JP5799587B2 - リアクトルの設計方法 - Google Patents

Description

本発明は、昇圧コンバータ等に用いられるリアクトルに関する。

例えば、燃料電池車両やハイブリッド車両は、燃料電池の出力電圧や、バッテリあるいはキャパシタなどの放電電圧を昇圧する昇圧コンバータを備えており、この種の昇圧コンバータには、磁性体からなるコアにコイルを巻き付けたリアクトルが用いられている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００７−３３５５２３号公報

例えば、図６に示すように、一対の外足１及び中足２を有するコア３を備え、外足１にコイル４が巻回された２相磁気結合型のリアクトル５では、コイル４によって外足１で発生した磁束が中足２で結合して通ることとなる。

しかしながら、実際には、中足２を通る磁束は、外足１で発生した磁束の合計とはならず、外足１で発生した磁束の一部が外部の空気中に漏れていると考えられ、この傾向は、結合率が高くなるとより大きくなる。

そして、このように、空気中に磁束が漏れると、電磁ノイズとなったり、リアクトルを覆っているアルミニウム等の金属製のケースを発熱させ、損失の増加の原因となってしまう。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、損失が極力抑えられた高効率なリアクトルを提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明のリアクトルは、外足及び中足を有する磁性体からなるコアの前記外足にコイルを巻回したリアクトルであって、
前記外足で発生する磁束が外部の空気中へ漏れ出す漏れ磁束を含めて、前記コアの断面積、前記コアに設けるギャップあるいは前記コイルの巻数からなる設計値が決定されている。

この構成によれば、外足で発生する磁束が外部の空気中へ漏れ出す漏れ磁束を含めて、コアの断面積、コアに設けるギャップあるいはコイルの巻数からなる設計値が決定されているので、中足の磁束を外足の磁束の合計に近づけて漏れ磁束の発生を抑えることができ、よって、漏れ磁束による電磁ノイズの発生や金属製のケースの発熱が抑えられた高効率なリアクトルとすることができる。

また、本発明のリアクトルにおいて、前記漏れ磁束を含めて作成した等価回路に基づいて、前記設計値が決定されていても良い。

また、本発明のリアクトルにおいて、前記外足及び前記中足に、それぞれ非磁性体を有するギャップを設けても良い。

また、本発明のリアクトルにおいて、前記ギャップの非磁性体に、セラミックを用いても良い。

また、本発明のリアクトルにおいて、前記コアに、鉄粉を圧縮した圧粉コア材またはアモルファス系のコア材を用いても良い。

また、本発明のリアクトルにおいて、前記コイルに、アルミニウムもしくは銅からなる丸線もしくは平角線を用いても良い。

また、本発明のリアクトルにおいて、前記コアは、前記コイルの巻回部に対して、前記コイルの非巻回部が、同一断面積を維持しつつ前記コイルの巻厚を含んだ高さ寸法と同一高さ寸法にされていても良い。

また、本発明のリアクトルにおいて、前記コアは、別々に製造された前記外足と前記中足とを接合して構成したものであり、これらの外足と中足との接合面が、前記ギャップの形成面に対して直交する平面からなるものでも良い。

本発明のリアクトルによれば、損失が極力抑えられた高効率なリアクトルを提供することができる。

実施形態に係るリアクトルの斜視図である。 実施形態に係るリアクトルの平面図である。 実施形態に係るリアクトルのコアの分割の仕方を示すコアの概略平面図である。 参考例に係るリアクトルのコアの分割の仕方を示すコアの概略平面図である。 磁気結合型リアクトルの形状及び空気の磁気経路（磁気抵抗）を追加した等価回路を示す図である。 磁気結合型のリアクトルの概略構成図である。 実施形態に係るリアクトルを有する電圧変換装置を備えたモータ駆動装置の概略ブロック図である。 図７の電圧変換装置の変形例である。

以下、本発明に係るリアクトルの実施形態について図面を参照して説明する。
図１及び図２に示すように、本実施形態に係るリアクトル１１は、コア１２を備えている。このコア１２は、磁性体から形成されたもので、一対の外足１３及びそれら外足１３の間に配された中足１４を有しており、各外足１３には、コイル１５が巻回されている。このように、本実施形態に係るリアクトル１１は、一対の外足１３にコイル１５を巻回した２相磁気結合型リアクトルである。

リアクトル１１のコア１２の材料としては、外径５０μｍ程度の鉄粉を圧縮した圧粉コア材またはアモルファス系のコア材が用いられている。このコア１２には、外足１３及び中足１４に、ギャップ２１，２２が設けられている。これらのギャップ２１，２２には、セラミックからなる非磁性体２３が介在されている。

各外足１３に巻回されたコイル１５としては、アルミニウムもしくは銅からなる丸線もしくは平角線が用いられている。コイル１５にアルミニウムを用いれば、リアクトル１１の軽量化を図ることができ、また、コイル１５に平角線を用いれば、外足１３へ隙間なく巻回して高密度化による性能の向上を図ることができる。

また、コア１２は、コイル１５が巻回されたコイル巻回部１２Ａの合計した断面積（図２の寸法Ｘ，Ｗ２の採寸方向と平行な断面）と、コイル１５が巻回されていないコイル非巻回部１２Ｂの合計した断面積（図２の寸法Ｗ１の採寸方向と平行な断面）とが同一とされている。また、コア１２は、コイル巻回部１２Ａに対して、コイル非巻回部１２Ｂが、コイル巻回部１２Ａにおけるコイル１５の巻厚を含んだ高さ寸法Ｈと同一高さ寸法とされている。したがって、コア１２は、コイル非巻回部１２Ｂでは、コイル巻回部１２Ａと同一の断面積を維持しつつ幅寸法（図２のＷ１）が小さくされている。このように、デッドスペースとなっていたコイル非巻回部１２Ｂにおける上下のスペースへコア１２のコイル非巻回部１２Ｂを張り出させることにより、外足１３と中足１４との連結箇所における幅寸法Ｗ１及び中足１４における幅寸法Ｗ２を極力小さくすることができる。したがって、リアクトル１１の全体の幅寸法Ｘ及び奥行き寸法Ｙを小さくし、リアクトル１１のコンパクト化を図ることができる。

上記のリアクトル１１は、コイル非巻回部１２Ｂの方がコイル巻回部１２Ａよりも体積が大きい。このような場合、コイル巻回部１２Ａの断面積の大きさを維持しつつ、リアクトル１１の全体を小型化することができる。なお、コア１２の外形からコイル１５がはみ出さないようコア１２の外形を大きくするが、コイル巻回部１２Ａの外形までは大きくしない。コイル巻回部１２Ａとコイル非巻回部１２Ｂとを比較すると、コイル非巻回部１２Ｂの方がコイル巻回部１２Ａよりも体積が大きいので、コイル非巻回部１２Ｂをリアクトル１１の全体の体格とし、コイル巻回部１２Ａは、コイル非巻回部１２Ｂの外形の内側に入るようにする。

コア１２は、例えば図３に示すように、別々に製造された、Ｉ字形をなす一対の外足１３と、Ｈ字形をなす中足１４とを接合して構成したものである。この図３に示すように、これらの外足１３と中足１４との接合面Ｊは、ギャップ２１，２２の形成面に対して直交する平面とされている。このように分割形成された外足１３と中足１４とからコア１２を構成すると、コア１２を組み立てる際に、公差の影響を抑制してギャップ２１，２２の寸法を高精度に維持しつつ、外足１３と中足１４との接合面Ｊを研磨して接着材によって隙間なく接合させることができる。これにより、製造コストを抑えつつ、磁気抵抗による損失を極力抑えることができる。

ここで、図４に示すように、外足１３と中足１４との分割箇所（接合箇所）をギャップ２１の形成面に対して平行な平面とした場合、中足１４の端部に張り出した張り出し部１４ａ同士の間に外足１３を配設することとなる。したがって、この場合、ギャップ２１，２２の寸法を高精度に維持するためには、外足１３の長さ寸法も高精度にしなければならず、その加工に手間を要してしまう。また、中足１４における外足１３との接合面Ｊの加工も困難となり、接合面Ｊの平滑度が低下してしまう。これにより、製造コストが嵩んでしまうとともに、磁気抵抗による損失が増加してしまう。

ところで、一対の外足１３及び中足１４を有するコア１２を備え、外足１３にコイル１５が巻回された本実施形態の２相磁気結合型のリアクトル１１では、理論上、それぞれの外足１３で発生した磁束Φ１，Φ２が中足１４で結合して磁束Φ３となって通ることとなる。

しかしながら、実際には、中足１４を通る磁束Φ３は、一対の外足１３で発生した磁束Φ１，Φ２の合計とはならないことがわかっている。この原因について鋭意研究を重ねた結果、本発明者は以下の知見を得るに至った。すなわち、外足１３で発生した磁束Φ１，Φ２の一部が外部の空気中に漏れていると考えられる。そして、中足１４を通る磁束量と空気を通る磁束量とは、中足１４の磁気抵抗と空気の磁気抵抗との比によって決まる。

また、磁束利用率βは、式（１）で表される。したがって、漏れ磁束Φ４が多いほど、磁束利用率βが低くなり、また、漏れ磁束Φ４によって電磁ノイズの影響が大きくなったり、リアクトルを覆っているアルミニウム等の金属製のケースの発熱を生じさせてしまい、損失の増加の原因となってしまう。

磁束利用率β＝磁束Φ３／（磁束Φ１＋磁束Φ２）…（１）

そこで、本実施形態に係るリアクトル１１は、コイル１５によって外足１３で発生した磁束Φ１，Φ２の一部が外部の空気中へ漏れ出しているものとし、この漏れ磁束Φ４を考慮して、コア１２の断面積、コア１２に形成するギャップ２１，２２あるいはコイル１５の巻数等の設計値が決定されている。これにより、リアクトル１１は、漏れ磁束Φ４の磁束量をコントロールした構造とされている。

図５に磁気結合型リアクトルの形状及び空気の磁気経路（磁気抵抗）を追加した等価回路を示す。図５（Ａ）−（Ｃ）において、Ｂは第１のコイル幅、Ｄは第２のコア幅、Ａは第１のコア幅、Ｃ及びＣ１はそれぞれ中足及び外足のギャップ長、Ｅはコア穴高さ、Ｆは第２のコイル幅、Ｒ１，Ｒ３及びＲ４はそれぞれ外足，中足及び空気の磁気抵抗、ｌ及びｌ１はそれぞれ中足及び外足の磁路長、Φ１及びΦ２は外足の磁束、Φ３は中足の磁束、Φ４は漏れ磁束、Ｎは巻数、Ｉ１及びＩ２はそれぞれ電流値である。

図５に示すように、漏れ磁束Φ４を考慮すると、リアクトル１１の等価回路では、漏れ磁束Φ４が通る回路を有したものとなる。そして、本実施形態では、この漏れ磁束Φ４が通る回路を有した等価回路に基づいて、前述したコア１２の断面積、コア１２に形成するギャップ２１，２２あるいはコイル１５の巻数等の設計値が決定されている。

以下、漏れ磁束Φ４を考慮した磁気結合型のリアクトル１１の設計手法について説明する。

漏れている磁束が空気中を通っていると仮定し、磁気回路に空気の磁気抵抗分を追加して磁気回路方程式を解く。

キルヒホッフの第１法則より、式（２）の磁束の関係が得られ、また、キルヒホッフの第２法則より式（３）〜（５）が得られる。式（２）〜（５）を解くと、空気中に漏れる漏れ磁束Φ４の割合は、式（６）に示すように、中足１４と空気の磁気抵抗Ｒ３，Ｒ４から決まることが分かる。

そこで、本実施形態では、以上の知見に基づいて従来の設計方法を見なおし、リアクトル１１の形状設計のフローを、以下に示す漏れ磁束Φ４をパラメータとしたものに変更する。

磁束利用率βを設定し、空気の磁気抵抗（一般解化または固定値）から、式（６）を使って中足１４の磁気抵抗Ｒ３を算出する。

結合率αを設定し、求めた磁気抵抗Ｒ３から式（７）を用いて外足１３の磁気抵抗Ｒ１を算出する。

インダクタンスＬの関係の式（８）から、コイル１５の巻数Ｎを算出する。

式（９）に基づいて、コア１２の断面積Ｓを算出する。

コア幅Ａをパラメータとして、コア幅Ｄを決定する。

コイル幅Ｆをパラメータとして、式（１０）〜（１２）を算出する。

外足ギャップ長Ｃ１を式（１３）から算出する。

中足ギャップ長Ｃを式（１４）から算出する。

空気の磁気抵抗Ｒ４が一般解化されていないため、電流Ｉと磁束利用率βの関係に基づいて検討した形状で、空気の磁気抵抗Ｒ４を算出する。

ここで、各パラメータを、ｌ＝７８．８ｍｍ、Ｃ＝６．２ｍｍ、μ＝９５．８とし、磁束利用率βを４２％とすると、中足１４の磁気抵抗Ｒ３及び空気の磁気抵抗Ｒ４は以下の値になる。

Ｒ３＝９２６２６１４．４７６
Ｒ４＝６７０７４１０．４８３

求めた空気の磁気抵抗Ｒ４の抵抗値を使って、リアクトルが最小形状となる解の探索を行った結果、設計通りのリアクトルになり、磁束利用率βは、設計通りの９５％付近まで上昇した。

なお、設計条件は、Ｌ＝５０μＨ、Ｌ−Ｍ＝４０μＨ、最大電流＝１７５Ａ、結合率α＝２０％、磁束利用率β＝９５％とした。

以上、説明したように、本実施形態に係るリアクトルによれば、外足１３で発生する磁束Φ１，Φ２が外部の空気中へ漏れ出す漏れ磁束Φ４を含めて、コア１２の断面積、コア１２に設けるギャップ２１，２２あるいはコイル１５の巻数等の設計値が決定されているので、中足１４の磁束Φ３を外足１３の磁束Φ１，Φ２の合計に近づけて漏れ磁束Φ４の発生を抑えることができ、よって、漏れ磁束Φ４による電磁ノイズの発生や金属製のケースの発熱が抑えられる高効率なリアクトルとすることができる。

特に、漏れ磁束Φ４を含めて作成した等価回路に基づいて、設計値を決定することにより、漏れ磁束Φ４が極力抑えられた高効率なリアクトルとすることができる。

また、外足１３及び中足１４のギャップ２１，２２に、それぞれセラミックからなる非磁性体２３を設ければ、セラミックの表面の面粗さを小さくすることができ、外足１３及び中足１４との接触面に対する密着度を高め、インダクタンス値への影響を抑えて良好な性能を維持させることができる。

また、コア１２に、鉄粉を圧縮した圧粉コア材またはアモルファス系のコア材を用いることにより、鋼板を積層させたコアと比較して、損失の低減及びコストダウンを図ることができる。

図７は、前記リアクトルを有する電圧変換装置を備えたモータ駆動装置の概略ブロック図である。このモータ駆動装置１００は、直流電源Ｂ１と、直流電圧変換装置１１２と、インバータ１１４と、電圧センサー１２０，１２２と、電流センサー１２４と、コンデンサＣ１と、制御装置１１０とを備える。

直流電圧変換装置１１２は、リアクトルＬ１，Ｌ２と、ＮＰＮトランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２と、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２とを含む。

直流電源Ｂ１は、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成る。この直流電源Ｂ１の正極にはリアクトルＬ１，Ｌ２の一端が接続されている。リアクトルＬ１の他端は直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ１１，Ｑ１２の中間点（Ｑ１１のエミッタとＱ１２のコレクタとの接続点）に接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ１１のコレクタは電源ラインに接続され、ＮＰＮトランジスタＱ１２のエミッタはアースに接続されている。また、各ＮＰＮトランジスタＱ１１，Ｑ１２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードＤ１１，Ｄ１２が配置されている。

リアクトルＬ２の他端は直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ２１，Ｑ２２の中間点（Ｑ２１のエミッタとＱ２２のコレクタとの接続点）に接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ２１のコレクタは電源ラインに接続され、ＮＰＮトランジスタＱ２２のエミッタはアースに接続されている。また、各ＮＰＮトランジスタＱ２１，Ｑ２２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードＤ２１，Ｄ２２が配置されている。

したがって、リアクトルＬ１、ＮＰＮトランジスタＱ１１，Ｑ１２、およびダイオードＤ１１，Ｄ１２により、１つの電圧変換装置が構成され、リアクトルＬ２、ＮＰＮトランジスタＱ２１，Ｑ２２、およびダイオードＤ２１，Ｄ２２により、もう１つの電圧変換装置が構成される。

直流電源Ｂ１からの直流電圧が昇圧されるとき、ＮＰＮトランジスタＱ１１，Ｑ２１はオフされ、ＮＰＮトランジスタＱ１２，Ｑ２２は所定の周波数でオン／オフされる。そして、ＮＰＮトランジスタＱ１２がオン／オフされるタイミングは、ＮＰＮトランジスタＱ２２がオン／オフされるタイミングと１８０°ずれている。すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ１２は、ＮＰＮトランジスタＱ２２と相補的にオン／オフされる。なお、ＮＰＮトランジスタＱ１２，Ｑ２２がオンされる期間が長い程、それぞれ、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積される直流電力が増加し、直流電圧変換装置１１２が電源ラインに供給する直流電圧は高くなる。そして、リアクトルＬ１は、直流電力を蓄積することにより昇圧した直流電圧を、ＮＰＮトランジスタＱ１２がオフされたタイミングに同期して、ダイオードＤ１１を介して電源ラインへ供給し、リアクトルＬ２は、直流電力を蓄積することにより昇圧した直流電圧を、ＮＰＮトランジスタＱ２２がオフされたタイミングに同期して、ダイオードＤ２１を介して電源ラインへ供給する。

このように、直流電圧変換装置１１２は、相互に相補的に直流電圧を昇圧して電源ラインに供給する２相式の電圧変換装置である。

直流電源Ｂ１は、直流電圧を出力する。電圧センサー１２０は、直流電源Ｂ１の出力電圧ＢＶを検出し、その検出した出力電圧ＢＶを制御装置１１０へ出力する。

直流電圧変換装置１１２の出力である電源ラインとアースとの間には、コンデンサＣ１が配置されており、電源ラインの電圧（インバータ１１４の入力電圧）を安定化させている。すなわち、コンデンサＣ１は、インバータ１１４および交流モータＭ１側におけるリプル電流の発生を防止するために安定化した直流電圧をインバータ１１４に供給する。

電圧センサー１２２は、コンデンサＣ１の両端の電圧、すなわち、インバータ１１４の入力電圧ＩＶＶを検出し、その検出した入力電圧ＩＶＶを制御装置１１０へ出力する。

インバータ１１４は、Ｕ相アーム１１５と、Ｖ相アーム１１６と、Ｗ相アーム１１７とから成る。Ｕ相アーム１１５、Ｖ相アーム１１６、およびＷ相アーム１１７は、電源ラインとアースとの間に並列に設けられる。

Ｕ相アーム１１５は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６から成り、Ｖ相アーム１１６は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８から成り、Ｗ相アーム１１７は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ９，Ｑ１０から成る。また、各ＮＰＮトランジスタＱ５〜Ｑ１０のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ５〜Ｄ１０がそれぞれ接続されている。

各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成され、Ｕ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６の中間点に、Ｖ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８の中間点に、Ｗ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ９，Ｑ１０の中間点にそれぞれ接続されている。

電流センサー１２４は、交流モータＭ１の各相を流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流ＭＣＲＴを制御装置１１０へ出力する。

制御装置１１０は、電圧センサー１２０，１２２および電流センサー１２４により検出された検出値ＢＶ，ＩＶＶ，ＭＣＲＴと、モータの回転数ＭＲＮと、モータのトルク指令値ＴＲとに基づいて、インバータ１１４のＮＰＮトランジスタＱ５〜Ｑ１０をスイッチング制御して交流モータＭ１の駆動を制御するとともに直流電圧変換装置１１２のＮＰＮトランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２のスイッチングを制御する。

以上のモータ駆動装置１００は、直流電源Ｂ１が充電可能な二次電池（バッテリやキャパシタ）等で構成される場合について示したものであるが、直流電源Ｂ１が燃料電池等のように充電不可能なもので構成される場合には、図７に示す直流電圧変換装置１１２を図８に示すような構成とする。つまり、図７では上下アームともに半導体が必要であるが、図８では下アームにのみ半導体が必要となる。具体的には、上アームをダイオードＤ１１，Ｄ２１のみから構成し、かつ、下アームをトランジスタＱ１２，Ｑ２２から構成する、あるいは下アームを図７のように、トランジスタＱ１２，Ｑ２２とダイオードＤ１２，Ｄ２２とから構成する。

１１…リアクトル、１２…コア、１２Ａ…コイル巻回部（巻回部）、１２Ｂ…コイル非巻回部（非巻回部）、１３…外足、１４…中足、１５…コイル、２１，２２…ギャップ、２３…非磁性体、Ｈ…高さ寸法、Ｊ…接合面、Φ１，Φ２，Φ３…磁束、Φ４…漏れ磁束

Claims (7)

1. 外足及び中足を有する磁性体からなるコアの前記外足にコイルを巻回したリアクトルの設計方法であって、
   前記外足で発生する磁束が外部の空気中へ漏れ出す漏れ磁束を前記中足の磁気抵抗及び空気の磁気抵抗に基づき算出する工程と、
   前記算出した漏れ磁束を通る経路を有する等価回路を作成する工程と、
   前記等価回路に基づいて前記コアの断面積、前記コアに設けるギャップあるいは前記コイルの巻数からなる設計値を決定する工程と、
   を有するリアクトルの設計方法。
2. 前記外足及び前記中足に、それぞれ非磁性体を有するギャップを設けた請求項１に記載のリアクトルの設計方法。
3. 前記ギャップの非磁性体に、セラミックを用いた請求項２に記載のリアクトルの設計方法。
4. 前記コアに、鉄粉を圧縮した圧粉コア材またはアモルファス系のコア材を用いた請求項１から３のいずれか一項に記載のリアクトルの設計方法。
5. 前記コイルに、アルミニウムもしくは銅からなる丸線もしくは平角線を用いた請求項１から４のいずれか一項に記載のリアクトルの設計方法。
6. 前記コアは、前記コイルの巻回部に対して、前記コイルの非巻回部が、同一断面積を維持しつつ前記コイルの巻厚を含んだ高さ寸法と同一高さ寸法にされている請求項１から５のいずれか一項に記載のリアクトルの設計方法。
7. 前記コアは、別々に製造された前記外足と前記中足とを接合して構成したものであり、
   これらの外足と中足との接合面が、前記ギャップの形成面に対して直交する平面からなる請求項１から６のいずれか一項に記載のリアクトルの設計方法。

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