JP2018074792A - 給電側装置および給電システム - Google Patents

Abstract

【課題】突入電流を減少させるための従来技術では、電気回路部品の挿入を伴うので、機器の大型化やコストアップを招く。【解決手段】給電側装置は、磁気結合を利用して給電側装置から、負荷が接続される受電側装置に電力を非接触で伝送する給電システムにおける給電側装置である。この給電側装置は、給電側共振器と、給電側共振器に高周波信号を出力する電源部と、受電側装置から負荷情報を受信する通信部と、電源部に対して、高周波信号の出力開始直後から、通信部で受信した負荷情報に基づいた高周波信号の制御を行う制御部とを備えている。これにより、機器の大型化やコストアップを抑えつつ、突入電流を低減することができる。【選択図】図１

Description

本発明は、給電側装置および給電システムに関する。

モータに対して始動時に大電流が供給される時、または、バッテリへの充電が開始される時に、モータまたはバッテリには突入電流が流入する。この突入電流の発生によってモータやバッテリが加熱され、寿命が劣化することが知られている。また、この突入電流の発生によって、モータやバッテリの周辺の回路にも瞬間的に大電流が流れるので、機器故障に繋がる。そのため、保護回路を設ける必要があり、設計・製造のコストが増大する。

これらの問題を回避するために、突入電流を減少させる方策が従来から提案されている。例えば、特許文献１に記載の発明では、突入電流発生時だけ抵抗が回路に接続され、それ以外の時には抵抗が回路から切り離される。また、例えば、特許文献２に記載の発明では、突入電流を退避させるためのインダクタが設けられている。インダクタは、高周波成分に対しては高抵抗である一方で、直流成分に対しては理想的には無抵抗である。そのため、突入電流の発生していない時には損失が非常に少ないというメリットがある。

特開平７−３３６６０９号公報 特開２０１１−１９９９４９号公報

しかし、上記特許文献１，２に記載の発明では、電気回路部品の挿入を伴うので、機器の大型化やコストアップを招くという問題があった。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、機器の大型化やコストアップを抑えつつ、突入電流を低減することの可能な給電側装置および給電システムを提供することにある。

本発明の一実施の形態に係る第１の給電側装置は、磁気結合を利用して給電側装置から、負荷が接続される受電側装置に電力を非接触で伝送する給電システムにおける給電側装置である。この給電側装置は、給電側共振器と、給電側共振器に高周波信号を出力する電源部と、受電側装置から、接続された負荷の電圧および電流のうち少なくとも電圧に関する情報を負荷情報として受信する通信部とを備えている。この給電側装置は、さらに、電源部に対して、高周波信号の出力開始直後から、通信部で受信した負荷情報に基づいた高周波信号の制御を行う制御部を備えている。

本発明の一実施の形態に係る第１の給電システムは、磁気結合を利用して給電側装置から、負荷が接続される受電側装置に電力を非接触で伝送する給電システムである。この給電システムは、給電側装置と受電側装置とを備えている。受電側装置は、受電側共振器と、接続された負荷の電圧および電流のうち少なくとも電圧を検出する検出器と、検出器での検出結果を給電側装置に送信する第１通信部とを有している。給電側装置は、給電側共振器と、給電側共振器に高周波信号を出力する電源部と、検出結果を第１通信部から受信する第２通信部とを有している。給電側装置は、さらに、電源部に対して、高周波信号の出力開始直後から、第２通信部で受信した検出結果に基づいた高周波信号の制御を行う制御部を有している。

本発明の一実施の形態に係る第１の給電側装置および第１の給電システムでは、電源部に対して、高周波信号の出力開始直後から、負荷情報に基づいた高周波信号の制御が行われる。これにより、突入電流が低減される。

本発明の一実施の形態に係る第２の給電側装置は、磁気結合を利用して給電側装置から、負荷が接続される受電側装置に電力を非接触で伝送する給電システムにおける給電側装置である。この給電側装置は、給電側共振器と、給電側共振器に高周波信号を出力する電源部とを備えている。この給電側装置は、さらに、受電側装置から、給電側装置と受電側装置との間の、磁気結合に関係する距離、および接続された負荷の電流に関する情報を受電側情報として受信する通信部を備えている。この給電側装置は、さらに、電源部に対して、高周波信号の出力開始直後から、通信部で受信した受電側情報に基づいた高周波信号の制御を行う制御部を備えている。

本発明の一実施の形態に係る第２の給電システムは、磁気結合を利用して給電側装置から、負荷が接続される受電側装置に電力を非接触で伝送する給電システムである。この給電システムは、給電側装置と受電側装置とを備えている。受電側装置は、受電側共振器と、接続された負荷の電流を検出する電流検出器と、電流検出器での検出結果を給電側装置に送信する第１通信部とを有している。給電側装置は、給電側共振器と、給電側共振器に高周波信号を出力する電源部と、検出結果を第１通信部から受信する第２通信部と、給電側装置と受電側装置との間の、磁気結合に関係する距離を計測する距離計測部とを有している。給電側装置は、さらに、電源部に対して、高周波信号の出力開始直後から、距離計測部で得られた距離、および、第２通信部で受信した検出結果に基づいた高周波信号の制御を行う制御部を有している。

本発明の一実施の形態に係る第２の給電側装置および第２の給電システムでは、上述の距離および負荷の電流に基づいた高周波信号の制御が行われる。これにより、突入電流が低減される。

本発明の一実施の形態に係る第１の給電側装置および第１の給電システムによれば、負荷の電圧および電流のうち少なくとも電圧に関する負荷情報に基づいた高周波信号の制御を行うようにしたので、機器の大型化やコストアップを抑えつつ、突入電流を低減することができる。

本発明の一実施の形態に係る第２の給電側装置および第２の給電システムによれば、上述の距離および負荷の電流に基づいた高周波信号の制御を行うようにしたので、機器の大型化やコストアップを抑えつつ、突入電流を低減することができる。

本発明の第１の実施の形態に係る給電システムの概略構成の一例を表す図である。 図１の給電側装置の制御部の機能ブロックの一例を表す図である。 図１の給電側装置の制御部に格納されたゲインテーブルの一例を表す図である。 図１の整流平滑回路の回路構成の一例を表す図である。 図１の給電システムにおける給電手順の一例を表す図である。 図１のＤＣ−ＡＣインバータにフィードバックがかかっていないときの出力波形の一例を表す図である。 図１のＤＣ−ＡＣインバータにフィードバックがかかっているときの出力波形の一例を表す図である。 本発明の第２の実施の形態に係る給電システムの概略構成の一例を表す図である。 図８の給電側装置の制御部の機能ブロックの一例を表す図である。 図８の給電システムにおける給電手順の一例を表す図である。 本発明の第３の実施の形態に係る給電システムの概略構成の一例を表す図である。 図１１の給電側装置の制御部の機能ブロックの一例を表す図である。 図１１の給電側装置の制御部に格納されたゲインテーブルの一例を表す図である。 図１、図８、図１１の給電側装置の電源部の機能ブロックの一例を表す図である。 図１、図１１の給電側装置の電源部の機能ブロックの一例を表す図である。

以下、本発明の一実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

＜１．第１の実施の形態＞
［構成］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る給電システム１の概略構成の一例を表したものである。給電システム１は、磁気結合の一例である磁界共振（Magnetic Resonance）方式を用いて、給電側装置１０から受電側装置２０に電力を非接触で伝送するシステムである。磁界共振方式とは、給電側共振器１２と受電側共振器２１を高Ｑにして電磁的に同じ周波数でＬＣ共振させ、空間に蓄積される磁気エネルギーを通して電力伝送をする技術である。磁界共振とは、給電側共振器１２に電流が流れることにより発生した磁場の振動が、同じ周波数で共振する受電側装置２０の共振回路（受電側共振器２１）に伝わる現象である。磁界共振では、利用する周波数の波長に比べて、十分に小さな距離に受電側共振器２１がある時に、磁場の振動が給電側共振器１２から受電側共振器２１に伝わり、受電側共振器２１に電流が流れる。

給電システム１は、給電側装置１０および受電側装置２０を備えている。受電側装置２０には、負荷２４が接続される。なお、図１には、受電側装置２０に負荷２４が接続されている様子が例示されている。負荷２４は、例えば、バッテリまたはモータなどである。

（給電側装置１０）
給電側装置１０は、例えば、電源部１１、給電側共振器１２、制御部１３および通信部１４を有している。電源部１１は、所定の周波数（例えば、数ＭＨｚ〜数百ＭＨｚの範囲内の周波数）の高周波電力を発生し、給電側共振器１２に出力する。電源部１１は、例えば、ＡＣ電源部１１ａ、ＡＣ−ＤＣコンバータ１１ｂ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１ｃおよびＤＣ−ＡＣインバータ１１ｄを有している。ＡＣ電源部１１ａは、高周波信号（電圧信号）を生成する。ＡＣ−ＤＣコンバータ１１ｂは、ＡＣ電源部１１ａで生成された高周波信号を直流信号に変換する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１１ｃは、ＡＣ−ＤＣコンバータ１１ｂで生成された直流信号の電圧値を所定の電圧値に変える。ＤＣ−ＡＣインバータ１１ｄは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１ｃで生成された直流信号を高周波信号（電圧信号）に変換する。ＤＣ−ＡＣインバータ１１ｄは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１ｃの出力側に接続されている。ＤＣ−ＡＣインバータ１１ｄは、例えば、ＰＷＭ制御インバータであり、複数個のスイッチング素子によって構成されたブリッジ回路と、ブリッジ回路に制御信号を入力するドライブ回路とを有している。

給電側共振器１２は、電源部１１から出力される高周波信号（電圧信号）を受電側装置の受電側共振器２１にワイヤレスで伝送する。給電側共振器１２は、例えば、複数ターンのソレノイドコイルからなるインダクタと、そのインダクタに直列に接続されたキャパシタとの直列共振回路によって構成されている。給電側共振器１２は、例えば、直列共振回路の直列共振周波数ｆo（＝１／［２π・√（Ｌ・Ｃ）］）（Ｌ：インダクタの自己インダクタンス、Ｃ：キャパシタのキャパシタンス）が電源部１１から出力される高周波電力の周波数ｆg（以下、「電源周波数ｆg」という。）［ＭＨｚ］に調整されている。

制御部１３は、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＣＰＵなどを備えるマイクロコンピュータやＦＰＧＡ（field-programmable gate array）などで構成される。制御部２４は、電源部１１に対してＤＣ−ＡＣインバータ１１ｄの出力電圧を制御する出力制御信号を出力し、電源部１１から出力される高周波信号（高周波電力）を制御する。

図２は、制御部１３の機能ブロックの一例を表したものである。制御部１３は、例えば、減算器１３ａおよびＰＷＭ信号生成部１３ｂを有している。減算器１３ａは、ＰＷＭ信号生成部１３ｂに偏差ΔＩ（＝Ｉｌｏａｄ＊−Ｉｌｏａｄ）を出力する。ＰＷＭ信号生成部１３ｂは、ＤＣ−ＡＣインバータ１１ｄを制御するためのＰＷＭ信号を生成し、ＤＣ−ＡＣインバータ１１ｄに出力する。Ｉｌｏａｄ＊は、目標電流値である。Ｉｌｏａｄは、受電側装置２０で検出された電流値である。

ＰＷＭ信号生成部１３ｂは、例えば、負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄおよび電流値Ｉｌｏａｄに関する負荷情報に基づいて、電源部１１から給電側共振器１２に出力する高周波信号を制御する。ＰＷＭ信号生成部１３ｂは、負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄと、目標電流値Ｉｌｏａｄ＊と負荷２４の電流値Ｉｌｏａｄとの偏差ΔＩとに基づいて、ＰＷＭ信号を生成し、ＤＣ−ＡＣインバータ１１ｄに出力することにより、ＤＣ−ＡＣインバータ１１ｄ（ＤＣ−ＡＣインバータ１１ｄで生成される高周波信号）を制御する。

ＰＷＭ信号生成部１３ｂは、負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄに応じたゲインＫを導出し、導出したゲインＫと、偏差ΔＩとに基づいてＰＷＭ信号を生成する。ここで、ＰＷＭ信号生成部１３ｂが、ＰＩ制御（比例積分制御）によりＰＷＭ信号を生成する場合には、ゲインＫは、比例要素のフィードバックゲインＫｐと、積分要素のフィードバックゲインＫｉとにより構成される。

なお、ＰＷＭ信号生成部１３ｂが、ＰＩＤ制御（比例積分微分制御）によりＰＷＭ信号を生成する場合には、ゲインＫは、比例要素のフィードバックゲインＫｐと、積分要素のフィードバックゲインＫｉと、微分要素のフィードバックゲインＫｄとにより構成される。また、ＰＷＭ信号生成部１３ｂが、Ｉ制御（積分制御）によりＰＷＭ信号を生成する場合には、ゲインＫは、積分要素のフィードバックゲインＫｉにより構成される。また、ＰＷＭ信号生成部１３ｂが、Ｐ制御（比例制御）によりＰＷＭ信号を生成する場合には、ゲインＫは、比例要素のフィードバックゲインＫｐにより構成される。

ＰＷＭ信号生成部１３ｂは、例えば、負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄと、ゲインとが関連付けられたゲインテーブルもしくはゲイン関数を有しており、ゲインテーブルもしくはゲイン関数を用いて、ゲインを導出する。ＰＷＭ信号生成部１３ｂが、ＰＩ制御（比例積分制御）によりＰＷＭ信号を生成するとする。この場合、ＰＷＭ信号生成部１３ｂは、例えば、負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄと、ゲイン（Ｋｐ，Ｋｉ）とが関連付けられたゲインテーブル１３Ａ（図３参照）もしくはゲイン関数を有しており、ゲインテーブル１３Ａもしくはゲイン関数を用いて、ゲイン（Ｋｐ，Ｋｉ）を導出する。

図３は、ゲインテーブル１３Ａの一例を表したものである。図３に記載のゲインテーブル１３Ａでは、負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄの範囲として６区画が用意されており、区画ごとにゲイン（Ｋｐ，Ｋｉ）が規定されている。従って、例えば、負荷２４の電圧値ＶｌｏａｄがＶ３とＶ４との間の値となっていた場合、ＰＷＭ信号生成部１３ｂは、ゲインテーブル１３Ａから、ゲイン（Ｋｐ，Ｋｉ）として、Ｋｐ（３），Ｋｉ（３）を抽出する。なお、ゲインテーブル１３Ａの区画の数は、６に限定されるものではない。

通信部１４は、例えば、受電側装置２０の通信部２５（後述）とワイヤレスで通信を行う。通信部１４および通信部２５は、例えば、ブルートゥース（登録商標）等の近接無線通信などを用いて互いに通信を行う。なお、通信部１４および通信部２５は、例えば、有線で通信を行ってもよい。通信部１４は、例えば、検出器での検出結果（電圧値Ｖｌｏａｄおよび電流値Ｉｌｏａｄ）を給電側装置１０からワイヤレスで受信する。

（受電側装置２０）
次に、受電側装置２０について説明する。受電側装置２０は、例えば、受電側共振器２１、整流平滑回路２２、電圧電流検出器２３および通信部２５を有している。受電側装置２０には、負荷２４が接続されている。

受電側共振器２１は、給電側装置１０の給電側共振器１２との間で磁界結合をして当該給電側共振器１２から高周波電力を受電する。受電側共振器２１は、給電側共振器１２と同一の構成を有し、複数ターンのソレノイドコイルからなるインダクタと、そのインダクタに直列に接続されたキャパシタとの直列共振回路によって構成されている。受電側共振器２１も、直列共振回路の直列共振周波数ｆo（＝１／［２π・√（Ｌ・Ｃ）］）（Ｌ：インダクタの自己インダクタンス、Ｃ：キャパシタのキャパシタンス）が電源周波数ｆg［ＭＨｚ］に調整されている。

図４は、整流平滑回路２２の回路構成の一例を表したものである。整流平滑回路２２は、受電側共振器２１から出力される高周波信号を整流する整流回路２２ａと、整流回路２２ａで整流された信号を平滑化する平滑回路２２ｂとを有している。整流回路２２ａは、例えば、４個の整流素子をブリッジ接続したブリッジ回路で構成されている。４個の整流素子にはショットキーバリアーダイオードが用いられる。なお、整流素子には素子内部に並列にキャパシタが形成され、ＨＦ帯では、このキャパシタを通して進相の高周波電流が流れるので、この進相の高周波電流をキャンセルするために整流回路２２ａの入力端にインダクタが並列に接続されていることが好ましい。

電圧電流検出器２３は、直流電圧計と直流電流計を含んで構成されている。直流電圧計は、整流平滑回路２２から負荷２４に印加される直流電圧（電圧値Ｖｌｏａｄ）を計測する。直流電流計は、整流平滑回路２２から負荷２４に供給される直流電流（電流値Ｉｌｏａｄ）を計測する。電圧電流検出器２３は、検出した電圧値Ｖｌｏａｄおよび電流値Ｉｌｏａｄを、通信部２５，１４を介して、給電側装置１０内の制御部１３に出力する。通信部２５は、例えば、検出器での検出結果（電圧値Ｖｌｏａｄおよび電流値Ｉｌｏａｄ）を給電側装置１０にワイヤレスで送信する。

次に、給電システム１におけるフィードバック制御について説明する。例として、負荷２４としてバッテリが選択され、制御方式がＰＩ制御となっているものとする。受電側装置２０に接続された負荷２４をキャパシタと捉えると、標準的な構成は図４のようになる。ここで、図４中のＲは、受電側装置２０の抵抗成分を集約した仮想抵抗である。

負荷２４の電圧値をＶｌｏａｄとし、仮想抵抗の抵抗値をＲとし、仮想抵抗や負荷２４を流れる電流値をＩｌｏａｄとする。このとき、Ｖｌｏａｄは、以下の式（１）で表される。ここで、Ｖｏは、整流平滑回路２２の出力電圧である。τは、ＲＣで表される。式（１）から、時間の経過とともに負荷２４（バッテリ）の電圧は増加する事が分かる。
Ｖｌｏａｄ（ｔ）＝Ｖｏ×[１−ｅｘｐ（−ｔ／τ）]…式（１）

一方、負荷２４（バッテリ）の電圧および電荷の関係式から、以下の式（２）が導かれる。
Ｑ＝Ｃ×Ｖｌｏａｄ（ｔ）…式（２）

従って、
ｉ（ｔ）＝ｄＱ／ｄｔ＝ＣｄＶｌｏａｄ（ｔ）／ｄｔ
＝ＣＶｏ／（ＲＣ）×ｅｘｐ（−ｔ／τ）
＝Ｖｏ／Ｒ×ｅｘｐ（−ｔ／τ）…式（３）

以上より、直流における負荷２４（バッテリ）のインピーダンスをＺ（ｔ）と置くと、
Ｚ（ｔ）＝Ｖｌｏａｄ（ｔ）／ｉ（ｔ）
＝Ｒ×[ｅｘｐ（ｔ／τ）−１] …式（４）

式（４）は、ｔ＝０のとき、Ｚ（０）＝０、ｔ→∞のとき、Ｚ（０）→∞となり、定性的な解析結果と一致する。

以上から、時間の経過とともにバッテリ電圧（Ｖｌｏａｄ（ｔ））が上昇し、同時にインピーダンス（Ｚ（ｔ））が増大する事が分かる。換言すると、負荷２４（バッテリ）の電圧（Ｖｌｏａｄ（ｔ））を参照値とすることでインピーダンス情報を入手することができる。

一方、離散的書式において、一般的なＰＩ制御式を書くと、以下の式（５），式（６）のようになる。また、離散的書式において、一般的なＰＩＤ制御式を書くと、以下の式（５），式（７）のようになる。ここで、ｕ（ｋ）およびｕ（ｋ−１）は制御信号、ｅ（ｋ）は目標値との偏差を示す。また、ＫｐはＰ制御におけるゲイン値、ＫｉはＩ制御におけるゲイン値、ＫｄはＤ制御におけるゲイン値である。
ｕ（ｋ）＝ｕ（ｋ−１）＋Δｕ（ｋ）…式（５）
Δｕ（ｋ）＝Ｋｐ×ｅ（ｋ）＋Ｋｉ×ｅ（ｋ）…式（６）
Δｕ（ｋ）＝Ｋｐ×ｅ（ｋ）＋Ｋｉ×ｅ（ｋ）
＋Ｋｄ×（ｅ（ｋ）−ｅ（ｋ−１））…式（７）

以上の方法により、ワイヤレス給電方式においてバッテリ電圧（Ｖｌｏａｄ（ｔ））をモニタすることでインピーダンスが推定でき、その推定結果に応じた適切な電流波形生成を行うようなゲイン値を設定することができる。なお、これは電流フィードバックおよび電圧フィードバックどちらでも同じ効果が得られる。

[給電手順]
次に、給電システム１における給電手順について説明する。図５は、給電システム１における給電手順の一例を表したものである。以下では、受電側装置２０が台車や自動車などの移動体に載せられて、移動体とともに移動するものとする。一方の給電側装置１０は、受電側装置２０が載せられた移動体が通る通路に隣接して配置されているものとする。

まず、受電側装置２０が載せられた移動体が停止する。すると、移動体から停止信号が受電側装置２０に入力される。受電側装置２０は、停止信号の入力を受け付けると、受け付けた停止信号を給電側装置１０に送信する（ステップＳ１０１）。給電側装置１０の制御部１３は、停止信号を受電側装置２０から受信すると（ステップＳ１０２）、高周波信号の出力開始を電源部１１に指示する。すると、電源部１１から給電側共振器１２への高周波信号の出力が開始される（ステップＳ１０３）。給電側共振器１２に高周波信号が流れると、給電側共振器１２から磁場が発生し、発生した磁場の振動が、同じ周波数で共振する受電側装置２０の共振回路（受電側共振器２１）に伝わる。その結果、受電側共振器２１に高周波信号が発生する。受電側共振器２１で発生した高周波信号は、整流平滑回路２２によって整流され、平滑化される。その結果、直流電圧が負荷２４にかかるとともに、直流電流が負荷２４に流れる。

このとき、電流電圧検出器２３が、負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄおよび電流値Ｉｌｏａｄを検出し（ステップＳ１０４）、給電側装置１０に送信する（ステップＳ１０５）。給電側装置１０（制御部１３）は、負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄおよび電流値Ｉｌｏａｄを受信すると（ステップＳ１０６）、受信した負荷２４の電流値Ｉｌｏａｄに基づいて偏差ΔＩを生成するとともに、受信した負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄに基づいてゲインＫ（例えばＫｐ、Ｋｉ）を生成する（ステップＳ１０７）。続いて、給電側装置１０（制御部１３）は、生成した偏差ΔＩおよびゲインＫ（例えばＫｐ、Ｋｉ）に基づいてＰＷＭ信号を生成する（ステップＳ１０８）。給電側装置１０（制御部１３）は、生成したＰＷＭ信号を、ＤＣ−ＡＣインバータ１１ｄに出力することにより、ＤＣ−ＡＣインバータ１１（つまり、給電側共振器１２に出力する高周波信号）を制御する（ステップＳ２０９）。つまり、給電側装置１０（制御部１３）は、電源部１１に対して高周波信号の出力開始の指示をした後に、受電側装置２０から受信した負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄおよび電流値Ｉｌｏａｄに基づいて高周波信号を制御する。給電側装置１０（制御部１３）は、電源部１１に対して、高周波信号の出力開始直後から、通信部１４で受信した負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄおよび電流値Ｉｌｏａｄに基づいた高周波信号の制御を行う。

給電システム１は、受電側装置２０が充電完了信号を検知するまでの間、ステップＳ１０４〜ステップＳ１０９を繰り返し実施する。受電側装置２０は、充電完了信号を検知すると、充電完了信号を給電側装置１０に送信する（ステップＳ１１０）。給電側装置１０（制御部１３）は、充電完了信号を受電側装置２０から受信すると（ステップＳ１１１）、電源１１に対して高周波信号の出力の停止を指示する。すると、電源部１１から給電側共振器１２への高周波信号の出力が停止される（ステップＳ１１２）。

［効果］
次に、給電システム１における効果について説明する。

モータに対して始動時に大電流が供給される時、または、バッテリへの充電が開始される時に、モータまたはバッテリには突入電流が流入する（例えば、図６参照）。この突入電流の発生によってモータやバッテリが加熱され、寿命が劣化することが知られている。また、この突入電流の発生によって、モータやバッテリの周辺の回路にも瞬間的に大電流が流れるので、機器保護の観点から過剰な設計となる。

これらの問題を回避するために、突入電流を減少させる方策が従来から提案されている。例えば、上記特許文献１に記載の発明では、突入電流発生時だけ抵抗が回路に接続され、それ以外の時には抵抗が回路から切り離される。また、例えば、上記特許文献２に記載の発明では、突入電流を退避させるためのインダクタが設けられている。インダクタは、高周波成分に対しては高抵抗である一方で、直流成分に対しては理想的には無抵抗である。そのため、突入電流の発生していない時には損失が非常に少ないというメリットがある。しかし、上記特許文献１，２に記載の発明では、電気回路部品の挿入を伴うので、機器の大型化やコストアップを招くという問題があった。

一方、本実施の形態では、負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄおよび電流値Ｉｌｏａｄのうち少なくとも電圧値Ｖｌｏａｄに関する負荷情報に基づいて電源部１１から給電側共振器１２に出力する高周波信号が制御される。これにより、インピーダンスの大小に応じた適切な電圧Ｖｏが得られる。すなわち、突入電流が生じるような低インピーダンス条件では、Ｖｏを適切に低くすることができる。その結果、図７に示したように、突入電流を低減することができる。また、目標値にも速やかに到達することができる。ここで、受電側装置２０に電圧電流検出器２３が別の目的で設けられている場合、給電側共振器１２に出力する高周波信号の制御のために新たに電気回路部品を設ける必要がない。従って、このような場合には、機器の大型化やコストアップを抑えつつ、突入電流を低減することができる。

また、本実施の形態では、負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄと、目標電流値と電流値Ｉｌｏａｄとの偏差ΔＩとに基づいてＰＷＭ信号が生成され、ＤＣ−ＡＣインバータ１１ｄに出力されることにより、高周波信号が制御される。これにより、インピーダンスの大小に応じた適切な電圧Ｖｏが得られる。すなわち、突入電流が生じるような低インピーダンス条件では、Ｖｏを適切に低くすることができる。その結果、突入電流を低減することができる。

また、本実施の形態では、負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄに応じたゲインＫが導出され、導出されゲインＫと、偏差ΔＩとに基づいてＰＷＭ信号が生成される。これにより、インピーダンスの大小に応じた適切な電圧Ｖｏが得られる。すなわち、突入電流が生じるような低インピーダンス条件では、Ｖｏを適切に低くすることができる。その結果、突入電流を低減することができる。

また、本実施の形態では、負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄと、ゲインＫとが関連付けられたゲインテーブルもしくはゲイン関数が設けられており、ゲインテーブルもしくはゲイン関数を用いて、ゲインＫが導出される。これにより、短い演算時間で、インピーダンスの大小に応じた適切な電圧Ｖｏが得られる。すなわち、突入電流が生じるような低インピーダンス条件では、Ｖｏを適切に低くすることができる。その結果、突入電流を低減することができる。

また、本実施の形態では、電源部１１に対して高周波信号の出力開始の指示がなされた後に、受電側装置２０から受信した負荷情報（負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄおよび電流値Ｉｌｏａｄ）に基づいて高周波信号が制御される。これにより、突入電流の生じ得るタイミングで、インピーダンスの大小に応じた適切な電圧Ｖｏが得られる。すなわち、突入電流が生じるような低インピーダンス条件では、Ｖｏを適切に低くすることができる。その結果、突入電流を低減することができる。

＜２．第２の実施の形態＞
[構成]
次に、本発明の第２の実施形態に係る給電システム２について説明する。給電システム２は、給電システム１において、電圧電流検出器２３の代わりに電圧検出器４１を備えており、さらに、制御部１３の代わりに制御部３１を備えている。

電圧検出器４１は、整流平滑回路２２から負荷２４に印加される直流電圧（電圧値Ｖｌｏａｄ）を計測する直流電圧計を含んで構成されている。電圧検出器４１は、検出した電圧値Ｖｌｏａｄを、通信部２５，１４を介して、給電側装置１０内の制御部１３に出力する。

制御部３１は、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＣＰＵなどを備えるマイクロコンピュータやＦＰＧＡなどで構成される。制御部２４は、電源部１１に対してＤＣ−ＤＣコンバータ１１ｃの出力電圧を制御する出力制御信号を出力し、電源部１１から出力される高周波信号（高周波電力）を制御する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１１ｃは、例えば、ＰＷＭ制御コンバータであり、複数個のスイッチング素子によって構成されたブリッジ回路と、ブリッジ回路に制御信号を入力するドライブ回路とを有している。

図９は、制御部３１の機能ブロックの一例を表したものである。制御部３１は、例えば、ＰＷＭ信号生成部３１ａを有している。ＰＷＭ信号生成部３１ａは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１ｃを制御するためのＰＷＭ信号を生成し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１ｃに出力する。

制御部３１は、例えば、負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄに基づいてＰＷＭ信号を生成し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１ｃに出力することにより、高周波信号を制御する。制御部３１は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄの変化に追従するようにＰＷＭ信号を生成する。

次に、給電システム２におけるフィードバック制御について説明する。例として、負荷２４としてバッテリが選択され、制御方式がＰＩ制御となっているものとする。受電側装置２０に接続された負荷２４をキャパシタと捉えると、標準的な構成は図４のようになる。

負荷２４の電圧値をＶｌｏａｄとし、仮想抵抗の抵抗値をＲとし、仮想抵抗や負荷２４を流れる電流値をＩｌｏａｄとする。このとき、Ｖｌｏａｄは、以下の式（１）で表される。上述の式（１）から、時間の経過とともに負荷２４（バッテリ）の電圧は増加する事が分かる。
Ｖｌｏａｄ（ｔ）＝Ｖｏ×[１−ｅｘｐ（−ｔ／τ）]…式（１）

一方、負荷２４（バッテリ）の電圧および電荷の関係式から、以下の式（２）が導かれる。
Ｑ＝Ｃ×Ｖｌｏａｄ（ｔ）…式（２）

従って、
ｉ（ｔ）＝ｄＱ／ｄｔ＝ＣｄＶｌｏａｄ（ｔ）／ｄｔ
＝ＣＶｏ／（ＲＣ）×ｅｘｐ（−ｔ／τ）
＝Ｖｏ／Ｒ×ｅｘｐ（−ｔ／τ）…式（３）

以上より、直流における負荷２４（バッテリ）のインピーダンスをＺ（ｔ）と置くと、
Ｚ（ｔ）＝Ｖｌｏａｄ（ｔ）／ｉ（ｔ）
＝Ｒ×[ｅｘｐ（ｔ／τ）−１] …式（４）

式（４）は、ｔ＝０のとき、Ｚ（０）＝０、ｔ→∞のとき、Ｚ（０）→∞となり、定性的な解析結果と一致する。

以上から、時間の経過とともにバッテリ電圧（Ｖｌｏａｄ（ｔ））が上昇し、同時にインピーダンス（Ｚ（ｔ））が増大する事が分かる。換言すると、負荷２４（バッテリ）の電圧（Ｖｌｏａｄ（ｔ））を参照値とすることでインピーダンス情報を入手することができる。

また、式（３）より、
Ｖｏ（ｔ）＝Ｒ×ｅｘｐ（−ｔ／τ）＝Ｖｌｏａｄ（ｔ）／Ｚ（ｔ）…式（８）
または、式（４）を含めて、
ｉ（ｔ）＝Ｖｏ（ｔ）／Ｒ×ｅｘｐ（−ｔ／τ）
＝Ｖｌｏａｄ（ｔ）／Ｚ（ｔ）…式（９）
と変形できる。従って、上の式より、Ｖｏ（ｔ）を常に一定とすれば、負荷２４（バッテリ）には定電圧で電流が流れることになる。また、Ｖｏ（ｔ）／Ｒ×ｅｘｐ（−ｔ／τ）が一定となるように、Ｖｏ（ｔ）を変化させれば、負荷２４（バッテリ）には定電流で電流を流すことができる。そして、この電流は、Ｖｌｏａｄ（ｔ）／Ｚ（ｔ）の比で表されることから、換言すると単純にＶｌｏａｄ（ｔ）の変化に追従して、Ｖｏ（ｔ）を変化させれば、容易に一定電流制御ができることを表している。この方式では、フィードバック制御を用いることで、Ｒが未知であっても、Ｖｌｏａｄ（ｔ）の変化に追従して、Ｖｏ（ｔ）を変化させることができる。従って、電流センサ省略等のメリットがある。

以上の方法により、ワイヤレス給電方式においてバッテリ電圧（Ｖｌｏａｄ（ｔ））をモニタすることでインピーダンスが推定できる。そして、その推定結果を用い、上述した式に基づいてＤＣ−ＤＣコンバータ１１ｃの出力電圧を適切に制御することで、定電圧制御や定電流制御が可能になる。一般的に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１ｃの出力電圧制御は高速であるので、突入電流を抑制するような細やかな制御が実現可能である。

[給電手順]
次に、給電システム２における給電手順について説明する。図１０は、給電システム２における給電手順の一例を表したものである。以下では、受電側装置２０が台車や自動車などの移動体に載せられて、移動体とともに移動するものとする。一方の給電側装置１０は、受電側装置２０が載せられた移動体が通る通路に隣接して配置されているものとする。

まず、受電側装置２０が載せられた移動体が停止する。すると、移動体から停止信号が受電側装置２０に入力される。受電側装置２０は、停止信号の入力を受け付けると、受け付けた停止信号を給電側装置１０に送信する（ステップＳ２０１）。給電側装置１０の制御部１３は、停止信号を受電側装置２０から受信すると（ステップＳ２０２）、高周波信号の出力開始を電源部１１に指示する。すると、電源部１１から給電側共振器１２への高周波信号の出力が開始される（ステップＳ１０３）。給電側共振器１２に高周波信号が流れると、給電側共振器１２から磁場が発生し、発生した磁場の振動が、同じ周波数で共振する受電側装置２０の共振回路（受電側共振器２１）に伝わる。その結果、受電側共振器２１に高周波信号が発生する。受電側共振器２１で発生した高周波信号は、整流平滑回路２２によって整流され、平滑化される。その結果、直流電圧が負荷２４にかかるとともに、直流電流が負荷２４に流れる。

このとき、電流電圧検出器２３が、負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄを検出し（ステップＳ２０４）、給電側装置１０に送信する（ステップＳ２０５）。給電側装置１０（制御部１３）は、負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄを受信すると（ステップＳ２０６）、受信した負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄに基づいてＰＷＭ信号を生成する（ステップＳ２０７）。給電側装置１０（制御部３１）は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１ｃの出力電圧が負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄの変化に追従するようにＰＷＭ信号を生成する。給電側装置１０（制御部３１）は、生成したＰＷＭ信号を、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１ｃに出力することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１ｃ（つまり、給電側共振器１２に出力する高周波信号）を制御する（ステップＳ２０８）。つまり、給電側装置１０（制御部３１）は、電源部１１に対して高周波信号の出力開始の指示をした後に、受電側装置２０から受信した負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄに基づいて高周波信号を制御する。給電側装置１０（制御部１３）は、電源部１１に対して、高周波信号の出力開始直後から、通信部１４で受信した負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄに基づいた高周波信号の制御を行う。

給電システム２は、受電側装置２０が充電完了信号を検知するまでの間、ステップＳ２０４〜ステップＳ２０８を繰り返し実施する。受電側装置２０は、充電完了信号を検知すると、充電完了信号を給電側装置１０に送信する（ステップＳ２０９）。給電側装置１０（制御部３１）は、充電完了信号を受電側装置２０から受信すると（ステップＳ２１０）、電源１１に対して高周波信号の出力の停止を指示する。すると、電源部１１から給電側共振器１２への高周波信号の出力が停止される（ステップＳ２１１）。

［効果］
次に、給電システム２における効果について説明する。

本実施の形態では、負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄに関する負荷情報に基づいて電源部１１から給電側共振器１２に出力する高周波信号が制御される。これにより、インピーダンスの大小に応じた適切な電圧Ｖｏが得られる。すなわち、突入電流が生じるような低インピーダンス条件では、Ｖｏを適切に低くすることができる。その結果、突入電流を低減することができる。ここで、本実施の形態では、受電側装置２０に電流検出器が必要無い。そのため、機器の大型化やコストアップを抑えつつ、突入電流を低減することができる。

また、本実施の形態では、負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄに基づいてＰＷＭ信号が生成され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１ｃに出力されることにより、高周波信号が制御される。これにより、インピーダンスの大小に応じた適切な電圧Ｖｏが得られる。すなわち、突入電流が生じるような低インピーダンス条件では、Ｖｏを適切に低くすることができる。その結果、突入電流を低減することができる。

また、本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１ｃの出力電圧が負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄの変化に追従するようにＰＷＭ信号が生成される。これにより、インピーダンスの大小に応じた適切な電圧Ｖｏが得られる。すなわち、突入電流が生じるような低インピーダンス条件では、Ｖｏを適切に低くすることができる。その結果、突入電流を低減することができる。

また、本実施の形態では、電源部１１に対して高周波信号の出力開始の指示がなされた後に、受電側装置２０から受信した負荷情報（負荷２４の電圧値Ｖｌｏａｄ）に基づいて高周波信号が制御される。これにより、突入電流の生じ得るタイミングで、インピーダンスの大小に応じた適切な電圧Ｖｏが得られる。すなわち、突入電流が生じるような低インピーダンス条件では、Ｖｏを適切に低くすることができる。その結果、突入電流を低減することができる。

＜３．第３の実施の形態＞
次に、本発明の第３の実施形態に係る給電システム３について説明する。図１１は、給電システム１の概略構成の一例を表したものである。給電システム３は、給電システム１において、電圧電流検出器２３の代わりに電流検出器６１を備えており、さらに、制御部１３の代わりに制御部５２を備え、さらに、距離計測部５１を備えている。

電流検出器６１は、整流平滑回路２２から負荷２４に供給される直流電流（電流値Ｉｌｏａｄ）を計測する直流電流計を含んで構成されている。電流検出器６１は、検出した電流値Ｉｌｏａｄを、通信部２５，１４を介して、給電側装置１０内の制御部１３に出力する。

距離計測部５１は、給電側装置１０と受電側装置２０との間の、磁気結合に関係する距離を計測する。距離計測部５１は、例えば、ステレオカメラ、ＴＯＦ方式の距離センサなどによって構成されている。距離計測部５１は、計測により得られた距離Ｄを制御部５２に出力する。

制御部５２は、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＣＰＵなどを備えるマイクロコンピュータやＦＰＧＡなどで構成される。制御部５２は、電源部１１に対してＤＣ−ＤＣコンバータ１１ｃの出力電圧を制御する出力制御信号を出力し、電源部１１から出力される高周波信号（高周波電力）を制御する。

図１２は、制御部５２の機能ブロックの一例を表したものである。制御部５２は、例えば、減算器１３ａおよびＰＷＭ信号生成部１３ｂを有している。減算器１３ａは、ＰＷＭ信号生成部１３ｂに偏差ΔＩ（＝Ｉｌｏａｄ＊−Ｉｌｏａｄ）を出力する。ＰＷＭ信号生成部１３ｂは、ＤＣ−ＡＣインバータ１１ｄを制御するためのＰＷＭ信号を生成し、ＤＣ−ＡＣインバータ１１ｄに出力する。Ｉｌｏａｄ＊は、目標電流値である。Ｉｌｏａｄは、受電側装置２０で検出された電流値である。

ＰＷＭ信号生成部１３ｂは、例えば、距離Ｄおよび電流値Ｉｌｏａｄに関する情報に基づいて、電源部１１から給電側共振器１２に出力する高周波信号を制御する。ＰＷＭ信号生成部１３ｂは、距離Ｄと、目標電流値Ｉｌｏａｄ＊と負荷２４の電流値Ｉｌｏａｄとの偏差ΔＩとに基づいて、ＰＷＭ信号を生成し、ＤＣ−ＡＣインバータ１１ｄに出力することにより、ＤＣ−ＡＣインバータ１１ｄ（ＤＣ−ＡＣインバータ１１ｄで生成される高周波信号）を制御する。

ＰＷＭ信号生成部１３ｂは、距離Ｄに応じたゲインＫを導出し、導出したゲインＫと、偏差ΔＩとに基づいてＰＷＭ信号を生成する。ここで、ＰＷＭ信号生成部１３ｂが、ＰＩ制御（比例積分制御）によりＰＷＭ信号を生成する場合には、ゲインＫは、比例要素のフィードバックゲインＫｐと、積分要素のフィードバックゲインＫｉとにより構成される。

なお、ＰＷＭ信号生成部１３ｂが、ＰＩＤ制御（比例積分微分制御）によりＰＷＭ信号を生成する場合には、ゲインＫは、比例要素のフィードバックゲインＫｐと、積分要素のフィードバックゲインＫｉと、微分要素のフィードバックゲインＫｄとにより構成される。また、ＰＷＭ信号生成部１３ｂが、Ｉ制御（積分制御）によりＰＷＭ信号を生成する場合には、ゲインＫは、積分要素のフィードバックゲインＫｉにより構成される。また、ＰＷＭ信号生成部１３ｂが、Ｐ制御（比例制御）によりＰＷＭ信号を生成する場合には、ゲインＫは、比例要素のフィードバックゲインＫｐにより構成される。

ＰＷＭ信号生成部１３ｂは、例えば、距離Ｄと、ゲインとが関連付けられたゲインテーブルもしくはゲイン関数を有しており、ゲインテーブルもしくはゲイン関数を用いて、ゲインを導出する。ＰＷＭ信号生成部１３ｂが、ＰＩ制御（比例積分制御）によりＰＷＭ信号を生成するとする。この場合、ＰＷＭ信号生成部１３ｂは、例えば、距離Ｄと、ゲイン（Ｋｐ，Ｋｉ）とが関連付けられたゲインテーブル５２Ａ（図１３参照）もしくはゲイン関数を有しており、ゲインテーブル５２Ａもしくはゲイン関数を用いて、ゲイン（Ｋｐ，Ｋｉ）を導出する。

図１３は、ゲインテーブル５２Ａの一例を表したものである。図１３に記載のゲインテーブル５２Ａでは、距離Ｄの範囲として６区画が用意されており、区画ごとにゲイン（Ｋｐ，Ｋｉ）が規定されている。従って、例えば、距離ＤがＤ３とＤ４との間の値となっていた場合、ＰＷＭ信号生成部１３ｂは、ゲインテーブル５２Ａから、ゲイン（Ｋｐ，Ｋｉ）として、Ｋｐ（３），Ｋｉ（３）を抽出する。なお、ゲインテーブル５２Ａの区画の数は、６に限定されるものではない。

通信部１４は、例えば、受電側装置２０の通信部２５とワイヤレスで通信を行う。通信部１４および通信部２５は、例えば、ブルートゥース（登録商標）等の近接無線通信などを用いて互いに通信を行う。通信部１４は、例えば、検出器での検出結果（距離Ｄおよび電流値Ｉｌｏａｄ）を給電側装置１０からワイヤレスで受信する。

なお、給電システム３における給電手順は、図５において、電圧値Ｖｌｏａｄを距離Ｄと読み替えたものに等しい。給電システム３の効果についても、給電システム１と同様である。

＜４．各実施の形態に共通の変形例＞
上記各実施の形態において、電源部１１が、例えば、図１４に示したように、ＡＣ電源部１１ａおよびＡＣ−ＤＣコンバータ１１ｂの代わりに、ＤＣ電源部１１ｅを有していてもよい。ＤＣ電源部１１ｅは、直流信号を出力する。また、上記各実施の形態において、電源部１１が、例えば、図１５に示したように、ＡＣ電源部１１ａおよびＡＣ−ＤＣコンバータ１１ｂの代わりに、ＤＣ電源部１１ｅを有し、さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１ｃを有していなくてもよい。また、上記各実施の形態およびその変形例において、給電システム１は、磁気結合の一例である電磁誘導方式を用いて、給電側装置１０から受電側装置２０に電力を非接触で伝送するシステムであってもよい。

１，２，３…給電システム、１０…給電側装置、１１…電源部、１１ａ…ＡＣ電源部、１１ｂ…ＡＣ−ＤＣコンバータ、１１ｃ…ＤＣ−ＤＣコンバータ、１１ｄ…ＤＣ−ＡＣインバータ、１１ｅ…ＤＣ電源部、１２…給電側共振器、１３…制御部、１３Ａ…ゲインテーブル、１３ａ…減算器、１３ｂ…ＰＷＭ信号生成部、１４…通信部、２０…受電側装置、２１…受電側共振器、２２…整流平滑回路、２３…電圧電流検出部、２４…負荷、２５…通信部、３１…制御部、３１ａ…ＰＷＭ信号生成部、４１…電圧検出部、５１…距離計測部、５２…制御部、５２Ａ…ゲインテーブル、６１…電流検出部。

Claims (10)

1. 磁気結合を利用して給電側装置から、負荷が接続される受電側装置に電力を非接触で伝送する給電システムにおける前記給電側装置であって、
   給電側共振器と、
   前記給電側共振器に高周波信号を出力する電源部と、
   前記受電側装置から、接続された前記負荷の電圧および電流のうち少なくとも電圧に関する情報を負荷情報として受信する通信部と、
   前記電源部に対して、前記高周波信号の出力開始直後から、前記通信部で受信した前記負荷情報に基づいた前記高周波信号の制御を行う制御部と
   を備えた
   給電側装置。
2. 前記電源部は、出力段にＤＣ−ＡＣインバータを有し、
   前記制御部は、前記負荷の電圧値と、目標電流値と前記負荷の電流値との偏差とに基づいてＰＷＭ信号を生成し、前記ＤＣ−ＡＣインバータに出力することにより、前記高周波信号を制御する
   請求項１に記載の給電側装置。
3. 前記制御部は、前記負荷の電圧値に応じたゲインを導出し、導出した前記ゲインと、前記偏差とに基づいて前記ＰＷＭ信号を生成する
   請求項２に記載の給電側装置。
4. 前記電源部は、ＤＣ−ＤＣコンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側に接続されたＤＣ−ＡＣインバータとを有し、
   前記制御部は、前記負荷の電圧値に基づいてＰＷＭ信号を生成し、前記ＤＣ−ＤＣコンバータに出力することにより、前記高周波信号を制御する
   請求項１に記載の給電側装置。
5. 前記制御部は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が前記負荷の電圧値の変化に追従するように前記ＰＷＭ信号を生成する
   請求項４に記載の給電側装置。
6. 磁気結合を利用して給電側装置から、負荷が接続される受電側装置に電力を非接触で伝送する給電システムにおける前記給電側装置であって、
   給電側共振器と、
   前記給電側共振器に高周波信号を出力する電源部と、
   前記受電側装置から、前記給電側装置と前記受電側装置との間の、前記磁気結合に関係する距離、および接続された前記負荷の電流に関する情報を受電側情報として受信する通信部と、
   前記電源部に対して、前記高周波信号の出力開始直後から、前記通信部で受信した前記受電側情報に基づいた前記高周波信号の制御を行う制御部と
   を備えた
   給電側装置。
7. 前記電源部は、出力段にＤＣ−ＡＣインバータを有し、
   前記制御部は、前記距離と、目標電流値と前記負荷の電流値との偏差とに基づいてＰＷＭ信号を生成し、前記ＤＣ−ＡＣインバータに出力することにより、前記高周波信号を制御する
   請求項６に記載の給電側装置。
8. 前記制御部は、前記距離に応じたゲインを導出し、導出した前記ゲインと、前記偏差とに基づいて前記ＰＷＭ信号を生成する
   請求項７に記載の給電側装置。
9. 磁気結合を利用して給電側装置から、負荷が接続される受電側装置に電力を非接触で伝送する給電システムであって、
   前記給電側装置と前記受電側装置とを備え、
   前記受電側装置は、
   受電側共振器と、
   接続された前記負荷の電圧および電流のうち少なくとも電圧を検出する検出器と、
   前記検出器での検出結果を前記給電側装置に送信する第１通信部と
   を有し、
   前記給電側装置は、
   給電側共振器と、
   前記給電側共振器に高周波信号を出力する電源部と、
   前記検出結果を前記第１通信部から受信する第２通信部と、
   前記電源部に対して、前記高周波信号の出力開始直後から、前記第２通信部で受信した前記検出結果に基づいた前記高周波信号の制御を行う制御部と
   を有する
   給電システム。
10. 磁気結合を利用して給電側装置から、負荷が接続される受電側装置に電力を非接触で伝送する給電システムであって、
    前記給電側装置と前記受電側装置とを備え、
    前記受電側装置は、
    受電側共振器と、
    接続された前記負荷の電流を検出する電流検出器と、
    前記電流検出器での検出結果を前記給電側装置に送信する第１通信部と
    を有し、
    前記給電側装置は、
    給電側共振器と、
    前記給電側共振器に高周波信号を出力する電源部と、
    前記検出結果を前記第１通信部から受信する第２通信部と、
    前記給電側装置と前記受電側装置との間の、前記磁気結合に関係する距離を計測する距離計測部と、
    前記電源部に対して、前記高周波信号の出力開始直後から、前記距離計測部で得られた前記距離、および、前記第２通信部で受信した前記検出結果に基づいた前記高周波信号の制御を行う制御部と
    を有する
    給電システム。

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