JP5926745B2 - スイッチ回路、インピーダンス整合装置、バイポーラ接合トランジスターの作動方法 - Google Patents

Description

（発明の分野）
本発明は、一般に、プラズマ処理に関連する。特に、しかし制限の目的ではなく、本発明は、半導体処理チャンバーにおいて無線周波数発生器からプラズマ負荷まで伝導される無線周波数電力をインピーダンス整合するためのシステム、方法および装置に関連する。

（発明の背景）
半導体製造の世界において、製造会社は、プラズマを発生させるために無線周波数（ＲＦ）電力を利用するプラズマ処理チャンバーを生成する。ＲＦ発生器（「発生器」）とプラズマ負荷との間の能率的な電力伝達を達成するために、インピーダンス整合ネットワーク（「整合ネットワーク」）は、負荷インピーダンスを所望の入力インピーダンス（概して５０オーム）に整合させるためにしばしば使用される。プラズマ負荷インピーダンスは、変数（たとえば、発生器周波数、電力、チャンバー圧力、気体組成、およびプラズマ点火）に応じて変化し得る。整合ネットワークは、所望の入力インピーダンスを維持するために整合の内部の電気的素子（概して真空可変コンデンサー）を変化させることによって、負荷インピーダンスにおけるこれらの変動の原因となる。

図１は、典型的な発生器、整合ネットワーク、およびプラズマ負荷システムを図示する。発生器１０２は、ＲＦ電力を、伝導線１０８（たとえば同軸ケーブル）によって整合ネットワーク１０４に伝導し、それから電気的接続１１０によってプラズマ負荷１０６上に伝導する。整合ネットワーク１０４は、その内部の電気的素子に、整合ネットワーク１０４の入力インピーダンスが所望の入力インピーダンスに近いように変化させる。整合ネットワークは、概して、リアクタンス素子のみを含み、そのリアクタンス素子は、電力を散逸させる抵抗素子とは対照的に、電場および磁場にエネルギーを蓄える素子を意味している。最も一般的なリアクタンス素子は、コンデンサー、インダクター、および連結インダクターであるが、分布回路のような他のものも使用される。整合ネットワークは、伝導線と変圧器とを含む無損失素子も含み得る。整合ネットワークにおける唯一の抵抗素子は、概して、非理想のリアクタンス性および無損失構成要素またはインピーダンス変換に加わらない構成要素（たとえば、電圧、電流、電力または温度を検知するための構成要素）における損失と関連づけられる。

整合ネットワークは、多数の可変リアクタンス素子を含み得る。特定のインピーダンス範囲を超えて変化し得る負荷インピーダンスを所望の入力インピーダンスに整合させるために、先行技術は、概して、少なくとも２つの可変リアクタンス素子、または可変発生器周波数と１つの可変リアクタンス素子との組み合わせを使用する。あるいは、特定の入力インピーダンスの不整合が許容され得る場合、固定周波数を有する発生器と組み合わせた１つの可変リアクタンス素子、または可変周波数発生器を用いた固定整合が、使用され得る。可変リアクタンス素子は、しばしば、可変コンデンサー、可変インダクター、またはその２つの組み合わせである。たとえば、スイッチ、コンデンサー、およびインダクターの組は、整合ネットワークを形成するために使用され得る。真空可変コンデンサーは、可変リアクタンス素子の一例である。可変コンデンサーは、２つの端子間を、スイッチによって第二の端子に選択的に短絡させられる固定コンデンサーの並列接続によって配列され得る。したがって、スイッチのうちの１つ以上を切り換え、そのように２つの端子間の実効静電容量を変化させることによって、静電容量は、変えられる。

図２は、１つのスイッチ可変コンデンサー回路を含む整合ネットワークの一実施形態を図示する。スイッチ可変コンデンサー回路２００は、固定コンデンサーの一群（最初の固定コンデンサーは２２０によって指示され、最後の固定コンデンサーは２２２によって指示される）によって形成される。スイッチ可変コンデンサー２００は、概して、１個と１００個との間の固定コンデンサーを含み、その固定コンデンサーは、第一の端子２０２にすべて接続され、かつ第二の端子２０４に選択的に接続される。スイッチ（最初のスイッチは２３０によって指示され、最後のスイッチは２３２によって指示される）は、どの固定コンデンサーが第二の端子２０４に接続されるかを選択的に制御する。第二の端子２０４に接続される固定コンデンサーの数を変化させることは、スイッチコンデンサー２００の正味の実効静電容量を変化させる。プラズマ負荷１０６インピーダンスを所望の入力インピーダンスに整合させるために、整合ネットワーク１０４はさらに、固定インダクター２１０と第二の可変コンデンサー２１２とを含み、その第二の可変コンデンサー２１２は、たとえば真空可変タイプであり得る。

スイッチ２３０、２３２の一例は、ＰＩＮダイオードである。ＰＩＮダイオードは、ｐ型ドープ領域とｎ型ドープ領域との間の軽くドープされた真性半導体領域を有するＰＮダイオードである。ＰＩＮダイオードは、オン状態とオフ状態との両方において低い損失を有し、オン状態において強い電流を処理し得、かつオフ状態において高い電圧を処理し得るので、整合ネットワークの可変コンデンサーにおいてスイッチとして使用されてきた。ＰＩＮダイオードは、ＲＦ周波数における特有の動作のおかげで、これらの特性を達成する。オフ状態において、真性領域は、大部分はキャリアーがなく、このことに加えて真性領域の大きな幅は、真性領域に大きい抵抗を与える。その結果、真性領域は、直流（ＤＣ）を通すことを嫌がり、したがって小さいＤＣ漏れ電流を有する。同様に、ドープ領域における変化によって境界をつけられた真性領域は、低い静電容量コンデンサーとして働き、したがって交流（ＡＣ）に対して高いインピーダンスを与える。真性領域の大きな幅は、ＰＩＮダイオードが、オフ状態において高い電圧に耐えることも可能にする。

オン状態において、ＰＩＮダイオードは、順方向バイアスをかけられ、ｐ領域からのホールおよびｎ領域からの電子は、真性領域内に注入される。真性領域における長いキャリアー寿命により、これらのキャリアーのうちの多くは、たとえ逆電圧が十分に短い期間印加されても、再結合せず、したがってキャリアーは、十分に高い周波数を有するＡＣに対して、真性領域を高い伝導性にする。それ故、十分に高い周波数を有するＡＣが印加される場合、ＰＩＮダイオードは、オン状態において非常に低い損失を有する。より大きなＤＣバイアスが印加される場合（より多くのキャリアーが真性領域内に注入されるので）、本伝導性は増加する。さらに、真性領域におけるキャリアー寿命は、ＲＦ周期よりも長く、その結果、キャリアーは、真性領域から外へ掃引されるのではなく、ＲＦ場によって真性領域内で前後に揺り動かされる。本性質は、ＲＦ電流がオン状態においてＰＩＮダイオードを通過する場合、ＰＩＮダイオードが非常に小さな損失を経験することを可能にする。

しかし、ＰＩＮダイオードは、非常に高価であり、かつ２つの端子のみを有する。したがって、ＲＦ電流およびＤＣ制御電流は、同じ端子を通って入らなければならず、ＤＣ制御源をＲＦ源から分離するために、複雑で、高価で、かつ巨大な回路（たとえばインダクター）を要求する。

（概要）
本開示は、半導体処理チャンバーにおいて無線周波数発生器からプラズマ負荷まで伝導される無線周波数電力をインピーダンス整合するためのシステム、方法および装置を説明する。整合ネットワークは、可変リアクタンス回路を含む。可変リアクタンス回路は、１つ以上のリアクタンス性素子を含み、その１つ以上のリアクタンス性素子は、１つの端子にすべて接続され、かつそれぞれのスイッチによって（または、２以上のスイッチによって）、第二の端子に各々選択的に短絡させられる。各スイッチは、バイアス回路構成によって制御されるバイポーラ接合トランジスター（ＢＪＴ）または絶縁ゲートバイポーラトランジスター（ＩＧＢＴ）を含む。オン状態において、ＢＪＴベース−エミッター接合は、順方向バイアスをかけられ、ＡＣは、コレクターとベースとの間に伝えられる。したがってＡＣは、最初に、コレクターからエミッターまでではなく、コレクターからベースまでＢＪＴを通過する。

たとえＢＪＴが、高い電圧を処理し得ても、ＢＪＴの電圧処理しきい値は、真空可変コンデンサーの電圧処理しきい値ほど大きくないことがある。その結果、真空可変コンデンサーを使用するのに適した典型的なトポロジーは、ＢＪＴが通常動作中に整合ネットワークにおいて経験する電圧を下げるように適合させられ得る。

本開示の１つの局面は、バイポーラ接合トランジスター（ＢＪＴ）とバイアス回路とを有するスイッチ回路である。ＢＪＴは、コレクター端子と、ベース端子と、エミッター端子と、ベース−コレクター接合と、ベース−エミッター接合とを有し得る。コレクター端子は、ＢＪＴのコレクターに接続され、かつ第一の振幅を有する交流成分を有するコレクター電流にコレクター端子を通過させ得る。ベース端子は、ＢＪＴのベースに接続され、かつ第二の振幅を有する交流成分を有するベース電流にベース端子を通過させ得る。エミッター端子は、ＢＪＴのエミッターに接続され、かつ第三の振幅を有する交流成分を有するエミッター電流にエミッター端子を通過させ得る。

バイアス回路は、ＢＪＴのオン状態およびオフ状態を確立し得る。バイアス回路は、第二の振幅が、第三の振幅よりも大きいようにベース−エミッター接合に順方向バイアスをかけることによって、ＢＪＴのオン状態を確立し得る。バイアス回路は、ベース−エミッター接合およびベース−コレクター接合に逆バイアスをかけることによって、ＢＪＴのオフ状態を確立し得る。

本開示の別の局面において、インピーダンス整合装置は、少なくとも１つの可変リアクタンス素子および固定インピーダンス整合部を有する。インピーダンス整合装置は、発生器とプラズマ負荷との間に配列され得る。少なくとも１つの可変リアクタンス素子は、第一の端子と、第二の端子と、第一の端子に接続された少なくとも１つのリアクタンス性素子と、少なくとも１つのリアクタンス性素子を第二の端子に選択的に接続するように構成された少なくとも１つのスイッチ回路とを有し得る。少なくとも１つのスイッチ回路がつながれ、それによって、少なくとも１つのリアクタンス性素子を第二の端子に接続する場合、それは、第一の端子と第二の端子との間のリアクタンスを変える。

少なくとも１つのスイッチ回路はＢＪＴを含み得る。ＢＪＴは、オン状態およびオフ状態を有し得るか、またはオン状態およびオフ状態において動作するように構成され得る。オン状態において、ＢＪＴのベース−エミッター接合は、順方向バイアスをかけられ得る。ＢＪＴのベース端子を通る第一の電流のＡＣ成分は、ＢＪＴのエミッター端子を通る第二の電流のＡＣ成分よりも大きくあり得る。オフ状態において、ＢＪＴのベース−エミッター接合とベース−コレクター接合との両方は、逆バイアスをかけられ得る。固定インピーダンス整合部は、少なくとも１つの可変リアクタンス素子と縦続し、かつプラズマ負荷と縦続して配列されるように構成され得る。固定インピーダンス整合部は、はしご形ネットワークにおいて１つ以上の分路素子および１つ以上の直列素子を含み得、そのはしご形ネットワークにおいて、１つ以上の分路および直列素子は、単ポートまたは複数ポートネットワークにおいて構成され得る。あるいは、固定インピーダンス整合部は、少なくとも２つのＤａｒｌｉｎｇｔｏｎ部を含み得る。

本開示の別の局面は、以下の動作を含む方法である。ＢＪＴのベース−エミッター接合に順方向バイアスをかけること；ＢＪＴのコレクター端子とＢＪＴのベース端子との間にＢＪＴを通る第一の電流を伝えることであって、第一の電流は、第一の振幅を有する交流成分を有する、こと；ＢＪＴのコレクター端子とＢＪＴのエミッター端子との間にＢＪＴを通る第二の電流を伝えることであって、第二の電流は、第二の振幅を有する交流成分を有し、第二の振幅は、第一の振幅よりも小さく、かつゼロに等しいかまたはゼロよりも大きい、こと。
本明細書は、例えば、以下の項目も提供する。
（項目１）
スイッチ回路であって、該スイッチ回路は、
バイポーラ接合トランジスターであって、該バイポーラ接合トランジスターは、
該バイポーラ接合トランジスターのコレクターに接続されたコレクター端子であって、該コレクター端子は、第一の振幅を有する交流成分を有するコレクター電流を通すように構成されている、コレクター端子と、
該バイポーラ接合トランジスターのベースに接続されたベース端子であって、該ベース端子は、第二の振幅を有する交流成分を有するベース電流を通すように構成されている、ベース端子と、
該バイポーラ接合トランジスターのエミッターに接続されたエミッター端子であって、該エミッター端子は、第三の振幅を有する交流成分を有するエミッター電流を通すように構成されている、エミッター端子と、
ベース−コレクター接合と、
ベース−エミッター接合と
を含む、バイポーラ接合トランジスターと、
バイアス回路とを含み、該バイアス回路は、
該ベース−エミッター接合に順方向バイアスをかけることによって、該バイポーラ接合トランジスターのオン状態を確立し、該第二の振幅は、該第三の振幅よりも大きく、
該バイアス回路は、該ベース−エミッター接合および該ベース−コレクター接合に逆バイアスをかけることによって、該バイポーラ接合トランジスターのオフ状態を確立する、
スイッチ回路。
（項目２）
前記スイッチ回路は、第一の端子に接続されているリアクタンス性素子に直列接続され、該スイッチ回路は、該リアクタンス性素子を第二の端子に選択的に連結し、それによって、該第一の端子と該第二の端子との間のリアクタンスを変える、項目１に記載のスイッチ回路。
（項目３）
前記バイポーラ接合トランジスターの前記ベース端子は、前記第二の端子に接続されている、項目２に記載のスイッチ回路。
（項目４）
前記バイポーラ接合トランジスターが前記オン状態にある場合、前記ベース端子と前記第二の端子との間のコンデンサーが、前記コレクター電流の前記交流成分の半分よりも多くを伝える、項目２に記載のスイッチ回路。
（項目５）
前記バイポーラ接合トランジスターは、ｎ−ｐ−ｎバイポーラ接合トランジスターである、項目１に記載のスイッチ回路。
（項目６）
前記バイポーラ接合トランジスターは、ｐ−ｎ−ｐバイポーラ接合トランジスターである、項目１に記載のスイッチ回路。
（項目７）
前記バイポーラ接合トランジスターは、前記ベースが前記エミッターに短絡させられている場合、１０００Ｖよりも大きいコレクター−ベース破壊電圧を有する、項目１に記載のスイッチ回路。
（項目８）
前記第二の振幅は、前記ベース電流の直流成分の大きさよりも大きい、項目１に記載のスイッチ回路。
（項目９）
前記コレクター、ベース、およびエミッター電流の直流成分の大きさは、前記第一の振幅の２０％よりも小さい、項目１に記載のスイッチ回路。
（項目１０）
前記バイポーラ接合トランジスターは、交流の一部を複数のリアクタンス素子のうちの１つを通して前記第二の端子に選択的に分路するように各々構成されているような複数のバイポーラ接合トランジスターのうちの１つであり、該複数のリアクタンス素子の第一の組は、２０パーセントの成分許容差程度の誤差はあるとして、同一のリアクタンスを有する、項目１に記載のスイッチ回路。
（項目１１）
前記複数のリアクタンス素子の前記第一の組は、少なくとも３０個から成る、項目１０に記載のスイッチ回路。
（項目１２）
前記複数のリアクタンス素子の前記第一の組は、容量性である、項目１０に記載のスイッチ回路。
（項目１３）
前記第三の振幅は、前記第一の振幅の１０％よりも小さい、項目１に記載のスイッチ回路。
（項目１４）
前記バイポーラ接合トランジスターは、絶縁ゲートバイポーラトランジスターの一部であり、前記コレクター電流は、最初に、前記コレクター端子から前記エミッター端子まで通る、項目１に記載のスイッチ回路。
（項目１５）
インピーダンス整合装置であって、該インピーダンス整合装置は、
少なくとも１つの可変リアクタンス素子であって、該少なくとも１つの可変リアクタンス素子は、
第一の端子と、
第二の端子と、
該第一の端子に接続された少なくとも１つのリアクタンス性素子と、
該少なくとも１つのリアクタンス性素子を該第二の端子に選択的に接続し、それによって、該第一の端子と該第二の端子との間のリアクタンスを変えるように構成されている少なくとも１つのスイッチ回路であって、該少なくとも１つのスイッチ回路は、
バイポーラ接合トランジスターを含み、該バイポーラ接合トランジスターは、
オン状態であって、該オン状態において、ベース−エミッター接合は、順方向バイアスをかけられ、該バイポーラ接合トランジスターのベース端子を通る第一の電流のＡＣ成分は、該バイポーラ接合トランジスターのエミッター端子を通る第二の電流のＡＣ成分よりも大きい、オン状態と、
オフ状態であって、該オフ状態において、該ベース−エミッター接合は、逆バイアスをかけられ、ベース−コレクター接合は、逆バイアスをかけられる、オフ状態と
を有する、少なくとも１つのスイッチ回路と、
を含む、少なくとも１つの可変リアクタンス素子と、
該少なくとも１つの可変リアクタンス素子と縦続している固定インピーダンス整合部と
を含み、該固定インピーダンス整合部は、プラズマ負荷と縦続して配列されるように構成され、１つ以上の分路素子および１つ以上の直列素子を含み、該１つ以上の分路素子および該１つ以上の直列素子は、はしご形ネットワークにある、
インピーダンス整合装置。
（項目１６）
前記１つ以上の分路素子および前記１つ以上の直列素子は、単ポートまたは複数ポートネットワークとして動作する、項目１５に記載のインピーダンス整合装置。
（項目１７）
前記１つ以上の分路素子および前記１つ以上の直列素子は、各々、少なくとも１つのリアクタンス性および／または無損失素子を含む、項目１５に記載のインピーダンス整合装置。
（項目１８）
前記分路素子のうちの１つはコンデンサーであり、前記直列素子のうちの１つはインダクターである、項目１７に記載のインピーダンス整合装置。
（項目１９）
インピーダンス整合装置であって、該インピーダンス整合装置は、
少なくとも１つの可変リアクタンス素子であって、該少なくとも１つの可変リアクタンス素子は、
第一の端子と、
第二の端子と、
該第一の端子に接続された少なくとも１つのリアクタンス性素子と、
該少なくとも１つのリアクタンス性素子を該第二の端子に選択的に接続し、それによって、該第一の端子と該第二の端子との間のリアクタンスを変えるように構成されている少なくとも１つのスイッチ回路であって、該少なくとも１つのスイッチ回路は、
バイポーラ接合トランジスターを含み、該バイポーラ接合トランジスターは、
オン状態であって、該オン状態において、ベース−エミッター接合は、順方向バイアスをかけられ、該バイポーラ接合トランジスターのベース端子を通る第一の電流のＡＣ成分は、該バイポーラ接合トランジスターのエミッター端子を通る第二の電流のＡＣ成分よりも大きい、オン状態と、
オフ状態であって、該オフ状態において、該ベース−エミッター接合は、逆バイアスをかけられ、ベース−コレクター接合は、逆バイアスをかけられる、オフ状態と
を有する、少なくとも１つのスイッチ回路と、
を含む、少なくとも１つの可変リアクタンス素子と、
該少なくとも１つの可変リアクタンス素子と縦続している固定インピーダンス整合部と
を含み、該固定インピーダンス整合部は、プラズマ負荷と縦続して配列されるように構成され、少なくとも２つの異なるＤａｒｌｉｎｇｔｏｎ部を含む、
インピーダンス整合装置。
（項目２０）
バイポーラ接合トランジスターのベース−エミッター接合に順方向バイアスをかけることと、
該バイポーラ接合トランジスターのコレクター端子と、該バイポーラ接合トランジスターのベース端子との間に該バイポーラ接合トランジスターを通る第一の電流を伝えることであって、該第一の電流は、第一の振幅を有する交流成分を有する、ことと、
該バイポーラ接合トランジスターの該コレクター端子と、該バイポーラ接合トランジスターのエミッター端子との間に該バイポーラ接合トランジスターを通る第二の電流を伝えることであって、該第二の電流は、第二の振幅を有する交流成分を有し、該第二の振幅は、該第一の振幅よりも小さく、該第二の振幅は、ゼロに等しいかまたはゼロよりも大きい、ことと
を含む方法。
（項目２１）
スイッチ回路であって、該スイッチ回路は、
バイポーラ接合トランジスターのベース−エミッター接合に順方向バイアスをかける手段と、
該バイポーラ接合トランジスターのコレクター端子と、該バイポーラ接合トランジスターのベース端子との間に該バイポーラ接合トランジスターを通る第一の電流を伝える手段であって、該第一の電流を伝える該手段は、第一の振幅を有する交流成分を有する該第一の電流を伝える手段を含む、手段と、
該バイポーラ接合トランジスターの該コレクター端子と、該バイポーラ接合トランジスターのエミッター端子との間に該バイポーラ接合トランジスターを通る第二の電流を伝える手段であって、該第二の電流を伝える該手段は、第二の振幅を有する交流成分を有する該第二の電流を伝える手段を含み、該第二の振幅は、該第一の振幅よりも小さく、該第二の振幅は、ゼロに等しいかまたはゼロよりも大きい、手段と
を含む、スイッチ回路。

本発明の種々の目的および利点ならびにより完全な理解は、添付の図面と共に考慮される場合に、以下の詳細な説明および付属の特許請求の範囲を参照することによって、明白であり、かつより容易に認識される。

図１は、典型的な発生器、整合ネットワーク、およびプラズマ負荷システムを図示する。 図２は、可変コンデンサー回路を含む整合ネットワークの一実施形態を図示する。 図３は、ＢＪＴをスイッチとして使用する先行技術を図示する。 図４は、ＢＪＴを効果的なスイッチとして使用する新しいＢＪＴ動作モードの実施形態を図示する。 図５は、本明細書中に開示されるシステムおよび方法に従ったＢＪＴスイッチ回路を使用する整合ネットワークを生成するための基本構成要素の実施形態を図示する。 図６は、ＢＪＴをスイッチとして使用するスイッチ可変リアクタンス素子の実施形態を図示する。 図７は、ＢＪＴをスイッチとして使用するスイッチ可変リアクタンス素子の別の実施形態を図示する。 図８は、可変リアクタンス素子を通る電流経路に加えてオフ状態におけるＢＪＴスイッチを含む可変リアクタンス素子の実施形態を図示する。 図９は、本明細書に開示されるオフ状態の場合、ＢＪＴスイッチのベース−コレクター接合を横切るバイアス電圧の一実施形態を図示する。 図１０は、可変リアクタンス素子を通る電流経路に加えてオン状態におけるＢＪＴスイッチを含む可変リアクタンス素子の実施形態を図示する。 図１１は、可変インピーダンス整合部とプラズマ負荷との間に接続された固定インピーダンス整合部を含む整合ネットワークの実施形態を図示する。 図１２は、オン状態において動作させられるｎ−ｐ−ｎ ＢＪＴの経験的に導かれたモデルを図示する。 図１３は、オフ状態において動作させられるｎ−ｐ−ｎ ＢＪＴの断面を図示する。 図１４は、本開示において説明されるオン状態において動作させられるｎ−ｐ−ｎ ＢＪＴの断面を図示する。 図１５は、可変リアクタンス素子においてスイッチとして働くｎ−ｐ−ｎ ＢＪＴの実施形態を図示する。 図１６は、当業者に既知のような整合ネットワークを図示する。 図１７は、可変リアクタンス素子の内外のリアクタンス性素子を切り換えるために、ＢＪＴではなくＩＧＢＴを使用する整合ネットワークの実施形態を図示する。 図１８は、ＡＣ電流が、最初に、コレクターとエミッターとの間ではなくコレクターとベースとの間を通る場合、ＢＪＴを動作させる方法を図示する。 図１９〜２０は、固定インピーダンス整合部の２つの実施形態を図示する。 図１９〜２０は、固定インピーダンス整合部の２つの実施形態を図示する。 図２１は、固定インピーダンス整合部の別の実施形態を図示する。 図２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｃ、および２２Ｄは、固定インピーダンス整合部の４つの制限的でない追加の実施形態を図示する。 図２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｃ、および２２Ｄは、固定インピーダンス整合部の４つの制限的でない追加の実施形態を図示する。 図２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｃ、および２２Ｄは、固定インピーダンス整合部の４つの制限的でない追加の実施形態を図示する。 図２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｃ、および２２Ｄは、固定インピーダンス整合部の４つの制限的でない追加の実施形態を図示する。

（詳細な説明）
本開示は、直面している問題の論述から始まり、想定外の結果が発見され、そして想定外の結果を説明するデバイスの物理的特性が提案される。

インピーダンス整合ネットワークにおける使用のための可変リアクタンス素子を生成するために、２つの端子間でコンデンサーまたは他のリアクタンス性回路を短絡するためのスイッチのようなＰＩＮダイオードの役割を果たし得るデバイスが必要とされる。本デバイスは、オン状態とオフ状態との両方において低い損失を有するべきである。本デバイスはさらに、オフ状態において高い電圧を、オン状態において強い電流を処理するべきである。スイッチ制御は、ＲＦ電流を通す端子とは別の端子によって可能にされるべきであり、それによって、複雑で、巨大で、かつ高価な分離回路構成を避ける。意外なことに、これらの目的は、本明細書中に説明されるような以前に未発見のバイポーラ接合トランジスター（ＢＪＴ）動作モードによって達成される。

概して、スイッチとして動作させられるＢＪＴは、オン状態においてコレクターとエミッターとの間に電流を伝え、オフ状態においてコレクターとエミッターとの間の電流の流れを遮断する。本既知の動作モードにおいて、ベース電流は、制御電流として使用され、かつスイッチのオン状態においてコレクターとエミッターとの間に伝えられる電流の一部である。本通常の構成において、スイッチは、オフ状態（開路として現れる）の場合、カットオフを使用し、オン状態（短絡として現れる）の場合、飽和を使用する。しかし、本開示は、ＢＪＴをスイッチとして動作させる新しい方法を説明し、そこで、スイッチのオン状態において電流は、コレクターとベースとの間に伝えられ、オフ状態において、コレクターとベースとの間の電流の流れは、遮断される。本動作モードにおいて、エミッター電流は、スイッチをオンにするか、またはオフにするための制御電流として使用される。本動作モードを、ＢＪＴを動作させる任意の既知の方法とは著しく異なるものにするものは、ＢＪＴの基礎動作を説明する周知のＥｂｅｒｓ−Ｍｏｌｌ方程式が、ベース電流が、ｎ−ｐ−ｎ ＢＪＴトランジスターについてはベース端子内に、およびｐ−ｎ−ｐ ＢＪＴトランジスターについてはベース端子から外に流れることのみを可能にする一方、電流がベースの内外の両方に流れるように、ベース電流が、大きな交流（ＡＣ）成分を有することである。もちろん、動的条件のもと、帯電または放電した静電容量性デバイスにより、電流は、従来のスイッチ回路においてｎ−ｐ−ｎトランジスターのベースから外へ流れ得るが、この新しく発見された動作モードにおいて、ベース電流は、ＢＪＴに対する任意の既知の動作モードと違って、意図的に大きなＡＣ成分を有する。先行技術とＢＪＴを動作させる新しいモードとの相違は、図３における先行技術と、図４における新しい動作モードとの比較によって明らかである。図３に図示されるような先行技術において、ＢＪＴ３０２が制御する電流３０４は、主にコレクターからエミッターまで流れ、ベース電流３０８は、主に制御電流３０６から成る。対照的に図４に図示されるように、ＢＪＴの新しい動作モードにおいて、ＢＪＴ４０２が制御する電流４０４は、主にコレクターからベースまで流れ、ベース電流４０８は、制御された電流４０４と制御電流４０６との和であり、かつ大きなＡＣ成分がベース電流の支配的な成分であるように、一般にＤＣ成分を超える大きなＡＣ成分を有する。

ベースとエミッターとの間に印加された小さなＤＣが、コレクターとベースとの間の大きなＡＣ電流を制御し得ることが実験的に見出された。本モードにおいて、オン状態の損失は、著しく低く、本モードにおけるデバイスの動作は、ＰＩＮダイオードの動作と同様であると信じられ、本ＰＩＮダイオードにおいて、ＡＣ電流は、コレクターおよびベース領域における注入されたキャリアーを前後に掃引し、ＤＣエミッター電流は、キャリアーを供給されたコレクターおよびベース領域を保つ。ＤＣエミッター電流が、遮られ、かつコレクター電圧が、非常に大きな抵抗器を用いてまでも引き上げられる（ｐ−ｎ−ｐ ＢＪＴについては引き下げられる）場合、コレクターとベースとの間の電流の流れは、遮られ、逆バイアスをかけられたコレクターベース接合は、コレクターからベースまでの電流の流れに高いインピーダンスを提供し、低い損失のオフ状態を生成し得る。オン状態において低い損失を達成するいくつかのＢＪＴデバイスは、オフ状態において１６００Ｖまでを処理し得る。小さいコレクターベース静電容量が理由でコレクターがおよそ８００Ｖまで引き上げられる場合、ＢＪＴデバイスは、低いオフ状態損失も経験し得る。したがって、本明細書中に開示されるスイッチモードにおいて動作させられるＢＪＴは、オン状態においてＰＩＮダイオードの低い損失および高い電流伝導能力、ならびにオフ状態においてＰＩＮダイオードの小さい漏れ電流および高い電圧能力を達成する。しかし、ＢＪＴは、３−端子デバイスによって上記を達成し、したがって、ＰＩＮダイオードがＤＣ制御信号をＲＦ信号から分離するように要求する複雑な分離回路構成を避ける。

図５は、プラズマ負荷へのＲＦ電力源をインピーダンス整合するための整合ネットワークを図示し、その整合ネットワークは、本明細書中に説明されるスイッチ技術を使用する。整合ネットワーク１０４は、ＲＦ電力発生器１０２からの電力を受け取り、プラズマ負荷１０６に電力を渡す。整合ネットワーク１０４は、固定インピーダンス整合部５１０と縦続された可変インピーダンス整合部５０８を含む。

固定インピーダンス整合部５１０は、プラズマ負荷１０６によって与えられたインピーダンスを、可変インピーダンス整合部の構成要素の制限された電圧および電流処理能力にさらに適したインピーダンスに変換する。可変インピーダンス整合部は、プラズマ負荷インピーダンスによって課された電圧および電流、ならびに可変インピーダンス整合部に送達された電力を処理し得る固定素子を含み、その固定素子は、固定コンデンサー、インダクター、および分布回路から成る。ＢＪＴスイッチが処理しなければならない電圧を低減するための固定インピーダンス整合部５１０の使用にも関わらず、特別な予防策（たとえば、過電圧状態の検出、瞬間的な過電圧からスイッチを保護するための電圧制限回路、および持続した過電圧状態から保護するためにＢＪＴスイッチをオンにするアルゴリズム）は、用途に応じて要求され得る。

可変インピーダンス整合部５０８は、少なくとも１つのスイッチ可変リアクタンス素子５１２を有し、そのスイッチ可変リアクタンス素子５１２は、任意の数の固定リアクタンス素子（たとえば、固定インダクター５１６、自由選択固定インダクター５３０、伝導線５１４およびコンデンサー５１８）と共に配列され得る。可変インピーダンス整合部５０８は、任意の数の固定された集中素子および回路ならびに分布素子および回路を含み得る。３つ以上のスイッチ可変リアクタンス素子が使用され得るが、図示された整合ネットワーク１０４は、２つのスイッチ可変リアクタンス素子５１２および５１３を含む。

図６は、図５のスイッチ可変リアクタンス素子５１２のようなスイッチ可変リアクタンス素子６００の実施形態を図示する。スイッチ可変リアクタンス素子６００は、１つ以上の誘導性または容量性デバイス６１２、６１４および６１６を含み、その誘導性または容量性デバイス６１２、６１４および６１６は、第一の端子６３８と第二の端子６４０との間で、それぞれのスイッチ６０２、６０４および６０６によって各々選択的に接続される。容量性デバイス６１２、６１４および６１６が図示されているが、誘導性デバイス、または誘導性デバイスと容量性デバイスとの組み合わせ、またはリアクタンス性または無損失構成要素を含む実際は任意の回路が使用され得ることを、当業者は認識する。リアクタンス素子は、コンデンサー、インダクター、および連結インダクターを含むが、これらに制限されない。無損失素子は、伝導線および変圧器を含むが、これらに制限されない。容量性デバイス６１２とスイッチ６０２とは、直列に接続され、容量性デバイス６１４および６１６とそれらのそれぞれのスイッチ６０４および６０６とも同様である。容量性デバイス６１２とスイッチ６０２との組み合わせは、容量性デバイス６１４とスイッチ６０４との組み合わせ、および容量性デバイス６１６とスイッチ６０６との組み合わせに並列に接続される。代替実施形態において、容量性デバイス６１２、６１４および６１６のうちのすべてまたはいくつかは、誘導性であるか、または容量性デバイスと誘導性デバイスとの組み合わせまたはリアクタンス性または無損失構成要素を含む実際は任意の回路を含み得る。第一および第二の端子６３８および６４０は、単語の厳密な意味での端子であり得るが、より一般的にはリアクタンス性素子およびスイッチは、整合ネットワーク１０４において分布したエリアに接続し得る。後者の場合は、複数の単一スイッチ可変リアクタンス素子を使用することに対応し、したがって、説明は依然として適用される。端子６４０は、整合筐体のようなアースであり得る。さらに、１つ以上のスイッチは、並列に接続され、かつ１つのリアクタンス性素子と共に直列に置かれることにより、スイッチの電流処理能力を増加させ、かつコントローラー６４２からの電力および制御信号の数を低減し得る。

容量性デバイス６１２、６１４、６１６（たとえば、コンデンサー）のうちのより多くのものが、第一および第二の端子６３８および６４０の間に接続されるにつれて、可変リアクタンス素子６００のサセプタンスは、増加する。サセプタンスは、容量性デバイス６１２、６１４、６１６が誘導性である場合、減少する。サセプタンスは、容量性デバイス６１２、６１４、６１６が、容量性デバイスと誘導性デバイスとの組み合わせと取り替えられる場合、増加または減少し得る。３つの容量性デバイス６１２、６１４、６１６のみ、および３つのスイッチ６０２、６０４、６０６のみが図示されているが、任意の数の容量性デバイスおよびスイッチが実装され得ることを、当業者は認識する。可変リアクタンス素子６００のサセプタンスを調節するために、整合ネットワーク１０４は、電力および制御信号をコントローラー６４２によって提供し得る。

容量性素子６１２、６１４、６１６の数が多くなるほど、整合ネットワーク１０４は、ＲＦ発生器１０２が経験するインピーダンスをより正確に調整し得る。たとえば、１２００ｐＦ〜６０００ｐＦの容量性範囲を有する可変リアクタンス素子６００を用いた整合１０４を仮定すると、可変リアクタンス素子６００においてより多くの容量性デバイス６１２、６１４、６１６がある場合、静電容量増分調節は、より小さくあり得る。同様の規則は、他の容量性または誘導性素子に適用できる。

図７は、スイッチ回路６０２の代替実施形態を示し、そのスイッチ回路６０２において、ＢＪＴ６２２のベースは、端子６４０に直接接続されないが、コンデンサー６６０を通して静電容量的に接続される。コンデンサー６６０は、低い損失でコレクター−ベース電流を端子６４０に伝えるために、大きくあり得る（たとえば、１３．５６ＭＨｚ用途のために１００ｎＦ）。

図示された実施形態において、スイッチ６０２は、バイアス回路６３２によって制御されるｎ−ｐ−ｎバイポーラ接合トランジスター（ＢＪＴ）６２２を含む。ＢＪＴ６２２は、３つの端子（コレクター端子６５０、ベース端子６５１、およびエミッター端子６５２）を有する。コレクター端子６５０は、コレクターに接続され、かつコレクターと可変リアクタンス素子６００または７００の他の構成要素との間の伝導性インターフェースである。ベース端子６５１は、ベースに接続され、かつベースと可変リアクタンス素子６００または７００の他の構成要素との間の伝導性インターフェースである。エミッター端子６５２は、エミッターに接続され、かつエミッターと可変リアクタンス素子６００または７００の他の構成要素との間の伝導性インターフェースである。

ＢＪＴ６２２は、ベース−コレクター電流Ｉ_ＢＣ、ベース−コレクター電圧Ｖ_ＢＣ、ベース−エミッター電流Ｉ_ＢＥ、およびベース−エミッター電圧Ｖ_ＢＥを有する。ベース−コレクター電流Ｉ_ＢＣは、電流がベースからコレクターに流れる場合、正である。ベース−コレクター電圧Ｖ_ＢＣは、ベースにおける電位がコレクターにおける電位よりも高い場合、正である。ベース−エミッター電流Ｉ_ＢＥは、電流がベースからエミッターに流れる場合、正である。ベース−エミッター電圧Ｖ_ＢＥは、ベースにおける電位がエミッターにおける電位よりも高い場合、正である。Ｖ_ＢＣ、Ｉ_ＢＣ、Ｖ_ＢＥ、およびＩ_ＢＥは各々、ＤＣおよびＡＣ信号の合計を表す。ここで、一般的なように、用語ＡＣは、構成要素を通過する電流の交流の部分を意味するかまたは、ひとたび時間平均の値が引かれると、残った値を等しく意味する。同様に、用語ＤＣは、時間平均の値を意味する。したがって、ＡＣおよびＤＣは、電圧と電流との両方を表す。典型的な整合ネットワークにおいて、電圧と電力との両方のＡＣ成分は、定常状態動作のもと、正弦曲線であるか、またはほぼ正弦曲線であり、電圧または電流のＡＣ成分の振幅は、単に、電圧または電流の時間平均の値からの最大偏差の大きさである。ＤＣおよびＡＣ成分のすべての論述は、ひとたび正弦波定常状態が達成されると、その値を表す。発生器出力がパルスにされる場合、時間平均は、ＲＦ信号が加えられている間に、十分に短い期間（概して数十または数百のＲＦ周期）にわたってとられる必要がある。コレクター端子６５０を通過するコレクター電流は、コレクター端子６５０を通過するすべてのＡＣおよびＤＣ電流の合計である。コレクター電流のＡＣ成分は、第一の振幅を有する。ベース端子６５１を通過するベース電流は、ベース端子６５１を通過するすべてのＡＣおよびＤＣ電流の合計である。ベース電流のＡＣ成分は、第二の振幅を有する。エミッター端子６５２を通過するエミッター電流は、エミッター端子６５２を通過するすべてのＡＣおよびＤＣ電流の合計である。エミッター電流のＡＣ成分は、第三の振幅を有する。実施形態において、ＢＪＴコレクター端子６５０を通過するＡＣ電流のわずかな部分のみが、エミッター端子６５２を通過する。ＢＪＴ６２２はバイアス回路６３２によってバイアスをかけられてオン状態になり、第二の振幅は、第三の振幅よりも大きい。実施形態において、第三の振幅は、第二の振幅に比べて無視できる。

ＢＪＴ６２２は、バイアス回路６３２によってバイアスをかけられる。バイアス回路６３２は、１つ以上の電圧または電流源またはその２つの組み合わせを印加され得る。言い換えれば、ＢＪＴ６２２は、電圧、電流、またはその２つの組み合わせによって制御され得る。１つ以上の電圧または電流源は、Ｖ_ＢＣ、Ｖ_ＢＥ、Ｉ_ＢＣ、およびＩ_ＢＥを制御するように構成される。

バイアス回路６３２は、ベース−エミッター接合に順方向バイアスをかけることによって、ＢＪＴ６２２のオン状態を確立し得る。バイアス回路６３２は、ベース−エミッター接合およびベース−コレクター接合に逆バイアスをかけることによって、ＢＪＴ６２２のオフ状態を確立し得る。

実施形態において、バイアス回路６３２は、ベース−エミッターバイアス回路（図示されていない）を含む。ベース−エミッターバイアス回路は、正のＶ_ＢＥか、負のＶ_ＢＥかのどちらかを発生させる。言い換えれば、ベース−エミッターバイアス回路は、ベース−エミッター接合が、順方向バイアスをかけられるかまたは逆バイアスをかけられるかを制御する。

実施形態において、バイアス回路構成６３２は、ベース−コレクターバイアス回路（図示されていない）を含む。ベース−コレクターバイアス回路は、負のＶ_ＢＣを発生させる。言い換えれば、ベース−コレクターバイアス回路は、どの程度までベース−コレクター接合が逆バイアスをかけられるかを決定する。

バイアス回路６３２は、ＢＪＴ６２２の状態を制御するように構成される。一般のＢＪＴは、飽和、能動線形、カットオフを含む複数の状態を有するが、実施形態において、ＢＪＴ６２２は、「オン状態」および「オフ状態」においてのみ動作させられる。オフ状態は、ＢＪＴの従来のカットオフモードと同様であるが、オン状態は、当業者に知られていない。

実施形態において、バイアス回路６３２は、第一、第二、および第三のバイアスデバイス（図示されていない）を含む。第一および第二のバイアスデバイスは、ベース−エミッター接合にバイアスをかけるように構成される。第一のバイアスデバイスは、ＢＪＴ６２２のオフ状態（つまり、エミッター端子６５２が、ベース端子６５１よりも高い電位を有する場合）を確立するために、ベース−エミッター接合に負または逆バイアスを印加するように構成される。第二のバイアスデバイスは、ＢＪＴ６２２のオン状態（つまり、ベース端子６５１が、エミッター端子６５２よりも高い電位を有する場合）を確立するために、ベース−エミッター接合に正または順方向バイアスを印加するように構成される。第三のバイアスデバイスは、ＢＪＴ６２２のオフ状態（つまり、コレクター端子６５０が、ベース端子６５１よりも高い電位を有する場合）を確立するために、ベース−コレクター接合に負または逆バイアスを印加するように構成される。第一および第二のバイアスデバイスは、エミッター端子６５２とベース端子６５１との間に、単極双投スイッチによって直列に選択的に連結され得る。スイッチは、第一のバイアスデバイスの正電位端子か、第二のバイアスデバイスの負電位端子かのどちらかを、エミッター端子６５２に接続する。したがって、スイッチは、ベース−エミッター接合が、順方向をかけられるかまたは逆バイアスをかけられるかを選択することによって、ＢＪＴが、オン状態にあるかまたはオフ状態にあるかを制御する。

実施形態において、第一のバイアスデバイスは、ベース−エミッター接合が逆バイアスをかけられるように、ベース端子６５１に対して１２Ｖをエミッター６５２に印加する。第一のバイアスデバイスと正反対の極性を有する第二のバイアスデバイスは、ベース−エミッター接合が順方向バイアスをかけられるように、３．５Ω抵抗器を通して、ベース６５１に対して−１．２Ｖをエミッター６５２に印加し得る。ベース−コレクター接合に逆バイアスをかけるために、第三のバイアスデバイスは、第三のバイアスデバイスとコレクターとの間に２ＭΩ抵抗器を通して７００Ｖを印加し得る。これらの値を用いて、ＢＪＴは、ベースとコレクターとの間の約０．３Ωのオン状態抵抗を達成し、そのオン状態抵抗は、０Ａ ＲＭＳと２Ａ ＲＭＳとの間の印加されたコレクター−ベース電流を有し、１３．５６ＭＨｚの周波数を有し、約０．１Ａのベース−エミッター電流を有し、最後のものは、−１．２Ｖ、３．５オームおよび順方向バイアス状態におけるベース−エミッター電圧降下によって設定される。オフ状態において、本ＢＪＴ構成は、ベースとコレクターとの間の約１１０ｋΩの分路抵抗を達成する。オフ状態において、逆バイアスをかけられたベース−コレクター接合は、１４Ω抵抗器と直列の１０ｐＦコンデンサーとしてモデル化され得る。並列等価インピーダンスは、１００ｋΩ抵抗器と並列の１０ｐＦコンデンサーである。１１０ｋΩ分路抵抗は、ベース−コレクター接合が高電圧ＲＦ信号によって励起された場合の接合損失を決定するために熱量測定を使用して測定された。本励起中に発生させられた熱は、ＤＣ電流が接合を通過した場合に発生させられた熱と比較された。

コレクター−ベース電流について電流しきい値があり、そのしきい値より上でＢＪＴはオフにされることができず、したがって制御されることができない。上記で説明された構成についての本しきい値は、約２Ａ ＲＭＳである。これらの値は単に例示的であること、および他の組み合わせも可能であることが理解されるはずである。たとえば、第一のバイアスデバイスの電圧は、０Ｖとベース−エミッター破壊電圧との間であり得る。別の例として、第二のバイアスデバイスは、ベース−エミッター電流のより良い制御を達成するために電流源と取り替えられ得るか、または第三のバイアスデバイスは、オン状態において抵抗器におけるより高い散逸という犠牲を払ってオフおよびオン状態間の遷移を加速するために、より小さな抵抗器を使用し得、そのオン状態において７００Ｖバイアス電圧は抵抗器上で降下させられる。７００Ｖバイアス電圧は、上下に調節され得るが、一般に、コレクター端子６５０が、コレクター端子６５０電圧の振幅よりも大きな電圧でバイアスをかけられ、かつ選択されたバイアス電圧とコレクター端子６５０電圧の振幅との合計が、ＢＪＴ６２２のコレクター−ベース破壊電圧よりも小さいように選択されるべきである。

図８は、可変リアクタンス素子７００を通る電流経路８０２、８０４、８０６に加えてオフ状態におけるＢＪＴスイッチ６２２を含む、図７の可変リアクタンス素子の実施形態を図示する。実線の矢印は、ＤＣ電流を表す。破線の矢印は、ＡＣ電流を表す。

負の電流または電圧バイアスは、Ｖ_ＢＥおよびＩ_ＢＥが負であるように、ベース−エミッター接合に印加される。言い換えれば、エミッター端子６５２は、ベース端子６５１よりも高い電位にある。これは、ベース−エミッター接合に逆バイアスをかけ、電流がベース−エミッター接合を通過するのを妨げる。このように、バイアス回路６３２からエミッター端子６５２とベース端子６５１とを通過して、バイアス回路６３２に戻るＤＣ電流８０６は、一時的であり、かつベース−エミッター接合が自由キャリアーを枯渇させられている短い期間中、ベース−エミッター接合のみを通過する。ひとたびベース−エミッター接合がキャリアーを枯渇させられると、小さいエミッター−ベース漏れ電流もある。

電流８０４または電圧バイアスは、Ｖ_ＢＣおよびＩ_ＢＣが負であるように、ベース−コレクター接合に印加される。言い換えれば、コレクター端子６５０は、ベース端子６５１よりも高い電位にある。これは、ベース−コレクター接合に逆バイアスをかけ、電流８０４がベース−コレクター接合を通過するのを妨げる。このように、バイアス回路６３２からコレクター端子６５０とベース端子６５１とを通過して、それからバイアス回路６３２に戻るＤＣ電流８０４は、一時的であり、かつベース−コレクター接合が自由キャリアーを枯渇させられている短い期間中、ベース−コレクター接合のみを通過する。ひとたびベース−コレクター接合が枯渇させられると、コレクター端子６５０からベース端子６５１までの逆バイアス電流８０４は、小さい漏れ電流を除いて、途絶える。両方の接合が逆バイアスをかけられるので、本オフ状態は、従来のＢＪＴにおけるカットオフ状態と同様である。

ＢＪＴ６２２が、両方の接合が逆バイアスをかけられるようにバイアスをかけられた状態で、ＡＣ電流８０２は、逆バイアスをかけられたベース−コレクター接合の静電容量部を通る漏れ電流を除いて、リアクタンス性素子６１２を通過することができない。したがって、ＡＣ電流８０２は、次の容量性デバイス６１６およびスイッチ６０６に続く。スイッチ６０６が開いている／オフである場合、ＡＣ電流８０２は、可変リアクタンス素子７００における別のスイッチを通過するか、またはすべてのスイッチ６０２、６０６が開いている／オフである場合、可変リアクタンス素子７００を全く通過しないことがある。ＢＪＴ６２２の両方の接合が、逆バイアスをかけられるが、容量性デバイス６１２は、ＢＪＴ６２２の接合静電容量部と直列であり、したがって、容量性デバイス６１２の静電容量の一部（概して、１０％よりも小さい）のみを、可変リアクタンス素子７００の全体の静電容量に寄与する。

図９を参照すると、逆バイアスＤＣ電圧９０２（実線）が、負であるが、コレクター−ベース電圧のＡＣ成分（破線）の振幅よりも小さい大きさを有する場合、ベース−コレクター接合は、負のＡＣ周期の間中、逆バイアスをかけられるが、正のＡＣ周期の間中、順方向バイアスをかけられる（負の電圧は、ベース−コレクター接合が逆バイアスをかけられることを意味する）。したがって、ベース−コレクター接合に小さなまたは無視できる逆バイアスしかない場合、ベース−コレクター接合は、オフにされたままではない。それは、スイッチ６０２が部分的に制御できないことを意味する。

したがって、バイアス回路６３２は、コレクターベース電圧がその最低値にある場合に、ベース−コレクター電圧Ｖ_ＢＣが、０Ｖよりも小さい、十分に高いＤＣ電位９０４の大きさをベース−コレクター接合において維持すべきである。これは、−７００Ｖ ＤＣバイアス９０４（実線）およびおよそ−７００Ｖに中心をもつＡＣ信号９０８（破線）によって示される。見られるように、そのようなバイアスがあれば、ＤＣ９０４成分とＡＣ９０８成分との合計は、正味電圧を正にすることができず、したがって、接合が逆バイアスをかけられることが意図される場合に、接合に順方向バイアスをかけることができない。ＤＣバイアス９０４が、Ｖ_ＢＣが正になることを妨げるほど十分に大きいので、ベース−コレクター接合は、逆バイアスをかけられたままであり、ＢＪＴ６２２は、オフ状態のままである。したがって、ＡＣ電流９０８の振幅より実質的に大きい逆バイアス電圧９０４の大きさは、ＢＪＴ６２２が、オン状態または部分的なオン状態において動けなくならないことを保証し得る。

さらなる利点は、Ｖ_ＢＣの大きさが実質的に０Ｖよりも大きいままであることを保証することによって達成され得る。たとえば、図９に図示されたグラフにおいて、ＤＣバイアス９０４は、−７００Ｖであり、ＡＣ信号９０８は、ピークからピークで約４００Ｖの振幅を有する。したがって、Ｖ_ＢＣは、決して−５００Ｖより上に上がらない。ベース−コレクター接合における本実質的な逆バイアスは、接合がすべてまたはほぼすべての自由キャリアーを枯渇させられることを保証し（小さいＤＣ漏れ電流を保証する）、および空乏領域が広いことを保証する（広い接合は、低静電容量コンデンサーとして働くので、小さいＡＣ漏れ電流を保証する）。

図１０は、可変リアクタンス素子を通る電流経路に加えてオン状態におけるＢＪＴスイッチを含む、図７の可変リアクタンス素子の実施形態を図示する。実線の矢印は、ＤＣ電流を表す。破線の矢印は、ＡＣ電流を表す。正の電流または電圧バイアスは、Ｖ_ＢＥおよびＩ_ＢＥが正であるように、ベース−エミッター接合に印加される。言い換えれば、ベース端子６５１は、エミッター端子６５２よりも高い電位にある。これは、ベース−エミッター接合に順方向バイアスをかけ、ＤＣ電流１００２がベース−エミッターを通過することを可能にする。したがって、バイアス回路６３２は、ＤＣ電流１００２をベース端子６５１からエミッター端子６５２まで通す。ＤＣベース−エミッター電流１００２は、コレクター端子６５０からベース端子６５１まで通るＡＣ電流１００４のほんの少し（たとえば、わずか５％）であり得る。この小さなＤＣ電流１００２は、ベース内に電子を注入し、それからその電子は、ベース−コレクター接合内に掃引されることにより、ベース−コレクター接合において再結合する電子を補充し得る。本方法において、ＤＣベース−エミッター電流１００２は、低抵抗状態におけるベース−コレクター接合を維持し、したがって、ＡＣ電流１００４が、非常に低い損失を有し、コレクター端子６５０からベース端子６５１まで通ることを可能にする。実施形態において、オン状態における順方向バイアスＶ_ＢＥは、オフ状態における逆方向バイアスＶ_ＢＥよりも小さい。

オン状態において、ベース−コレクター電圧は、本質的にゼロであり、小さなＤＣ電流（図示されていない）は、バイアス回路６３２の結果として、コレクターからベースまで流れ得るが、本電流は、本状態においてＢＪＴ６２２の動作に影響を及ぼさない。このように、ベース−コレクター電圧またはバイアスは、オン状態において自由選択である。

ひとたびＡＣ電流１００４が、コンデンサー６１２、コレクター端子６５０、コレクター、ベース−コレクター接合、およびベースを通過すると、ＡＣ電流１００４は、ベース端子６５１を出て、端子６４０への途中でコンデンサー６６０を通過すること、または（バイアス回路６３２が、端子６４０への電流経路を有すると仮定して）引き続きベース−エミッター接合を通って、エミッター端子６５２を経て出て行くことを選び得る。コンデンサー６６０は、ＡＣ電流１００４に、ベース−エミッター接合を通る経路よりも小さなインピーダンスを与える。したがって、ＡＣ電流１００４の大部分は、コンデンサー６６０を通過し、かつベース−エミッター接合を避ける。なぜＡＣ電流１００４が、ベース−エミッター接合を避けることを好むかをさらに説明しているＢＪＴ６２２の経験的モデルは、図１２および以下の関連した論述において与えられる。

図１０の論述において、スイッチ６０２を参照して説明された同じ構成要素および機能性は、１つ以上の他のスイッチ６０６にも適用される。

図１２は、オン状態において動作させられるｎ−ｐ−ｎ ＢＪＴの経験的に導かれたモデルを図示する。モデル１２００は、コレクター端子１２３２からベース端子１２３４まで通るＡＣ電流１２４４が、抵抗１２６２（Ｒ_１）に遭遇すると予測する。コレクター端子１２３２からエミッター端子１２３６まで通るＡＣ電流は、抵抗１２６２（Ｒ_１）および１２６６（Ｒ_２）に遭遇する。

従来、飽和（従来の「オン状態」）においてｎ−ｐ−ｎ ＢＪＴは、ベース端子からエミッター端子までの電流が、電流がコレクター端子からエミッター端子まで通ることを可能にすることまたは妨げることによって、ＢＪＴのオン／オフ状態を制御するように動作させられる。対照的に、本開示において、ベース端子１２３４からエミッター端子１２３６までの電流は、電流がコレクター端子１２３２からベース端子１２３４まで通ることを可能にすることまたは妨げることによって、ＢＪＴ１２００のオン／オフ状態を制御する。そのうえ、ＡＣ電流をコレクター端子１２３２とエミッター端子１２３６との間に通すことと関連づけられる損失は、ＡＣ電流をコレクター端子１２３２とベース端子１２３４との間に通すことによって、実質的に低減され得る。コレクター端子１２３２からエミッター端子１２３６まで通るＡＣ電流について、抵抗１２６２（Ｒ_１）および１２６６（Ｒ_２）による損失がある。コレクター端子１２３２からベース端子１２３４まで通るＡＣ電流１２４４について、抵抗１２６２（Ｒ_１）による損失しかない。したがって、損失は、ＡＣ電流１２４４をコレクター端子１２３２からベース端子１２３４まで通すことによって、実質的に低減され得る。

図７の実施形態を再び参照すると、コンデンサー６６０のための好ましい静電容量があり、その静電容量は、低インピーダンスコンデンサー６６０の使用によってＡＣ電流１２４４の損失を最小にする。これは、エミッター６５２が、第二の端子６４０に直接接続され、したがってコンデンサー６６０が、ベース端子６５１をエミッター端子６５２に効果的に接続する構成において、特に当てはまる。この場合、効果的なバイパス静電容量部だと通常みなされるものは、寄生リードインダクタンス１２６４および１２６８（図１２を参照されたい）と共に、劇的に損失を増加させ得る共振回路を生成し得る。これを避け、かつ電流１２４４がコレクター端子１２３２からベース端子１２３４まで優先して流れることを保証するために、コンデンサー６６０は、大きくあり得る（たとえば、１３．５６ＭＨｚでの動作のために約１００ｎＦの値を有する）。

図１３は、本開示において説明されるオフ状態において動作させられるｎ−ｐ−ｎ ＢＪＴの断面を図示する。オフ状態において、ベース−コレクター接合１３３０とベース−エミッター接合１３３２との両方は、逆バイアスをかけられる。したがって、両方の空乏領域（一定の拡大比で描かれていない）は、バイアスをかけられていない場合、または順方向バイアスをかけられている場合の空乏領域よりも広い（図１４における空乏領域（同様に一定の拡大比で描かれていない）と比較されたい）。オフ状態における大きな空乏領域は、ＤＣ電流１３２２とＡＣ電流１３２０との両方が接合１３３０、１３３２を通過することを妨げる。空乏領域は、自由キャリアーが実質的になく、したがって、ＤＣ電流１３２２にとって伝導性がない。空乏領域は、低静電容量コンデンサー（ドープ領域における自由キャリアーで形成された２つの導体間の広いギャップ）としてモデル化され、したがって、ＡＣ電流１３２０に高いインピーダンスを与え得る。

図１４は、オン状態において動作させられるｎ−ｐ−ｎ ＢＪＴの断面を図示する。オン状態において、ベース−コレクター接合１４３０は、実質的にバイアスをかけられない（逆バイアスが印加され得るが、ＡＣ電流１４２０と比較すると、逆ＤＣバイアスは、接合１４３０に無視できる影響を及ぼす）。ＡＣの観点から、先行技術は、接合１４３０が、ＡＣ電流１４２０を整流するはずであると教示する。しかし、ベース−コレクター空乏領域内におけるキャリアー寿命は、接合１４３０が逆バイアスをかけられる半周期中に、接合１４３０を横切る電圧の交流極性が、空乏領域からキャリアーを枯渇させないほど十分に長い。したがって、整流はなく、ＡＣ電流１４２０は、低い損失を有し、コレクター端子１４０２とベース端子１４０４との間を通る。

ベース−エミッター接合１４３２は、オン状態において、ＤＣ電流１４２２を用いて順方向バイアスをかけられ、ベース−エミッター接合１４３２は、逆バイアスをかけられた場合、またはバイアスがない場合に有するよりも小さな空乏領域を有する。

実施形態において、コレクター端子１４０２を通過するコレクター電流は、第一の振幅を有するＡＣ成分を有する。コレクター電流は、コレクター端子１４０２を通過する電流であり、ＡＣおよびＤＣ成分の合計である。ベース電流は、ベース端子１４０４を通過し、第二の振幅を有するＡＣ成分を有する。ベース電流は、ベース端子１４０４を通過する電流であり、ＡＣおよびＤＣ成分の合計である。エミッター電流は、エミッター端子１４０６を通過し、第三の振幅を有するＡＣ成分を有する。エミッター電流は、エミッター端子１４０６を通過する電流であり、ＡＣおよびＤＣ成分の合計である。第二の振幅は、第三の振幅よりも大きくあり得る。第二の振幅は、ベース電流のＤＣ成分の大きさよりも大きくあり得る。第二の振幅は、第三の振幅よりも少なくとも５倍大きくあり得る。第二の振幅は、ベース電流のＤＣ成分の大きさよりも少なくとも５倍大きくあり得る。

オフ状態（図１３）の実施形態において、コレクター端子１３０２とベース端子１３０４との間の破壊電圧は、ベースおよびエミッター端子１３０４、１３０６が等価な電位（たとえば、アース）にある場合、少なくとも１０００Ｖである。

図１５は、バイアス回路６３２の実施形態を図示する。スイッチ１５０８は、ベース−エミッター接合が、順方向をかけられるかまたは逆バイアスをかけられるかを選択することによって、ＢＪＴ６２２が、オン状態にあるかまたはオフ状態にあるかを選択する。スイッチ１５０８は、２つのＭＯＳＦＥＴデバイスを用いて実装され得るが、多くの他の可能性が存在する。信号線１５１０は、スイッチ１５０８の状態を制御する。

実施形態において、スイッチ１５０８は、１２Ｖ供給線１５１２および−１．２Ｖ供給線１５１４に接続される。スイッチが１２Ｖ供給線１５１２に接続される場合、ベース−エミッター接合は、３３０ｎＨインダクター１５０４および３．５Ω抵抗器１５０６を通して逆バイアスをかけられる。スイッチ１５０８が−１．２Ｖ供給線１５１４に接続される場合、ベース−エミッター接合は、３３０ｎＨインダクター１５０４および３．５Ω抵抗器１５０６を通して順方向バイアスをかけられる。コレクター端子６５０は、２ＭΩ抵抗器１５０２を通して第三の７００Ｖバイアス供給線１５１６に接続される。これらの値を用いて、ＢＪＴ６２２は、約０．１Ａのベース−エミッター電流を有する約０．３Ωのオン状態抵抗を達成し得る。オフ状態において、本構成は、約１１０ｋΩの分路抵抗を達成する。電流しきい値があり、そのしきい値より上でＢＪＴ６２２は、オフにされることができず、したがって制御されることができない。図１５に図示された実施形態についての本しきい値は、約３Ａ ＲＭＳである。これらの値は単に例示的であること、および他の組み合わせも可能であることが理解されるはずである。

図７に図示された実施形態と違って、ここで、ベース端子６５１は、アース６４０に接続される。ＢＪＴ６２２がオン状態にある場合、ＡＣ電流は、コレクター端子６５０を通って、コレクターを通って、ベースに向かい、ベース端子６５１から出て、アース６４０に向かう。したがって、ＡＣ電流が、アース６４０への途中でコンデンサーを通過する必要がないので、本実施形態は、概して、図７の実施形態よりもさらに低い損失を有する。

本明細書中に開示されるＢＪＴの新しい使用と関連づけられる１つの課題は、典型的な整合ネットワークにおいてスイッチを横切る電圧降下が、ＢＪＴが処理することができ得るよりも大きいことである。したがって、ＢＪＴを横切る電圧降下を低減するために、新しい整合ネットワークトポロジーが、実装され得る。

図１６は、当業者に公知のような整合ネットワークを図示する。典型的なＬ−整合ネットワーク１６０２は、可変分路リアクタンス素子１６０４と直列接続された固定リアクタンス素子１６０６および可変コンデンサー１６０８を含む可変直列リアクタンス素子とを含む。典型的なＬ−整合ネットワーク１６０２への入力は、可変分路リアクタンス素子１６０４と可変直列リアクタンス素子との間である。典型的なＬ−整合ネットワーク１６０２の出力は、可変直列リアクタンス素子とプラズマ負荷１０６との間である。しかし、多くの用途において、可変直列リアクタンス素子上の電圧降下は、本明細書中に開示されたＢＪＴスイッチを使用するスイッチ可変リアクタンス素子によって処理され得るものよりも高い。したがって、本トポロジーは、本明細書中に開示されるようなＢＪＴの新しい使用と両立可能でないことがある。

図１１は、可変インピーダンス整合部１１０８とプラズマ負荷１０６との間に接続された固定インピーダンス整合部１１１０を含む整合ネットワークの実施形態を図示する。可変インピーダンス整合部１１０８は、少なくとも１つの可変リアクタンス素子１１１２を含み得る。少なくとも１つの可変リアクタンス素子１１１２は、任意の数の固定リアクタンス素子（たとえば、固定インダクター１１１６、自由選択固定インダクター１１３０、伝導線１０８、および固定コンデンサー１１１８）と共に配列され得る。少なくとも１つの可変リアクタンス素子１１１２はまた、任意の数の固定された集中素子および回路、ならびに分布素子および回路と共に配列され得る。図示された可変インピーダンス整合部１１０８は、２つの可変リアクタンス素子１１１２、１１１３を含む。固定インピーダンス整合部１１１０は、可変リアクタンス素子１１１２、１１１３と縦続しているように図示されている。固定インピーダンス整合部１１１０は、プラズマ負荷１０６と縦続しているようにも図示されている。実施形態において、整合ネットワーク１０４が、概してプラズマ負荷１０６から分離した装置であるので、固定インピーダンス整合部１１１０は、プラズマ負荷１０６と縦続するように単に構成され得る。

固定インピーダンス整合部１１１０は、はしご形ネットワーク構成（または、直列−分路ネットワーク）において少なくとも２つのリアクタンス性構成要素を含み得る。これらの２つのリアクタンス性構成要素のうちの１つは、２以上の分路素子１１２０も含み得るが、１つの分路素子１１２０を含み得る。分路素子１１２０は、コンデンサーとして図示されているが、任意のリアクタンス性および／または無損失素子（たとえば、少し例を挙げれば、インダクター、連結インダクターコンデンサー、伝導線、変圧器）であり得る。他のリアクタンス性構成要素は、高電圧経路１１２４と直列のインダクターとして図示された直列素子１１２２を含み得る。他の実施形態において、２以上のリアクタンス性および／または無損失素子は、高電圧経路１１２４と直列に接続されることにより、直列素子１１２２を形成し得る。誘導性素子１１２２は、別個のデバイスであり得るか、または高電圧経路１１２４のインダクタンスを単に表現し得る。

分路素子１１２０は、「固定」インピーダンス整合部１１１０の一部であるが、当業者は、分路素子１１２０が、小さな可変静電容量（たとえば、１％）を有する容量性または誘導性デバイスを含み得ることを認識する。固定インピーダンス整合部１１１０の少なくとも２つのリアクタンス性構成要素は、単ポートまたは複数ポートネットワークとして動作し得る。固定インピーダンス整合部１１１０は、１つ以上の自由選択リアクタンス性構成要素（たとえば、自由選択インダクター１１３２）も含み得る。

典型的な可変直列リアクタンス素子（たとえば、図１６の１６０６と１６０８との直列の組み合わせ）を横切るピーク電圧と比較すると、固定インピーダンス整合部１１１０は、２倍以上可変リアクタンス素子１１１２を横切るピーク電圧を低減する。固定インピーダンス整合部１１１０と典型的な可変直列リアクタンス素子との両方が、同じ範囲の負荷インピーダンスを経験し、同じ入力インピーダンスを生成し、かつ等価な電力をプラズマ負荷１０６に送達するようにどちらも構成される場合、そのような電圧低減が、測定され得る。典型的な可変直列リアクタンス素子の例は、図１６に図示され、かつ直列接続された固定リアクタンス素子１６０６と可変コンデンサー１６０８との組み合わせを含む。

図示された実施形態において可変リアクタンス素子１１１２および１１１３は、基準のアースであり、かつ図６、図７または図１５において詳述されたように、または本明細書中に説明されたように構成される。インダクター１１１６および自由選択インダクター１１３０は、別個のインダクターまたは十分に高い特性インピーダンスを有する伝導線構造であり得る。可変リアクタンス素子１１１２、１１１３が、基準のアースとして図示されているが、可変リアクタンス素子１１１２、１１１３は、浮動状態でもあり得る。

実施形態において、少なくとも２つの固定値リアクタンス性構成要素が、任意の負荷インピーダンスが、固定インピーダンス整合部１１１０の入力インピーダンスにどのように変換されるかを決定する目的のために１つのリアクタンスに変形されることができないように、固定インピーダンス整合部１１１０は、少なくとも２つの固定値リアクタンス性構成要素を含む構造を有する。言い換えれば、固定インピーダンス整合部１１１０は、ただ１つのリアクタンス性素子を含む簡単化された等価回路によってモデル化されることができない。

実施形態において、可変リアクタンス素子１１１２または１１１３の内部のスイッチ（たとえば、図６または図７の６０２）と直列のリアクタンス性デバイス（たとえば、図６または図７の６１２）の第一の組は、同一のリアクタンスを有し、リアクタンス性デバイスの第二の組は、異なるリアクタンスを有する。たとえば、リアクタンス性デバイスの第一の組は５０ｐＦに等しい静電容量を有し得る一方、リアクタンス性デバイスの第二の組は、２５、１２、６および３ｐＦに等しい静電容量を有し得る。本例および同様の実施形態において、リアクタンス性デバイスの第一の組は、整合ネットワークに大きな増加変化をもたらすために使用され、リアクタンス性デバイスの第二の組は、整合ネットワークに小さな増加変化をもたらすために使用され得る。

実施形態において、リアクタンス性デバイスのうちの少なくとも１０個は、同一の静電容量を有する。他のリアクタンス性デバイスは、１つ以上の他のリアクタンス値を有し得る。実施形態において、リアクタンス性デバイスのうちの少なくとも２０個は、同一の静電容量を有する。実施形態において、リアクタンス性デバイスのうちの少なくとも３０個は、同一の静電容量を有する。実施形態において、リアクタンス性デバイスのうちの少なくとも５０個は、同一の静電容量を有する。

図１９は、固定インピーダンス整合部の実施形態を図示する。固定インピーダンス整合部１９０２は、２つのリアクタンス性構成要素１９０４、１９０６を含み得る。第一のリアクタンス性構成要素１９０４は、直列素子であり得る。第二のリアクタンス性構成要素１９０６は、分路素子であり得る。第一および第二のリアクタンス性構成要素１９０４、１９０６は、各々、１つ以上のリアクタンス性および／または無損失素子を含み得る。図示された実施形態において、第一および第二のリアクタンス性構成要素１９０４、１９０６は、直列素子１９０４が、プラズマ負荷１０６に最も近いように構成される。プラズマ負荷１０６に最も近いことによって、発生器１０２と、伝導線１０８と、整合ネットワーク１０４と、電気的接続１１０と、プラズマ負荷１０６とから成るネットワークが、第一および第二のサブネットワークにまとめられ得ることが意図される。第一のサブネットワークは、分路素子１９０６と発生器１０２とを含み、第二のサブネットワークは、直列素子１９０４と負荷１０６とを含み得る。そのような構成において、直列素子１９０４は、プラズマ負荷１０６に最も近い。

実施形態において、固定インピーダンス整合部１９０２は、自由選択追加リアクタンス性構成要素１９０８、１９１０も含み得る。自由選択追加リアクタンス性構成要素１９０８、１９１０は、任意の数、組み合わせ、および配列のリアクタンス性および／または無損失素子を含み得る。

図２０は、固定インピーダンス整合部の別の実施形態を図示する。固定インピーダンス整合部２００２は、２つのリアクタンス性構成要素２００４、２００６を含み得る。第一のリアクタンス性構成要素２００４は、直列素子であり得る。第二のリアクタンス性構成要素２００６は、分路素子であり得る。第一および第二のリアクタンス性構成要素２００４、２００６は、各々、１つ以上のリアクタンス性および／または無損失素子を含み得る。図示された実施形態において、第一および第二のリアクタンス性構成要素２００４、２００６は、分路素子２００６が、プラズマ負荷１０６に最も近いように構成される。プラズマ負荷１０６に最も近いことによって、発生器１０２と、伝導線１０８と、整合ネットワーク１０４と、電気的接続１１０と、プラズマ負荷１０６とから成るネットワークが、第一および第二のサブネットワークにまとめられ得ることが意図される。第一のサブネットワークは、直列素子２００４と発生器１０２とを含み、第二のサブネットワークは、分路素子２００６と負荷１０６とを含み得る。そのような構成において、分路素子２００６は、プラズマ負荷１０６に最も近い。

実施形態において、固定インピーダンス整合部２００２は、自由選択追加リアクタンス性構成要素２００８、２０１０も含み得る。自由選択追加リアクタンス性構成要素２００８、２０１０は、任意の数、組み合わせ、および配列のリアクタンス性および／または無損失素子を含み得る。

図２１は、固定インピーダンス整合部の別の実施形態を図示する。固定インピーダンス整合部の２１０２は、Ｓ．Ｄａｒｌｉｎｇｔｏｎ、「Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ ｏｆ Ｒｅａｃｔａｎｃｅ ４−Ｐｏｌｅｓ Ｗｈｉｃｈ Ｐｒｏｄｕｃｅ Ｐｒｅｓｃｒｉｂｅｄ Ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ Ｌｏｓｓ Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ」、Ｊ．Ｍａｔｈ Ｐｈｙｓ．、１９３９年９月、ｐｐ．２５７〜３５３において特徴を述べられるような２つ以上の異なるＤａｒｌｉｎｇｔｏｎ部２１０４、２１０６、２１１２または１つのＤａｒｌｉｎｇｔｏｎ部と１つの変圧器との縦続を含み得る。直列素子１９０４または２００４は、Ａ−タイプＤａｒｌｉｎｇｔｏｎ部２１０４に対応し、分路素子１９０６または２００６は、Ｂ−タイプＤａｒｌｉｎｇｔｏｎ部２１０６に対応する。当業者に周知のようなＣ−タイプＤａｒｌｉｎｇｔｏｎ部２１１２は、図示されたように配列されたコンデンサーとインダクターの連結対とを含み得る。２つのＤａｒｌｉｎｇｔｏｎ部２１０４、２１０６のうちの１つは、変圧器と取り替えられ得る。

図１９〜２１の３つすべての固定インピーダンス整合部１９０２、２００２、２１０２は、可変リアクタンス素子１１１２とプラズマ負荷１０６との間に縦続して配列され得る。

図２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｃ、および２２Ｄは、固定インピーダンス整合部の４つの制限的でない追加の実施形態を図示する。固定インピーダンス整合部２２０２の多くの配列のうちのほんの一部であるが、各々は、１つ以上のリアクタンス性または無損失素子を含む第一の直列リアクタンス性構成要素２２０４と、１つ以上のリアクタンス性または無損失素子を含む第二の分路リアクタンス性構成要素２２０６とを含む。直列および分路構成要素２２０４、２２０６は、任意の組み合わせおよび配列のリアクタンス性および／または無損失素子を含む。いくつかの実施形態において、自由選択リアクタンス性構成要素２２０８、２２１０も使用され得る。自由選択リアクタンス性構成要素２２０８、２２１０は、任意の数、組み合わせ、および配列のリアクタンス性および／または無損失素子を含み得る。

ＢＪＴは、上記に説明された新しいスイッチ構成において効果的に実装されるが、ＢＪＴは、ＢＪＴが処理し得るＡＣ電流の振幅に制限される。ＡＣ振幅が、大きすぎる場合、ＢＪＴは、永続するオン状態において動けなくなり得る。他方では、絶縁ゲートバイポーラトランジスター（ＩＧＢＴ）が、上記に説明されたＢＪＴと同様の新しい様式において動作させられ得るが、オン状態において動けなくなる前に、より大きなＡＣ電流を処理し得る。

図１７は、可変リアクタンス素子の内外のリアクタンス性素子を切り換えるために、ＢＪＴではなくＩＧＢＴを使用する整合ネットワークの実施形態を図示する。図示された実施形態は、２つのリアクタンス性素子１７１０、１７２０を含む。リアクタンス性素子１７１０、１７２０は、容量性デバイス（たとえば、コンデンサー）として図示されているが、任意のリアクタンス性および／または無損失デバイス（たとえば、任意の容量性または誘導性デバイス、または容量性デバイスと誘導性デバイスとの組み合わせ）を含み得る。リアクタンス性素子１７１０、１７２０の各々は、第一の端子１７１４に接続され、かつ第二の端子１７１２に選択的に連結される。第二の端子１７１２に連結される場合、リアクタンス性素子１７１０、１７２０は、第一および第二の端子１７１４および１７１２の間の全体のリアクタンスを大きくする。スイッチ１７０２、１７０４は、リアクタンス性素子１７１０、１７２０と第二の端子１７１２との間の接続を制御する。

各スイッチ１７０２、１７０４は、ＩＧＢＴ１７０６とバイアス回路１７０８とを含む。ＩＧＢＴ１７０６は、本開示において前に説明されたＢＪＴ実施形態に関連した様式において動作させられるＢＪＴを含む。ＩＧＢＴ１７０６は、コレクターと、エミッターと、ゲートとを有する。リアクタンス性素子１７１０は、コレクターに接続される。第二の端子１７１２は、エミッターに接続される。バイアス回路１７０８は、ゲート、エミッター、およびコレクターに接続される。ＩＧＢＴ１７０６が、オン状態にある場合、端子１７１４からの電流は、リアクタンス性デバイス１７１０を通って、ＩＧＢＴ１７０６コレクターを通ってＩＧＢＴエミッターに向かい、それから第二の端子１７１２に向かう。

バイアス回路１７０８は、スイッチ１７０２のオフ状態において、コレクターからエミッターへの正の電圧を印加するように構成される。これは、たとえば、抵抗器と直列の電圧源によって成し遂げられ得る。バイアス回路１７０８は、ゲートとエミッターとの間に電圧を印加するようにも構成される。ＩＧＢＴ１７０６しきい値電圧より上の正の電圧は、ＩＧＢＴ１７０６が、オン状態になり、その結果リアクタンス性素子１７１０を第二の端子１７１２に短絡させる原因となる。

ＢＪＴの代わりにＩＧＢＴを使用することの欠点は、より大きな損失があり得ることである。ＡＣ電流は、ＩＧＢＴに埋め込まれたＢＪＴを通過する。ＡＣは、前に説明されたＢＪＴ実施形態におけるようなコレクターからベースまでではなく、埋め込まれたＢＪＴにおいてコレクターからエミッターまで通る。このように、ＡＣは、埋め込まれたＢＪＴにおいて両方の接合から損失を経験し得、したがってＩＧＢＴは、本明細書中に開示されたように使用されるＢＪＴよりも大きな損失を負い得る。

図１８は、ＡＣ電流が、最初に、コレクター端子とエミッター端子との間ではなくコレクター端子とベース端子との間を通る場合のＢＪＴを動作させる方法を図示する。方法１８００は、ＢＪＴのベース−エミッター接合に順方向バイアスをかける動作１８０２を含む。方法１８００は、第一の振幅を有する交流成分を有する電流を、ＢＪＴのコレクター端子とベース端子との間に伝える動作１８０４をさらに含む。方法１８００は、第二の振幅を有する交流成分を有する電流をバイポーラ接合トランジスターのコレクター端子とエミッター端子との間に伝える動作１８０６を含み、ゼロであり得る本第二の振幅は、第一の振幅よりも小さい。

本方法とＢＪＴの従来の使用とに差異を生じさせるものは、ここで、第一の振幅が、第二の振幅よりも大きい（ベース端子における電流のＡＣ成分が、エミッター端子における電流のＡＣ成分よりも大きい）ことである。言い換えれば、交流は、最初に、コレクターからベースへ向かい、エミッターへ向かって、エミッター端子から出て行くのではなく、コレクターからベースに向かって、ベース端子から出て行く。本特有の動作は、ＢＪＴがスイッチとして使用される可変リアクタンス素子の第二の端子にＢＪＴのベース端子を直接接続すること、または大容量コンデンサーを用いてベース端子と第二の端子との間に低インピーダンスを提供することのどちらかによって、コレクターからベースまで通る電流のためにＢＪＴの外部の低インピーダンス経路を生成することによって、一部可能にされ得る。性能は、コレクターからエミッターへのＢＪＴエミッターを通って流れる交流に高インピーダンスを提供することによってさらに向上させられ得る。

例証された結果のすべては、シリコンデバイスを用いて得られた。しかし、ＧａＡｓ、ＧａＮ、ＳｉＣまたは他の既知の半導体材料のうちの任意のものを使用して製造されたデバイスも使用され得る。そのうえ、ＧａＮ ＨＥＭＴデバイスはまた、バイポーラデバイスの代わりに使用され、効果的なＲＦスイッチを構成し得る。

結論として、本発明は、とりわけ、インピーダンス整合ネットワークにおける非常に効果的なスイッチのようなバイポーラデバイスの使用を可能にする方法、システム、および装置を提供する。数多くの変化および置換が、本発明、本発明の使用、および本発明の構成においてなされることにより、本明細書中に説明された実施形態によって達成される結果と同じ結果を実質的に達成し得ることを、当業者は、容易に認識し得る。したがって、本発明を開示された例示的な形態に制限する意図はない。多くの変化、改変、および代替構成は、開示された発明の範囲および精神の範囲内にある。

Claims (20)

1. プラズマ負荷を有するインピーダンス整合ネットワークにおけるスイッチ回路であって、該スイッチ回路は、
   バイポーラ接合トランジスターであって、該バイポーラ接合トランジスターは、
   該バイポーラ接合トランジスターのコレクターに接続されたコレクター端子であって、該コレクター端子は、第一の振幅を有する交流成分を有するコレクター電流を通すように構成されている、コレクター端子と、
   該バイポーラ接合トランジスターのベースに接続されたベース端子であって、該ベース端子は、第二の振幅を有する交流成分を有するベース電流を通すように構成されている、ベース端子と、
   該バイポーラ接合トランジスターのエミッターに接続されたエミッター端子であって、該エミッター端子は、第三の振幅を有する交流成分を有するエミッター電流を通すように構成されている、エミッター端子と、
   ベース−コレクター接合と、
   ベース−エミッター接合と
   を含む、バイポーラ接合トランジスターと、
   バイアス回路とを含み、該バイアス回路は、
   該ベース−エミッター接合に順方向バイアスをかけることによって、該バイポーラ接合トランジスターのオン状態を確立し、該第二の振幅は、該第三の振幅よりも大きく、
   該バイアス回路は、該ベース−エミッター接合および該ベース−コレクター接合に逆バイアスをかけることによって、該バイポーラ接合トランジスターのオフ状態を確立する、
   スイッチ回路。
2. 前記スイッチ回路は、第一の端子に接続されているリアクタンス性素子に直列接続され、該スイッチ回路は、該リアクタンス性素子を第二の端子に選択的に連結し、それによって、該第一の端子と該第二の端子との間のリアクタンスを変える、請求項１に記載のスイッチ回路。
3. 前記バイポーラ接合トランジスターの前記ベース端子は、前記第二の端子に接続されている、請求項２に記載のスイッチ回路。
4. 前記バイポーラ接合トランジスターが前記オン状態にある場合、前記ベース端子と前記第二の端子との間のコンデンサーが、前記コレクター電流の前記交流成分を伝える、請求項２に記載のスイッチ回路。
5. 前記バイポーラ接合トランジスターは、ｎ−ｐ−ｎバイポーラ接合トランジスターである、請求項１に記載のスイッチ回路。
6. 前記バイポーラ接合トランジスターは、ｐ−ｎ−ｐバイポーラ接合トランジスターである、請求項１に記載のスイッチ回路。
7. 前記バイアス回路は、前記ベース−エミッター接合に順方向バイアスをかけるために、前記第二の振幅よりも小さい大きさを有する前記ベース電流の直流成分を印加するバイアスデバイスを含む、請求項１に記載のスイッチ回路。
8. 前記バイアス回路は、前記第二の振幅の２０％よりも小さい大きさを有する前記ベース電流の直流成分を印加するバイアスデバイスを含む、請求項１に記載のスイッチ回路。
9. 前記バイポーラ接合トランジスターは、交流の一部を複数のリアクタンス素子のうちの１つを通して前記第二の端子に選択的に分路するように各々構成されているような複数のバイポーラ接合トランジスターのうちの１つであり、該複数のリアクタンス素子の第一の組は、同一のリアクタンスを有する、請求項２に記載のスイッチ回路。
10. 前記複数のリアクタンス素子の前記第一の組は、少なくとも３０個から成る、請求項９に記載のスイッチ回路。
11. 前記複数のリアクタンス素子の前記第一の組は、容量性である、請求項９に記載のスイッチ回路。
12. 前記バイアス回路は、前記第一の振幅の５％以下であるＤＣベース−エミッターバイアス電流を印加するバイアスデバイスを含む、請求項１に記載のスイッチ回路。
13. 前記バイポーラ接合トランジスターは、絶縁ゲートバイポーラトランジスターの一部であり、前記コレクター電流は、最初に、前記コレクター端子から前記エミッター端子まで通る、請求項１に記載のスイッチ回路。
14. インピーダンス整合装置であって、該インピーダンス整合装置は、
    少なくとも１つの可変リアクタンス素子であって、該少なくとも１つの可変リアクタンス素子は、
    第一の端子と、
    第二の端子と、
    該第一の端子に接続された少なくとも１つのリアクタンス性素子と、
    該少なくとも１つのリアクタンス性素子を該第二の端子に選択的に接続し、それによって、該第一の端子と該第二の端子との間のリアクタンスを変えるように構成されている少なくとも１つのスイッチ回路であって、該少なくとも１つのスイッチ回路は、
    バイポーラ接合トランジスターを含み、該バイポーラ接合トランジスターは、
    オン状態であって、該オン状態において、ベース−エミッター接合は、順方向バイアスをかけられ、該バイポーラ接合トランジスターのベース端子を通る第一の電流のＡＣ成分は、該バイポーラ接合トランジスターのエミッター端子を通る第二の電流のＡＣ成分よりも大きい、オン状態と、
    オフ状態であって、該オフ状態において、該ベース−エミッター接合は、逆バイアスをかけられ、ベース−コレクター接合は、逆バイアスをかけられる、オフ状態と
    を有する、少なくとも１つのスイッチ回路と、
    を含む、少なくとも１つの可変リアクタンス素子と、
    該少なくとも１つの可変リアクタンス素子と縦続している固定インピーダンス整合部と
    を含み、該固定インピーダンス整合部は、プラズマ負荷と縦続して配列されるように構成され、１つ以上の分路素子および１つ以上の直列素子を含み、該１つ以上の分路素子および該１つ以上の直列素子は、はしご形ネットワークにある、
    インピーダンス整合装置。
15. 前記１つ以上の分路素子および前記１つ以上の直列素子は、単ポートまたは複数ポートネットワークとして動作する、請求項１４に記載のインピーダンス整合装置。
16. 前記１つ以上の分路素子および前記１つ以上の直列素子は、各々、少なくとも１つのリアクタンス性および／または無損失素子を含む、請求項１４に記載のインピーダンス整合装置。
17. 前記分路素子のうちの１つはコンデンサーであり、前記直列素子のうちの１つはインダクターである、請求項１６に記載のインピーダンス整合装置。
18. インピーダンス整合装置であって、該インピーダンス整合装置は、
    少なくとも１つの可変リアクタンス素子であって、該少なくとも１つの可変リアクタンス素子は、
    第一の端子と、
    第二の端子と、
    該第一の端子に接続された少なくとも１つのリアクタンス性素子と、
    該少なくとも１つのリアクタンス性素子を該第二の端子に選択的に接続し、それによって、該第一の端子と該第二の端子との間のリアクタンスを変えるように構成されている少なくとも１つのスイッチ回路であって、該少なくとも１つのスイッチ回路は、
    バイポーラ接合トランジスターを含み、該バイポーラ接合トランジスターは、
    オン状態であって、該オン状態において、ベース−エミッター接合は、順方向バイアスをかけられ、該バイポーラ接合トランジスターのベース端子を通る第一の電流のＡＣ成分は、該バイポーラ接合トランジスターのエミッター端子を通る第二の電流のＡＣ成分よりも大きい、オン状態と、
    オフ状態であって、該オフ状態において、該ベース−エミッター接合は、逆バイアスをかけられ、ベース−コレクター接合は、逆バイアスをかけられる、オフ状態と
    を有する、少なくとも１つのスイッチ回路と、
    を含む、少なくとも１つの可変リアクタンス素子と、
    該少なくとも１つの可変リアクタンス素子と縦続している固定インピーダンス整合部と
    を含み、該固定インピーダンス整合部は、プラズマ負荷と縦続して配列されるように構成され、少なくとも２つの異なるＤａｒｌｉｎｇｔｏｎ部を含む、
    インピーダンス整合装置。
19. プラズマ負荷を有するインピーダンス整合ネットワークにおけるスイッチとしてのバイポーラ接合トランジスターの作動方法であって、該方法は、
    バイポーラ接合トランジスターのベース−エミッター接合に順方向バイアスをかけることと、
    該バイポーラ接合トランジスターのコレクター端子と、該バイポーラ接合トランジスターのベース端子との間に該バイポーラ接合トランジスターを通る第一の電流を伝えることであって、該第一の電流は、第一の振幅を有する交流成分を有する、ことと、
    該バイポーラ接合トランジスターの該コレクター端子と、該バイポーラ接合トランジスターのエミッター端子との間に該バイポーラ接合トランジスターを通る第二の電流を伝えることであって、該第二の電流は、第二の振幅を有する交流成分を有し、該第二の振幅は、該第一の振幅よりも小さく、該第二の振幅は、ゼロに等しいかまたはゼロよりも大きい、ことと
    を含む、方法。
20. プラズマ負荷を有するインピーダンス整合ネットワークにおけるスイッチ回路であって、該スイッチ回路は、
    バイポーラ接合トランジスターのベース−エミッター接合に順方向バイアスをかける手段と、
    該バイポーラ接合トランジスターのコレクター端子と、該バイポーラ接合トランジスターのベース端子との間に該バイポーラ接合トランジスターを通る第一の電流を伝える手段であって、該第一の電流を伝える該手段は、第一の振幅を有する交流成分を有する該第一の電流を伝える手段を含む、手段と、
    該バイポーラ接合トランジスターの該コレクター端子と、該バイポーラ接合トランジスターのエミッター端子との間に該バイポーラ接合トランジスターを通る第二の電流を伝える手段であって、該第二の電流を伝える該手段は、第二の振幅を有する交流成分を有する該第二の電流を伝える手段を含み、該第二の振幅は、該第一の振幅よりも小さく、該第二の振幅は、ゼロに等しいかまたはゼロよりも大きい、手段と
    を含む、スイッチ回路。
    

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