JP5948426B2 - 半導体装置、およびそれを用いた電力変換装置 - Google Patents

半導体装置、およびそれを用いた電力変換装置 Download PDF

Info

Publication number
JP5948426B2
JP5948426B2 JP2014537976A JP2014537976A JP5948426B2 JP 5948426 B2 JP5948426 B2 JP 5948426B2 JP 2014537976 A JP2014537976 A JP 2014537976A JP 2014537976 A JP2014537976 A JP 2014537976A JP 5948426 B2 JP5948426 B2 JP 5948426B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
diode
diodes
electrode
semiconductor device
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2014537976A
Other languages
English (en)
Other versions
JPWO2014049807A1 (ja
Inventor
大西　正己
正己 大西
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hitachi Ltd
Original Assignee
Hitachi Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hitachi Ltd filed Critical Hitachi Ltd
Application granted granted Critical
Publication of JP5948426B2 publication Critical patent/JP5948426B2/ja
Publication of JPWO2014049807A1 publication Critical patent/JPWO2014049807A1/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/538—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L25/00—Assemblies consisting of a plurality of individual semiconductor or other solid state devices ; Multistep manufacturing processes thereof
    • H01L25/18—Assemblies consisting of a plurality of individual semiconductor or other solid state devices ; Multistep manufacturing processes thereof the devices being of types provided for in two or more different subgroups of the same main group of groups H01L27/00 - H01L33/00, or in a single subclass of H10K, H10N
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L28/00—Passive two-terminal components without a potential-jump or surface barrier for integrated circuits; Details thereof; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L28/10—Inductors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/003—Constructional details, e.g. physical layout, assembly, wiring or busbar connections
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/86—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable only by variation of the electric current supplied, or only the electric potential applied, to one or more of the electrodes carrying the current to be rectified, amplified, oscillated or switched
    • H01L29/861—Diodes
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
    • H01L2924/0001—Technical content checked by a classifier
    • H01L2924/0002—Not covered by any one of groups H01L24/00, H01L24/00 and H01L2224/00
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0051—Diode reverse recovery losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

本発明は、半導体装置に関する。特にトランジスタとダイオードの並列接続回路を複数用いた半導体装置に関する。
近年、風力発電、太陽光発電設備およびモータ等の動力回路駆動回路等で必須となる直流電源から交流を発生させる為に用いられる電力変換装置（インバータ装置）では、発電規模の増大や動力装置の高出力化によって大電流を流すことが可能となるものが求められている。しかしその一方で、それらインバータ装置を発電装置近傍や動力駆動装置の近傍に設置することで電力変換効率を高効率化可能なことから小型・軽量化も必須となっている。上記インバータ装置において大電流動作時には、IGBTやSi-MOSFET、SiC-MOSFET、GaN-FET等のスイッチング素子およびSiダイオード、SiCダイオードやGaNダイオード等のリカバリー素子等のパワー半導体素子の損失による発熱が増加し、その発熱を抑える為に放熱設備が大きな容量を占めることになる為、小型・軽量化が困難となる。そこで、インバータ装置で使用されるパワー半導体素子の低損失化が重要な問題となる。
小型軽量、低損失となるインバータを提供する為には、パワー半導体素子に用いられるスイッチング素子の低損失化により最大の損失低減効果が得られるが、リカバリー素子の低損失化においてもスイッチング素子の低損失化に次ぐウエイトを占める為、これらを改善することが重要となる。
特許文献1には低損失化のために、リカバリー素子に流れるリンギング電流によるノイズを減らすため、Siダイオードと、SiCダイオードとはオン電圧の異なるダイオードの2種類のダイオードを用いることにより、ダイオードがリカバリ電流を遮断する速度を緩やかにしているため、ダイオードの両端にリンギング電流が発生することを防止できることが開示されている。
特開2009-032769
リカバリー素子の低損失化を行う為の一例としてはSiCダイオード、GaNダイオード等を使用することがあげられる。このようなダイオードを用いると、逆回復電流が流れないためターンオン損失やリカバリ損失が小さい。さらに、IGBTやSi-MOSFET、SiC-MOSFET、GaN-FET等スイッチング素子のゲート抵抗の値を小さくすることで、スイッチ速度（ターンオン速度）の高速化が可能になる。これにより、さらに低損失化が可能になる。また、各種要素回路も高速化により小型化される。しかしながら、SiCダイオードのようなショットキー構造においても接合容量は多少なりとも存在するので、スイッチング素子のターンオン時にリカバリー素子であるダイオードの両端に電源電圧が印加され、ダイオードの接合容量と主回路のインダクタンスによる共振現象が発生し共振電流（リンギング電流）が流れることになる。
つまり、SiCダイオードか否かにかかわらず、SiダイオードやGaNダイオード等のいずれのダイオードにおいても、接合容量を完全に0にすることはできないため、ダイオード両端子には電源電圧と共振による高サージ電圧（リンギング電圧）が加わり、リンギング電圧が大きくなってしまうという欠点がある。
また特許文献１のような構成では、ＳｉダイオードとＳｉＣダイオードとを別個に実装しなければならず製造工程が複雑になってしまう。
本発明は、このような問題点を解決することを目的としてなされ、低損失な半導体装置を提供するものである。
上記課題を解決する為に、例えば請求の範囲に記載の構成を採用する。本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、半導体装置であって、直流電源と、基準電位と、基準電位と直流電源の間に直列に接続された、第１および第２のアーム回路と、第１のアーム回路と第２のアーム回路との接続点に接続された負荷インダクタとを有し、第１のアーム回路は、第１のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子の電流経路に並列に接続された複数の第１のダイオードとを有し、第２のアーム回路は、第２のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子の電流経路に並列に接続された複数の第２のダイオードとを有し、第１及び第２のダイオードは、基準電位から直流電源への向きを順方向とし、第１及び第２のダイオードは、全てＳｉダイオードまたは全てＳｉＣダイオードであり、複数の第１のダイオードと、直流電源の出力端子との間の電流の流れる経路長はそれぞれ異なることを特徴とする。
本発明によれば、製造が簡便で低損失な半導体装置を提供することが可能となる。
本発明の第１実施形態であるインバータ装置の構成を示す回路図である。 本発明の第２実施形態であるインバータ装置の構成を示す回路図である。 本発明の第３実施形態であるインバータ装置の構成を示す回路図である。 本発明の第4実施形態であるインバータ装置の構成を示す回路図である。 インダクタンスとダイオードの等価回路及び減衰正弦波振動、減衰正弦波振動周波数を示した図である。 従来技術と実施形態とでのリンギング電流波形を比較するための概念図である。 インダクタンスを変化させる為の一例を示す図である。 インダクタンスを変化させる為の一例を示す図である。 インダクタンスを変化させる為の一例を示す図である。 インダクタンスを変化させる為の一例を示す図である。 インダクタンスを変化させる為の一例を示す図である。 インダクタンスを変化させる為の一例で図１３を並列接続した示す図である。 １チップのリカバリーダイオード及びスイッチング素子を実装した実際の実装構造を示す図である。 図１１を用いて４並列のリカバリーダイオード及びスイッチング素子を実装した実際の実装構造を示す図である。 本発明の半導体装置を用いた両面冷却型パワーモジュールを示した図である。
以下、図面を参照して、本発明を実施するための形態（以下、実施形態という。）であるインバータ装置の基本的構成を、回路図を用いて説明し、次に本実施形態の特徴構成について説明する。また、各図において、共通する構成要素や同様な構成要素については、同一の符号を付し、それらの重複する説明を省略する。
図1は、本発明の第１実施形態であるインバータ装置の基本構成を示す回路図である。インバータ装置は、高圧側スイッチング素子202aと、高圧側スイッチング素子202aのソース−ドレイン経路と並列に接続されたリカバリダイオード204D1〜204D4、各リカバリダイオードのカソード側に直列に接続されたインダクタンス203L1〜203L4、で構成されたスイッチング上アーム回路部と、低圧側スイッチング素子202bと、、低圧側スイッチング素子202bのソース−ドレイン経路と並列に接続されたリカバリダイオード204D5〜204D8と、各リカバリダイオードのカソード側に直列に接続されたインダクタンス203L5〜203L8で構成されたスイッチング下アーム回路部と、主電源としての直流電源206、電源電圧の変動を抑える為のキャパシタ207、高圧側スイッチング素子202aと低圧側スイッチング素子202bをON・OFFさせる為のゲート駆動回路201a,201b、高圧側スイッチング素子202aと低圧側スイッチング素子202bとの接続点に接続された負荷205にて構成され、直流電源206、高圧側スイッチング素子202a、低圧側スイッチング素子202bの順に、基準電位に直列に接続されている。本実施例では、スイッチング上下アーム回路部において、それぞれインダクタンスとリカバリダイオードのセットを４並列としているが、上下アーム回路部において、インダクタンスとリカバリダイオードのセットの数は非対称であってもよい。
スイッチング素子202a、202bのON-OFFを切り替えることで、負荷205に向きの異なる電流が交互に流れ、交流磁場が発生する。その際、瞬間的に両方のスイッチング素子がONになってしまうと、回路全体に大電流が流れてショートしてしまうため、両方のスイッチング素子をOFFにする時間（デッドタイム）を設けている。このデッドタイム中に負荷205にて発生する誘導電流を逃がすため、直列インダクタンスとリカバリダイオードのセットが、上アーム回路部と下アーム側回路部の上下に設けられている。リカバリダイオードはこの誘導電流を通すことができるよう、リカバリダイオード204D1〜204D8は、基準電位から直流電源206へ流れる電流の向きを順方向として設けられている。
ここでのスイッチング上アーム部における直列インダクタンス203L1〜203L4あるいは、スイッチング下アーム部における直列インダクタンス203L5〜203L8の値を、図5に示した減衰正弦波振動式及び減衰正弦波振動周波数式に基づき変化させることで、それぞれのダイオードに流れるリンギング電流の周波数が変わるため、並列に接続されているダイオード同士のリンギング電流が弱めあうことにより、上アーム回路部全体でのリンギング電流の周波数が、図6の右図に示す電流波形のように低減可能となる。もちろん、上下アーム部の両方の直列インダクタンスに対し、上記措置をとれば、より大きな効果が得られる。
直列インダクタンス203を変化させるには、直流電源からダイオードまでの電流の流れる距離(経路)で直列インダクタンスが決まるため、この距離を変化させればよい。さらに、ダイオード204D1〜204D4に流れるリンギング電流をI1〜I4としたとき、204D1~204D4各々に流れる電流I1〜I4の周波数が同一であった場合、両者の重ね合わせにより、リンギング電流のピーク値は4倍に増加してしまう恐れがあるため、I1の周波数f1とI2の周波数f2とI3の周波数f3とI4の周波数f4の関係を、f1≠f2≠f3≠f4のように各周波数を異ならせることでリンギング電流のピーク値は4倍から低減可能となる。例えば各周波数の比が奇数倍であった場合で、且つ等しくない場合においては約2.92倍までピーク値を低減可能となる。
周波数以外にも、リンギング電流の位相を変えることでアーム部内でのリンギング電流を打ち消すことができるが、信号電流に影響のない程度のインダクタンス値となると数ナノのオーダーのインダクタンスしか付加することができず、この程度のインダクタンスでリンギング電流の位相を変えるには、リンギング電流の周波数が数GHzのオーダーでないと位相の変更は実現が困難であり、現実的ではない。
本実施例では、リカバリダイオードの材料は全てSiを用いているが、全てSiCダイオードあるいはGaNダイオードとしてもかまわない。電流集中による素子劣化を防止する点や温度特性の面を考慮すると、上下アーム部のリカバリダイオード203L1〜203L8はすべて同種（SiまたはSiC、GaN）の素子で統一されていることが望ましい。
以上を踏まえ、本実施例に記載の半導体装置は、直流電源と、基準電位と、基準電位と直流電流の間に直列に接続された、第1および第2のアーム回路と、第1のアーム回路と第2のアーム回路との接続点に接続された負荷インダクタとを有し、第1のアーム回路は、第1のスイッチング素子と、第1のスイッチング素子の電流経路に並列に接続された複数の第1のダイオードとを有し、第2のアーム回路は、第2のスイッチング素子と、第2のスイッチング素子の電流経路に並列に接続された複数の第2のダイオードとを有し、第1及び第2のダイオードは、基準電位から直流電源への向きを順方向とし、第1及び第2のダイオードは、全てＳｉダイオードまたは全てＳｉＣダイオードあるいはGaNダイオードであり、複数の第1のダイオードと、直流電源の出力端子との距離はそれぞれ異なることを特徴とする。
係る特徴によって、アーム部内のリカバリダイオードで発生する各リンギング電流が打ち消しあうことにより、アーム部全体としてのノイズが低減でき、低損失な半導体装置を提供できる。また、全て同じダイオードを用いているため、製造工程が簡便であり、電流集中による素子劣化も発生しにくい。
図2は、本発明の第２実施形態であるインバータ装置の基本構成を示す回路図である。実施例１で示した回路構成と異なる点は、スイッチング上アーム部における直列インダクタンス303L1〜303L4及び、スイッチング下アーム部における直列インダクタンス303L5〜303L8の値を変化させるだけではなく、更に使用するスイッチング上アーム部のリカバリダイオード304D1〜304D4とスイッチング下アーム部のリカバリダイオード304D5〜304D8での各々のチップサイズ、つまり接合容量値を変化させることでリンギング電流の周波数を更に積極的に変化させることが可能となり、実施例１と比較して、さらに低損失な半導体装置を提供できる。
図3は、本発明の第３実施形態であるインバータ装置の基本構成を示す回路図である。実施例１で示した回路構成と異なる点は、スイッチング上アーム部におけるリカバリダイオード404Da1〜404Dan、直列インダクタンス403La1〜403Lan及び、スイッチング下アーム部におけるリカバリダイオード404Db1〜404Dbn、直列インダクタンス403Lb1〜403Lbn (nは１以上の自然数)で構成しており並列数をｎ並列まで増加させていることである。基本的に分割チップ数を増加させることにより、チップサイズを小型に出来ることから歩留まりが向上する。また、分割チップ数を増加させることで変化可能な周波数つまり異なる周波数成分が多くなることと、分割チップに流れる電流値の絶対値が低下することからリンギング電流同士の打ち消し効果は、実施例１よりも向上し、実施例１と比較して、さらに低損失な半導体装置を提供できる。
図4は本発明の第4の実施例である半導体装置の基本構成を示す回路図である。実施例1で示した回路構成と異なる点は、リカバリダイオード504D1-2とインダクタンス503L1-2と直列に抵抗508R1-2が接続されている点である。
L成分であるインダクタンス、C成分であるダイオードと直列に抵抗成分を接続することで、リカバリダイオードで発生するリンギング電流の減衰が大きくなる。この構成により、リンギング電流を低減し、低損失な半導体装置を提供できる。また、抵抗成分は抵抗素子を付加することだけでなく、表皮効果による抵抗成分によっても同様の効果を得ることが出来る。
なお、本実施例は上下アーム部が非対称の形をとっている。上下アーム部が非対称であっても、片方のアーム部に対し本発明を適用すれば、本発明の効果は得られることを示す例である。
図7は、上記した実施例1〜3でのインダクタンスのコントロールを実現する為の本発明の第5実施形態であるインバータ装置のインダクタンスを示す構造図である。上部金属電極901、下部金属電極902でリカバリダイオード904を挟み込む構造であり、ここでは、リカバリダイオード904のチップ高さを金属のスペーサ905を敷くことで調整している。また、下部金属電極902には、電流の進行方向に対し直角となるように凸凹構造903を設けている。これは、上部金属電極901と下部金属電極902の双方、またはどちらか一方に設けても良い。この凸凹構造903の有無あるいは数、あるいは溝深さ及びピッチによりインダクタンスをコントロール可能となる為、リンギング周波数を更に積極的に変化可能となりリンギング振幅を低減可能となる。
通常、スイッチング素子とリカバリダイオードは図13のように同一電極上に実装されることが想定される。したがって、実施例1-3のようにインダクタンスを変化させると、同じ金属電極を通してスイッチング素子のゲートに入力される信号電流に対しても影響が発生してしまう。そこで、スイッチング素子のゲートに印加する電流の基本周波数である数10〜数100kHzと比較した場合、リンギング電流の周波数は、数10〜数100MHzと3桁以上高周波であるという点に着目し、表皮効果を用いたのが本実施例である。
表皮効果を利用することにより、リンギング電流の周波数はMHzのオーダーであるため金属表面を流れるが、ゲート駆動電流の信号はkHｚのオーダーであるため、金属全体を流れる。この効果により、周波数の高いリンギング電流に対してはインダクタンスを増加させたように感じさせつつ、信号電流であるゲート駆動電流に対してはインダクタンスを付加せずに回路を動作せることができる。言い換えれば、凹凸構造を設けることで、電極表面の距離を増加させ、電極表面を流れるリンギング電流に対して直列インダクタンスを増加させたように感じさせる、という点が本実施例での特徴である。また、進行方向の異なる電流を近接させることによる近接効果により更に高周波であるリンギング電流は表面に集中する。これらの効果によって凸凹構造903の表面をリンギングが発生している高周波領域ではインダクタンスが増加することになり、低損失な半導体装置を提供できる。
なお、本実施例では、電極上にスペーサを設け、電極表面に対し凸部を設けた状態となっているが、電極に溝を掘り、電極表面に対し凹部を設けることも、同じく上記効果を奏するため、本願明細書で言う凹凸構造に含まれる。また、電極表面に対し、凹部と凸部の両方を設ける構造も、本発明の凹凸構造に含まれることは言うまでもない。この凹凸構造について、本実施例ではスペーサの高さは0.5ミリとしている。が、電極表面からの距離がプラスマイナス0.1〜1ミリ程度であることが望ましい。これは、電極表面の凹凸が1ミリよりも高いと、リンギング電流のみではなく、信号電流に対してもインダクタンスが付加されてしまうためである。また、凹凸が0.1ミリよりも小さいと表皮効果が表れないため、有る程度の高さの凹凸が必要である。
図8は、上記した実施例5でのインダクタンスのコントロールを実現する為の別の第５実施形態であるインバータ装置のインダクタンスを示す構造図である。実施例５に示した構造と異なる点は、電流方向に平行に凸凹を構成しており、特に図8の平行凸凹構造1003の様に両端の部分に凸部分を構成するまたは、中心部分のみに凸部分を構成する、またはその双方を組み合わせることでインダクタンスをコントロール可能となる為、リンギング電流の周波数を更に積極的に変化可能となりリンギング振幅を低減可能となる。
ここで用いている、電流方向に対して平行な凸凹の構成は、実施例5でも述べた表皮効果と近接効果を用いたものであり、インダクタンス変化の効果は実施例5より少なくなるが変化可能である。そのため、実施例5と本実施例を組合せることにより、インダクタンスの更なる変化幅を持たせることができ、より効果的にリンギング電流による損失を低減できる。
図9は、実施例５に示した図7の凸凹構造903と同様の構造であるが、リカバリダイオード1104のチップ周りを凸凹構造1103で波紋状に囲った構造とすることにより、インダクタンスをコントロール可能となる為、リンギング電流の周波数を更に積極的に変化させることが可能となり、実施例5の場合よりもさらに効果的にリンギング電流による損失を低減できる。この場合においても上部電極に同様の波紋状の構造を持たせても同様の効果が得られる。
図10は、実施例5に示した図7の凸凹構造903と同様の効果によってインダクタンスをコントロール可能であるが、リカバリダイオード1204の金属電極を上下ではなく電極を左右に配置した構造としている点が異なる。奥側金属電極1201、前側金属電極1202で構成されたループの内回り側に横型凸凹構造1203が作成してあるが、図11に示した外回り側にも横型凸凹構造を構成することでも効果は得られる。更にこれらを図12のように並列接続することでもインダクタンスの変化を得ることも可能である為、リンギング電流の周波数を更に積極的に変化させることが可能となり、実施例5の場合よりもさらに効果的にリンギング電流による損失を低減できる。
図１4は、実施例7に示した図9の凸凹構造1103と同様の凸凹構造1503の効果によってインダクタンスをコントロール可能であり、実施例７のリカバリダイオード1104のチップを４並列接続した構成を示している。また、この図１4では、便宜上凸凹構造1503の凸凹数は、全て同じとなっているが、実際には全てが同じ凹凸数になる可能性は低い。更に、図１4中では下部金属電極1502にのみ凸凹構造1503が施されているが、これが上部金属電極1501にのみ作成しても、上部金属電極1501と下部金属電極1502の双方に作成しても差し支えない。
図１4では、スイッチング素子1505を実装した図となっており、実際の実装イメージに近い構成となっている。
本実施例のように、ダイオードの周囲を四角く囲う形で凹凸構造を設けることで、よりインダクタンス成分を大きくすることができる。これらの凹凸構造の形状を変えることで容易にリンギング電流の周波数を更に積極的に変化させることが可能となり、実施例5の場合よりもさらに効果的にリンギング電流による損失を低減できる。
図15は本発明の実施例５を搭載した、電力変換器(両面冷却型パワーモジュール)の概略図である。804にリカバリダイオードが、803にスイッチング素子が配置されており、801に上部金属電極、802に下部金属電極が構成されている。また右図では、これら各部品を固定する為に樹脂モールド806を施し、密閉された外形を図示したものである。左図において804はひと固まりのリカバリダイオードを示しており、804内部において、複数のリカバリダイオードが並列接続された構造となっている。
また上部電極801および下部電極802には、実施例5で示した凹凸構造が施されている。本実施例では、実施例5の半導体装置を搭載しているが、他の実施例で示した構造を搭載することも、もちろん可能である。
本発明の電力変換装置を適用することで、実施例5の効果に加え、ノイズが低減でき、低損失な電力変換器を提供できる。
101a,201a,301a,401a,501a ゲート駆動回路1
101b,201b,301b,401b,501b ゲート駆動回路2
102a,202a,302a,402a,502a 高圧側スイッチング素子
102b,202b,302b,402b,502b 低圧側スイッチング素子
103L1,203L1〜203L4,303L1〜303L4,503L1 上アーム部における直列インダクタンス
103L2,203L5〜203L8,303L5〜303L8,503L2 下アーム部における直列インダクタンス
403La1〜403Lan 上アーム部における直列インダクタンス(1〜n個）
403Lb1〜403Lbn 下アーム部における直列インダクタンス(1〜n個）
104D1,204D1〜204D4,304D1〜304D4,504D1 リカバリダイオード
104D2,204D5〜204D8,304D5〜304D8,504D2 リカバリダイオード
404Da1〜404Dan リカバリダイオード(1〜n個）
404Db1〜404Dbn リカバリダイオード(1〜n個）
105,205,305,405,505 負荷
106,206,306,406,506 直流電源
107,207,307,407,507 コンデンサ
508R1 上アーム部における直列抵抗
508R2 下アーム部における直列抵抗
801,901,1001,1101,1501,1601 上部金属電極
802,902,1002,1102,1502,1602 下部金属電極
1201 奥側金属電極
1202 前側金属電極
803,1505,1605 スイッチング素子
804,904,1004,1104,1204,1504,1604 リカバリダイオード
805 ゲート駆動端子
806 樹脂モールド
905,1005,1205,1506,1606 スペーサー
1206 接続用金属板
903,1003,1103,1203,1503 凸凹構造

Claims (7)

  1. 直流電源と、
    基準電位と、
    前記基準電位と前記直流電源の間に直列に接続された、第１および第２のアーム回路と、
    前記第１のアーム回路と前記第２のアーム回路との接続点に接続された負荷インダクタとを有し、
    前記第１のアーム回路は、第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子の電流経路に並列に接続された複数の第１のダイオードとを有し、
    前記第２のアーム回路は、第２のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子の電流経路に並列に接続された複数の第２のダイオードとを有し、
    前記第１及び第２のダイオードは、基準電位から直流電源への向きを順方向とし
    前記第１及び第２のダイオードは、全てＳｉダイオードまたは全てＳｉＣダイオードであり、
    複数の前記第１のダイオードと、前記直流電源の出力端子との間の電流の流れる経路長はそれぞれ異なることを特徴とする半導体装置。
  2. 請求項１記載の半導体装置であって、
    前記第１のダイオードの電極には、凹凸構造が設けられていることを特徴とする半導体装置。
  3. 請求項２記載の半導体装置であって、
    前記距離は、前記第１のダイオードの電極表面の距離であることを特徴とする半導体装置。
  4. 請求項２記載の半導体装置であって、
    前記凹凸構造は、前記直流電源の出力端子と前記ダイオードの入力端子を結ぶ線上に設けられていることを特徴とする半導体装置。
  5. 請求項２記載の半導体装置において
    前記第２のダイオードの電極にも凹凸構造が設けられていることを特徴とする半導体装置。
  6. 請求項１記載の半導体装置において、
    一方の前記第１のダイオードに流れる電流の周波数をｆ１、他方の前記第１のダイオードに流れる電流の周波数をｆ２としたとき、前記ｆ１とｆ２の関係が、ｆ１＝ｎ・ｆ２（ｎ≠整数）であることを特徴とする半導体装置。
  7. 請求項１乃至６のいずれかに記載の半導体装置を備えた電力変換器であって、
    第１の電極と、第２の電極とをさらに有し、
    前記第１の電極と前記第２の電極とが、対向して配置され、
    前記第１の電極と前記第２の電極との間に、前記第１及び第２のスイッチング素子と前記第１及び第２のダイオードとが配置され、
    前記第１の電極または前記第２の電極に、凹凸構造が設けられていることを特徴とする電力変換器。
JP2014537976A 2012-09-28 2012-09-28 半導体装置、およびそれを用いた電力変換装置 Expired - Fee Related JP5948426B2 (ja)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2012/075005 WO2014049807A1 (ja) 2012-09-28 2012-09-28 半導体装置、およびそれを用いた電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP5948426B2 true JP5948426B2 (ja) 2016-07-06
JPWO2014049807A1 JPWO2014049807A1 (ja) 2016-08-22

Family

ID=50387270

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2014537976A Expired - Fee Related JP5948426B2 (ja) 2012-09-28 2012-09-28 半導体装置、およびそれを用いた電力変換装置

Country Status (4)

Country Link
EP (1) EP2903149B1 (ja)
JP (1) JP5948426B2 (ja)
CN (1) CN104704736B (ja)
WO (1) WO2014049807A1 (ja)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6196195B2 (ja) 2014-08-19 2017-09-13 株式会社東芝 半導体モジュール
CN105958804B (zh) * 2016-06-07 2018-08-24 南京航空航天大学 一种SiC/Si混合并联开关器件及其优化控制方法
JP6977469B2 (ja) * 2017-10-18 2021-12-08 富士電機株式会社 炭化珪素ｍｏｓｆｅｔインバータ回路
CN108414916B (zh) * 2018-01-31 2020-10-27 南京航空航天大学 一种Buck变换器多元件健康监测方法及系统

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05135950A (ja) * 1991-11-11 1993-06-01 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> インダクタンス素子およびその製法
JPH0888313A (ja) * 1994-09-14 1996-04-02 Oki Electric Ind Co Ltd 樹脂封止型半導体装置
JPH118968A (ja) * 1997-06-17 1999-01-12 Fuji Electric Co Ltd 電力変換回路
JP2001245479A (ja) * 2000-02-29 2001-09-07 Mitsubishi Electric Corp 電力半導体モジュール
JP2004095670A (ja) * 2002-08-29 2004-03-25 Toshiba Corp 半導体装置
JP2009032769A (ja) * 2007-07-25 2009-02-12 Nissan Motor Co Ltd 半導体装置
JP2009195054A (ja) * 2008-02-15 2009-08-27 Denso Corp パワースイッチング回路
JP2009225570A (ja) * 2008-03-17 2009-10-01 Fuji Electric Holdings Co Ltd 電力変換装置
JP2012019568A (ja) * 2010-07-06 2012-01-26 Hitachi Ltd 電力変換器、及びこれを用いたモータ駆動装置
JP2012050065A (ja) * 2010-07-29 2012-03-08 Denso Corp 駆動制御装置

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5440438B2 (ja) * 2010-08-04 2014-03-12 三菱電機株式会社 パワーモジュール

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05135950A (ja) * 1991-11-11 1993-06-01 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> インダクタンス素子およびその製法
JPH0888313A (ja) * 1994-09-14 1996-04-02 Oki Electric Ind Co Ltd 樹脂封止型半導体装置
JPH118968A (ja) * 1997-06-17 1999-01-12 Fuji Electric Co Ltd 電力変換回路
JP2001245479A (ja) * 2000-02-29 2001-09-07 Mitsubishi Electric Corp 電力半導体モジュール
JP2004095670A (ja) * 2002-08-29 2004-03-25 Toshiba Corp 半導体装置
JP2009032769A (ja) * 2007-07-25 2009-02-12 Nissan Motor Co Ltd 半導体装置
JP2009195054A (ja) * 2008-02-15 2009-08-27 Denso Corp パワースイッチング回路
JP2009225570A (ja) * 2008-03-17 2009-10-01 Fuji Electric Holdings Co Ltd 電力変換装置
JP2012019568A (ja) * 2010-07-06 2012-01-26 Hitachi Ltd 電力変換器、及びこれを用いたモータ駆動装置
JP2012050065A (ja) * 2010-07-29 2012-03-08 Denso Corp 駆動制御装置

Also Published As

Publication number Publication date
EP2903149A1 (en) 2015-08-05
CN104704736A (zh) 2015-06-10
EP2903149B1 (en) 2019-09-18
CN104704736B (zh) 2018-11-23
WO2014049807A1 (ja) 2014-04-03
EP2903149A4 (en) 2017-03-29
JPWO2014049807A1 (ja) 2016-08-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6288301B2 (ja) ハーフブリッジパワー半導体モジュール及びその製造方法
JP5948426B2 (ja) 半導体装置、およびそれを用いた電力変換装置
TWI540819B (zh) 電源系統及其中的功率模塊以及製作功率模塊的方法
US9030852B2 (en) System for power conversion utilizing matrix converters
JP6168082B2 (ja) 電力変換装置
US8737104B2 (en) Switching power supply device
JP6597917B2 (ja) ３レベル・インバータ
JP6603676B2 (ja) ハーフブリッジパワー半導体モジュール及びその製造方法
EP2728734A1 (en) A three-level neutral-point-clamped inverter
CN103378757A (zh) 功率转换装置
JP2017005089A (ja) 半導体装置
JP6304017B2 (ja) 半導体装置
KR20140013863A (ko) 3-레벨 중성점 클램핑 다이오드 인버터 회로 및 이의 펄스폭 제어 방법
JP6667826B2 (ja) 交流電源装置
JP6089751B2 (ja) マルチレベルコンバータ
JP2013055278A (ja) 電力用半導体スイッチおよび電力変換装置
JP2015201947A (ja) パワー半導体デバイス
JP6206090B2 (ja) ３レベル電力変換装置
WO2011058665A1 (ja) 電力変換装置
JP2013236460A (ja) ３レベルインバータ
JP6308978B2 (ja) 半導体装置
JP2017017812A (ja) パワー半導体モジュール、及びインバータ回路
KR101749826B1 (ko) 커플드 인덕터를 갖는 영전압 스위칭 풀-브릿지 인버터
JP6610018B2 (ja) パワー半導体回路及びパワー半導体素子の実装方法
JP5737622B2 (ja) 直流電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20160510

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20160606

R151 Written notification of patent or utility model registration

Ref document number: 5948426

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees