操作信号は、スキャナ７をＺ方向に駆動するための制御信号であり、高圧アンプ１９に供給され、スキャナ駆動に使用される。スキャナ７が操作信号に従って試料ステージ３をＺ方向に動かし、その結果、試料とカンチレバー５の相互作用が一定に保たれる。

コンピュータ２１は、ＡＦＭ１の全体を制御する。コンピュータ２１は、例えばパーソナルコンピュータであってよく、ＡＦＭ制御用のボードがコンピュータ２１に搭載されてよく、このボードに励振及び検出回路１３が搭載されてよい。

コンピュータ２１は、ＡＦＭ１の動作モードを、ＡＭ−ＡＦＭモード、ＰＭ−ＡＦＭモード又はＦＭ−ＡＦＭモードの間で切替可能である。

ＡＭ−ＡＦＭモードでは、コンピュータ２１は、励振及び検出回路１３に振幅信号を出力させる。また、コンピュータ２１は、フィードバック回路１７に振幅目標値を供給し、ＡＭ−ＡＦＭに適応したフィードバック制御を行わせる。

同様に、ＰＭ−ＡＦＭモードでは、コンピュータ２１は、励振及び検出回路１３に位相差信号を出力させる。また、コンピュータ２１は、フィードバック回路１７に位相差目標値を供給し、ＰＭ−ＡＦＭに適応したフィードバック制御を行わせる。

さらに、ＦＭ−ＡＦＭモードでは、コンピュータ２１は、励振及び検出回路１３に周波数信号を出力させる。また、コンピュータ２１は、フィードバック回路１７に周波数信号の目標値を供給し、ＦＭ−ＡＦＭに適応したフィードバック制御を行わせる。

また、コンピュータ２１は、高圧アンプ１９を介してスキャナ７を制御し、ＸＹ方向の走査を行わせる。また、コンピュータ２１は、ユーザインターフェース機能も提供する。ユーザの各種の指示がコンピュータ２１に入力され、コンピュータ２１はユーザの入力に従ってＡＦＭ１を制御する。動作モードの指示もユーザにより入力される。さらに、コンピュータ２１は、試料表面の画像を生成してモニタ２３に出力する。

次に、ＡＦＭ１の全体的な動作を説明する。スキャナ７は、コンピュータ２１により制御されて、ＸＹ方向に試料ステージ３を走査する。ＸＹ方向の走査中、励振及び検出回路１３は、アンプ１５を介して励振部９に励振信号を供給することにより、カンチレバー５を共振周波数またはその近傍の周波数で振動させる。

ＸＹ方向の走査中、カンチレバー５の変位がセンサ１１により検出される。そして、センサ１１の検出信号が励振及び検出回路１３で処理されて、振幅信号、位相差信号又は周波数信号が、フィードバック信号としてフィードバック回路１７に供給される。フィードバック回路１７は、フィードバック信号を一定に保つようにスキャナ７をＺ方向に駆動する操作信号を生成する。スキャナ７は操作信号に従って試料ステージ３をＺ方向に移動させる。こうしてフィードバック信号が一定に保たれ、カンチレバー５と試料の距離も一定に保たれる。

このようにして、カンチレバー５と試料の距離を一定に保ちながら、ＸＹ走査が行われる。フィードバック制御におけるＺ方向の操作信号は、コンピュータ２１にも供給される。このＺ方向の操作信号は、試料のＺ方向の高さに対応している。また、試料上のＸＹ方向の位置は、コンピュータ２１により制御されている。コンピュータ２１は、ＸＹ走査の制御データと、入力されるＺ方向の操作信号とに基づいて、試料表面の画像を生成してモニタ２３に表示する。３次元画像が好適に生成され、表示される。

以上に、ＡＦＭ１の全体的な構成と動作について説明した。上述のＡＦＭ１では、センサ１１、励振及び検出回路１３、フィードバック回路１７等の構成により、探針−試料間距離制御のフィードバックループが構成されている。

次に、図６及び図７を参照し、本発明の特徴的な構成である励振及び検出回路１３について説明する。図６は、ＡＭ−ＡＦＭモード及びＰＭ−ＡＦＭモードでＡＦＭ１を動作させるための構成であり、振幅信号及び位相差信号を生成する。図７は、ＦＭ−ＡＦＭモードでＡＦＭ１を動作させるための回路であり、周波数信号を生成する。本実施の形態では、図６及び図７の両方の構成が、励振及び検出回路１３に備えられる。そして、コンピュータ２１の制御下で、動作モードに応じて振幅信号、位相差信号及び周波数信号の一つを出力するように、励振及び検出回路１３の出力が切り替えられる。

まず、図６を参照し、ＡＭ−ＡＦＭモード及びＰＭ−ＡＦＭモードのための回路を説明する。図６に示すように、励振及び検出回路１３は、励振信号の位相を表す励振位相信号を生成する発振回路３１と、励振位相信号から励振信号を生成する励振信号生成回路３３と、変位信号から複素信号を生成する複素信号生成回路３５と、ベクトル演算により複素信号の絶対値及び偏角を計算するベクトル演算回路３７と、偏角及び励振位相信号の位相比較を減算により行う減算式位相比較器３９とを有する。

発振回路３１は、励振周波数ｆで変化する励振位相信号２πｆｔを生成する。励振位相信号は、励振信号の位相を表す信号であり、励振信号生成回路３３及び減算式位相比較器３９に入力される。励振信号生成回路３３は、励振位相信号２πｆｔを励振信号ｃｏｓ（２πｆｔ）へと変換する。図８は、発振回路３１で生成される励振位相信号２πｆｔと、励振信号生成回路３３で生成される励振信号ｃｏｓ（２πｆｔ）を示している。

発振回路３１及び励振信号生成回路３３についてより詳細に説明する。発振回路３１は、デジタルＶＣＯ（電圧制御発振器）で構成されている。発振回路３１には、信号２πｆＴが入力される。Ｔはサンプリング周期である。図６の回路に示されるように、デジタルＶＣＯは入力２πｆＴを累積するループ４１を有しており、信号が順次加算され、増大する。この信号は、モジュロ演算回路４３により処理される。モジュロ演算回路４３は、入力値をπで除算して、余りを出力する。モジュロ演算回路４３により、出力範囲が[−π，π]へと制限される。その結果、図８の上部に示されるように、励振位相信号２πｆｔは、−πからπへの直線状の増加を周期的に繰り返す波形を有する。

励振信号生成回路３３は、余弦関数回路で構成されている。励振及び検出回路１３は、位相に対する正弦波の出力値をルックアップテーブルの形式で保有している。ルックアップテーブルが励振信号生成回路３３により参照されて、テーブルの離散的な値が補間され、励振信号ｃｏｓ（２πｆｔ）が得られる。その結果、図８に示されるように、励振信号ｃｏｓ（２πｆｔ）は、位相が励振位相信号２πｆｔに相当する余弦波信号になる。

図６に戻り、複素信号生成回路３５は、遅延回路４５及び９０°移相回路４７（例えばヒルベルト変換回路）を有する。カンチレバー５の変位信号Ａｃｏｓ（２πｆｔ＋φ）は、遅延回路４５及び９０°移相回路４７の双方に入力される。９０°移相回路４７は、９０°位相を遅らせた信号Ｙ＝Ａｓｉｎ（２πｆｔ＋φ）を出力する。遅延回路４５は、９０°移相回路４７と同じ時間だけ遅延した信号Ｘ＝Ａｃｏｓ（２πｆｔ＋φ）を出力する。これら信号Ｘ、Ｙが複素信号に相当する。

複素信号Ｘ、Ｙは、ベクトル演算回路３７に入力される。ベクトル演算回路３７は、複素信号Ｘ＋ｊＹの絶対値Ｒと偏角θを計算及び出力する。絶対値Ｒは、（Ｘ^２＋Ｙ^２）^１／２であり、偏角θは、ｔａｎ^−１（Ｙ／Ｘ）である。絶対値Ｒは、変位信号の振幅Ａであり、そのまま振幅信号として出力される。

一方、偏角θは、減算式位相比較器３９へと入力される。また、減算式位相比較器３９は、発振回路３１から励振位相信号２πｆｔを入力される。減算式位相比較器３９では、偏角θが励振位相信号２πｆｔと減算により比較される。より詳細には、図示のように、減算式位相比較器３９が減算回路４９及びモジュロ演算回路５１を有する。減算回路４９が、偏角θと励振位相信号２πｆｔにおける位相の差を求める（φ＝θ−２πｆｔ）。さらに、減算回路４９の出力は、モジュロ演算回路５１により処理される。モジュロ演算回路５１は、入力値をπで除算して、余りを出力することにより、出力範囲を[−π，π]へと制限する。

このようにして、減算式位相比較器３９は、偏角θと励振位相信号２πｆｔに対して、減算による位相比較を行う。減算式位相比較器３９の比較結果は、励振信号と変位信号の位相差φに相当し、位相差信号として出力される。

次に、ＦＭ−ＡＦＭモードについて説明する。ここでは、図７の回路構成の説明の前に、図３を再び参照して、ＦＭ−ＡＦＭの原理を簡単に繰り返しておく。図３に示されるように、カンチレバーの共振周波数ｆは、カンチレバーと試料の相互作用により変化する（上側のグラフのΔｆ）。また、カンチレバーが共振周波数で振動するときは、励振信号と変位信号の位相差φが９０°である（下側のグラフ）。そこで、ＦＭ−ＡＦＭは、位相ロックループ（ＰＬＬ）回路を用いて、位相差φが目標値φ０＝９０°に一致するように励振信号を制御する。励振制御を行いながら、共振周波数変化Δｆが検出される。そして、共振周波数変化Δｆを一定に保つようにフィードバック制御が行われる。このようなＦＭ−ＡＦＭの原理を踏まえ、図７の回路構成を説明する。

図７に示すように、励振及び検出回路１３は、概略的には、励振信号の位相を表す励振位相信号を生成する発振回路６１と、励振位相信号から励振信号を生成する励振信号生成回路６３と、変位信号から複素信号を生成する複素信号生成回路６５と、ベクトル演算により複素信号の偏角を計算するベクトル演算回路６７と、減算式位相比較器６９と、減算式位相比較器６９の出力に基づいて発振回路６１を制御するループフィルタ７１とを有する。発振回路６１、減算式位相比較器６９及びループフィルタ７１はＰＬＬ回路を構成している。ＰＬＬ回路は、偏角と励振位相信号の差が所定の位相オフセット（位相差目標値）に一致するように発振回路６１を制御すると共に、ＰＬＬ制御により得られ、変位信号の周波数変化を表す周波数信号を生成する。したがって、上記構成によりＦＭ−ＡＦＭの励振制御と周波数検出が実現される。以下、図７の構成についてさらに詳細に説明する。

図７の複素信号生成回路６５は、図６の複素信号生成回路３５と同様の構成である。複素信号生成回路６５は、遅延回路８１及び９０°移相回路８３を有する。カンチレバー５の変位信号Ａｃｏｓ（２πｆｔ＋φ）は、遅延回路８１及び９０°移相回路８３の双方に入力される。９０°移相回路８３は、９０°位相を遅らせた信号Ｙ＝Ａｓｉｎ（２πｆｔ＋φ）を出力する。遅延回路８１は、９０°移相回路８３と同じ時間だけ遅延した信号Ｘ＝Ａｃｏｓ（２πｆｔ＋φ）を出力する。これら信号Ｘ、Ｙが複素信号に相当する。

複素信号Ｘ、Ｙは、ベクトル演算回路６７に入力される。ベクトル演算回路６７は、複素信号Ｘ＋ｊＹの偏角θを計算及び出力する。偏角θは、ｔａｎ^−１（Ｙ／Ｘ）である。ベクトル演算回路６７は、図６のベクトル演算回路３７と同様の構成であるが、ＦＭ−ＡＦＭに必要な偏角θのみを計算している。ただし、本発明の範囲内で、ベクトル演算回路６７が複素信号の絶対値も計算してよいことはもちろんである。

偏角θは、ベクトル演算回路６７から減算式位相比較器６９へ入力される。減算式位相比較器６９には、さらに、発振回路６１から励振位相信号２πｆｔが入力され、また、位相オフセットφ０が入力される。位相オフセットφ０は、既に説明した通り、励振信号と変位信号の位相差の目標値であり、９０°に設定される。

減算式位相比較器６９は、偏角θと、励振位相信号２πｆｔ及び位相オフセットφ０との位相比較を減算により行う。偏角θから励振位相信号２πｆｔを減算した値は、励振信号と変位信号の位相差φに相当する（φ＝θ−２πｆｔ）。減算式位相比較器６９は、位相差φからさらに位相オフセットφ０を減算した値Δφを求める（Δφ＝θ−２πｆｔ−φ０＝φ−φ０）。したがって、比較器出力Δφは、位相差φと位相オフセットφ０の差を表す。

比較器出力Δφはループフィルタ７１に入力される。ループフィルタ７１は、出力２πΔｆＴを発振回路６１へ送る（Ｔは入出力信号のサンプリング周期）。ループフィルタ７１は、比較器出力Δφがゼロになるように出力２πΔｆＴを調整する。発振回路６１は、入力２πΔｆＴの変化に応じて、出力である励振位相信号２πｆｔの発信周波数ｆを変化させる。発振周波数ｆは、自走周波数ｆ０（入力が０のときの発振周波数）に対してΔｆだけ変化する。

図７の構成では、発振回路６１、減算式位相比較器６９及びループフィルタ７１によりＰＬＬ回路が構成されている。そして、変位信号と励振信号の周波数が一致するよう、すなわち、ｆ＝ｆ０＋Δｆとなるよう、Δｆの値が変化する。したがって、ループフィルタ７１の出力値２πΔｆｔは、変位信号の周波数変化に比例する。この信号が、周波数信号として出力される。

また、位相オフセットφ０の値を変化させることにより、変位信号と励振信号の位相差を調整することができる。図３を参照して説明したように、ＦＭ−ＡＦＭでは、位相オフセットφ０が９０°に設定される。これにより、位相差φが９０°に保たれ、カンチレバーが共振周波数で振動する。カンチレバーと試料の相互作用によって共振周波数が変化しても、カンチレバーは共振周波数で振動し続ける。したがって、周波数信号は、カンチレバーの共振周波数変化（シフト）Δｆを表す値になり、この周波数信号がフィードバック制御に用いられる。

図７の減算式位相比較器６９、ループフィルタ７１、発振回路６１及び励振信号生成回路６３についてより詳細を説明する。減算式位相比較器６９は、減算回路８５及びモジュロ演算回路８７を有する。減算回路８５は、減算による位相比較を行い、偏角θから励振位相信号２πｆｔ及び位相オフセットφ０を引いた値を求める。減算結果はモジュロ演算回路８７に入力される。モジュロ演算回路８７は、入力値をπで除算して、余りを出力し、これにより、比較器出力Δφの範囲を[−π，π]へと制限する。

ループフィルタ７１は、上述にて説明したように、比較器出力Δφがゼロになるように、出力２πΔｆＴを制御する。この制御を実現するために、ループフィルタ７１は、比較器出力Δφにゲインを掛けた値と（符号８９）、比較器出力Δφの積分値にゲインを掛けた値（符号９１）を生成し、これらの値を加算器９３にて加算する。上記において、比較器出力Δφは、位相差φと位相オフセットφ０の差を表している。ループフィルタ７１は、比較器出力Δφをゼロにするように比例及び積分の処理を行っている。したがって、減算式位相比較器６９とループフィルタ７１が、ＰＩ制御回路として機能し、位相差φを位相オフセットφ０と一致させているといえる。そして、ループフィルタ７１の出力２πΔｆＴが、変位信号の周波数変化に比例しており、周波数信号として用いられる。

発振回路６１はデジタルＶＣＯ（電圧制御発振器）で構成されている。発振回路６１には、自走周波数ｆ０に対応する信号２πｆ０Ｔが入力され、またループフィルタ７１の出力２πΔｆｔが入力される。２πｆ０ｔと２πΔｆｔが加算器９５で加算されて、加算器９５の出力がループ９７にて累積される。この累積信号は、モジュロ演算回路９９により処理される。モジュロ演算回路９９は、入力値をπで除算して、余りを出力し、これにより、出力範囲を[−π，π]へと制限する。

発振回路６１の出力である励振位相信号２πｆｔは、図８で示したように、−πからπへの直線状の増加を周期的に繰り返す波形を有する。ただし、周波数ｆが、ｆ０＋Δｆになる。励振位相信号２πｆｔ（＝２π（ｆ０＋Δｆ）ｔ）は、減算式位相比較器６９及び励振信号生成回路６３に供給される。励振信号生成回路６３は、図６の励振信号生成回路３３と同様の構成であり、余弦関数回路である。励振信号生成回路６３は、位相に対する正弦波の出力値を規定するルックアップテーブルを参照し、テーブルの離散的な値を補間し、励振信号ｃｏｓ（２πｆｔ）を生成する。

以上に図６及び図７を参照し、本発明の特徴的な構成を説明した。次に、本発明の構成を従来技術と比較し、相違点を説明する。まず、図６の回路を図２の従来技術の回路と比較する。図２の従来技術は、変位信号から複素信号を生成するときに、励振信号を参照信号として用いて、励振信号の位相成分を除去している。この処理において乗算が行われる。

本発明は、励振信号を参照信号として用いることなく、変位信号から複素信号を直接生成し、複素信号をベクトル演算により処理する。この場合でも、複素信号の絶対値は、そのまま振幅信号として利用できる。

また、励振信号の位相成分が複素信号から除去されていないので、ベクトル演算結果の偏角は、変位信号と励振信号との位相差だけでなく、励振信号の位相をもいまだに含んでいる。励振信号の位相は、発振回路１３の励振位相信号の位相に相当する。そこで、本発明は、減算式位相比較器３９を使って、偏角と励振位相信号の減算比較を行い、偏角から励振信号の位相を除去する。減算処理により、変位信号と励振信号の位相差φが残る。

本発明の処理は、上記のように複素信号の生成の際に乗算が行われないので、乗算を必要とする従来技術と比べて有利である。既に説明したように、従来技術では、変位信号と励振信号の乗算の時に、不要な高調波成分が生じる。この高調波成分混入した信号が、ＡＦＭの探針−試料間距離制御のフィードバックループ内で処理される。この場合、高調波成分が持つ周波数で発振が生じるのを避けるために、フィードバックゲインを小さい値に制限する必要がある。このことが、従来は、高速かつ安定したフィードバック制御を実現を妨げる要因になる。これに対して、本発明の構成では、乗算の代わりに、減算式位相比較器３９にて位相比較が行われる。したがって、フィードバックゲインを大きくして、高速かつ安定したフィードバック制御を実現できる。

図７の回路も、図６の回路と同様に、減算式位相比較器を用いることにより、乗算を廃止しており、乗算により生じる高周波成分の問題を回避できる。特に、ＦＭ−ＡＦＭの場合、Ｚ走査のフィードバックゲインを大きくできるだけでなく、ＰＬＬ回路にとっても有利である。この点について下記に更に説明する。

ＡＭ−ＡＦＭ及びＰＭ−ＡＦＭと異なり、ＦＭ−ＡＦＭ用の回路ではＰＬＬ回路が用いられる。従来技術では、高周波成分がＰＬＬ回路のループ内で発生する。この高調波成分はＬＰＦでも完全に除去することはできない。特に、ＬＰＦはＰＬＬ内に存在するので、ＰＬＬの応答特性と独立にＬＰＦの設計をすることができないという制約もある。そのため、高調波成分の除去はＡＭ−ＡＦＭ及びＰＭ−ＡＦＭの場合よりもさらに困難なものとなる。この残留高周波成分は、ＰＬＬのゲインを大きくした場合に、残留高調波成分の周波数でＰＬＬ回路を発振させる。そのため、従来はＰＬＬのゲインが制限され、高速かつ安定した周波数検出ができない。一方、本発明では、高周波成分が生じないので、より高速なＰＬＬ回路を構成することができ、高速かつ安定した周波数検出ができる。

図９は、図７のＦＭ−ＡＦＭ用の構成における復調信号振幅／位相−変調周波数特性の測定結果を示している。図示のように、１００Ｈｚから１００ｋＨｚという広い帯域にわたって復調信号の振幅はほぼ一定であり、１００ｋＨｚ以上の復調帯域が得られていることが分かる。ＦＭ−ＡＦＭではフィードバックループ内に検出器を組み込むため、そこでの遅延時間がフィードバック帯域に影響を与える。この点に関しても、図９では、位相遅れが１００ｋＨｚで約４０°であり、遅延時間は約１．１μｓになる。これらの特性は、従来のＰＬＬデジタル回路より大幅に改善されている。

次に、本実施の形態のＡＦＭ１の応用例を説明する。ＡＦＭ１は、励振及び検出回路１３の処理前に変位信号の周波数を変換する第１の周波数変換回路と、励振及び検出回路１３により生成される励振信号の周波数を変換する第２の周波数変換回路とを有してよい。第２の周波数変換回路は、第１の周波数変換回路と逆の変換を行ってよい。第１の周波数変換回路を処理前周波数変換回路と呼び、第２の周波数変換回路を励振周波数変換回路と呼んでよい。第１及び第２の周波数変換回路の各々は、励振及び検出回路の中に設けられてもよく、励振及び検出回路の外に設けられてもよい。第１及び第２の周波数変換回路は、ヘテロダイン周波数変換器でよい。

上記のように第１及び第２の周波数変換回路は、逆の変換を行う。周波数変換は、例えば加算及び減算である。変位信号に対して所定の周波数の加算又は減算が行われ、励振信号に対して同じ周波数の減算又は加算が行われる。ただし、周波数変換は加算及び減算に限定されない。このような周波数変換を行うことにより、広い範囲の共振周波数を持つカンチレバーに対して励振及び検出回路を適用できる。励振及び検出回路１３が固定周波数のデジタル回路であっても、いろいろな共振周波数のカンチレバーを使うことができる。

以上に説明したように、本発明の走査型プローブ顕微鏡は、減算式位相比較器を備えており、減算式位相比較器を用いて得られる相互作用量がフィードバック制御に用いられる。従来のように乗算式位相比較による乗算が行われず、乗算による高調波成分の発生がない。したがって、高調波成分に起因する問題を避けることができる。

例えば、図６の構成は、高調波成分が生じるのを避けられるので、探針−試料間距離のフィードバック制御におけるフィードバックゲインを大きくでき、高速で安定した走査型プローブ顕微鏡を提供できる。

また例えば、図７の構成は、フィードバックゲインを大きくできるだけでなく、ＰＬＬのゲインを大きくできる。したがって、より高速なＰＬＬ回路を備えた走査型プローブ顕微鏡を提供できる。

以上に現時点で考えられる本発明の好適な実施の形態を説明したが、本実施の形態に対して多様な変形が可能なことが理解され、そして、本発明の真実の精神と範囲内にあるそのようなすべての変形を添付の請求の範囲が含むことが意図されている。

以上のように、本発明にかかる原子間力顕微鏡等の走査型プローブ顕微鏡として有用である。

Claims (9)

1. プローブ体と、
   前記プローブ体を励振する励振部と、
   前記プローブ体の変位信号を検出するセンサと、
   前記プローブ体と試料の相互作用を一定に保つフィードバック制御を行うフィードバック回路と、
   前記励振部による励振を制御する励振信号を生成すると共に、前記変位信号に基づいて前記相互作用を表す相互作用量を前記フィードバック制御のために検出する励振及び検出回路とを備え、
   前記励振及び検出回路は、
   前記励振信号の位相を表す励振位相信号を生成する発振回路と、
   前記励振位相信号に基づいて前記励振信号を生成する励振信号生成回路と、
   前記変位信号に基づいて複素信号を生成する複素信号生成回路と、
   ベクトル演算により前記複素信号の偏角を計算するベクトル演算回路と、
   前記偏角及び前記励振位相信号の位相比較を減算により行う減算式位相比較器とを有し、
   前記減算式位相比較器を用いて得られる前記相互作用量の信号を前記フィードバック回路に供給することを特徴とする走査型プローブ顕微鏡。
2. 前記減算式位相比較器は、前記偏角を前記励振位相信号と比較することにより、前記励振信号と前記変位信号の位相差信号を生成し、前記励振及び検出回路は、前記相互作用量として前記位相差信号を前記フィードバック回路に供給することを特徴とする請求項１に記載の走査型プローブ顕微鏡。
3. 前記励振及び検出回路は、前記発振回路及び前記減算式位相比較器と共に位相ロックループ回路を形成するループフィルタを有し、前記位相ロックループ回路は、前記偏角と前記励振位相信号の位相差が所定の位相オフセットに一致するように前記発振回路を制御すると共に、位相ロックループにより得られ、前記変位信号の周波数変化を表す周波数信号を生成し、前記励振及び検出回路は、前記相互作用量として前記周波数信号を前記フィードバック回路に供給することを特徴とする請求項１に記載の走査型プローブ顕微鏡。
4. 前記減算式位相比較器は、前記偏角を前記励振位相信号及び前記位相オフセットと減算により比較し、前記ループフィルタは、前記減算式位相比較器の出力に基づき前記周波数信号を生成し、前記周波数信号が前記発振回路にて使われると共に、前記フィードバック制御に使われることを特徴とする請求項３に記載の走査型プローブ顕微鏡。
5. 前記ベクトル演算回路は、前記複素信号の絶対値を前記変位信号の振幅信号として計算し、前記励振及び検出回路は、前記相互作用量として前記振幅信号を前記フィードバック回路に供給することを特徴とする請求項１に記載の走査型プローブ顕微鏡。
6. 前記励振及び検出回路の処理前に前記変位信号の周波数を変換する第１の周波数変換回路と、前記励振及び検出回路にて生成される前記励振信号の周波数を変換する第２の周波数変換回路とを有し、前記第２の周波数変換回路は、前記第１の周波数変換回路と逆の変換を行うことを特徴とする請求項１に記載の走査型プローブ顕微鏡。
7. プローブ体と、
   前記プローブ体を励振する励振部と、
   前記プローブ体の変位信号を検出するセンサと、
   前記プローブ体と試料の相互作用に応じて変化する前記励振信号と前記変位信号の位相差を一定に保つフィードバック制御を行うフィードバック回路と、
   前記励振部による励振を制御する励振信号を生成すると共に、前記変位信号に基づいて前記位相差を表す位相差信号を前記フィードバック制御のために検出する励振及び検出回路とを備え、
   前記励振及び検出回路は、
   前記励振信号の位相を表す励振位相信号を生成する発振回路と、
   前記励振位相信号に基づいて前記励振信号を生成する励振信号生成回路と、
   前記変位信号に基づいて複素信号を生成する複素信号生成回路と、
   ベクトル演算により前記複素信号の偏角を計算するベクトル演算回路と、
   前記偏角及び前記励振位相信号の位相比較を減算により行って前記位相差信号を生成する減算式位相比較器とを有することを特徴とする走査型プローブ顕微鏡。
8. プローブ体と、
   前記プローブ体を励振する励振部と、
   前記プローブ体の変位信号を検出するセンサと、
   前記プローブ体と試料の相互作用に応じた前記変位信号の周波数変化を一定に保つフィードバック制御を行うフィードバック回路と、
   前記励振部による励振を制御する励振信号を生成すると共に、前記変位信号に基づいて前記周波数変化を表す周波数信号を前記フィードバック制御のために検出する励振及び検出回路とを備え、
   前記励振及び検出回路は、
   前記励振信号の位相を表す励振位相信号を生成する発振回路と、
   前記励振位相信号に基づいて前記励振信号を生成する励振信号生成回路と、
   前記変位信号に基づいて複素信号を生成する複素信号生成回路と、
   ベクトル演算により前記複素信号の偏角を計算するベクトル演算回路と、
   前記偏角と前記励振位相信号及び所定の位相オフセットとの位相比較を減算により行う減算式位相比較器と、
   前記発振回路及び前記減算式位相比較器と共に位相ロックループ回路を形成するループフィルタとを有し、前記位相ロックループ回路は、前記偏角と前記励振位相信号の位相差が前記所定の位相オフセットに一致するように前記発振回路を制御し、前記励振及び検出回路は、位相ロックループにより得られる前記周波数信号を前記フィードバック回路に供給することを特徴とする走査型プローブ顕微鏡。
9. プローブ体の励振を励振信号によって制御し、前記プローブ体の変位信号を検出し、前記変位信号に基づいて前記プローブ体と試料の相互作用を一定に保つフィードバック制御を行う走査型プローブ顕微鏡の制御方法であって、
   前記励振信号の位相を表す励振位相信号を生成し、
   前記励振位相信号に基づいて前記励振信号を生成し、
   前記変位信号に基づいて複素信号を生成し、
   ベクトル演算により前記複素信号の偏角を計算し、
   前記偏角と前記励振位相信号を減算式位相比較器にて処理し、
   前記減算式位相比較器を用いて得られ、前記相互作用を表す前記相互作用量を用いて前記フィードバック制御を行うことを特徴とする走査型プローブ顕微鏡の制御方法。
   

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