JP5867628B2 - ダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機 - Google Patents

Description

本発明は、ダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機に関する。
本願は、２０１３年１月１０日に日本に出願された特願２０１３−００２８８３号及び２０１３年４月１日に日本に出願された特願２０１３−０７５８９１号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。

スイッチトリラクタンス回転機は、ロータに永久磁石や巻線がなく、ロータとステータとの間に生じる磁気吸引力によって動作する構成となっている。スイッチトリラクタンス回転機は、原理的に振動、騒音等の課題があるが、構造が簡単で堅牢、高速回転にも耐えることができ、また、ネオジム磁石等の高価な永久磁石が不要であるため安価であるという特徴を有しており、近年、低コストで信頼性に優れた回転機として、実用化に向けての研究開発が進められている。
この実用化の一環として、スイッチトリラクタンス回転機の性能向上を図るべく、ダブルステータ構造にすることが提案されている。

下記特許文献１には、環状のロータと、ロータの内側に配置された内側ステータ（インナーステータ）と、ロータの外側に配置された外側ステータ（アウターステータ）と、を有するダブルステータ型モータが開示されている。
この内側ステータと外側ステータは、対応する相のコイル同士が直列接続されている。この構成によれば、内外両ステータの各相コイルに通電される電流を揃えることができ、内外両ステータの起磁力を等しくすることができる。これにより、内側ステータと外側ステータとで相互に鎖交する磁束が少なくなり、リラクタンストルクを大きくすることができる。

日本国特開２０１１−２４４６４３号公報

上記先行技術では、スイッチトリラクタンス回転機のようなロータの突極構造が不要であるため、インナーステータ側の巻線スペースを比較的確保し易く、起磁力（巻数×電流）を同一にすることができる。しかしながら、スイッチトリラクタンス回転機は、性能向上（トルクアップ等）を図るために、ロータの突極構造を大きくする必要があり、インナーステータ側の巻線スペースを十分に確保することは困難である。

スイッチトリラクタンス回転機において起磁力を同一にする場合は、巻線の断面積を小さくして巻線数を増やすか、インナーステータの突極を長く（深く）して巻線スペースを確保する方法が考えられる。しかしながら、前者の方法では電流密度が高くなり、銅損の増大によるモータ効率低下と、巻線の温度上昇の問題が生じる。また、後者の方法では、回転機全体の重量を支えるシャフト径とトレードオフになるため、シャフト径が細くなると重量増加に対して機械的な強度を十分に確保することができなくなるという問題が生じる。

本発明は、上記問題点に鑑みてなされたものであり、性能向上を図ることができるダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機の提供を目的とする。

上記の課題を解決するために、本発明の第１の態様では、環状のロータと、前記ロータの外側に配置されたアウターステータと、前記ロータの内側に配置されたインナーステータと、を有しており、前記アウターステータと前記インナーステータは、並列接続されている、ダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機を採用する。
この構成を採用することによって、第１の態様では、アウターステータとインナーステータとを直列接続するとインダクタンスの増加により電流が減少し、メインで駆動するアウターステータの起磁力が大きく低下してしまうのに対し、アウターステータとインナーステータとを並列接続するとアウターステータの起磁力を確保でき、加えてインナーステータの出力を取り出すことができるため、出力がアウターステータとインナーステータの単純な和となり、性能が向上する。

また、本発明の第２の態様では、上記第１の態様において、前記アウターステータの起磁力よりも前記インナーステータの起磁力が小さい、という構成を採用する。
この構成を採用することによって、第２の態様では、アウターステータとインナーステータとの起磁力を異ならせ、インナーステータの起磁力を小さく設定することで、例えば巻線の断面積を小さくして巻線数を増やすことや、インナーステータの突極を長く（深く）して巻線スペースを確保する必要がなく、効率の低下及び巻線の温度上昇の抑制と共に、機械的な強度を十分に確保することができる。

また、本発明の第３の態様では、上記第１または第２の態様において、前記アウターステータの相数と前記インナーステータの相数は同一であり、対応する相のコイル同士が並列接続されている、という構成を採用する。
この構成を採用することによって、第３の態様では、両ステータに対応する相の巻線同士が並列接続されているため、アウター側とインナー側を対応付けて動作させやすくすることができる。

また、本発明の第４の態様では、上記第１〜第３のいずれか一つの態様において、前記インナーステータのみに通電する第１モードと、前記アウターステータのみに通電する第２モードと、前記アウターステータと前記インナーステータの両方に通電する第３モードのいずれか一部もしくは全ての通電モードを有しており、前記通電モードを切り替えるためのスイッチを有する、という構成を採用する。
この構成を採用することによって、第４の態様では、並列接続されて起磁力が異なるアウターステータ及びインナーステータの一方若しくは両方に通電モードを切り替えることにより、低出力の場合には起磁力が小さいインナーステータ単独で、中出力の場合には起磁力が大きいアウターステータ単独で、高出力の場合にはアウターステータ及びインナーステータの両方で動作することにより、効率を向上させることができる。

また、本発明の第５の態様では、上記第４の態様において、前記アウターステータと前記インナーステータの対応する相の巻線のそれぞれに流れる電流を計測する電流計測手段と、前記電流計測手段の計測結果に基づいて、各通電モードに対応する電流制御を行う電流制御手段と、を有する、という構成を採用する。
この構成を採用することによって、第５の態様では、アウターステータとインナーステータの対応する相の巻線のそれぞれに流れる電流を計測することで、アウターステータ及びインナーステータの一方若しくは両方に通電モードを切り替えても、各通電モードに対応した電流制御が可能となる。

また、本発明の第６の態様では、上記第５の態様において、前記アウターステータと前記インナーステータの対応する相の巻線同士を並列接続する並列回路を含むインバータを有し、前記電流計測手段は、前記並列回路において前記アウターステータの巻線に流れる電流を計測する第１の電流計と、前記並列回路において前記インナーステータの巻線に流れる電流を計測する第２の電流計と、を有する、という構成を採用する。
この構成を採用することによって、第６の態様では、一台のインバータをアウターステータ及びインナーステータで共有させ、同相巻線の並列回路に設けた二つの電流計によって、電流制御を行うことができる。

また、本発明の第７の態様では、上記第５の態様において、前記アウターステータと前記インナーステータの対応する相の巻線同士を並列接続する並列回路を含むインバータを有し、前記電流計測手段は、前記並列回路において前記アウターステータの巻線に流れる電流を計測する第１の電流計と、前記並列回路の入力電流または出力電流を計測する第２の電流計と、を有し、前記電流制御手段は、前記第１の電流計と前記第２の電流計の計測結果の差分から前記インナーステータの巻線に流れる電流を求める、という構成を採用する。
この構成を採用することによって、第７の態様では、一台のインバータをアウターステータ及びインナーステータで共有させ、同相巻線の並列回路の中のアウターステータ側に設けた一つの電流計及び当該並列回路の外に設けた一つの電流計によって、電流制御を行うことができる。

また、本発明の第８の態様では、上記第５の態様において、前記アウターステータと前記インナーステータの対応する相の巻線同士を並列接続する並列回路を含むインバータを有し、前記電流計測手段は、前記並列回路において前記インナーステータの巻線に流れる電流を計測する第１の電流計と、前記並列回路の入力電流または出力電流を計測する第２の電流計と、を有し、前記電流制御手段は、前記第１の電流計と前記第２の電流計の計測結果の差分から前記アウターステータの巻線に流れる電流を求める、という構成を採用する。
この構成を採用することによって、第８の態様では、一台のインバータをアウターステータ及びインナーステータで共有させ、並列回路の中のインナーステータ側に設けた一つの電流計及び当該並列回路の外に設けた一つの電流計によって、電流制御を行うことができる。

また、本発明の第９の態様では、上記第４の態様において、前記アウターステータと前記インナーステータの対応する相の巻線同士を並列接続する並列回路と、前記巻線に対し入力側と出力側とに設けられて電力を変換するように駆動するスイッチング素子と、を含む電力変換装置を有し、前記電力変換装置は、前記スイッチとして、入力側若しくは出力側の前記スイッチング素子を、前記並列回路の前記アウターステータの巻線側及び前記インナーステータの巻線側のそれぞれに有する、という構成を採用する。
この構成を採用することによって、第９の態様では、電力変換装置の入力側若しくは出力側のスイッチング素子を、アウターステータ及びインナーステータの一方若しくは両方に通電モードを切り替えるためのスイッチとして駆動させることができ、電力変換装置のスイッチング素子と異なる構成のスイッチを設けること、及び、該スイッチを駆動するための専用の駆動回路を設けることを省略できる。

また、本発明の第１０の態様では、上記第４〜第９のいずれか一つの態様において、前記ロータの回転負荷に応じて、前記通電モードを切り替える制御装置を有する、という構成を採用する。
この構成を採用することによって、第１０の態様では、ロータの回転負荷に応じて通電モードを自動的に切り替えることができる。

また、本発明の第１１の態様では、上記第１〜第１０のいずれか一つの態様においては、前記ロータのヨーク部は、前記アウターステータと前記インナーステータとの磁気特性に応じた厚みを有している、という構成を採用する。
この構成を採用することによって、第１１の態様では、アウターステータとインナーステータの起磁力が異なる場合においては、一方から出た磁束が他方に逆流してしまい、モータ性能が低下することが懸念されるが、磁気特性に応じてロータの厚みを十分に確保しておくことで、このような悪影響を及ぼさないようにすることができる。

本発明によれば、性能向上を図ることができるダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機が得られる。

本発明の第１実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータの断面図である。 図１の横断面図である。 本発明の第１実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータの回路図である。 本発明の第１実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータの制御ロジックを示す図である。 本発明の第１実施形態におけるロータの厚みを十分に確保した場合の静磁場解析結果を示す図である。 比較例としてロータにフラックスバリアを挿入した場合の静磁場解析結果を示す図である。 本発明の第１実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータの磁束と電流の関係を示すグラフである。 比較例として従来型（シングルステータ型）スイッチトリラクタンスモータの磁束と電流の関係を示すグラフである。 本発明の第１実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータのトルクとロータ角度の関係を示すグラフである。 比較例として従来型（シングルステータ型）スイッチトリラクタンスモータのトルクとロータ角度の関係を示すグラフである。 本発明の第２実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータの回路図である。 本発明の第２実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータの制御ロジックを示す図である。 本発明の第３実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータの回路を示す図である。 本発明の第３実施形態における通電モードの切り替えによる効率と出力の関係を示すグラフである。 本発明の第３実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータの回路の要部を示す図である。 本発明の第３実施形態における電流制御部の各通電モードにおける制御ロジックを示す図である。 本発明の第３実施形態の一変形例におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータの回路の要部を示す図である。 本発明の第３実施形態の一変形例における電流制御部の各通電モードにおける制御ロジックを示す図である。 本発明の第３実施形態の一変形例におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータの回路の要部を示す図である。 本発明の第３実施形態の一変形例における電流制御部の各通電モードにおける制御ロジックを示す図である。 本発明の第３実施形態の一変形例におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータの回路の要部を示す図である。 本発明の第４実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータの回路図である。 本発明の第４実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータの制御ロジックを示す図である。 本発明の第４実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータの運転切り換えマップを示す図である。 本発明の第５実施形態における回転機システムを示す構成図である。 本発明の第５実施形態の一変形例における回転機システムを示す構成図である。 本発明の第５実施形態の一変形例における回転機システムを示す構成図である。 本発明の第５実施形態の一変形例における回転機システムを示す構成図である。 本発明の第５実施形態の一変形例における回転機システムを示す構成図である。 本発明の第５実施形態の一変形例における回転機システムを示す構成図である。 本発明の第５実施形態の一変形例における回転機システムを示す構成図である。

以下、本発明の実施形態の一例について図面を参照して説明する。

（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡの断面図である。図２は、図１の横断面図である。図３は、本発明の第１実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡの回路図である。図４は、本発明の第１実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡの制御ロジックを示す図である。

ダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡ（以下、単にスイッチトリラクタンスモータＡと称する場合がある）は、図２に示すように、環状のロータ１０と、ロータ１０の外側に配置されたアウターステータ２０と、ロータ１０の内側に配置されたインナーステータ３０と、を有する。本実施形態のスイッチトリラクタンスモータＡは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相モータであり、ステータ側の極数が１２個、ロータ側の極数が８個の３相１２／８極構造となっている。

スイッチトリラクタンスモータＡは、図１に示すように、ロータベース１と、ステータベース２と、を有する。ロータベース１は、ロータ１０と接続され、ロータ１０と一体回転可能となっている。ロータベース１は、ロータ１０の軸方向一方側（図１において左側）に接続されたベース部材３ａと、ロータ１０の軸方向他方側（図１において右側）に接続されたベース部材３ｂと、を有している。ベース部材３ａ，３ｂは、複数のボルト４によってロータ１０に締結固定されている。

ボルト４は、ロータ１０に設けられた軸方向（図１において左右方向）に貫通するボルト締結用穴１４に挿通されており、ロータ１０をベース部材３ａ，３ｂと共に軸方向両側から締め付ける。ベース部材３ａは、ロータ１０が接続されるフランジ部３ａ１と、ステータベース２から突出して不図示の出力軸に接続される円筒状のシャフト部３ａ２と、を有する。一方、ベース部材３ｂは、ロータ１０が接続されるフランジ部３ｂ１と、ステータベース２の内部で回転自在に支持される円筒状のシャフト部３ｂ２と、を有する。

ステータベース２は、アウターステータ２０を支持するアウターハウジング５と、インナーステータ３０を支持するインナーハウジング６と、を有する。アウターハウジング５とインナーハウジング６との間には、ロータベース１が入れ子状に配置される。アウターハウジング５には、アウターステータ２０が複数のボルト７によって締結固定されている。ボルト７は、アウターステータ２０に設けられた軸方向に貫通するボルト締結用穴２３に挿通されており、アウターステータ２０をアウターハウジング５と共に軸方向両側から締め付ける。

インナーハウジング６には、インナーステータ３０が複数のボルト８によって締結固定されている。ボルト８は、インナーステータ３０に設けられた軸方向に貫通するボルト締結用穴３３に挿通されており、インナーステータ３０をインナーハウジング６と共に軸方向両側から締め付ける。また、ステータベース２は、ロータベース１を回転自在に支持する複数のベアリング９を収容している。ベアリング９は、インナーハウジング６の外周とシャフト部３ｂ２の内周との間に１つ、アウターハウジング５の内周とシャフト部３ａ２の外周との間に２つ、ロータ１０の両側に設けられている。

ロータ１０は、電磁鋼板が軸方向に複数積層された状態で締結固定されて構成される。ロータ１０は、図２に示すように、環状のヨーク部１１と、ヨーク部１１から外側に突出する第１突極１２と、ヨーク部１１から内側に突出すると共に第１突極１２と同位相で設けられた第２突極１３と、を有している。ヨーク部１１は、円筒状とされ、磁気的に十分な厚みを有している。ヨーク部１１の外周には、４５°間隔で８個の第１突極１２が設けられている。また、ヨーク部１１の内周には、第１突極１２と同位相の４５°間隔で８個の第２突極１３が設けられている。

アウターステータ２０は、環状の磁性体からなり、その内周に３０°間隔で１２個設けられた突極２１と、突極２１のそれぞれに巻回されたコイル２２と、を有する。コイル２２は、周方向に沿ってＵ相→Ｖ相→Ｗ相→Ｕ相→…の順に相分けされて配置されている。
インナーステータ３０は、環状の磁性体からなり、その外周に突極２１と同位相の３０°間隔で１２個設けられた突極３１と、突極３１のそれぞれに巻回されたコイル３２と、を有する。コイル３２は、コイル２２と同様に周方向に沿ってＵ相→Ｖ相→Ｗ相→Ｕ相→…の順に相分けされて配置されている。

上記構成のスイッチトリラクタンスモータＡは、図３に示すようなインバータ回路を有する。なお、図３において、符号４１は直流電源を示し、符号４２は平滑コンデンサを示す。また、アウターステータ２０には各相４つのコイル２２が設けられているが視認性の向上のため各相１つのコイル２２のみを代表して図示して残りの図示を省略している。また、インナーステータ３０においても同様に、各相４つのコイル３２が設けられているが視認性の向上のため各相１つのコイル３２のみを代表して図示して残りの図示を省略している。

図３に示すように、アウターステータ２０とインナーステータ３０は、並列接続されている。本実施形態では、アウターステータ２０のインバータ回路とインナーステータ３０のインバータ回路とが、並列接続されている。このように、具体的には、アウターステータ２０とインナーステータ３０は、電気的に並列接続されている。インバータ回路は、それぞれ２つのスイッチング素子４３ａ，４３ｂと、２つのダイオード４４ａ，４４ｂと、からなる非対称ハーフブリッジ回路４５を有する。非対称ハーフブリッジ回路４５は、アウターステータ２０のコイル２２及びインナーステータ３０のコイル３２のそれぞれに接続され、各非対称ハーフブリッジ回路４５により個別にコイル２２，３２が駆動（通電）可能となっている。

また、本実施形態では、アウターステータ２０の各々のコイル２２に流れる電流を制御する複数の電流計１６ａ及びインナーステータ３０の各々のコイル３２に流れる電流を計測する複数の電流計１６ｂを有する。電流計１６ａ，１６ｂは、コイル２２，３２に流れる電流を計測し、アウターステータ２０とインナーステータ３０とを独立して電流制御する構成となっている。
図４に示す（ａ）は、アウターステータ２０側の電流制御の制御ロジックを示し、図４に示す（ｂ）は、インナーステータ３０側の電流制御の制御ロジックを示す。

アウターステータ２０の電流制御では、電流計１６ａにより計測されるコイル２２に流れる電流値（アウター電流フィードバック値）と、不図示の上位制御装置により入力されるアウター電流指令値Ｉｒｅｆ（目標値）との偏差がなくなるようにＰＩ制御が行われ、アウター電圧指令値が求められる。このアウター電圧指令値は、ＰＷＭ（pulse width modulation）に変換され、当該指令値に対応して生成されたゲート信号が、パワー半導体からなるスイッチング素子４３ａ，４３ｂ（図３参照）に送られる。

ゲート信号は、不図示のエンコーダ等により計測されるロータ角度θｆｂ（フィードバック値）がアウター指令値θｏｎ，θｏｆｆとの間にある場合に「１」が出力されパルスが「ＯＮ」となり、それ以外の場合に「０」が出力されパルスが「ＯＦＦ」となるように生成される。アウター指令値θｏｎ，θｏｆｆは、アウター電流指令値Ｉｒｅｆと共に、予め記憶しているロータ１０の回転数とトルクとのテーブルデータに基づいて設定される。このテーブルデータは、実験、解析等により予め不図示の制御装置に記憶されており、ロータ１０の回転数とトルクから、アウター電流指令値Ｉｒｅｆとアウター指令値θｏｎ，θｏｆｆが決定される。

一方、インナーステータ３０の電流制御は、電流計１６ｂにより計測されるコイル３２に流れる電流値（インナー電流フィードバック値）と、不図示の上位制御装置により入力されるインナー電流指令値Ｉｒｅｆ（目標値）との偏差がなくなるようにＰＩ制御が行われ、インナー電圧指令値が求められる。このインナー電圧指令値は、ＰＷＭに変換され、当該指令値に対応して生成されたゲート信号が、パワー半導体からなるスイッチング素子４３ａ，４３ｂに送られる。

また、ゲート信号は、不図示のエンコーダ等により計測されるロータ角度θｆｂ（フィードバック値）がインナー指令値θｏｎ，θｏｆｆとの間にある場合に「１」が出力されパルスが「ＯＮ」となり、それ以外の場合に「０」が出力されパルスが「ＯＦＦ」となるように生成される。なお、インナー電流指令値Ｉｒｅｆとインナー指令値θｏｎ，θｏｆｆは、上述した手法によって予め記憶されたテーブルデータに基づいて決定されるが、このテーブルデータはアウター側とインナー側で個別に記憶されており、アウターステータ２０とインナーステータ３０とを独立して電流制御している。

また、図３に示すように、本実施形態では、アウターステータ２０とインナーステータ３０とが並列接続されると共に、アウターステータ２０とインナーステータ３０との起磁力が異なっており、アウターステータ２０の起磁力よりもインナーステータ３０の起磁力が小さく設定されている。起磁力は、コイル巻き回数と、そこに流れる電流の積によって求まる。ダブルステータ構造では、図２に示すように、その構造的にインナーステータ３０側に十分な巻線スペースを確保することが難しい。

スイッチトリラクタンスモータＡにおいて起磁力を同一にする場合は、巻線の断面積を小さくして巻線数を増やすか、インナーステータ３０の突極３１を長く（深く）して巻線スペースを確保する方法が考えられる。しかしながら、前者の方法では電流密度が高くなり、銅損の増大によるモータ効率低下と、巻線の温度上昇の問題が生じる。また、後者の方法では、モータ全体の重量を支えるシャフト径とトレードオフになるため、シャフト径が細くなると重量増加に対して機械的な強度を十分に確保することができなくなるという問題が生じる。

そこで、本実施形態では、アウターステータ２０の起磁力よりもインナーステータ３０の起磁力を小さく設定することで、モータ効率の低下及び巻線の温度上昇の抑制と共に、機械的な強度を十分に確保している。なお、アウターステータ２０とインナーステータ３０の起磁力が異なる場合においては、一方から出た磁束が他方に逆流してしまい、モータ性能が低下することが懸念されるが、本実施形態のように、ロータ１０のヨーク部１１のロータ軸に垂直な方向の厚みを磁気特性に基づいて十分に確保しておくことで悪影響を及ぼさないことが電磁解析試験から確認されている。

図５Ａは、本発明の第１実施形態におけるロータ１０の厚みを十分に確保した場合の静磁場解析結果を示す図である。図５Ｂは、比較例としてロータ１０にフラックスバリア１５を挿入した場合の静磁場解析結果を示す図である。なお、図５Ａと図５Ｂでは、磁場（Ｂ）の強弱をドットパターンの濃淡で示している。 図５Ａに示すロータ１０の厚みを十分に確保した場合は、第１突極１２及び第２突極１３に適切に磁束が集中して磁束密度が高くなることが分かる。一方、比較例としての図５Ｂに示すロータ１０にフラックスバリア１５（隙間）を挿入した場合では、第１突極１２及び第２突極１３以外の部分（第２突極１３の根元近傍）が、極端に磁束密度が高くなることにより、磁束が流れ難くなって、トルクが低下することが分かる。このように、フラックスバリア１５を挿入してロータ１０をアウターステータ２０側とインナーステータ３０側に磁気的に分離するよりも、ロータ１０のヨーク部１１の厚みを十分に確保する方が、効果が高いことが分かる。

また、図３に示すように、アウターステータ２０とインナーステータ３０とを並列接続することで、アウターステータ２０とインナーステータ３０とを直列接続した場合よりもモータ性能の向上効果が高くなる。すなわち、直列接続では、インダクタンスが増加するので電流が減少してしまい、メインで駆動するアウターステータ２０の起磁力が大きく低下してしまうためである。一方、並列接続では、アウターステータ２０の起磁力を確保でき、加えてインナーステータ３０の出力を取り出すことができるため、出力がアウターステータ２０とインナーステータ３０の単純な和となり、モータ性能が容易に向上する。

図６Ａは、本発明の第１実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡの磁束と電流の関係を示すグラフである。図６Ｂは、比較例として従来型（シングルステータ型）スイッチトリラクタンスモータの磁束と電流の関係を示すグラフである。図７Ａは、本発明の第１実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡのトルクとロータ角度の関係を示すグラフである。図７Ｂは、比較例として従来型（シングルステータ型）スイッチトリラクタンスモータのトルクとロータ角度の関係を示すグラフである。
図６Ａ及び図７Ａは、ダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡの結果を示し、図６Ｂ及び図７Ｂは、従来型スイッチトリラクタンスモータ（アウターステータのみ）の結果を示す。また、図６Ａと図６Ｂにおいて、「対向」、「非対向」とはステータとロータの突極が対向、非対向の位置関係にあることを示す。

図６Ａと図６Ｂに示すように、ダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡの磁束の最大値ａは、従来型スイッチトリラクタンスモータの磁束の最大値ｂに比べて、約２５％増加することが分かる。また、図７Ａと図７Ｂに示すように、ダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡのトルクの最大値ｃは、従来型スイッチトリラクタンスモータのトルクの最大値ｄに比べて、約２０％増加することが分かる。このように、並列接続では、アウターステータ２０の出力に加えてインナーステータ３０の出力を取り出すことができるため、モータ性能が向上することが分かる。

表１は、本発明の第１実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡの並列接続と直列接続の場合の性能を比較した表である。表２は、本発明の第１実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡのインナーステータ３０の起磁力を変更した場合の性能を比較した表である。なお、表１及び表２では、さらに比較例として、従来型スイッチトリラクタンスモータ（アウターステータのみ）を挙げている。

表１に示すように、並列接続と直列接続を比較した場合、並列接続の方が直列接続よりも出力が増加していることが分かる。具体的に、直列接続において、点弧角−１．５ｄｅｇ、消弧角１５ｄｅｇの場合には、インダクタンスの増加により電流が入らず、従来型よりも出力が低下することが分かる。一方で、点弧角を早める（−３ｄｅｇ）ことで、出力特性は改善し、従来型と比較して約４％増加することが分かる。他方、並列接続において、点弧角−１．５ｄｅｇ、消弧角１５ｄｅｇの場合には、電流増加により出力特性はさらに改善し、従来型に比較して約１２％増加し、直列接続に比較して約７％増加することが分かる。

また、表２に示すように、アウターステータ２０の巻数を固定し、インナーステータ３０の巻数を増やして（巻数その１＜巻数その２＜巻数その３）起磁力を変更した場合、いずれの場合においても従来型と比較して出力が増加することが分かる。なお、インナーステータ３０の起磁力を大きくすることで、出力が増加していくことが分かるが、上述した他の要素（銅損、巻線の温度上昇、シャフト径等）とのトレードオフの関係になるため、インナーステータ３０の起磁力は、アウターステータ２０の起磁力を小さくしておくことが実装では現実的である。

このように、上述した本実施形態によれば、環状のロータ１０と、ロータ１０の外側に配置されたアウターステータ２０と、ロータ１０の内側に配置されたインナーステータ３０と、を有するダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡであって、アウターステータ２０とインナーステータ３０は、並列接続されている、という構成を採用することによって、モータ性能の向上を図ることができ、効率の低下及び巻線の温度上昇の抑制と共に、機械的な強度を十分に確保することができる。
このため、本実施形態によれば、低コストで信頼性に優れたスイッチトリラクタンスモータＡにおいてモータ性能の向上を図ることが可能となる。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態について説明する。以下の説明において、上述の実施形態と同一又は同等の構成部分については同一の符号を付し、その説明を簡略若しくは省略する。

図８は、本発明の第２実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡの回路図である。図９は、本発明の第２実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡの制御ロジックを示す図である。
図８に示すように、第２実施形態では、インナーステータ３０側の並列回路にＤＣ／ＤＣコンバータ４６が設けられている点で、上記実施形態と異なる。

図８に示すＤＣ／ＤＣコンバータ４６は、リアクトル４６ａ、トランジスタ４６ｂ１，４６ｂ２、ダイオード４６ｃ１，４６ｃ２、コンデンサ４６ｄを備える昇圧回路である。
図９に示す（ａ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４６の電圧制御の制御ロジックを示す。ＤＣ／ＤＣコンバータ４６の電圧制御は、縦軸をトルクＴ、横軸を回転数ＮとするＤＣ／ＤＣコンバータ４６の電圧指令値のマップを予め記憶しておき、ロータ１０の回転数フィードバック値Ｎｆｂとトルクフィードバック値Ｔｆｂから、ＤＣ／ＤＣコンバータ４６の出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆを出力する。このＤＣ／ＤＣコンバータの電圧指令値のマップは、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆをステップ的に大きくする。

このような第２実施形態によれば、インナーステータ３０側にかかる直流電圧をＤＣ／ＤＣコンバータ４６で調整することができる。したがって、例えば、巻線数の変更等の作業を伴うことなく、インナーステータ３０側の起磁力等を容易に調整することができる。また、図９に示す（ａ）のように、ロータ１０の回転数とトルクが大きくなる程、ＤＣ／ＤＣコンバータ４６の出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆを大きくすることによって、効率を向上させることができる。例えば、ロータ１０の回転数とトルクが小さい場合にはその出力に対応する小さな電圧で駆動できるため効率が向上し、一方、ロータ１０の回転数とトルクが大きい場合にはその出力に対応する大きな電圧で駆動できるため効率が向上すると共に、大きな電圧によって電流を多く流せるためトルク（出力）を向上させることができる。

なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ４６の電圧指令値のマップは、図９に示す（ｂ）のように、ＤＣ／ＤＣコンバータ４６の出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆを一次関数的に大きくしてもよい。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ４６は、インナーステータ３０側に設けずにアウターステータ２０側に設けてもよいし、また、アウターステータ２０及びインナーステータ３０の両側に設けてもよい。また、図８では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４６が昇圧回路である場合を示しているが、これを降圧回路としてもよい。

（第３実施形態）
次に、本発明の第３実施形態について説明する。以下の説明において、上述の実施形態と同一又は同等の構成部分については同一の符号を付し、その説明を簡略若しくは省略する。

図１０は、本発明の第３実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡの回路図である。
図１０に示すように、第３実施形態では、アウターステータ２０とインナーステータ３０の対応する相のコイル２２，３２同士が並列接続されており、コイル２２，３２のそれぞれにスイッチ４７ａ，４７ｂが設けられている点で、上記実施形態と異なる。

第３実施形態のスイッチトリラクタンスモータＡでは、アウターステータ２０とインナーステータ３０とが並列接続されており、一台のインバータ４０で動作する。インバータ４０は、アウターステータ２０とインナーステータ３０の対応する相のコイル２２，３２同士を並列接続する並列回路５０を有する。並列回路５０は、２つのスイッチング素子４３ａ，４３ｂと、２つのダイオード４４ａ，４４ｂと、からなる非対称ハーフブリッジ回路４５に含まれる。

並列回路５０には、スイッチ４７ａ，４７ｂ（スイッチ手段）が設けられている。スイッチ４７ａ，４７ｂは、インナーステータ３０のみに通電する第１モードと、アウターステータ２０のみに通電する第２モードと、アウターステータ２０とインナーステータ３０の両方に通電する第３モードとに、通電モードを切り替える。具体的に、第１モードでは、スイッチ４７ａが「ＯＦＦ」、スイッチ４７ｂが「ＯＮ」になり、第２モードでは、スイッチ４７ａが「ＯＮ」、スイッチ４７ｂが「ＯＦＦ」になり、第３モードでは、スイッチ４７ａが「ＯＮ」、スイッチ４７ｂが「ＯＮ」になる。

第３実施形態では、並列接続されて起磁力が異なるアウターステータ２０及びインナーステータ３０の一方若しくは両方に通電モードを切り替えることで、効率の向上を図っている。すなわち、低出力の場合には低出力に対応したインナーステータ３０単独で運転した方が効率は良く、また、中出力の場合には中出力に対応したアウターステータ２０単独で運転した方が効率は良く、また、高出力の場合には高出力に対応すべくアウターステータ２０及びインナーステータ３０共同で運転した方が効率は良くなるためである。

図１１は、本発明の第３実施形態における通電モードの切り替えによる効率と出力の関係を示すグラフである。
図１１に示すように、低出力の場合、インナーステータ３０単独で運転した方が、効率が良いことが分かる。また、中出力の場合、アウターステータ２０単独で運転した方が、効率が良いことが分かる。また、高出力の場合、アウターステータ２０及びインナーステータ３０共同で運転した方が、効率が良いことが分かる。
したがって、この第３実施形態によれば、低出力の場合には第１モードに切り換えて、中出力の場合には第２モードに切り換えて、高出力の場合には第３モードに切り替えることで、低出力から高出力に亘る高効率運転を実現することができる（図１１において実線で示す）。

スイッチトリラクタンスモータＡは、上記通電モードの切り替えに応じた電流制御を可能とするべく、図１２に示すような構成を備える。
図１２は、本発明の実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡの回路の要部を示す図である。
なお、図１２においては、視認性の向上のため３相のうち１相の非対称ハーフブリッジ回路４５のみを代表して図示し、他の相の非対称ハーフブリッジ回路４５を省略しているが、他の相においても同様の構成となっている。

スイッチトリラクタンスモータＡは、図１２に示すように、アウターステータ２０とインナーステータ３０の対応する相のコイル２２，３２のそれぞれに流れる電流を計測する電流計側部５１（電流計測手段）と、電流計側部５１の計測結果に基づいて、各通電モードに対応する電流制御を行う電流制御部５２（電流制御手段）と、を有する。
電流計側部５１は、並列回路５０においてアウターステータ２０のコイル２２に流れる電流を計測する電流計５１ａ（第１の電流計）と、並列回路５０においてインナーステータ３０のコイル３２に流れる電流を計測する電流計５１ｂ（第２の電流計）と、を有する。

電流計５１ａ，５１ｂの計測結果は、電流制御部５２に入力される。
電流制御部５２は、インバータ４０を構成するスイッチング素子４３ａ，４３ｂにゲート信号を出力し、スイッチング素子４３ａ，４３ｂのスイッチング動作によって直流電流を、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の交流電流に変換して、各相のコイル２２，３２に供給する。電流制御部５２は、各通電モードにおいて、図１３に示すような制御を行う。

図１３は、本発明の実施形態における電流制御部５２の各通電モードにおける制御ロジックを示す図である。
図１３に示す（ａ）は、第１モード（インナーステータ３０の単独運転）の場合の電流制御を示す。図１３に示す（ｂ）は、第２モード（アウターステータ２０の単独運転）の場合の電流制御を示す。図１３に示す（ｃ）は、第３モード（アウターステータ２０及びインナーステータ３０の共同運転）の場合の電流制御を示す。なお、各通電モードの制御ロジックは一例であって、その構成は仕様によって適宜変更し得る。

図１３に示す（ａ）の第１モードの場合、電流計５１ｂにより計測されるコイル３２に流れる電流値（インナー電流フィードバック値）と、不図示の上位制御装置により入力されるインナー電流指令値（目標値）との偏差がなくなるようにＰＩ制御が行われ、インナー電圧指令値（アナログ値）が求められる。このインナー電圧指令値は、ＰＷＭに変換され、当該指令値に対応して生成されたゲート信号が、スイッチング素子４３ａ，４３ｂに送られる。

図１３に示す（ｂ）の第２モードの場合、電流計５１ａにより計測されるコイル２２に流れる電流値（アウター電流フィードバック値）と、不図示の上位制御装置により入力されるアウター電流指令値（目標値）との偏差がなくなるようにＰＩ制御が行われ、アウター電圧指令値（アナログ値）が求められる。このアウター電圧指令値は、ＰＷＭに変換され、当該指令値に対応して生成されたゲート信号が、スイッチング素子４３ａ，４３ｂに送られる。

図１３に示す（ｃ）の第３モードの場合、電流計５１ａにより計測される電流値と電流計５１ｂにより計測される電流値の和と、不図示の上位制御装置により入力されるアウター＋インナー電流指令値（目標値）との偏差がなくなるようにＰＩ制御が行われ、アウター＋インナー電圧指令値（アナログ値）が求められる。このアウター＋インナー電圧指令値は、ＰＷＭに変換され、当該指令値に対応して生成されたゲート信号が、スイッチング素子４３ａ，４３ｂに送られる。

このような本実施形態によれば、アウターステータ２０とインナーステータ３０の対応する相のコイル２２，３２のそれぞれに流れる電流を計測することで、アウターステータ２０及びインナーステータ３０の一方若しくは両方に通電モードを切り替えても、各通電モードに対応した電流制御が可能となる。したがって、本実施形態では、コイル２２，３２やスイッチング素子４３ａ，４３ｂの許容電流を超えることなく、スイッチトリラクタンスモータＡの運転が可能となる。また、一台のインバータ４０をアウターステータ２０及びインナーステータ３０で共有させ、電流計側部５１を並列回路５０に設けた二つの電流計５１ａ，５１ｂとし、電流制御に必要な最小限のセンサ設置数とすることにより、低コスト化を図ることができる。

したがって、上述の本実施形態によれば、環状のロータ１０と、ロータ１０の外側に配置されたアウターステータ２０と、ロータ１０の内側に配置されたインナーステータ３０と、を有するダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡであって、アウターステータ２０とインナーステータ３０は、並列接続されており、インナーステータ３０のみに通電する第１モードと、アウターステータ２０のみに通電する第２モードと、アウターステータ２０とインナーステータ３０の両方に通電する第３モードとに、通電モードを切り替えるためのスイッチ４７ａ，４７ｂと、アウターステータ２０とインナーステータ３０の対応する相のコイル２２，３２のそれぞれに流れる電流を計測する電流計側部５１と、電流計側部５１の計測結果に基づいて、各通電モードに対応する電流制御を行う電流制御部５２と、を有する、という構成を採用することによって、低コストで信頼性に優れたスイッチトリラクタンスモータＡにおいてモータ性能の向上を図ることが可能となる。

また、第３実施形態では、図１４〜図１７に示す構成も採用し得る。
なお、以下の説明において、上述の実施形態と同一又は同等の構成部分については同一の符号を付し、その説明を簡略若しくは省略する。

図１４は、本発明の第３実施形態の一変形例におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡの回路の要部を示す図である。図１５は、本発明の第３実施形態の一変形例における電流制御部の各通電モードにおける制御ロジックを示す図である。
この変形例では、図１４に示すように、電流計側部５１が、並列回路５０においてアウターステータ２０のコイル２２に流れる電流を計測する電流計５１ａ（第１の電流計）と、並列回路５０の入力電流を計測する電流計５１ｃ（第２の電流計）と、を有している。なお、電流計５１ｃは、並列回路５０の出力側に設けて、並列回路５０の出力電流を計測する構成であってもよい。

また、この変形例では、図１５に示すように、電流制御部５２は、電流計５１ａと電流計５１ｃの計測結果の差分からインナーステータ３０のコイル３２に流れる電流を求める構成となっている。具体的には、図１５に示す（ａ）の第１モードの場合、電流計５１ａにより計測される電流値（アウター電流フィードバック値）と電流計５１ｃにより計測される電流値（トータル電流フィードバック値）の差分の値と、不図示の上位制御装置により入力されるインナー電流指令値（目標値）との偏差がなくなるようにＰＩ制御が行われるようになる。なお、図１５に示す（ｂ）の第２モードの場合、電流計５１ａから直接アウター電流フィードバック値を得ることができ、図１５に示す（ｃ）の第３モードの場合、電流計５１ｃから直接トータル電流フィードバック値を得ることができる。

また、図１６は、本発明の第３実施形態の一変形例におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡの回路の要部を示す図である。図１７は、本発明の第３実施形態の一変形例における電流制御部の各通電モードにおける制御ロジックを示す図である。
この変形例では、図１６に示すように、電流計側部５１が、並列回路５０においてインナーステータ３０のコイル３２に流れる電流を計測する電流計５１ｂ（第１の電流計）と、並列回路５０の入力電流を計測する電流計５１ｃ（第２の電流計）と、を有している。なお、電流計５１ｃは、並列回路５０の出力側に設けて、並列回路５０の出力電流を計測する構成であってもよい。

また、この変形例では、図１７に示すように、電流制御部５２は、電流計５１ｂと電流計５１ｃの計測結果の差分からアウターステータ２０のコイル２２に流れる電流を求める構成となっている。具体的には、図１７に示す（ｂ）の第２モードの場合、電流計５１ｂにより計測される電流値（インナー電流フィードバック値）と電流計５１ｃにより計測される電流値（トータル電流フィードバック値）の差分の値と、不図示の上位制御装置により入力されるアウター電流指令値（目標値）との偏差がなくなるようにＰＩ制御が行われるようになる。なお、図１７に示す（ａ）の第１モードの場合、電流計５１ｂから直接インナー電流フィードバック値を得ることができ、図１７に示す（ｃ）の第３モードの場合、電流計５１ｃから直接トータル電流フィードバック値を得ることができる。

電流フィードバック値の精度は、電流計で直接計測した方が高くなるため、電流計側部５１の構成は、スイッチトリラクタンスモータＡの仕様によって選択することが好ましい。例えば、低出力側で運転する場合（第１モード及び第２モードが多い場合）は、図１２に示す電流計の配置が好ましく、また、高出力側で運転する場合（第２モード及び第３モードが多い場合）は、図１４に示す電流計の配置が好ましく、また、出力が高低で極端に変化する場合（第１モード及び第３モードが多い場合）は、図１６に示す電流計の配置が好ましい。

さらに、第３実施形態では、図１８に示す構成も採用し得る。
なお、以下の説明において、上述の実施形態と同一又は同等の構成部分については同一の符号を付し、その説明を簡略若しくは省略する。

図１８は、本発明の第３実施形態の一変形例におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータの回路の要部を示す図である。
この変形例では、図１８に示すように、通電モードを切り替えるためのスイッチ４７ａ，４７ｂがサイリスタから構成されている。また、電流計側部５１が、並列回路５０においてアウターステータ２０のコイル２２に流れる電流を計測する電流計５１ａ（第１の電流計）と、並列回路５０においてインナーステータ３０のコイル３２に流れる電流を計測する電流計５１ｂ（第２の電流計）と、並列回路５０の入力電流を計測する電流計５１ｃ（第３の電流計）と、を有している。なお、電流計５１ｃは、並列回路５０の出力側に設けて、並列回路５０の出力電流を計測する構成であってもよい。

このような変形例によれば、スイッチ４７ａ，４７ｂがサイリスタから構成されているため、サイリスタにゲート電流を流すことによって容易に通電モードを切り替えることができる。また、電流フィードバック値の精度は、電流計で直接計測した方が高くなるが、この変形例では、３つの電流計５１ａ，５１ｂ，５１ｃを有しているため、第１モード、第２モード、第３モードのいずれにおいても精度のよい電流制御が可能となる。

（第４実施形態）
次に、本発明の第４実施形態について説明する。以下の説明において、上述の実施形態と同一又は同等の構成部分については同一の符号を付し、その説明を簡略若しくは省略する。

図１９は、本発明の第４実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡの回路図である。図２０は、本発明の第４実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡの制御ロジックを示す図である。図２１は、本発明の第４実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡの運転切り換えマップを示す図である。
図１９に示すように、第４実施形態では、上述したスイッチ４７ａ，４７ｂの代わりに、直流電力を交流電力に変換するインバータ４０（電力変換装置）の上述した入力側（ハイ・サイド側）のスイッチング素子４３ａが２つ（スイッチング素子４３ａ１，４３ａ２）設けられている点で、上記実施形態と異なる。

インバータ４０は、アウターステータ２０とインナーステータ３０の対応する相のコイル２２，３２を並列接続する並列回路４８を含む。スイッチング素子４３ａ１は、並列回路４８のコイル２２側に設けられ、スイッチング素子４３ａ２は、並列回路４８のコイル３２側に設けられている。また、スイッチング素子４３ａ１，４３ａ２に対応して、上述したダイオード４４ｂも２つ（ダイオード４４ｂ１，４４ｂ２）設けられている。入力側（ハイ・サイド側）のスイッチング素子４３ａ１，４３ａ２及び出力側（ロー・サイド側）のスイッチング素子４３ｂは、同じ構造を有し、例えば、周知のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のパワー半導体からなる。

第４実施形態のスイッチング素子４３ａ１，４３ａ２は、アウターステータ２０のみに通電する第２モードと、アウターステータ２０とインナーステータ３０の両方に通電する第３モードとに、通電モードを切り替えるように電流制御される構成となっている。具体的に、第２モードでは、スイッチング素子４３ａ１が動作し、スイッチング素子４３ａ２が常に「ＯＦＦ」となる。第３モードでは、スイッチング素子４３ａ１，４３ｂ２の両方が同時に動作する。

通電モードの切り替えは、図２０に示すように、縦軸をトルクＴ、横軸を回転数Ｎとする運転切り換えマップを予め記憶しておき、ロータ１０の回転数フィードバック値Ｎｆｂとトルクフィードバック値Ｔｆｂから、第２モードまたは第３モードの運転選択、ならびにアウター，インナー電流指令値Ｉｒｅｆ及びアウター，インナー指令値θｏｎ，θｏｆｆ（図４参照）が決定される。
この運転切り換えマップは、図２１に示すように、第２モードにおけるアウターステータ２０の単独運転での出力限界（仕様限界）のライン５７を境界線として、第２モードと第３モードとに切り替えられるように構成されている。

この第４実施形態によれば、図１９に示すように、インバータ４０の入力側のスイッチング素子４３ａ１，４３ａ２が、アウターステータ２０及びインナーステータ３０の一方若しくは両方に通電モードを切り替えるためのスイッチとして駆動する。インバータ４０のスイッチング素子４３ａ１，４３ａ２は数が増えても同じ構成であるため、その駆動回路は同じ構成若しくは共通化できる。このように、第４実施形態によれば、第３実施形態のように異なる構成のスイッチ４７ａ，４７ｂ（具体的にはサイリスタや電磁接触器）を設けることを省き、１つの非対称ハーフブリッジ回路４５におけるスイッチ設置数を１つ低減させ、また、上述のスイッチ４７ａ，４７ｂを駆動するための専用の回路を設けることを省略することができる。

また、この第４実施形態によれば、図２０に示すように、運転切り換えマップによって第２モードと第３モードとの間で通電モードが切り替わるため、高出力側での運転に対応することができる。また、通電モードは、ロータ１０の回転数フィードバック値Ｎｆｂとトルクフィードバック値Ｔｆｂによって選択されることから、それと同時に、上述したテーブルデータを用いれば同じ変数で、アウター，インナー電流指令値Ｉｒｅｆ及びアウター，インナー指令値θｏｎ，θｏｆｆ（図４参照）を決定することができ、運転のための制御ロジックを簡略化することができる。

（第５実施形態）
次に、本発明の第５実施形態について説明する。以下の説明において、上述の実施形態と同一又は同等の構成部分については同一の符号を付し、その説明を簡略若しくは省略する。

図２２は、本発明の第５実施形態における回転機システム６０を示す構成図である。
図２２に示すように、第５実施形態では、上述したダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機をモータとしてだけでなく発電機として用いた回転機システム６０である点で、上記実施形態と異なる。なお、以下の説明では、上述したダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機が発電機としても用いられるため、これを単にスイッチトリラクタンス回転機Ｂと称する。
回転機システム６０は、タービン６１と、発電機としてのスイッチトリラクタンス回転機Ｂと、インバータ６２と、コンバータ６３と、変圧器６４と、計測装置６５と、制御装置６６と、を有する。

タービン６１は、不図示の流体の運動エネルギーを回転エネルギーに変換する。スイッチトリラクタンス回転機Ｂは、タービン６１の回転軸にロータ１０（図１参照）が接続されて構成される。インバータ６２は、スイッチトリラクタンス回転機Ｂの専用のインバータであり、上述したようにスイッチ４７ａ，４７ｂ（図１０、図１９参照）を備えて、インナーステータ３０のみに通電する第１モードと、アウターステータ２０のみに通電する第２モードと、アウターステータ２０とインナーステータ３０の両方に通電する第３モードのいずれか一部もしくは全てに通電モードを切り替えることができる。

コンバータ６３は、通常のＰＷＭコンバータであり、スイッチトリラクタンス回転機Ｂからインバータ６２を介して取り出した直流電流を、三相の商用周波数（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）の正弦波交流電流に変換する。変圧器６４は、この三相交流電流の電圧を調整し、工場や家庭等の所定の電力系統に出力する。計測装置６５は、ロータ１０の回転負荷を計測する。本実施形態の計測装置６５は、ロータ１０の回転数を計測する回転数センサと、ロータ１０のトルクを計測するトルクセンサと、を備えている。

制御装置６６は、ロータ１０の回転負荷に応じて、スイッチトリラクタンス回転機Ｂにおける通電モードを切り替える。具体的に、制御装置６６は、計測装置６５から入力されるロータ１０の回転数フィードバック値とトルクフィードバック値に基づき、例えば上述した図２０に示す運転切り換えマップを用いて、スイッチトリラクタンス回転機Ｂにおける通電モードを切り替える。
なお、トルクのフィードバック値には、トルクセンサを用いずに、インバータ６２の電力フィードバック値等から、回転センサの回転数フィードバック値を用いて算出してもよい。電力フィードバック値をＰｆｂ［Ｗ］、回転数フィードバック値をＮｆｂ［ｒｐｍ］、トルクフィードバック値をＴｆｂ［Ｎ・ｍ］とすると、トルクフィードバック値Ｔｆｂは、例えば、下式（１）で示すことができる。
Ｔｆｂ＝Ｐｆｂ／（２π（Ｎｆｂ／６０））…（１）

このような第５実施形態によれば、ロータ１０の回転負荷に応じて、通電モードが自動的に高効率なモードに切り替わる。具体的に、制御装置６６は、計測装置６５の計測結果に基づいて、ロータ１０の回転負荷が低い場合（タービン６１が低速回転する場合）には第２モードに切り換えて、ロータ１０の回転負荷が高い場合（タービン６１が高速回転する場合）には第３モードに切り替える。
これにより、第５実施形態によれば、低コストで信頼性に優れ、低出力から高出力に亘る高効率発電を実現することができる回転機システム６０が得られる。

また、図２２に示す構成によれば、タービン６１とスイッチトリラクタンス回転機Ｂとが、ギアを介することなく直結されている。タービン６１の回転数が低速であるならば、一般的に発電機のサイズは大型になるため、このような構成の場合に発電機としてスイッチトリラクタンス回転機Ｂを適用すれば、アウターステータ２０を大きくすることができるので、インナーステータ３０を挿入するスペースを大きく確保でき、スイッチトリラクタンス回転機Ｂの特徴に適した組み合わせ構造とすることができる。

また、第５実施形態では、図２３〜図２８に示す構成も採用し得る。
なお、以下の説明において、上述の実施形態と同一又は同等の構成部分については同一の符号を付し、その説明を簡略若しくは省略する。

図２３は、本発明の第５実施形態の一変形例における回転機システム６０を示す構成図である。
この変形例では、図２３に示すように、ギア装置６７が設けられている。ギア装置６７は、タービン６１とスイッチトリラクタンス回転機Ｂとを接続する。ギア装置６７には、歯車式のメカニカルギアや、油圧式の増減速機等を適用することができる。この構成によれば、例えばタービン６１が低速で回転しても、スイッチトリラクタンス回転機Ｂのロータ１０をギア装置６７によって増速回転させて、高効率発電をすることができる。

図２４は、本発明の第５実施形態の一変形例における回転機システム６０を示す構成図である。
この変形例では、図２４に示すように、タービン発電機６８が複数台並列で設けられている。タービン発電機６８は、タービン６１、スイッチトリラクタンス回転機Ｂ、インバータ６２、計測装置６５及び制御装置６６を含む。タービン発電機６８のスイッチトリラクタンス回転機Ｂとインバータ６２は、直流で他のタービン発電機６８と接続されている。この構成によれば、コンバータ６３を大容量の一台にすることができ、コンバータ６３の台数を減らすと共に、直流部の送電区間を長くすることができるため、交流伝送方式で問題となる送電ケーブルの静電容量の増大による送電容量の制限の影響を受け難くすることができる。

すなわち、一般に交流伝送方式では、送電ケーブルの静電容量が大きいため、大電力を長距離にわたって送電しようとすると、送電ケーブルの静電容量による無効電力の補償のための調相設備が大規模になってしまう。図２４に示す構成によれば、直流伝送方式の送電区間を長くすることができるため、単なる交流伝送方式と比べて、設備コストの増大と電力系統の共振現象を抑えることができ、長距離送電に適した構造とすることができる。

図２５は、本発明の第５実施形態の一変形例における回転機システム６０を示す構成図である。
この変形例では、図２５に示すように、舶用のプロペラ６９と、スイッチトリラクタンス回転機Ｂを駆動させるエンジン発電機７０と、が設けられている。すなわち、この変形例では、スイッチトリラクタンス回転機Ｂが、舶用のプロペラ推進機用のモータとして機能する。プロペラ６９は、ギア装置６７を介してスイッチトリラクタンス回転機Ｂに接続されている。この変形例では、船舶において別置きで設けられたエンジン発電機７０からの電力によってスイッチトリラクタンス回転機Ｂが駆動し、ギア装置６７を介してプロペラ６９を回転させて船舶の推進力を得ている。また、この変形例では、計測装置６５が、プロペラ６９とギア装置６７とを接続する軸、ギア装置６７とスイッチトリラクタンス回転機Ｂとを接続する軸から回転負荷を検出する。この構成によれば、ギア装置６７が変速機構を有していた場合でも、制御装置６６が入力側と出力側とで正確な回転負荷情報を入手することができる。

図２６は、本発明の第５実施形態の一変形例における回転機システム６０を示す構成図である。
この変形例では、図２６に示すように、プロペラ推進機７１が複数台並列で設けられている。プロペラ推進機７１は、プロペラ６９、ギア装置６７、スイッチトリラクタンス回転機Ｂ、インバータ６２、コンバータ６３、計測装置６５及び制御装置６６を含む。複数のプロペラ推進機７１は、エンジン発電機７０からの電力によって駆動し、船舶の推進力を得ている。また、この変形例では、コンバータ７２と、蓄電装置７３と、が設けられている。すなわち、この変形例では、運転状況に応じて、例えばプロペラ推進機７１の減速時に、スイッチトリラクタンス回転機Ｂをモータとしてではなく発電機として作動させ、その回生電力をコンバータ７２によって蓄電可能な直流電流に変換し、蓄電装置７３に蓄電することができる。なお、蓄電装置７３としては、リチウムイオン電池等の２次電池や大容量の電気二重層コンデンサ（ＥＤＬＣ：Electric double-layer capacitor）等を採用することができる。図２６に示す構成によれば、プロペラ推進機７１が複数台ある場合に、回生電力の回収に適した構造とすることができる。

図２７は、本発明の第５実施形態の一変形例における回転機システム６０を示す構成図である。
この変形例では、図２７に示すように、蓄電装置７３がＤＣ／ＤＣコンバータ７４を介して、スイッチトリラクタンス回転機Ｂのインバータ６２に直流で接続されている。この構成によれば、蓄電装置７３に回収した電力をＤＣ／ＤＣコンバータ７４で変圧し、インバータ６２を介してスイッチトリラクタンス回転機Ｂを駆動させ、船舶の推進力を得ることができる。

図２８は、本発明の第５実施形態の一変形例における回転機システム６０を示す構成図である。
この変形例では、図２８に示すように、舶用のエンジン７５と、第２のスイッチトリラクタンス回転機Ｂ１と、インバータ７６と、が設けられている。第２のスイッチトリラクタンス回転機Ｂ１は、上述したダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機であり、エンジン７５のエンジン発電機として機能する。インバータ７６は、第２のスイッチトリラクタンス回転機Ｂ１の専用のインバータであり、上述したようにスイッチ４７ａ，４７ｂ（図１０、図１９参照）を備えて、通電モードを切り替え可能な構成となっている。

また、この変形例では、プロペラ推進機７１（コンバータ６３を除く）が複数台設けられており、それぞれがインバータ７６と直流で接続されている。また、この変形例では、蓄電装置７３がＤＣ／ＤＣコンバータ７４を介して、複数台のプロペラ推進機７１と直流で接続されており、モータ駆動する場合には、エンジン発電機としての第２のスイッチトリラクタンス回転機Ｂ１の電力だけでなく、蓄電装置７３に蓄電された電力を使用可能となっている。図２８に示す構成によれば、第２のスイッチトリラクタンス回転機Ｂ１がエンジン発電機として機能し、またこれにより、エンジン発電機がプロペラ推進機７１側のスイッチトリラクタンス回転機Ｂと構成が共通するため保守点検に適した構造とすることができる。

以上、図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。上述した実施形態において示した各構成部材の諸形状や組み合わせ等は一例であって、本発明の主旨から逸脱しない範囲において設計要求等に基づき種々変更可能である。

例えば、上記実施形態では、３相モータを例示して説明したが、本発明はこの構成に限定されることなく、２相モータ、４相モータ、５相モータ等にも適用することができる。また、３相モータにおいて１２／８極構造を例示して説明したが、本発明はこの極数に限定されず、例えば６／４極構造等であっても良い。発電機に適用する場合も同様である。

例えば、上記第４実施形態では、アウターステータ及びインナーステータの一方若しくは両方に通電モードを切り替えるためのスイッチとして、インバータの入力側のスイッチング素子を２つ設ける形態について説明したが、インバータの出力側（ロー・サイド側）のスイッチング素子を２つ設ける形態であってもよい。なお、この場合、図１０において符号４４ａで示すダイオードが２つ必要となる。
また、例えば、通電モードは、第１モードと第２モードで切り替える構成であっても、また、第１モードと第３モードで切り替える構成であっても、また、上述した第２モードと第３モードで切り替える構成であっても、また、上述した第１モード〜第３モードの全てで切り替える構成であってもよい。

また、例えば、上記第５実施形態では、回転機システムとしてタービン発電機を例示したが、タービンの代わりに風車を接続して風力発電機とする形態やその他の発電機の形態を採用してもよい。
また、例えば、上記第５実施形態では、ロータの回転負荷を回転速度センサやトルクセンサから直接計測する形態について説明したが、例えばスイッチトリラクタンス回転機の発電量から間接的にロータの回転負荷を計測する形態であってもよいし、また、風力発電機であれば風速計を設けて、風速からロータの回転負荷を間接的に計測する形態であってもよい。

また、本発明は、例えば、第１実施形態〜第５実施形態の構成の組み合わせや置き換えも適宜可能である。

本発明は、ダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機に利用することができる。

Ａ ダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータ（ダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機）
Ｂ スイッチトリラクタンス回転機（ダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機）
Ｂ１ 第２のスイッチトリラクタンス回転機（ダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機）
１０ ロータ
２０ アウターステータ
３０ インナーステータ
４０ インバータ（電力変換装置）
４３ａ１，４３ａ２ スイッチング素子（スイッチ）
４７ａ，４７ｂ スイッチ
５０ 並列回路
５１ 電流計側部（電流計測手段）
５１ａ 電流計（第１の電流計）
５１ｂ 電流計（第２の電流計、第１の電流計）
５１ｃ 電流計（第２の電流計）
５２ 電流制御部（電流制御手段）
６１ タービン
６６ 制御装置

Claims (9)

1. 環状のロータと、
   前記ロータの外側に配置されたアウターステータと、
   前記ロータの内側に配置されたインナーステータと、を有しており、
   前記アウターステータと前記インナーステータは、並列接続され、
   前記アウターステータの起磁力よりも前記インナーステータの起磁力が小さく、
   前記ロータのヨーク部は、前記アウターステータと前記インナーステータのいずれか一方から出た磁束が他方に逆流しないための厚みを有している、ダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機。
2. 前記アウターステータの相数と前記インナーステータの相数は同一であり、対応する相のコイル同士が並列接続されている、請求項１に記載のダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機。
3. 前記インナーステータのみに通電する第１モードと、前記アウターステータのみに通電する第２モードと、前記アウターステータと前記インナーステータの両方に通電する第３モードのいずれか一部もしくは全ての通電モードを有しており、前記通電モードを切り替えるためのスイッチを有する、請求項１または２に記載のダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機。
4. 前記アウターステータと前記インナーステータの対応する相の巻線のそれぞれに流れる電流を計測する電流計測手段と、
   前記電流計測手段の計測結果に基づいて、各々の前記通電モードに対応する電流制御を行う電流制御手段と、を有する、請求項３に記載のダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機。
5. 前記アウターステータと前記インナーステータの対応する相の巻線同士を並列接続する並列回路を含むインバータを有し、
   前記電流計測手段は、前記並列回路において前記アウターステータの巻線に流れる電流を計測する第１の電流計と、前記並列回路において前記インナーステータの巻線に流れる電流を計測する第２の電流計と、を有する、請求項４に記載のダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機。
6. 前記アウターステータと前記インナーステータの対応する相の巻線同士を並列接続する並列回路を含むインバータを有し、
   前記電流計測手段は、前記並列回路において前記アウターステータの巻線に流れる電流を計測する第１の電流計と、前記並列回路の入力電流または出力電流を計測する第２の電流計と、を有し、
   前記電流制御手段は、前記第１の電流計と前記第２の電流計の計測結果の差分から前記インナーステータの巻線に流れる電流を求める、請求項４に記載のダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機。
7. 前記アウターステータと前記インナーステータの対応する相の巻線同士を並列接続する並列回路を含むインバータを有し、
   前記電流計測手段は、前記並列回路において前記インナーステータの巻線に流れる電流を計測する第１の電流計と、前記並列回路の入力電流または出力電流を計測する第２の電流計と、を有し、
   前記電流制御手段は、前記第１の電流計と前記第２の電流計の計測結果の差分から前記アウターステータの巻線に流れる電流を求める、請求項４に記載のダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機。
8. 前記アウターステータと前記インナーステータの対応する相の巻線同士を並列接続する並列回路と、前記巻線に対し入力側と出力側とに設けられて電力を変換するように駆動するスイッチング素子と、を含む電力変換装置を有し、
   前記電力変換装置は、前記スイッチとして、入力側若しくは出力側の前記スイッチング素子を、前記並列回路の前記アウターステータの巻線側及び前記インナーステータの巻線側のそれぞれに有する、請求項３に記載のダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機。
9. 前記ロータの回転負荷に応じて、前記通電モードを切り替える制御装置を有する、請求項３〜８のいずれか一項に記載のダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機。

Images