JP5901004B2 - 距離又は距離変化を測定するためのセンサ及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、請求項１及び１２のプレアンブルに記載の、信号通過時間原理により距離又は距離変化を測定するためのセンサ及び方法に関するものである。

この種のセンサの多くは、信号の発信から受信までの通過時間を距離に変換する信号通過時間原理を利用している。そこでは、マイクロ波や光など、電磁波スペクトルの様々な周波数領域が利用される。

光通過原理に基づく光電センサでは、例えばパルス通過時間法により、短い光パルスを出射してからそのパルス光の拡散反射光又は直反射光が検出されるまでの時間が測定される。一方、位相法の場合、出射光が振幅変調され、出射光と検出光の間の位相差が測定され、この位相差が同様に光通過時間の尺度となる。位相変調法は長い積算時間が必要となるため、目の保護という条件からすると、まさに目標物が光をあまり拡散反射しない場合にあまり適していない。パルス法の場合、その全体の出力を利用して、高いエネルギー密度を持つ短いパルスを出射することで個々の出射光のＳ／Ｎ比を高くすることができるという利点がある。

光電センサは、例えば乗り物の安全対策、ロジスティクス業務や工場での作業の自動化、あるいは安全技術の分野で利用可能である。なかでも、反射光線に基づく距離センサは、反射器若しくは直反射又は拡散反射する目標物の距離変化に反応することができる。このセンサは、発光器と反射器の間隔を監視する反射光型遮断装置に特に応用されている。また、光通過時間法は、移動する光線により線又は面を測定する距離測定用レーザスキャナの動作の基本原理でもある。

マイクロ波の利用分野としては充填状態の測定がある。この測定では、その充填状態を測定すべき媒質の境界面で反射が起きるまでの信号通過時間が測定される。出射されたマイクロ波はゾンデまで導かれる（ＴＤＲ、Time Domain Reflectometry）か、あるいはレーダーと同様に自由に放射されて境界面で反射される。

以上の距離測定で数十ミリメートル程度の分解能を達成する必要がある場合、信号通過時間を１００ピコ秒レベルの精度で測定しなければならない。１ミリメートルの距離解像度を達成するには、測定技術的に６ピコ秒を認識しなければならない。従来の装置でこのような精度を実現するには非常に高コストの電子機器が必須である。ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のプログラム可能なデジタル論理素子のようにコスト的に有利な素子は、動作周波数が数１００ＭＨｚ程度であるのが典型である。これでは、ナノ秒なら対応可能であるものの、ピコ秒の分解能は達成できない。

従って、時間精度を高めるにはこの動作周波数より細かい精度を達成する必要がある。信号通過時間の測定にとっては、発信時点と受信信号の走査との間の絶対位置ではなく相対位置が重要であるため、発信時点又は受信時点をずらすことで、より高い分解能を達成することが可能である。

もう一つ別の問題はＳ／Ｎ比である。反射された個々の信号パルスのエネルギーは、距離が極めて短い場合や目標物の反射率が高い場合は別として、バックグラウンドノイズに埋もれずに有意にかつ確実に検出できるレベルからほど遠いのが典型的である。距離測定用レーザスキャナの場合、この問題は、例えば非常に強いパルスを出射することにより解消されている。しかし、そのためには、数ワットの出力性能を持つ高性能レーザ、あるいはアバランシェダイオードが必要であり、コストが増大する。

そういうわけで、特許文献１では、ヒストグラムの中で複数の個別の測定値を集め、ひとまとめにして評価することが提案されている。しかし、ヒストグラムの時間分解能は限られているため、特許文献１の方法では、測定精度を高めるために、複数のヒストグラムを評価した後、ある特定の移行時点において、適切な発信遅延を選択することにより測定窓をずらす。しかし、この方法は時間がかかり、測定頻度が低くなってしまう。さらに特許文献１には、定められた遅延値を中心とする偏差を示し、その平均値だけが指定の遅延値に一致するような、複数の遅延値を有する複数の光パルスを出射することも記載されている。しかし、これは測定精度を向上させるものではなく、遅延回路の不正確さを解消すること、つまり測定事象をヒストグラムへ時間的に割り当てる方法を全体的に改善することに寄与するに過ぎない。

より高い走査速度を有する素子により分解能を向上させることも考えられる。しかし、１５０ｍｍの距離分解能が１ナノ秒に相当するから、少なくとも近い将来にミリメートルレベルに相当する時間解像度を持つ低コストの素子が利用可能になる見込みはない。

DE 10 2007 013 714 A1

従って、本発明の課題は、より高い測定速度及び測定精度を有する距離測定手段を提供することにある。

この課題は、請求項１に係る距離又は距離変化を測定するためのセンサ及び請求項１２に係る距離又は距離変化を測定するための方法により解決される。その解決策は、ヒストグラムにおいて多数の個別信号の受信信号から測定情報を集め、それぞれ特定の時間範囲（ビン）に含まれる事象（カウント）を数える、という基本的な考え方から始まる。それ以前の測定から得られた結果を取り込むことなく、ヒストグラムそのものから距離値が算定される。時間的な精度を高めるため、ヒストグラムの測定情報は内挿される。ただし、ヒストグラムが飽和している場合、内挿を行っても利点はない。なぜなら、例えば受信時点の付近では、あるビンからすぐ隣りのビンへ移ると事象の数が最大値から最小値へ跳ぶからである。そうなると、測定精度はヒストグラムの比較的低い時間解像度にまで制限されてしまう。この時間解像度はビンの幅により決まり、一方でビンの幅はせいぜい走査周期に一致するに過ぎない。それゆえ、本発明では、ヒストグラムにおける側面部を受信時点の周囲で拡張して、より多数のビンが受信時点に割り当てられるようにする。これは、受信時点がヒストグラムの異なるビンにねらい通りに入るように、個々の信号に時間分布を持たせて出射することにより達成される。こうして拡張された側面部により、内挿法による測定精度の所望の向上を達成可能にし、それによりサンプリング分解能より小さい分解能を達成する前提条件が作り出される。

本発明には、高い測定頻度で高精度の距離測定を行うことが可能であるという利点がある。同時に、高性能レーザやアバランシェダイオードなど、コスト増につながる素子が不要である。統計的な評価に基づいて、Ｓ／Ｎ比が１より低い場合でも距離を確実に測定することができる。

例えば、測定期間の開始点のように任意ではあるが確定した基準点に対して発信時点が前記分布に従って変化することにより、受信時点は変化する。その際、ヒストグラム上では、受信時点に対応する信号が、発信時点の分布に従って複数の異なるビンに配分される。これにより、内挿のために注目すべき受信時点付近の時間範囲が拡張される。

前記分布は均一分布又はガウス分布であることが好ましい。前記分布は、ヒストグラムの確定のために、ある一定の発信時刻遅延を有する個別信号をどの程度の頻度で発信すべきかを指定するものである。それは例えば、最小の遅延から最大の遅延までの離散的なステップごとにそれに付随する個別信号の頻度を定めた情報を書き込んだテーブルとして保存しておく。前記離散的なステップは走査期間より小さくすることが有利である。なぜなら、分解能の向上がどこまで可能であるかはこのステップの大きさと関係があり、さらに発信時点は受信信号の走査速度とは結び付いていないからである。均一分布の場合、テーブルに書き込まれる値は全て１であるか、少なくとも一定値である。ガウス分布の場合は離散的にガウス曲線を模した形となる。統計を高めるため、分布を複数回にわたっていわば積み上げることも可能である。それはテーブルに書き込まれた値の等級を、ある係数により上げることと等価である。

この場合、前記分布の幅はヒストグラムの時間分解能の倍数であることが好ましい。倍数としては特にヒストグラムの分解能の２倍から５倍の範囲が考慮の対象となる。このようにすると、ヒストグラムにおける受信時点付近の重要な部分が、内挿に取り込まれるビンの２個から５個分またはそれ以上を包含することになる。分布の幅は、用いられている最小の発信時点遅延と最大の発信時点遅延の間の時間差と解される。この意味では、離散ガウス分布にも明確な幅が存在する。

内挿は、受信時点の周辺において期待される信号推移を有する関数フィッティングに基づいて行われることが好ましく、特に線形回帰分析により行われることが好ましい。受信時点付近におけるヒストグラムの推移は予め分かっている。均一分布を用いる場合、受信信号のレベルが高ければ、推移は直線に近くなるため、比較的低コストで計算できる線形回帰分析で十分である。それ以外の場合、特に信号レベルが低くてノイズが優勢であったり、非均一分布を用いたりする場合は、関数の推移は異なるものとなるが、それはガウス分布に従うことが多い。そこで、最初は所期の関数を保存した数値テーブル等に基づいて推移を線形化し、その後でここでも線形回帰分析を実行する、ということが可能である。あるいは別の関数フィッティング法を使用する。

評価ユニットは、受信信号を双極性の前処理済み信号に変換し、該双極性信号をＡ／Ｄ変換器を介して評価ユニットへ送るアナログ式プリプロセッサを備えるデジタル論理素子上に実装されることが好ましい。このプリプロセッサは特に、最初は単極性である受信信号を双極性信号に変換するバンドパスフィルタ又は微分器を備えることが好ましい。このようにすると、受信信号の状態の移行が、信頼性が高くて再現可能な方法でプリプロセッサの出力に反映され、その出力から受信時点を簡単かつ正確に確定することができる。側面部の拡張のための発信時点の分布とフィルタ周波数は互いに適合させる。拡張し過ぎると、ヒストグラムにおける正負の双極性信号の配分がなくなってしまい、拡張量が小さすぎると内挿が困難になる。

走査は、受信信号が０と１のビット列として生成され、二値的な事象がヒストグラムに供給されるように、Ａ／Ｄ変換器としての二値符号化器を用いて行うことが好ましい。これにより評価コストが削減される。このような二値的な事象を用いる場合、前記分布に基づく側面部の拡張が特に有用になる。なぜなら、この拡張がなければ、ヒストグラムの中に特に急峻に推移する部分が生じる可能性があるからである。

評価ユニットは、ヒストグラムの内挿関数のゼロ点通過、極大、極小又は変曲点に基づいて受信時点を認識するように構成することが好ましい。これらの特徴点（特にゼロ点通過）の時間位置は正確に確定することができる。

評価ユニットは、部分的な反射の複数の受信時点を確定し、それにより同一方向に存在する複数の物体の距離を測定することができるように構成することが有利である。光電センサの場合、ガラス板や雨滴のような半透明の物体上でも反射が生じるため、これらの物体だけでなく、その背後にある不透明な物体も受信信号のなかで認識可能である。同様のことは、例えば水に油が浮いた多層流体のように複数の境界面を有する充填状態への応用についても言える。このような複数の反射の位置を確定することにより、本発明のセンサは、発信方向に存在する複数又は全ての物体を認識する。

好ましい発展形態においては、受信信号の走査のためのＡ／Ｄ変換器が、クロックの複数の側面部又は位相の使用により走査速度を高めるように作動する。特に、クロックの立ち上がり側面部及び立ち下がり側面部の使用による２倍化、それぞれ０度と１８０度だけ位相がずれたクロックの使用による２倍化、それぞれ０度と９０度だけ位相がずれたクロックのそれぞれの立ち上がり側面部及び立ち下がり側面部の使用による４倍化、若しくはそれぞれ０度、９０度、１８０度及び２７０度だけ位相がずれたクロックの使用による４倍化が挙げられる。このようにすると、限定された走査分解能が向上する。

上記の場合、前記分布は各ヒストグラム値がいずれの位相ずれのもとでも等しい頻度で見出されるように選択され、評価ユニットはこうして多重的に求められたヒストグラム値を位相ずれの補償により時間的に一致させるように構成されることが好ましい。複数の位相のもとで走査を行うと時間的な不正確さ（ジッタ）が入り込む。なぜなら、たった１つの誤差でも所望の位相が達成されてしまうからである。ヒストグラム値を各位相のもとでそれぞれ一度求めれば、そのような誤差は少なくとも部分的に除去される。

評価ユニットは、ヒストグラムの受信時点の周辺部のみに基づいて、特にヒストグラムの２個、４個又は８個の値だけに基づいて内挿を行うことが好ましい。これにより、内挿のコスト、特に回帰分析のコストが限定的になる。さらに言えば、その値の数を走査に用いられる位相の数に合わせることが好ましい。特に、内挿の基礎とするヒストグラム値の個数は、複数の位相による走査速度の向上の度合いを示す係数の１倍又は複数倍に対応する数にする。例えば４個の位相が用いられ、それに合わせて回帰計算も４つの値を用いて行われれば、仮にジッタが生じたとしても、その寄与はいずれの測定点においても等しくなり、それによって除去される。あるいは、再現可能な重心のずれがその時に残っていれば、少なくとも最初の学習によりジッタの影響をなくすことができる。

評価ユニットは、受信時点付近において期待されるヒストグラムの推移を模した相関フィルタカーネルを用いてヒストグラムをたたみ込むことにより、周辺部を見出すように構成されることが好ましい。フィルタ処理を行わない場合、受信時点付近のヒストグラムの推移は、受信信号が非常に弱まると、ノイズレベルをほとんど超えることができずに目立たなくなる。相関フィルタカーネルを用いれば、内挿のための重要な測定値が見つけやすくなる。相関フィルタカーネル、バンドパスフィルタの周波数、及び発信時点の分布は互いに適合している。相関フィルタカーネルは、その都度観察される測定点の左側にある測定値を正の値と、また右側にある値を負の値として評価するように構成されることが好ましい。このようにすると、相関フィルタカーネルは、期待される正から負へのゼロ点通過を模倣するようになる。受信時点はゼロ点通過として測定値ゼロに対応しており、その近傍におけるヒストグラムの情報は純粋なノイズだけを含む。従って、相関フィルタカーネルのなかの前記近傍においては重みゼロを用いることが好ましい。フィルタカーネルとの重ね合わせを乗算を使わずに最小の計算コストで実行できるようにするには、フィルタの重みとして＋１、０及び−１を用いれば十分である。

本発明のセンサは、電磁気的な信号が光であり、発信器が発光器であり、受信器が受光器であるような光電センサ、特に光走査装置又は走査型光格子として構成することが有利である。走査型光格子においては、複数の距離測定用光走査装置が平行な走査光線を発するように配置される。この場合、古典的な光格子とは対照的に、発光器／受光器の支柱は一本だけでよく、従来より使用されている反射器又は受光器付きの対向物はなくてもよい。本発明に係るコスト的に有利な測定カーネルの構造によれば、走査型光格子用の複数の光線でも低コストで発生させることができる。

本発明のセンサは、出射された信号を走査領域にわたって周期的に偏向させるために設けられた回転可能な偏向ユニットを備える距離測定用レーザスキャナとして構成することが特に好ましい。従来、統計的な推定を伴う距離測定は時間がかかりすぎて走査動作に追従できなかった。本発明に係る解決策は、たった１つのヒストグラムから直接正確な測定を行うため、レーザスキャナの速度要求にも対応できる。

光電子機器以外への応用として、本発明のセンサは、電磁気的な信号がマイクロ波信号であり、発信器がマイクロ波発振器であり、受信器がマイクロ波受信器であるような、レーダー原理又はＴＤＲ原理による充填状態センサとして構成することが有利である。本発明によれば、ミリメートル領域の分解能を持つ充填状態センサを製造することができる。

本発明に係る方法は、同様のやり方で、更なる特徴の導入により仕上げていくことが可能であり、それにより同様の利点を示す。このような更なる特徴は、例えば本願の独立請求項に続く従属請求項に記載されているが、それらに限定されるものではない。

以下では、本発明について、更なる利点及び特徴をも考慮しつつ、実施形態に基づき、添付の図面を参照ながら詳しく説明する。図面の内容は以下の通りである。

本発明に係るセンサの信号処理のための測定カーネルのブロック回路図。 評価方法を説明するための様々な信号処理段階における信号の概略図。 （ａ）〜（ｃ）より高い時間分解能で受信時点の内挿を行うために信号を拡張する方法を説明するための概略的な信号推移図。 相関フィルタカーネルを用いた処理の後のヒストグラム及びその推移の概略図。 複数の位相位置による走査速度の向上及びジッタ除去のための位相位置の交差を説明するための概略的な信号推移図。 高分解能のタイムベースを発生させるためのブロック回路図。 タイムベースの発生を説明するための概略的な信号推移図。 本発明に係る測定カーネルを備える距離測定用光走査装置の概略ブロック図。 本発明に係る測定カーネルを備える距離測定用レーザスキャナの概略ブロック図。 本発明に係る測定カーネルを備える充填状態センサの概略ブロック図。

図１は、信号通過時間原理に基づいて距離を測定するための本発明に係る測定カーネル１０のブロック回路図である。この測定カーネル１０が使用されるセンサの例については、最後に図８〜１０を参照して説明する。発信器１２を通じて光パルスやマイクロ波パルスのような電磁気信号が出射され、物体１４によりはね返される。なお、この物体は反射器であっても、また２つの媒質の境界面であってもよい。反射された信号は受信器１６により記録され、電気的な受信信号に変換される。

発信器１２と受信器１６は制御装置１８により制御され、評価される。制御装置１８は個々のパルスを既知の時間に出射するように発信器１２に指示を出し、受信器１６における反射パルスの受信時点を求める。この受信時点と既知の出射時点から信号通過時間が算出される。この時間が信号の速さ（ほとんどの場合、真空中の光の速さ）を仲立ちとして目標物１４の距離に対応する。

ここに記載されている本発明の実施例における制御装置はＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）１８上に実装されたものである。代わりのデジタル素子としては、マイクロプロセッサ、ＰＬＤ（Programmable Logic Device）、ＡＳＩＣ（Application-Specific Integrated Circuit）あるいはＤＳＰ（Digital Signal Processor）がある。制御装置１８は発信時点調節装置２０及び本来の評価ユニット２２を備えている。なお、図中の線２４で示したように、目標物１４は図１の尺度ではもっと遠くにあるのが通例である。

測定カーネル１０には、本来の発信器１２の他に駆動回路２６と遅延装置２０が属する発信路と、受信器１６が属する受信路があり、受信器１６はアナログプリプロセッサ２８を通じて評価ユニット２２にデジタル受信信号を供給する。

アナログプリプロセッサ２８は多段式の処理経路を形成している。１段目は増幅器３０（例えばトランスインピーダンスアンプ）であり、これが受信器１６の信号を受け取って増幅する。その後段に接続されたフィルタ３２はパルスの単極性信号を双極性信号に変換するものであって、例えばバンドパスフィルタや微分器が利用できる。増幅器３０とフィルタ３２は逆の順序で接続することもできる。次の前処理段階として用意されているのは制限増幅器３４である。この増幅器はパルス信号の振幅を増幅してからカットする。これにより、信号は飽和状態にまで増大した矩形パルスになる。この信号が前処理の最終段階であるＡ／Ｄ変換器３６に入力される。これは例えば、振幅をデジタルの数値ではなく単なるバイナリ値に変換する二値符号化器である。Ａ／Ｄ変換器３６は、固有の素子ではなく、ＦＰＧＡ１８の入力を通じて単純に直列接続されたアナログのＲネットワーク又はＲＣネットワークにより実現することが好ましい。

上記構成要素を通じた測定カーネル１０内の信号・評価経路について図２を参照しながら説明する。以下の説明では、個別測定値が著しく弱くなり、信頼できる受信時点を確定することができないため、多数の個別測定値の統計的評価を行う場合を想定している。

発信器１２は、正確な時点の特定を可能にするパルスを各測定期間１００内に１個ずつ発生させる。信号の形状としては矩形パルスが好適であるが、他の形状のパルスでもよく、例えばガウスパルス、各信号に符号を割り当てるため等の目的で用いられるマルチモード信号、階段状信号等が考えられる。以下ではこれらの信号形状を全て単にパルスと呼ぶ。

このパルスは目標物１４上で反射され、受信器１６で電気信号に変換された後、増幅器３０で増幅される。図示した増幅後の電気信号１０２は理想化して描いたものである。実際の条件下では受信パルス１０２はきれいな矩形にはならず、両側面に過渡的変化部分が見られ、しかもノイズがすべて現れる。

フィルタ３２において単極性の受信信号１０２が双極性信号１０４に変換される。これは適切なフィルタ周波数を持つバンドパスフィルタにより実現できる。双極性信号１０４の付近に灰色の長方形が描かれているが、これはノイズレベルを象徴的に示したものである。実際にはノイズレベルが増幅後の信号１０２の振幅を超えることもある。更に、図では双極性信号１０４の正弦振動の１回分だけを描いている。その後も正弦波の周期毎に振幅が小さくなるような振動が続くが、図２は簡略図であるため、振動が途中から省略されている。もちろん、常に純粋な正弦曲線になるとは限らないが、極大と極小を持つ何らかの曲線にはなると期待すべきである。

制限増幅器３４においては、双極性信号１０４が増幅されてカットされることにより、本来の信号が矩形状の側面部１０６になり、灰色の矩形で描かれたノイズレベルがダイナミックレンジ全体にわたって振幅方向に引き延ばされる。

矩形の側面部１０６は二値符号化器３６において、例えば２．５ｎｓの走査速度で走査される。図２ではこの走査速度が矢印１０８により象徴的に描かれている。結果として得られるビット列（ここで与えられた数値の場合、２．５ｎｓ毎に１ビット）は、評価ユニット２２においてヒストグラム１１０を作るために用いられる。そのために、２．５ｎｓの走査速度に対応する幅のビンそれぞれに対して累算器が設けられている。この累算器は対応するビット値が「１」の時だけカウントを加算する。

理想的で、弱まっていない信号の場合、ヒストグラム１１０のうち矩形状の側面部１０６が存在するビンだけが満たされることになる。しかし、いまの例では、制限増幅器３４により持ち上げられたノイズレベルが他のビンも満たしている。しかも、ノイズが偶発性であるため、この状態はほぼ１つおきの測定期間１００で生じるものと期待される。

上述の処理を繰り返し、測定期間１００のｋ個分のヒストグラム１０８を作成すれば、ビンはノイズによりほぼｋ／２の値で満たされ、それに統計的な変動が更に加わる。このｋ／２という値は、二値化処理のもとでは信号値ゼロに相当する。双極性信号１０４の正の部分により形成される極大値はそれより上へ立ち上がり、対応する極小値はそれより下へ突出する。図示せぬ後続の振動とともに、ヒストグラムは受信信号の時間間隔内で、ある特徴的な推移を示す。評価ユニット２２はこの目印を利用して受信時点を確定する。こうして多数の個別測定値を統計的に評価することにより、たとえある測定期間１００においてノイズが過大であるがゆえに個別測定値から高い信頼性で距離を測定できない場合でも、受信時点を確定できる。

受信時点は、極大値から極小値への最初のゼロ点通過に基づいて確定するのが最もよい。図ではゼロ点通過の位置が矢印１１２で示したビンにある。この情報の時間精度はヒストグラム１１０の分解能、例えば２．５ｎｓに制限されており、つまりそれはＡ／Ｄ変換器３６の走査速度と直接結び付いている。

本発明では内挿により時間精度を向上させる。例えば、図３（ａ）はゼロ点通過の付近にある４つの点１１６を有するヒストグラム１１４ａを示している。これらの点１１６は図２のヒストグラム１１０のヒストグラム柱に対応する。このヒストグラム１１４ａはノイズの影響を無視して直線により簡略化して描いたものである。これは、信号が飽和して高いレベルにある状態、つまり対象物１４の反射性が高い場合や距離が近い場合に相当する。信号レベルが低い場合は、ノイズの影響により両側面部の推移がガウス状になるものと期待すべきである。

ヒストグラム１１４ａの側面部は離散化のゆえにほぼ瞬時に下降する。従って、走査点１１６に基づいて内挿を行っても、ヒストグラム１１４ａの分解能よりも高い分解能は達成できない。

それゆえ本発明では、この側面部を時間的に拡張することにより、側面部にも内挿が行われるようにする。そのために発信方法が変更される。すなわち、ヒストグラムの取得に際し、測定期間の開始時点に対する発信パルスの出射時点を全ての繰り返しにおいて同一にするのではなく、繰り返しのたびに変化させる。

図３（ｂ）は前述のように配分された出射パルス１１８の重なりを概略的に示している。図では例として、１４回反復して１４個の出射パルス１１８が等間隔で生成されている。この場合、その時その時の出射遅延の使用頻度が一定であるため、本明細書ではこれを均一分布と呼ぶ。

図３（ｃ）から分かるように、出射遅延の分布は、それまで矩形であったヒストグラム１１４ｂの側面部が斜めになるように決められている。走査時点１１６ｂは下向きに傾斜した直線上にあるため、線形回帰分析にかけることが可能である。それゆえ、測定の分解能はヒストグラム１１４の分解能に依存せず、従って大幅に改善される。

出射遅延の分布は、回帰に必要な個数の走査点１１６がもはやまったく飽和領域内に存在せず、従って拡張された側面部を形成するように選択することが有利である。図示した例では４個の走査点１１６ｂがこれに該当する。あるいは、これより多数又は少数の走査点１１６で回帰計算を行ってもよい。例えば、走査速度が４００ＭＨｚである場合、側面部は全体で４×２．５ｎｓ＝１０ｎｓをカバーすることになる。これは、図示した１４個の発信遅延をそれぞれ１０／１４ずつ互いにずらすことで達成できる。

発信遅延の数を１４としたのは全くの数値例に過ぎず、実際にはさらに細かい、より多くの発信遅延が必要になる場合がほとんどである。なぜなら、内挿では、発信遅延により与えられる複数の時点における離散的な測定情報を得るだけでなく、各時点の間における測定情報を得る必要もあるからである。これは、ノイズ項により、離散的に定められた発信時点で得られる情報を時間領域においてできるだけ連続になるまで塗りつぶせば達成できる。信号レベルが低い場合はいずれにせよそのようなノイズ項が問題となることがほとんどである。信号レベルが飽和している場合は、例えば予め発信遅延を設定する際の時間分解能の精度に、必要なノイズ項が入り込んでいることがある。個々の発信パルス１８の間の間隔は、目標とする連続状態を達成するために、例えば標準偏差により与えられるノイズ項の時間的な幅の範囲にそれぞれ入るようにすべきである。

走査速度の変更と発信遅延の追加により、さらに分解能を細かくすることが可能である。その際、発信遅延が走査パターンに連結されていないことに注意すべきである。逆に、後で図６及び図７を参照して詳しく説明するように、例えばＤＤＳ（Direct Digital Synthesis）により、あるいは互いにずれた２つの周波数の調整（チューニング）により、発信遅延をより細かく選択することができる。

図３（ｂ）に示したような均一分布の代わりに、別の分布を考えることもできる。特に好適なのがガウス分布である。信号レベルを低めることでも、ガウス分布と似たような効果が生じる。なぜなら、そうすれば側面部はもはや図３（ａ）に示したほど急峻な傾斜にはならず、むしろノイズのせいでガウス分布状に歪むからである。その場合、線形回帰の前に、ガウス状の推移により生じる保存記録を予め補正することにより、側面部を直線状にしておかなければならない。加えて、計算を簡単にするために、この保存記録はテーブルに保存されている。実際には、多くの用途において、逆ガウス関数による直線化のコストはそれにより得られる性能向上に比べてあまりに高いため、均一分布の方が好ましい。

図３に基づいて説明した内挿を行うには、内挿のために考慮すべき走査点１１６を同定することが前提となる。そのためには、使用する特徴点として、ヒストグラム１１４における最初の極大から最初の極小へのゼロ点通過を見つけ出さなければならない。その際、高速で動的に測定できるようにするため、測定カーネル１０は認識された物体１４の履歴に関する情報を一切使用せず、代わりに個々のヒストグラム１１４から測定値に関する全ての情報を得る。

図４は、測定されたヒストグラム１２０の推移の例を全ての後続の振動も含めて丸印の測定点で示している。最初のゼロ点通過付近の走査点が破線の楕円１２２で示されている。仮に信号レベルが飽和していれば、ヒストグラム１２０が領域１２２で垂直な下降を示す。それゆえ、このヒストグラムは信号レベルが低い場合の記録である。あるいは図３により説明したように予め発信時点の分布を拡張した場合である。

このヒストグラム１２０において、ノイズ項等の外乱の効果に対して、最初のゼロ点通過という特徴点の直接的な探索を十分安定的に行うことはできない。それゆえ、ヒストグラム１２０を相関フィルタカーネルでたたみ込む。その際、菱形の測定点で示した曲線的な点列１２４が生じる。

真の相関関係を求めようとすると計算量が非常に多くなり、ＦＰＧＡ上では少なくともほぼ真正の時間でその計算を実現することはできない。そのため、フィルタ３２のフィルタ周波数と、図３を参照して説明した分布の拡張とに合わせた相関係数を有する簡単なフィルタカーネルが使用される。評価対象は移行部分の周辺であるが、その際、移行部分の近傍にある点は除外される。なぜなら、そこではノイズ情報しか期待できないからである。フィルタ係数の具体例としては、＋１、＋１、＋１、＋１、０、０、０、−１、−１、−１、−１というものが挙げられる。このようなフィルタカーネルは、計算量の多い乗算を行わずに加算のみで処理することができる。反復回数は、用いられる内挿の基礎点の分布と数に合わせて具体的に決める。

曲線的な点列１２４においては、移行部が相関フィルタに基づいてはるかに安定的に同定される。探索されるのは、上側閾値１２６ａと下側閾値１２６を設定することにより認識される最初の極大と最初の極小の間で起きる正から負への符号の変化という典型的な特徴である。この基準により楕円１２８内の曲線的な点列１２４の各点が認識される。ここでは、後に内挿で用いられる点の数と同数の点を同定することは必須ではない。ここでは、楕円１２２内にある重要な各走査点の中心にある１つの時点を確定することが問題である。そのため、楕円１２８により確定された時点は、探索対象である楕円１２２内の走査点にまだ直接一致していない。なぜなら、曲線的な点列１２４はヒストグラム１２０から時間的にずれているからである。このずれは折りたたみ計算に時間がかかるというシステム上の制約により生じる。しかし、このずれは一定かつ既知であるから補償可能である。こうして楕円１２２内の重要な走査点も同定できる。

この処理により、例えばガラス板や、使用される信号に対して半透明な物体１４により生じる追加的な反射でも評価することができる。

図５はＡ／Ｄ変換器３６の走査速度を向上できる方法を示している。それに応じて内挿の精度も向上し、ひいては測定カーネル１０の分解能も向上する。走査速度の向上のため、１クロックだけを用いるのではなく、互いに位相がずれた複数のクロック網を用いる。例えば、ＦＰＧＡ１８には、このような位相ずれを持つ複数のクロックを発生させる機能が制御装置のためにすでに用意されている。互いに０度、９０度、１８０度及び２７０度ずれたクロックを用いた場合、走査速度は４倍になる。位相の数をそれより多く、又は少なくすることも考えられるが、位相位置の誤差による一定の上限がある。誤差は±５％以上に達することがある。

先に触れた位相位置の誤差は走査の不正確さやジッタにつながる。ジッタが発生すると、走査性能の向上やそれによる内挿の向上によって達成され得るはずの測定精度の向上が妨げられる。それゆえ、本発明では、図５に示したように、ジッタを補正するためにヒストグラムを交差させる。その際、各クロック網（すなわち各位相位置）の使用のもと、各走査点が複数回それぞれ同じ回数だけ発生するようにする。このようにすると、例えば４つの位相位置を用いる場合、内挿毎に用いられる側面部の数が４倍になる。続いて、既知の位相位置の補償により各側面部を互いにずらす。従って、ある位相位置に誤差項があったとしても、それは各走査点に等しく寄与する。こうして誤差項がほぼ全て平均化される。それでも残っている重心のずれは一定であり、全ての走査点に等しく当てはまるため、例えば学習プロセスにより簡単に補償することができる。

位相位置をずらす代わりに、あるいはそれに加えて、クロックの立ち上がり側面部及び立ち下がり側面部を走査のために利用することで、さらに分解能を２倍にすることもできる。例えば、それぞれ０度及び９０度の位相ずれを持つ２つのクロックを用いて、しかもそれぞれの立ち上がり側面部と立ち下がり側面部を利用すれば、事実上０度、９０度、１８０度及び２７０度での走査に相当することになり、従って分解能が４倍に向上する。

次に、図６及び図７に基づいて、発信時点調節装置２０が発信時点の分布を解像度の高い形に拡張する際に用いる方法について更に詳しく説明する。この方法では、解像度をＡ／Ｄ変換器３６の走査速度よりも明らかに高くすることも可能であきる。ここで説明する方法の代わりにＤＤＳを用いてもよいが、その場合、必要とされる解像度を持つものを用いるとはるかにコストが高くなる。

第１ＰＬＬ５２（Phase-locked Loop）及び第２ＰＬＬ５４において、１０ＭＨｚのマスタークロック５０からその倍数に当たる分割クロックｆ１＝４００ＭＨｚ及びｆ２＝４１０ＭＨｚが分割クロックとして生成される。タイムベースユニット３８がＰＬＬ５２及び５４の両方の周波数を受け取り、さらに同期のためにマスタークロック５０自体も受け取る。タイムベースユニット３８においては、発信時点調節装置２０に供給される所望の分解能の時間増分を再現可能に発生させるために両周波数の位相の保存記録が利用できるように、該周波数が相互に連結される。第１ＰＬＬ５２の周波数４００ＭＨｚは同時にＡ／Ｄ変換器３６用の走査速度としても利用される。

図７を見れば分かるように、２つの異なる周波数４００ＭＨｚ及び４１０ＭＨｚは徐々に離れながら進行し、マスタークロック５０である１００ｎｓが経過すると再び会合する。この時点でその都度、理論的に同時に立ち上がる又は立ち下がる側面部への同期が生じるため、ＰＬＬ５２及び５４並びにマスタークロック５０に乖離が生じてもそれを補正することができる。なお、図７は簡略図であり、１０周期又は１１周期しか示していない。各周期の数を増やし、それらを最高の分解能向上のために互いに１だけ異ならせるか、あるいは少なくとも互いに素であるようにすれば、時間増分が更に小さくなる。

ＰＬＬ５２及び５４はＦＰＧＡ１８により自由に利用可能にされることが好ましい。なお、両方の周波数はＰＬＬとは異なる手段で生成することもできる。当然のことながら、マスター周波数を１０ＭＨｚ以外としたり、例示した周波数ｆ１＝４００ＭＨｚ及びｆ２＝４１０ＭＨｚを異なる値にしても、本発明の範囲に含まれる。その場合、導出される周波数の安定という条件と、可能な限り短い周期差という条件が調整されるように周波数を選択しなければならない。この選択により、少なくとも原理的にはピコ秒又はそれ以下の時間速度を達成できる。

導出された周波数ｆ１及びｆ２の周期は、これらの周波数をトリガとして作動するシフトレジスタによりその総数が数えられるため、タイムベースユニット３８では、図６に示したように、ある側面部がどの周期に属するかが分かる。ｆ１のｉ番目の周期とｆ２のｉ番目の周期の位相差は徐々に拡大し、マスタークロック１０の１周期が完全に経過すると、ｆ２の１１番目の周期がｆ１の１０番目の周期と時間的にちょうど一致するような大きさの差になる。これらの差は、差分周期ΔＴ＝１／ｆ１−１／ｆ２の倍数として、時間増分または時間配分の形で利用できる。

タイムベースユニット３８は、差分周期の任意の倍数を生成するために、周波数ｆ２のｎ番目の周期と周波数ｆ１のｍ番目の周期からその都度１つのペアを選び出す。各ペアの位置はマスタークロック５０に対して固定されている。例えば、ｎ＝２とｍ＝６は４／ｆ２＋６ΔＴの時間間隔に相当する。ここで、１／ｆ２＝４１ΔＴである。その際、マスタークロックの完全な周期は、測定周期１００を満たすために、例えば上位に配置されてタイミングをマスクしている制御ユニットにより加算される。この制御ユニットはマスタークロックに固定されている。この加算の際、加算器が同期のたびにリセットされるため、ペアの番号付けが新たに開始される。あるいは、同期時点を超えてｆ１及びｆ２の周期の数を繰り返し計数できる場合、前記ペアにより、もっと長く途切れ無しに続く時間間隔を確立することも可能である。前記ペアを明確に調整（チューニング）できるようにするため、導き出された両方の周波数ｆ１及びｆ２はマスタークロックに固定的に連結される必要がある。これはＰＬＬにより達成されている。

こうして、導き出された両方の周波数ｆ１及びｆ２に基づいて走査パターンよりもはるかに細かいタイムベースが利用可能となる。これにより、基準時間に対する実際の発信時点を差分周期の倍数分だけ遅延させたり、あるいはペアの一方の要素により発信時点を定義し、他方の要素によりヒストグラムユニット４２における受信パターンの統計的記録の開始時点を定義したりすることができる。この方法では、発信時点と受信時点の間に存在する時間的なずれが、２．５ｎｓという低速の走査パターンから独立している。タイムベースユニット３８は完全にＦＰＧＡ１８の内部で作動することが可能であるため、実装が簡単であり、ノイズに強い。

図８から図１０は、測定カーネル１０を利用できるセンサを数例示している（例はこれらに限られない）。他の全ての図と同様に、これらの図でも同一又は類似の特徴が同一の符号で示されている。図８には一次元光電センサ２００が非常に簡略化されて描かれている。そこでは発信器１２が発光器として、また受信器１６が受光器として構成されている。発光器１２としては特にエッジ発光器やＶＣＳＥＬ（Vertical-Cavity Surface-Emitting Laser）等のレーザ光源の使用が考えられる。あるいは、時間的に十分に鋭い信号を発生できるのであれば、ＬＥＤ等の他の光源を用いることも原理的に可能である。対する受信器としてはフォトダイオード１６が挙げられる。この場合、ＰＳＤ（position sensitive diode）や、ＣＭＯＳチップ等のような受光素子を例えばマトリックス状に配列したもの、つまりは一般に光信号を電気信号に変換できるあらゆる検出器が考えられる。本発明の場合、評価性能が改善されているため、簡単な光源１２と簡単な受光器１６で十分である。

発光器１２は、反射器又は目標物１４上で反射されて広がりながら進む光線のごく一部しか隠蔽しない。代わりの方法として、ビームスプリッタと共通光学系を用いる自動コリメーション法、あるいは２つの分離した光学系を設けて発光器と受光器を並べて配置する瞳孔分離法など、他の公知の光学的な解決策を利用することも可能である。

センサ２００は光電走査器又は距離測定器とすることができる。物体１４までの距離の絶対値を求める本来の距離測定の他に、ある距離（例えば固定された協同的目標物１４までの距離）を学習させ、その距離の変化を監視することも考えられる。別の実施形態としては、反射光遮断装置、すなわち発光器とそれに対向して配置された反射器を備え、それにより反射された光線の遮断を検出する光遮断装置がある。この反射器の距離又は距離変化を測定することにより、反射器が所期の場所にまだあるかどうかを監視することができる。ここで挙げた全てのセンサは距離値を出力又は表示することができる。あるいは、物体が指定の距離に検出されたり所期の距離から外れたりした場合に発動するスイッチ機能により、センサをスイッチとして作動させることもできる。

複数のセンサ２００を組み合わせて、複数の光線（ほとんど場合、平行光線）を発生し、各光線で距離の測定又は監視を行う走査型光格子を構成することも可能である。センサ１０を移動可能に取り付けた移動型システムも考えられる。

図９に測定カーネル１０を備えるレーザスキャナ３００を示す。発光器１２及び受光器１６はそれぞれレンズ４０及び４２に対して配置されている。なお、この種のレンズは通常、図８に示した一次元センサ３００でも設けられる。発光器１２の走査光は、第１偏向ユニット４４及び第２偏向ユニット４６を介して監視領域へと方向転換させられる。例えば鏡から成る偏向ユニット４４及び４６は回転可能に配置され、これにより走査光が走査平面上に周期的に導かれる。さらに、偏向ユニット４４及び４６を備える回転可能なユニットにはエンコーダが設けられているため、角度位置が常に分かる。第１偏向ユニット４４は反射された走査光のうち無視し得る程度のわずかな部分だけしか隠蔽しない。そのため反射光のほぼ全てが、第２偏向ユニット４６で再度反射された後で受光器１６に入射し、物体１４までの距離の測定のために測定カーネル１０において評価される。このようにしてレーザスキャナ３００は角度位置と距離から走査平面内における距離プロファイルを得る。レーザスキャナを、例えば回転可能な多角形鏡面ホイールを有する偏向型の構成にすることも知られているが、これも同様に本発明に含まれる。本発明による内挿によりヒストグラムを直接評価するという本発明の方法は、十分に高速であるため、素早い走査運動の間でも十分高速に測定値を供給することができる。

図１０は、測定カーネル１０を有する、ＴＤＲ原理に基づく充填状態センサ４００を示している。このセンサは媒質５０の境界面４８までの距離を測定し、それにより容器５２内の媒質５０の充填状態を測定する。この例の発信器１２はマイクロ波発振器として構成され、そのマイクロ波パルスがゾンデ５４を通じて境界面４８まで導かれる。周囲の媒質５０の誘電率が異なるため、少なくともパルスの一部がそこで反射される。対する受信器１６はマイクロ波検出器であり、受信時点は測定カーネル１０において確定される。図１０のゾンデ５４は同軸ゾンデである。例えば導体を１本しか持たないモノゾンデ等、他の形態のゾンデも知られている。充填状態の測定は、ゾンデ５４を通じた誘導を行わないレーダー原理によって行うこともできる。このような測定は全て本発明に含まれる。

Claims (12)

1. 信号通過時間原理に従って距離又は距離変化を測定するためのセンサ（２００、３００、４００）であって、電磁気的な信号を発信するための発信器（１２）と、予め設定可能な発信時点に前記発信器（１２）の信号を発信させることが可能な手段である発信器制御部（１８、２０）と、監視領域において反射された信号を受信するための受信器（１６）とを備え、該センサ（２００、３００、４００）の評価ユニット（１８、２２）が、測定周期（１００）の都度、ある発信時点において信号を発信するとともに、受信信号をサンプリングし、こうして受信した信号を多数の測定周期（１００）にわたって累積することによりヒストグラム（１１０、１１４）を作成し、該ヒストグラム（１１０、１１４）から受信時点を確定し、該受信時点及び前記発信時点から通過時間を確定するように構成されたものにおいて、
   前記評価ユニット（１８、２２）が、内挿により前記ヒストグラム（１１０、１１４）の時間分解能よりも高い時間分解能で前記受信時点を確定するように、且つ、前記多数の測定周期（１００）にわたって前記発信時点をある分布に従って予め設定するように構成され、前記分布は、該分布に従って前記多数の測定周期（１００）にわたって発信された信号の受信時点が前記ヒストグラム（１１０、１１４）において複数の異なるビンに配分されるように変化するように定められていること、及び
   前記発信時点の前記分布を、それまで矩形であった前記ヒストグラムの側面部が斜めになるように予め設定した上で前記内挿を行うことにより、最終的な時間分解能を前記ヒストグラムの時間分解能よりも高くすること、
   を特徴とするセンサ（２００、３００、４００）。
2. 前記分布が均一分布又はガウス分布である、及び／又は、前記分布の幅がヒストグラム（１１０、１１４）の時間分解能の整数倍である、請求項１に記載のセンサ（２００、３００、４００）。
3. 前記内挿が、前記受信時点の周辺において期待される信号推移を表す曲線を用いた関数フィッティングにより行われる、請求項１又は２に記載のセンサ（２００、３００、４００）。
4. 前記評価ユニット（１８、２２）がデジタル論理素子上に実装されるとともに、アナログ式プリプロセッサ（２８）が設けられ、該プリプロセッサ（２８）を通じて受信信号（１０２）が双極性の前処理済み信号（１０４）に変換され、Ａ／Ｄ変換器（３６）を介して前記評価ユニット（１８、２２）へ送られる、請求項１〜３のいずれかに記載のセンサ（２００、３００、４００）。
5. 前記評価ユニット（１８、２２）がヒストグラム（１１０、１１４）の内挿関数のゼロ点通過、極大、極小又は変曲点の時間位置に基づいて前記受信時点を認識するように構成されている、請求項１〜４のいずれかに記載のセンサ（２００、３００、４００）。
6. 前記評価ユニット（１８、２２）が、部分的な反射の複数の受信時点を確定し、それにより同一方向に存在する複数の物体（１４）の距離を測定することができるように構成されている、請求項１〜５のいずれかに記載のセンサ（２００、３００、４００）。
7. 受信信号のサンプリングのためのＡ／Ｄ変換器（３６）が、該Ａ／Ｄ変換器（３６）によるサンプリングのタイミングを規定するクロックパルスの複数の側面部の使用、又は、異なる位相ずれを有する複数のクロックパルスの使用によりサンプリング速度を高めるように作動する、請求項１〜６のいずれかに記載のセンサ（２００、３００、４００）。
8. 前記Ａ／Ｄ変換器（３６）によるサンプリングのタイミングが、異なる位相ずれを有する複数のクロックパルスを利用して規定され、前記分布は各ヒストグラム値（１１６）がいずれの位相ずれのもとでも等しい頻度で見出されるように選択され、前記評価ユニット（１８、２２）は、前記複数のクロックパルスを用いて複数回求められた各ヒストグラム値（１１６）の時間的なずれを各クロックパルスの位相ずれに相当する分量だけ補償することにより、各ヒストグラム値（１１６）を時間的に一致させるように構成されている、請求項７に記載のセンサ（２００、３００、４００）。
9. 前記電磁気的な信号が光であり、前記発信器（１２）が発光器であり、前記受信器（１６）が受光器であるような光電センサ（２００、３００）として、及び／又は、出射された信号を走査領域にわたって周期的に偏向させるために設けられた回転可能な偏向ユニット（４４、４６）を備える距離測定用レーザスキャナ（３００）として、及び／又は、前記電磁気的な信号がマイクロ波信号であり、前記発信器（１２）がマイクロ波発振器であり、前記受信器（１６）がマイクロ波受信器であるような、レーダー原理又はＴＤＲ原理による充填状態センサ（４００）として構成されている、請求項１〜８のいずれかに記載のセンサ（２００、３００、４００）。
10. 信号通過時間原理に基づいて距離又は距離変化を測定する方法であって、測定周期（１００）の都度、予め設定可能な発信時点において電磁気的な信号が発信され、監視領域において反射された後に受信された信号がサンプリングされ、こうして受信した信号が多数の測定周期（１００）にわたって蓄積されることによりヒストグラム（１１０、１１４）が作成され、該ヒストグラム（１１０、１１４）から受信時点が確定され、該受信時点及び前記発信時点から通過時間が確定される方法において、
    前記受信時点が内挿により前記ヒストグラム（１１０、１１４）の時間分解能よりも高い時間分解能で確定され、前記多数の測定周期（１００）にわたって前記発信時点がある分布に従って予め設定され、前記分布は、該分布に従って前記多数の測定周期（１００）にわたって発信された信号の受信時点が前記ヒストグラム（１１０、１１４）において複数の異なるビンに配分されるように変化するように定められること、及び
    前記発信時点の前記分布を、それまで矩形であった前記ヒストグラムの側面部が斜めになるように予め設定した上で前記内挿を行うことにより、最終的な時間分解能を前記ヒストグラムの時間分解能よりも高くすること、
    を特徴とする方法。
11. 前記分布が均一分布又はガウス分布である、及び／又は、前記内挿が、前記受信時点の周辺において期待される信号推移を表す曲線を用いた関数フィッティングに基づいて行われる、請求項１０に記載の方法。
12. 受信信号のサンプリングがＡ／Ｄ変換器（３６）を用いて行われ、サンプリング速度の向上のため、異なる位相ずれを有する複数のクロックパルスの使用により前記Ａ／Ｄ変換器（３６）によるサンプリングのタイミングが規定され、前記分布が、各ヒストグラム値（１１６）がいずれの位相ずれのもとでも等しい頻度で見出されるように選択され、前記複数のクロックパルスを用いて複数回求められた各ヒストグラム値（１１６）の時間的なずれが各クロックパルスの位相ずれに相当する分量だけ補償されることにより、各ヒストグラム値（１１６）が時間的に一致させられる、請求項１０又は１１に記載の方法。

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