JP5979032B2 - 非接触給電制御装置 - Google Patents

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Description

本発明は、１次側コイル及び２次側コイルの間で非接触で電力授受を行う非接触給電システムに適用される非接触給電制御装置に関する。
この種の制御装置としては、下記特許文献１に見られるように、給電ステーション側に備えられてかつ１次側共振回路を構成する１次側コイルと、車両側に備えられてかつ２次側共振回路を構成する２次側コイルとを備える非接触給電システムに適用されるものが知られている。この制御装置は、１次側コイル及び２次側コイルの間のギャップが変化することによって、２次側共振回路の出力側に接続されるバッテリの充電電圧が目標電圧からずれることを抑制するためのものである。
詳しくは、バッテリへの充電を開始するに先立ち、２次側共振回路の出力側からバッテリを電気的に切り離すとともに、２次側共振回路の出力側に抵抗体を並列接続する。そして、１次側共振回路に交流電圧を印加するための高周波電源の出力電圧を測定用電圧とした場合における高周波電源の出力電流を測定する。上記抵抗体の抵抗が既知であることから、上記測定用電圧と上記出力電流とに基づき、バッテリの充電電圧を目標電圧とするための適切な高周波電源の出力電圧を算出することができる。これにより、１次側コイル及び２次側コイルの間のギャップの変化に起因したバッテリの充電電圧及び目標電圧のずれを抑制し、これらコイル間の電力伝送効率の低下の抑制を図っている。
特開２０１１−４５１９５号公報
ここで、バッテリの充電電圧を目標電圧とするための適切な高周波電源の出力電圧が算出された後、バッテリへの充電が開始されてから完了するまでの期間においても、例えばユーザによる車両の荷物の積み下ろしによって、１次側コイル及び２次側コイル間のギャップが変化し得る。また、駐車又は停車位置によっては、１次側コイルと２次側コイルとの相対的な位置がこれらコイル間の電力伝送効率を高く維持可能な位置からずれ得る。これらの場合、１次側コイル及び２次側コイル間の電力伝送効率が低下する懸念がある。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、１次側コイル及び２次側コイルの間で非接触で電力授受が行われる状況下において、１次側コイル及び２次側コイルの間の電力伝送効率を好適に高めることのできる非接触給電制御装置を提供することにある。
上記課題を解決すべく、請求項１記載の発明は、１次側コイル（１８ａ）及び２次側コイル（２０ａ）の間で非接触で電力授受を行う非接触給電システムに適用され、前記１次側コイルは、１次側コンデンサ（１８ｂ，１８ｃ）とともに１次側共振回路（１８）を構成し、前記２次側コイルは、２次側コンデンサ（２０ｂ）とともに２次側共振回路（２０）を構成し、前記非接触給電システムは、前記１次側共振回路に交流電圧を印加する交流電圧印加手段（１６）と、前記２次側共振回路から出力される交流電圧を直流電圧に変換する２次側整流回路（２２）と、前記２次側整流回路から出力される直流電圧を所定の直流電圧に変換して負荷（２４）に出力する２次側コンバータ（２６）と、を備え、前記２次側共振回路の等価抵抗を前記１次側共振回路の等価抵抗で除算した値の平方根を電流係数と定義し、前記負荷に出力される電力をその指令値に制御すべく前記２次側コンバータを操作し、また、前記１次側共振回路に流れる電流が前記２次側共振回路に流れる電流及び前記電流係数の乗算値となるように前記１次側共振回路の入力電圧を操作する操作手段（２８）を備えることを特徴とする。
本発明者らは、１次側共振回路に流れる電流が２次側共振回路に流れる電流及び上記電流係数の乗算値となるように１次側共振回路の入力電圧を操作することで、１次側コイル及び２次側コイルの間で非接触で電力授受が行われる場合の１次側共振回路及び２次側共振回路における損失を理論的に最小にできることを見出した。この点に鑑み、上記発明では、操作手段を備えた。これにより、１次側コイル及び２次側コイルの間で非接触で電力授受が行われる場合の１次側コイル及び２次側コイルの間の電力伝送効率を好適に高めることができる。
第１の実施形態にかかる非接触給電システムの構成図。 同実施形態にかかる直流変換器の構成図。 第２の実施形態にかかる非接触給電システムの構成図。 第３の実施形態にかかる非接触給電システムの構成図。 第４の実施形態にかかる非接触給電システムの構成図。 第５の実施形態にかかる非接触給電システムの構成図。 第６の実施形態にかかる非接触給電システムの構成図。
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる非接触給電制御装置を車載主機として回転機を備える車両（プラグインハイブリッド車や電気自動車）の非接触給電システムに適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
図１に示すように、非接触給電システムは、車両の外部（地上側）に設けられた送電システム１００と、車両に設けられた受電システム２００とを備えている。
送電システム１００は、交流電源１０（系統電源）の交流電圧を直流電圧に変換する１次側整流回路１２、１次側整流回路１２から出力される直流電圧を所定の直流電圧に変換して出力する１次側コンバータ１４、１次側コンバータ１４から出力される直流電圧を所定の高周波数（数ｋＨｚ〜十数ＭＨｚ）を有する交流電圧に変換するフルブリッジインバータ１６、及びフルブリッジインバータ１６から出力される交流電圧が印加される１次側共振回路１８を備えている。ここで、本実施形態では、１次側整流回路１２として、ダイオードにて構成される全波整流回路を用いている。なお、本実施形態において、交流電源１０及び１次側整流回路１２が「直流電源」を構成し、また、フルブリッジインバータ１６が「交流電圧印加手段」を構成する。
１次側コンバータ１４は、第１のスイッチング素子１４ａ、第１のインダクタ１４ｂ、第１のダイオード１４ｃ及び第１の平滑コンデンサ１４ｄを備え、入力電圧を降圧して出力する降圧コンバータである。また、１次側共振回路１８は、１次側コアに巻回された１次側コイル１８ａと、これに並列接続された１次側コンデンサ１８ｂとからなるＬＣ並列共振回路である。１次側共振回路１８は、電磁誘導によって受電システム２００の備える２次側共振回路２０に電力を送るための回路である。
一方、受電システム２００は、２次側共振回路２０、２次側共振回路２０から出力される交流電圧を直流電圧に変換する２次側整流回路２２、及び２次側整流回路２２から出力される直流電圧を所定の直流電圧に変換して負荷としてのバッテリ２４に出力する２次側コンバータ２６を備えている。ここで、本実施形態では、２次側整流回路２２として、ダイオードにて構成される全波整流回路を用いている。
２次側コンバータ２６は、第２のスイッチング素子２６ａ、第２のインダクタ２６ｂ、第２のダイオード２６ｃ及び第２の平滑コンデンサ２６ｄを備え、入力電圧を昇圧して出力する昇圧コンバータである。また、２次側共振回路２０は、車両の下部（床面の外側）に設置される回路であり、２次側コアに巻回された２次側コイル２０ａと、これに並列接続された２次側コンデンサ２０ｂとからなるＬＣ並列共振回路である。なお、バッテリ２４は、車載主機としての図示しない回転機（モータジェネレータ）の電力供給源であり、その端子電圧が例えば百Ｖ以上となるものである。バッテリ２４としては、具体的には例えば、ニッケル水素２次電池やリチウムイオン２次電池を採用することができる。
制御装置２８は、１次側コイル１８ａ及び２次側コイル２０ａの間で非接触で電力授受を行うことによって車両を充電対象とした充電処理を行う。制御装置２８は、１次側共振回路１８に流れる電流（以下、１次側共振電流）を検出する１次側電流センサ３０の検出値を１次側直流変換器３１を介して取り込み、２次側共振回路２０に流れる電流（以下、２次側共振電流）を検出する２次側電流センサ３２の検出値を２次側直流変換器３３を介して取り込む。また、制御装置２８は、２次側コンバータ２６の出力電流を検出する出力側電流センサ３４の検出値を取り込む。制御装置２８は、これらセンサの検出値に基づき、充電処理を行うべく、１次側コンバータ１４の備える第１のスイッチング素子１４ａや、フルブリッジインバータ１６の備えるスイッチング素子、２次側コンバータ２６の備える第２のスイッチング素子２６ａをオンオフ操作する。
ここで、本実施形態において、１次側直流変換器３１及び２次側直流変換器３３のそれぞれは、図２に示すように、入力される交流信号の波高値を出力する波高値検出回路である。詳しくは、この回路は、オペアンプ３００、ダイオード３０２、コンデンサ３０４及び抵抗体３０６からなる。より具体的には、１次側電流センサ３０（２次側電流センサ３２）の検出値は、オペアンプ３００の非反転入力端子に入力される。オペアンプ３００の出力端子は、ダイオード３０２のアノードに接続され、ダイオード３０２のカソードは、オペアンプ３００の反転入力端子に接続されている。また、ダイオード３０２のカソードは、コンデンサ３０４及び抵抗体３０６の一端に接続され、コンデンサ３０４及び抵抗体３０６のそれぞれの他端は、接地されている。
なお、本実施形態では、１次側共振回路１８の共振周波数と２次側共振回路２０の共振周波数とが同一の値に設定され、また、フルブリッジインバータ１６の出力電圧の周波数と１次側共振回路１８の共振周波数とが同一となるようにフルブリッジインバータ１６が操作される。なお、本実施形態において、制御装置２８が「操作手段」を構成する。
先の図１に戻り、上記構成において、停車又は駐車中に１次側コイル１８ａ及び２次側コイル２０ａ同士が対向する状態で非接触給電が行われる。詳しくは、フルブリッジインバータ１６によって１次側共振回路１８に交流電圧が印加されて１次側コイル１８ａに高周波電流が流れると、１次側コイル１８ａの内部に磁界が生じることで、２次側コイル２０ａに誘導電流が流れる。これにより、２次側コイル２０ａの内部にも磁界が生じ、その結果、１次側コア及び２次側コア間を循環する主磁束が形成されることとなる。そして、これにより、１次側コイル１８ａ及び２次側コイル２０ａの間で非接触で電力授受が行われることとなる。
続いて、制御装置２８によって行われる充電処理について更に説明する。図１には、充電処理のブロック図を示してある。
まず、充電処理のうち受電システム２００に関わる処理について説明する。なお、本実施形態では、バッテリ２４への充電が定電流制御によって行われる場合について説明する。
充電電流偏差算出部３６は、バッテリ２４に出力する充電電流の指令値（以下、指令電流Ｉｏｕｔ＊）から出力側電流センサ３４によって検出された２次側コンバータ２６の出力電流（以下、充電電流Ｉｏｕｔ）を減算することで、指令電流Ｉｏｕｔ＊及び充電電流Ｉｏｕｔの偏差である充電電流偏差ΔＩｏｕｔを算出する。
２次側フィードバック操作量算出部３８は、充電電流Ｉｏｕｔを指令電流Ｉｏｕｔ＊にフィードバック制御するための操作量として、充電電流Ｉｏｕｔを指令電流Ｉｏｕｔ＊とする上で要求される２次側コンバータ２６の入力電圧の指令値Ｖｐ２＊を算出する。２次側フィードバック操作量算出部３８は、具体的には、上記充電電流偏差ΔＩｏｕｔに基づく比例積分制御によって上記入力電圧の指令値Ｖｐ２＊を算出する。
２次側操作信号生成部３９は、上記入力電圧の指令値Ｖｐ２＊に基づき、充電電流Ｉｏｕｔを指令電流Ｉｏｕｔ＊とする上で要求される２次側時比率Ｄｕｔｙ２を算出する。ここで、２次側時比率Ｄｕｔｙ２とは、２次側コンバータ２６の備える第２のスイッチング素子２６ａに対する時比率の指令値であり、時比率とは、スイッチング素子のオンオフ１周期におけるスイッチング素子のオン期間の比率のことである。なお、２次側時比率Ｄｕｔｙ２は、例えば、上記入力電圧の指令値Ｖｐ２＊及び２次側時比率Ｄｕｔｙ２が関係付けられたマップを用いて算出すればよい。
以上説明した処理によれば、２次側時比率Ｄｕｔｙ２に基づき第２のスイッチング素子２６ａがオンオフ操作され、これにより充電電流Ｉｏｕｔが指令電流Ｉｏｕｔ＊にフィードバック制御される。
続いて、充電処理のうち共振電流補償処理について説明する。
この処理は、非接触給電が行われる状況下、１次側共振回路１８及び２次側共振回路２０における損失を低減させるための処理である。つまり、バッテリ２４の充電が開始されてから完了されるまでの期間において、１次側コイル１８ａ及び２次側コイル２０ａ間のギャップが変化し得る。これは、例えば、バッテリ２４の充電中において、ユーザの乗降車によって車体が振動したり、車両の荷物の積み下ろしによる荷物の積載状態の変化によって１次側コイル１８ａ及び２次側コイル２０ａの位置関係が変化したりすることで生じ得る。また、駐車又は停車位置によっては、１次側コイル１８ａと２次側コイル２０ａとの相対的な位置がこれらコイル１８ａ，２０ａ間の電力伝送効率を高く維持可能な位置からずれ得る。ギャップが変化したり、上記相対的な位置がずれたりすると、１次側コイル１８ａ及び２次側コイル２０ａ間の結合係数が変化することで、１次側共振電流及び２次側共振電流が適切な値からずれ、これらコイル１８ａ，２０ａ間の電力伝送効率が低下する懸念がある。
こうした問題に対処すべく、上記共振電流補償処理を行う。本実施形態では、１次側共振電流Ｉｒｅｓ１が流れることに伴い１次側共振回路１８に生じる１次側損失と、２次側共振電流Ｉｒｅｓ２が流れることに伴い２次側共振回路２０に生じる２次側損失とが理論的に最小となるとの条件を課して第１のスイッチング素子１４ａに対する時比率の指令値（以下、１次側時比率Ｄｕｔｙ１）を算出することで上記処理を行う。以下、損失を最小とするための１次側共振電流Ｉｒｅｓ１及び２次側共振電流Ｉｒｅｓ２の関係について説明した後、共振電流補償処理について詳述する。
１次側共振回路１８の入力側、１次側共振回路１８、２次側共振回路２０及び２次側共振回路２０の出力側のそれぞれの電流流通経路についてキルヒホッフの第２法則を適用すると、下式（ｅｑ１）〜（ｅｑ４）が得られる。
Figure 0005979032
Figure 0005979032
Figure 0005979032
Figure 0005979032
 ここで、上式（ｅｑ１）〜（ｅｑ４）において、「Ｖ１」は１次側共振回路１８の入力電圧を示し、「Ｉ１」は１次側共振回路１８の入力電流を示し、「ｒ１」は１次側共振回路１８の直列等価抵抗を示し、「Ｃ１」は１次側コンデンサ１８ｂの静電容量を示し、「ｌ１」は１次側コイル１８ａの漏れインダクタンスを示す。また、「Ｍ」は１次側コイル１８ａ及び２次側コイル２０ａ間の相互インダクタンスを示し、「ｒ２」は２次側共振回路２０の直列等価抵抗を示し、「Ｃ２」は２次側コンデンサ２０ｂの静電容量を示し、「Ｉ２」は２次側共振回路２０の出力電流を示し、「Ｖ２」は２次側共振回路２０の出力電圧を示す。さらに、「ｊ」は虚数を示し、「ω」は、１次側共振回路１８の入力電圧の周波数を示す。
一方、１次側損失Ｗ１及び２次側損失Ｗ２の合計値である合計損失Ｗは下式（ｅｑ５）にて表される。
Figure 0005979032
 上式（ｅｑ５）において、１次側損失Ｗ１及び２次側損失Ｗ２同士が同一となる場合に合計損失Ｗが最小となることから、合計損失Ｗが最小となる場合の１次側共振電流Ｉｒｅｓ１及び２次側共振電流Ｉｒｅｓ２の関係が下式（ｅｑ６）のように導かれる。
Figure 0005979032
 上式（ｅｑ６）において、２次側共振回路２０の直列等価抵抗ｒ１を１次側共振回路１８の直列等価抵抗ｒ１で除算した値の平方根を電流係数βと定義した。
続いて、電流係数βを用いた共振電流補償処理について説明する。
１次側指令電流算出部４０は、２次側直流変換器３３の出力値Ｉｒ２（２次側電流センサ３２によって検出された２次側共振電流Ｉｒｅｓ２の波高値）に電流係数βを乗算することで、１次側共振電流Ｉｒｅｓ１の波高値の指令値（以下、１次側指令電流Ｉｒ１＊）を算出する。
１次側電流偏差算出部４２は、１次側直流変換器３１の出力値Ｉｒ１（１次側電流センサ３０によって検出された１次側共振電流Ｉｒｅｓ１の波高値）を１次側指令電流Ｉｒ１＊から減算することで１次側電流偏差ΔＩｒ１を算出する。
１次側フィードバック操作量算出部４４は、１次側直流変換器３１の出力値Ｉｒ１を１次側指令電流Ｉｒ１＊にフィードバック制御するための操作量として、１次側直流変換器３１の出力値Ｉｒ１を１次側指令電流Ｉｒ１＊とする上で要求される１次側コンバータ１４の出力電圧の指令値Ｖｐ１＊を算出する。１次側フィードバック操作量算出部４４は、具体的には、上記１次側電流偏差ΔＩｒ１に基づく比例積分制御によって上記出力電圧の指令値Ｖｐ１＊を算出する。
１次側操作信号生成部４５は、上記出力電圧の指令値Ｖｐ１＊に基づき、１次側直流変換器３１の出力値Ｉｒ１を１次側指令電流Ｉｒ１＊とする上で要求される１次側時比率Ｄｕｔｙ１を算出する。なお、１次側時比率Ｄｕｔｙ１は、例えば、上記出力電圧の指令値Ｖｐ１＊及び１次側時比率Ｄｕｔｙ１が関係付けられたマップを用いて算出すればよい。
以上説明した共振電流補償処理によれば、２次側コンバータ２６の入力電圧Ｖｐ２の操作によって定電流制御が行われる状況下、１次側時比率Ｄｕｔｙ１に基づき第１のスイッチング素子１４ａがオンオフ操作されることで、１次側コンバータ１４の出力電圧Ｖｐ１が都度操作される。これにより、１次側共振電流Ｉｒｅｓ１の波高値が１次側指令電流Ｉｒ１＊に制御される。
なお、本実施形態では、充電電流Ｉｏｕｔを指令電流Ｉｏｕｔ＊に制御する処理や、共振電流補償処理に関するブロック図を単一の制御装置２８内に示した。ただし、このことは、これら処理が単一の制御装置によってのみ実行可能であることを意味しない。具体的には、例えば、これら処理は、送電システム１００及び受電システム２００のそれぞれに制御装置が備えられる場合、これら制御装置同士で情報のやり取りを行いつつこれら制御装置の協働によっても実行可能である。
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
（１）バッテリ２４の充電中において、１次側共振電流Ｉｒｅｓ１の波高値が２次側共振電流Ｉｒｅｓ２の波高値及び電流係数βの乗算値となるように１次側コンバータ１４の出力電圧Ｖｐ１を都度操作する共振電流補償処理を行った。この処理によれば、バッテリ２４の充電中において、１次側コイル１８ａ及び２次側コイル２０ａ間の結合係数が変化したり、指令電流Ｉｏｕｔ＊が変化したりする場合であっても、合計損失Ｗを好適に低減させることができる。これにより、１次側コイル１８ａ及び２次側コイル２０ａ間の電力伝送効率を好適に高めることができる。
（２）１次側コンバータ１４を降圧コンバータとし、２次側コンバータ２６を昇圧コンバータとした。非接触給電が行われる状況下、２次側共振回路２０及び２次側整流回路２２は定電流電源のように機能する。ここで、１次側コンバータ１４として昇圧コンバータが用いられ、２次側コンバータ２６として降圧コンバータが用いられる構成を採用する場合、降圧コンバータの備えるスイッチング素子がオフ操作される期間においては、２次側整流回路２２の出力側及びバッテリ２４間がオープンとされる。これにより、２次側コンバータ２６の入力側への定電流の供給によって降圧コンバータの備えるスイッチング素子の端子間電圧が過度に上昇し、ひいては２次側コンバータ２６の信頼性が低下する懸念がある。これに対し、本実施形態によれば、上述した問題が生じないため、２次側コンバータ２６の信頼性の低下を回避することができる。
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
本実施形態では、共振電流の補償手法を変更する。
図３に、本実施形態にかかる非接触給電システムの構成を示す。なお、図３において、先の図１に示した部材等と同一の部材等については、便宜上、同一の符号を付している。
図示されるように、送電システム１００には、１次側共振回路１８の入力電圧を検出する１次側電圧センサ４６が備えられている。また、受電システム２００には、２次側共振回路２０の出力電圧を検出する２次側電圧センサ４８が備えられている。制御装置２８は、１次側電圧センサ４６の検出値を１次側直流変換器３１を介して取り込み、２次側電圧センサ４８の検出値を２次側直流変換器３３を介して取り込む。なお、本実施形態では、１次側電流センサ３０及び２次側電流センサ３２が除去されている。また、本実施形態において、上記直流変換器３１，３３については、上記第１の実施形態の図２で説明した直流変換器と同じ構成であるため、上記第１の実施形態で付した符号と同一の符号を付した。
続いて、本実施形態にかかる共振電流補償処理について説明する。
本実施形態では、１次側共振電流Ｉｒｅｓ１及び２次側共振電流Ｉｒｅｓ２の電流係数βを介した関係を、１次側共振回路１８の入力電圧Ｖ１と２次側共振回路２０の出力電圧Ｖ２とによって表現する。以下、これについて説明する。
上式（ｅｑ１），（ｅｑ２）を１次側共振回路１８の入力電圧Ｖ１について解き、さらに上式（ｅｑ６）を用いると下式（ｅｑ７）が導かれる。
Figure 0005979032
 一方、上式（ｅｑ３），（ｅｑ４）を２次側共振電流Ｉｒｅｓ２について解き、さらに上式（ｅｑ６）を用いると下式（ｅｑ８）が導かれる。
Figure 0005979032
 そして、上式（ｅｑ７），（ｅｑ８）から下式（ｅｑ９）が導かれる。
Figure 0005979032
 ここで、１次側コイル１８ａの自己インダクタンスＬ１（＝ｌ１＋Ｍ）と、２次側コイル２０ａの自己インダクタンスＬ２（ｌ２＋Ｍ）とを用いて、上式（ｅｑ９）の「α」の絶対値を下式（ｅｑ１０）にて表現する。
Figure 0005979032
 上式（ｅｑ１０）において、「｜α｜」を電圧係数と定義する。すなわち、電圧係数｜α｜は、１次側共振電流Ｉｒｅｓ１を２次側共振電流Ｉｒｅｓ２及び電流係数βの乗算値とするとの条件の下、１次側共振回路１８の入力電圧Ｖ１を２次側共振回路２０の出力電圧Ｖ２で除算することで得られる伝達関数の絶対値である。
上式（ｅｑ１０）を、更に下式（ｅｑ１１）のように表現する。
Figure 0005979032
 ここで、本実施形態では、１次側コイル１８ａの自己インダクタンスＬ１及び２次側コイル２０ａの自己インダクタンスＬ２のうち相互インダクタンスＭが占める割合が小さくなるように非接触給電システムを構成し、「Ａ」，「Ｂ」が上記直列等価抵抗ｒ１，ｒ２よりも十分低くなるようにされている（例えば、Ａ，Ｂ＝数Ωに対して、ｒ１，ｒ２＝数ｍΩ）。こうした構成から、本実施形態では、「ω×Ｂ＞＞ｒ１」，「ω×Ａ＞＞ｒ２」なる関係が成立し、上式（ｅｑ１１）を下式（ｅｑ１２）のように近似できる。
Figure 0005979032
 上式（ｅｑ１２）で表される電圧係数｜α｜は、相互インダクタンスＭを含んでいる。ただし、上式（ｅｑ１１）が上式（ｅｑ１２）のように近似できる非接触給電システムにおいては、１次側コイル１８ａ及び２次側コイル２０ａ間の結合係数の変化による相互インダクタンスＭの変化が電圧係数｜α｜に及ぼす影響として小さいことが本発明者らによって調べられている。なお、上式（ｅｑ１１）が上式（ｅｑ１２）のように近似できる非接触給電システムは、例えば、１次側コイル１８ａ及び２次側コイル２０ａの位置関係を制約可能な構成を給電ステーションに付加するなどして実現すればよい。
続いて、上記電圧係数｜α｜を用いた共振電流補償処理について説明する。
１次側指令電圧算出部５０は、２次側直流変換器３３の出力値Ｖｒ２（２次側電圧センサ４８によって検出された２次側共振回路２０の出力電圧Ｖ２の波高値）に電圧係数｜α｜を乗算することで、１次側共振回路１８の入力電圧Ｖ１の波高値の指令値（以下、１次側指令電圧Ｖｒ１＊）を算出する。
１次側電圧偏差算出部５２は、１次側直流変換器３１の出力値Ｖｒ１（１次側電圧センサ４６によって検出された１次側共振回路１８の入力電圧Ｖ１の波高値）を１次側指令電圧Ｖｒ１＊から減算することで１次側電圧偏差ΔＶｒ１を算出する。
１次側フィードバック操作量算出部５４は、１次側直流変換器３１の出力値Ｖｒ１を１次側指令電圧Ｖｒ１＊にフィードバック制御するための操作量として、上記出力値Ｖｒ１を１次側指令電圧Ｖｒ１＊とする上で要求される１次側コンバータ１４の出力電圧の指令値Ｖｐ１＊を算出する。１次側フィードバック操作量算出部５４は、具体的には、上記１次側電圧偏差ΔＶｒ１に基づく比例積分制御によって上記出力電圧の指令値Ｖｐ１＊を算出する。
以上説明した共振電流補償処理によれば、１次側時比率Ｄｕｔｙ１に基づき第１のスイッチング素子１４ａがオンオフ操作され、１次側共振回路１８の出力電圧Ｖｐ１が都度操作される。これにより、１次側共振回路１８の入力電圧Ｖ１の波高値が１次側指令電圧Ｖｒ１＊に制御されることとなる。
このように、本実施形態では、上記入力電圧Ｖ１の波高値が２次側共振回路２０の出力電圧Ｖ２の波高値及び電圧係数｜α｜の乗算値となるように、１次側コンバータ１４の出力電圧Ｖｐ１を都度操作することで１次側共振回路１８の入力電圧を都度操作する共振電流補償処理を行った。こうした本実施形態によれば、上記第１の実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
本実施形態では、共振電流補償処理で用いる電圧係数｜α｜を変更する。
図４に、本実施形態にかかる非接触給電システムの構成を示す。なお、図４において、先の図３に示した部材等と同一の部材等については、便宜上、同一の符号を付している。
本実施形態において、非接触給電システムは、１次側共振回路１８の入力電流Ｉ１が１次側共振電流Ｉｒｅｓ１よりも十分小さく設定（Ｉ１＜＜Ｉｒｅｓ１；例えばＩ１がＩｒｅｓ１の３０％以下）されてかつ、２次側共振回路２０の出力電流Ｉ２が２次側共振電流Ｉｒｅｓ２よりも十分小さく設定（Ｉ２＜＜Ｉｒｅｓ２；例えばＩ２がＩｒｅｓ２の３０％以下）されるように構成されている。
ここで、「Ｉ１＜＜Ｉｒｅｓ１」，「Ｉ２＜＜Ｉｒｅｓ２」の条件を課すことにより、上式（ｅｑ１），（ｅｑ４）は、下式（ｅｑ１３），（ｅｑ１４）のように近似できる。
Figure 0005979032
Figure 0005979032
 上式（ｅｑ６），（ｅｑ１３），（ｅｑ１４）より、下式（ｅｑ１５）が導かれる。
Figure 0005979032
 上式（ｅｑ１５）から、電圧係数｜α｜を下式（ｅｑ１６）にて表すことができる。
Figure 0005979032
 特に、本実施形態では、１次側コンデンサ１８ｂの静電容量及び２次側コンデンサ２０ｂの静電容量同士を同一の値に設定してかつ、１次側共振回路１８の直列等価抵抗及び２次側共振回路２０の直列等価抵抗同士を同一の値に設定することにより、電圧係数｜α｜を「１」としている。このため、１次側共振回路１８の入力電圧Ｖ１と２次側共振回路２０の出力電圧Ｖ２とが同一とされる。
以上説明した本実施形態によれば、上記第２の実施形態で得られる効果に加えて、以下の効果が得られるようになる。
（３）１次側共振回路１８の入力電流Ｉ１が１次側共振電流Ｉｒｅｓ１よりも十分小さく設定されてかつ、２次側共振回路２０の出力電流Ｉ２が２次側共振電流Ｉｒｅｓ２よりも十分小さく設定されるように非接触給電システムを構成した。このため、１次側コイル１８ａ及び２次側コイル２０ａ間の磁気的な結合状態によらず、電圧係数｜α｜を、１次側コンデンサ１８ｂの静電容量、２次側コンデンサ２０ｂの静電容量、１次側共振回路１８の直列等価抵抗ｒ１及び２次側共振回路２０の直列等価抵抗ｒ２によって一意に定めることができる。特に、本実施形態では、１次側コンデンサ１８ｂの静電容量及び２次側コンデンサ２０ｂの静電容量同士を同一の値に設定してかつ、１次側共振回路１８の直列等価抵抗及び２次側共振回路２０の直列等価抵抗同士を同一の値に設定した。このため、電圧係数｜α｜の設定をより簡素にすることができる。
（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
本実施形態では、共振電流の補償手法を変更する。
図５に、本実施形態にかかる非接触給電システムの構成を示す。なお、図５において、先の図４に示した部材等と同一の部材等については、便宜上、同一の符号を付している。なお、本実施形態では、１次側電圧センサ４６及び２次側電圧センサ４８が除去されている。
図示されるように、２次側フィードバック操作量算出部３８において算出された２次側コンバータ２６の入力電圧の指令値Ｖｐ２＊は、２次側操作信号生成部３９に加えて、１次側フィードバック操作量算出部５６にも入力される。１次側フィードバック操作量算出部５６は、入力電圧の指令値Ｖｐ２＊に電圧係数｜α｜を乗算することで、１次側コンバータ１４の出力電圧の指令値Ｖｐ１＊を算出する。
以上説明した本実施形態によっても、上記第３の実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。
（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第４の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
本実施形態では、共振電流の補償手法を変更する。
図６に、本実施形態にかかる非接触給電システムの構成を示す。なお、図６において、先の図５に示した部材等と同一の部材等については、便宜上、同一の符号を付している。
図示されるように、本実施形態では、２次側フィードバック操作量算出部３８において算出された２次側コンバータ２６の入力電圧の指令値を「Ｖｐｆ」と表記する。上記入力電圧の指令値Ｖｐｆは、第１の加算部６０に入力される。第１の加算部６０は、上記入力電圧の指令値Ｖｐｆと、充電電流Ｉｏｕｔを指令電流Ｉｏｕｔ＊とする上で要求されるフィードフォワード操作量（以下、２次側ＦＦ操作量）との加算値として、２次側コンバータ２６の最終的な入力電圧の指令値Ｖｐ２＊を算出する。ここで、２次側ＦＦ操作量は、指令電流Ｉｏｕｔ＊を入力として、２次側フィードフォワード操作量算出部５８において算出される。なお、上記２次側ＦＦ操作量は、例えば、この操作量及び指令電流Ｉｏｕｔ＊が関係付けられたマップを用いて算出すればよい。また、第１の加算部６０の出力値は、２次側操作信号生成部３９に入力される。
一方、上記入力電圧の指令値Ｖｐｆは、さらに、１次側フィードバック操作量算出部５６にも入力される。そして、１次側フィードバック操作量算出部５６の出力値は、第２の加算部６４に入力される。第２の加算部６４は、１次側フィードバック操作量算出部５６の出力値と、１次側共振電流Ｉｒｅｓ１の波高値を１次側指令電流Ｉｒ１＊とする上で要求されるフィードフォワード操作量（以下、１次側ＦＦ操作量）との加算値として、１次側コンバータ１４の最終的な出力電圧の指令値Ｖｐ１＊を算出する。ここで、１次側ＦＦ操作量は、指令電流Ｉｏｕｔ＊を入力として、１次側フィードフォワード操作量算出部６２において算出される。なお、１次側ＦＦ操作量は、例えば、この操作量及び指令電流Ｉｏｕｔ＊が関係付けられたマップを用いて算出すればよい。また、第２の加算部６２の出力値は、１次側操作信号生成部４５に入力される。
以上説明した本実施形態によっても、上記第４の実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。
（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
本実施形態では、１次側共振回路１８の構成を変更する。
図７に、本実施形態にかかる非接触給電システムの構成を示す。なお、図７において、先の図３に示した部材等と同一の部材等については、便宜上、同一の符号を付している。
図示されるように、本実施形態では、１次側共振回路１８を、１次側コイル１８ａと、これに直列接続された１次側コンデンサ１８ｃからなるＬＣ直列共振回路とする。これに伴い、１次側指令電圧算出部５０において用いられる電圧係数｜α｜を変更している。
詳しくは、１次側共振回路１８、２次側共振回路２０及び２次側共振回路２０の出力側のそれぞれの電流流通経路についてキルヒホッフの第２法則を適用すると、上式（ｅｑ３），（ｅｑ４）と併せて、下式（ｅｑ１７）が導かれる。
Figure 0005979032
 上式（ｅｑ６），（ｅｑ１７）より、下式（ｅｑ１８）が導かれる。
Figure 0005979032
 さらに、上式（ｅｑ１８），（ｅｑ８）より、下式（ｅｑ１９）が導かれる。
Figure 0005979032
 上式（ｅｑ１９）から、電圧係数｜α｜は、下式（ｅｑ２０）にて表すことができる。
Figure 0005979032
 なお、本実施形態においても、上式（ｅｑ１１）から上式（ｅｑ１２）への近似手法と同じ手法を用いることで、上式（ｅｑ２０）を下式（ｅｑ２１）のように近似できる。
Figure 0005979032
 以上説明した本実施形態によっても、上記第２の実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
・上記第２の実施形態において、上式（ｅｑ１１）にて表される電圧係数｜α｜を用いて共振電流補償処理を行ってもよい。この場合であっても、１次側コイル１８ａ及び２次側コイル２０ａ間の電力伝送効率を高めることはできる。
・上記第３の実施形態において、１次側コンデンサ１８ｂ及び２次側コンデンサ２０ｂの静電容量Ｃ１，Ｃ２同士、並びに１次側共振回路１８及び２次側共振回路２０の直列等価抵抗ｒ１，ｒ２同士のいずれか一方を同一の値に設定してもよい。この場合であっても、上記静電容量又は直列等価抵抗のいずれかによって電圧係数｜α｜を一意に定めることはできる。また、１次側コンデンサ１８ｂの静電容量Ｃ１及び２次側コンデンサ２０ｂの静電容量Ｃ２を相違する値に設定してかつ、１次側共振回路１８の等価抵抗ｒ１及び２次側共振回路２０の等価抵抗ｒ２を相違する値に設定してもよい。この場合であっても、上式（ｅｑ１６）にて表されるように、電圧係数｜α｜を、上記静電容量Ｃ１，Ｃ２、及び上記直列等価抵抗ｒ１，ｒ２によって一意に定めることはできる。
・「１次側共振回路」及び「２次側共振回路」の組み合わせとしては、上記各実施形態に例示したものに限らない。例えば、１次側共振回路及び２次側共振回路の双方をＬＣ直列共振回路としたり、１次側共振回路をＬＣ並列共振回路としてかつ２次側共振回路をＬＣ直列共振回路としてもよい。
・バッテリ２４に出力される電力をその指令値に制御すべく２次側コンバータ２６を操作する「操作手段」としては、バッテリ２４に出力される電流を指令電流Ｉｏｕｔ＊に制御すべく２次側コンバータ２６を操作するものに限らない。例えば、上記第１の実施形態において、バッテリ２４に出力される電圧を指令電圧に制御すべく２次側コンバータ２６を操作する定電圧制御を行うものであってもよい。
・上記第６の実施形態において、上記第１の実施形態で説明した電流係数βを用いた共振電流補償処理を行ってもよい。
・「負荷」としては、バッテリ２４に限らず、他の車載電気機器であってもよい。
・直流変換器としては、入力される交流信号の波高値を出力する波高値検出回路に限らず、例えば、入力される交流信号の実効値を出力する実効値検出回路であってもよい。この場合、例えば上記第１の実施形態において、共振電流補償処理は、１次側共振電流Ｉｒｅｓ１及び２次側共振電流Ｉｒｅｓ２のそれぞれの実効値を用いて行われることとなる。
１６…フルブリッジインバータ、１８ａ…１次側コイル、１８ｂ…１次側コンデンサ、１８…１次側共振回路、２０ａ…２次側コイル、２０ｂ…２次側コンデンサ、２０…２次側共振回路、２８…制御装置。

Claims (6)

  1. １次側コイル（１８ａ）及び２次側コイル（２０ａ）の間で非接触で電力授受を行う非接触給電システムに適用され、
    前記１次側コイルは、１次側コンデンサ（１８ｂ，１８ｃ）とともに１次側共振回路（１８）を構成し、
    前記２次側コイルは、２次側コンデンサ（２０ｂ）とともに２次側共振回路（２０）を構成し、
    前記非接触給電システムは、
    前記１次側共振回路に交流電圧を印加する交流電圧印加手段（１６）と、
    前記２次側共振回路から出力される交流電圧を直流電圧に変換する２次側整流回路（２２）と、
    前記２次側整流回路から出力される直流電圧を所定の直流電圧に変換して負荷（２４）に出力する２次側コンバータ（２６）と、
    を備え、
    前記２次側共振回路の等価抵抗を前記１次側共振回路の等価抵抗で除算した値の平方根を電流係数と定義し、
    前記負荷に出力される電力をその指令値に制御すべく前記２次側コンバータを操作し、また、前記１次側共振回路に流れる電流が前記２次側共振回路に流れる電流及び前記電流係数の乗算値となるように前記１次側共振回路の入力電圧を操作する操作手段（２８）を備えることを特徴とする非接触給電制御装置。
  2. 前記１次側共振回路に流れる電流を前記２次側共振回路に流れる電流及び前記電流係数の乗算値とするとの条件の下、前記１次側共振回路の入力電圧を前記２次側共振回路の出力電圧で除算することで得られる伝達関数の絶対値を電圧係数と定義し、
    前記操作手段は、前記１次側共振回路の入力電圧が前記２次側共振回路の出力電圧及び前記電圧係数の乗算値となるように前記１次側共振回路の入力電圧を操作することを特徴とする請求項１記載の非接触給電制御装置。
  3. 前記１次側共振回路は、前記１次側コイルに前記１次側コンデンサ（１８ｂ）が並列接続されたＬＣ並列共振回路であり、
    前記２次側共振回路は、前記２次側コイルに前記２次側コンデンサが並列接続されたＬＣ並列共振回路であり、
    前記非接触給電システムは、前記１次側共振回路の入力電流が該１次側共振回路に流れる電流よりも小さく設定されてかつ、前記２次側共振回路の出力電流が該２次側共振回路に流れる電流よりも小さく設定されるように構成されていることを特徴とする請求項２記載の非接触給電制御装置。
  4. 前記１次側コンデンサ及び前記２次側コンデンサの静電容量同士、並びに前記１次側共振回路及び前記２次側共振回路の等価抵抗同士のうち少なくとも一方は、同一の値に設定されていることを特徴とする請求項３記載の非接触給電制御装置。
  5. 前記１次側共振回路は、前記１次側コイルに前記１次側コンデンサ（１８ｃ）が直列接続されたＬＣ直列共振回路であり、
    前記２次側共振回路は、前記２次側コイルに前記２次側コンデンサが並列接続されたＬＣ並列共振回路であることを特徴とする請求項１又は２記載の非接触給電制御装置。
  6. 前記非接触給電システムは、直流電源（１０，１２）から入力される直流電圧を降圧して前記交流電圧印加手段に出力する降圧コンバータ（１４）を備え、
    前記２次側コンバータは、前記２次側整流回路から出力される直流電圧を昇圧して前記負荷に出力する昇圧コンバータであり、
    前記操作手段は、前記１次側共振回路に流れる電流が前記２次側共振回路に流れる電流及び前記電流係数の乗算値となるように前記降圧コンバータの出力電圧を操作することで前記１次側共振回路の入力電圧を操作することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の非接触給電制御装置。
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