JP5701380B2 - 高調波成分をキャンセルする相関磁気装置 - Google Patents

高調波成分をキャンセルする相関磁気装置 Download PDF

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Description

本発明の分野
本発明の実施の形態は、低い高調波成分のＡＣ／ＤＣ及びＤＣ／ＡＣのコンバータ用の、高調波をキャンセルする相関磁気装置と、当該相関磁気装置を有する双方向のフロントエンドとに関する。
従来の技術の説明
パワー電子装置の普及した使用が、電力線の高調波汚染の最少化の要求を増大させた。電流の高調波成分の主な原因は、非線形電力負荷である。主要な非線形電力負荷は、６パルス整流器である。この６パルス整流器は、大半の３相電子機器に対するフロントエンドソリューションとして広く使用される。
電流高調波成分の有効な最少化がないならば、幾つかの問題が発生する。第一に、高調波成分が、公共の電源電圧の品質を毀損し得り、当該電源電圧の低い品質が、公共の配電網によって給電される多くの異なる種類の電子装置の故障及び／又は破損を引き起こす。さらに、高調波成分が、変圧器、電力線等のような電力配電網の構成要素中の過度な損失を引き起こしうる。さらに、高調波成分が、可聴周波数を有する。高調波成分によって汚染された電力線が、可聴機器設備の近くにあるならば、可聴歪みが誘起され得る。
様々な解決手段が、従来の技術において高調波成分の問題に対処するために使用された。多重パルス整流器、つまり１２パルス整流器が、改良された電流波形を有する簡単なインターフェースとして広く使用される。当該整流器は、高調波電流を減少し、非常に高い信頼性があるものの、幾つかの欠点を有する。第一に、当該整流器は、電気絶縁を作るための、嵩張り且つ高価な線周波数入力変圧器を必要とする。さらに、当該整流器は、電圧不平衡に敏感である。
高調波成分を抑制する高調波フィルタを有する６パルス整流器を使用することも公知である。当該高調波フィルタは、受動又は能動でもよい。受動フィルタは、低い電力損失を有するものの高価であり、寸法が大きく、重い。能動フィルタは、信頼性が低いとみなされ、電力損失がより高く、スイッチング歪みを呈し、かなり高価である。
別の公知の解決手段は、制御される能動スイッチとダイオードと高周波ラインリアクトルとを有する能動フロントエンドである。その寸法及び重さが魅力的であり、そのコストがその他の解決手段より低いとしても、当該能動フロントエンドは、幾つかの欠点を引き起こす。特に、当該能動フロントエンドは、信頼性が低いとして認識されていて、受動システムの、電力損失とスイッチング歪みとの調和をとることが困難である。
従来の技術では、高調波成分をキャンセルする相関磁気装置又は分配器が公知である。つまり、符号３００で付記された図１Ａ及び２中に示された非誘導式分配器と、符号５００で付記された図３Ａ中に示された誘導式分配器とが公知である。この誘導式分配器は、３相インダクタ４００（図４）と図１Ａ及び２の非誘導式分配器３００とから構成される。
図１及び３Ａ中に示されたように、誘導式又は非誘導式の、高調波成分をキャンセルする相関磁気装置又は分配器が、３相配電網又は電力線１００に接続可能な３つの電力入力部と、６つの電力出力部つまり各電力入力部に対する２つの電力出力部とを有する。一実施の形態では、当該相関磁気装置又は分配器が、各電力入力部に対して２つより多い電力出力部を有する。その結果、電力出力部の数が、９、１２等になり得る。これらの電力出力部が、３つの電力入力部に電気接続されていて、６相線形負荷２００に接続可能である。この場合には、変圧器の場合のような、電力入力部と出力部との間の電気絶縁がない。
当該３相配電網１００は、１２０°移相しているほぼ正弦波の３つの電圧を供給する。このとき、３つの電力入力部中に流れる３つの入力電流ＩＬ１，ＩＬ２，ＩＬ３間の当該移相が、図１Ｂ中に示されたように１２０°に等しい。当該電力線の電圧の振幅及び周波数が、特に地方条例に応じて変わる。しかし、周波数は等しく、ほとんどの用途では５０Ｈｚ又は６０Ｈｚに等しい。電圧は、通常は１００Ｖ〜１ｋＶにあり、例えば相間において４００Ｖｒｍｓである。５０Ｈｚ若しくは６０Ｈｚの周波数又は配電網１００の周波数を、以下ではシステムの基本周波数と呼ぶ。
当該３つの電力入力部に流れ且つ符号ＩＬ１又はＩＬ２又はＩＬ３を有するこれらの電流の各々を、以下ではコモン電流と呼ぶ。図１Ａが示すように、非誘導式分配器が、配電網１００の前方に設けられているときは、当該３つのコモン電流ＩＬ１，ＩＬ２，ＩＬ３は、配電網１００の電圧フェーザと同位相である。
この高調波成分をキャンセルする相関磁気装置又は非誘導式分配器若しくは誘導式分配器が、３相配電網と負荷との間に接続されているときは、当該相関磁気装置又は非誘導式分配器若しくは誘導式分配器が、コモン電流ＩＬ１，ＩＬ２，ＩＬ３の各々を、各電力出力部に流れる２つ以上の電流に分割する。図１Ａから１Ｃ中に示された場合には、当該相関磁気装置又は非誘導式分配器若しくは誘導式分配器が、コモン電流ＩＬ１，ＩＬ２，ＩＬ３の各々を２つの電流に分割する。つまり、コモン電流ＩＬ１が、２つの分割電流ＩＳ１．１，ＩＳ１．２に分割され、コモン電流ＩＬ２が、２つの分割電流ＩＳ２．１，ＩＳ２．２に分割され、コモン電流ＩＬ３が、２つの分割電流ＩＳ３．１，ＩＳ３．２に分割される。例えば図１Ｃ中に示されたようにこれらの電力出力部に流れる当該電流ＩＳ１．１，ＩＳ１．２，ＩＳ２．１，ＩＳ２．２，ＩＳ３．１，ＩＳ３．２は、全て同じ振幅を有し、電力入力部に流れる、対応する基本成分に対して既定の角度Φ／２だけ移相されている。当該角度Φの値と出力部の電力線の数とは、関連があり、負荷に依存する。
好適な一実施の形態では、２つの分割電流、例えばＩＳ１．１，ＩＳ１．２と対応するコモン電流、この場合にはＩＬ１との成す移相がそれぞれ、１５°の移相及び−１５°の移相であるように、角度Φの値は、３０°である。
説明したように、コモン電流、例えばＩＬ１が、２つの分割電流に分割される。つまり、当該コモン電流が、第１分割電流ＩＳ１．１と第２分割電流ＩＳ１．２とに分割される。第１分割電流ＩＳ１．１を、以下では進相分割電流と呼ぶ。第２分割電流ＩＳ１．２を、以下では遅相分割電流と呼ぶ。その他の、ＩＳ１．１，ＩＳ２．１及びＩＳ３．１は、進相分割電流であり、ＩＳ１．２，ＩＳ２．２及びＩＳ３．２は、遅相分割電流である。
好適な一実施の形態では、角度Φの値は、説明したように３０°である。この場合には、示された全てのフェーザに対して同じである、図１Ｃのこれらのフェーザの長さが、図１Ｂの各フェーザの長さの５１．７６％である。
図２中に示されたような従来の技術の非誘導式分配器３００は、別々の３つの磁気コア３００Ａ、３００Ｂ及び３００Ｃから成る。各磁気コアが、エアギャップを有さず、３つの垂直脚を有する。つまり、中央の垂直脚は、巻線３０２を有する巻線脚である。図２の上部は、当該従来の技術による非誘導式分割器の上面図である。図２の下部は、側面図である。
特開２０００−３５８３７２及び特開２００７−０２８８４６は、変圧器の除去を可能にするシステムと、図２中に示された別々の３つの鉄心を有する相関磁気装置を使用することによって寸法及び重量を減少させるための方法を記す。
図３Ａは、３相配電網１００と６相線形負荷２００との間に接続された従来の技術による誘導式分配器５００を示す。この誘導式分配器５００は、上述した非誘導式分配器３００を後続に伴う３相インダクタ４００によって構成される。
３相インダクタ４００の上面及び側面が、図４中に示されている。つまり、この３相インダクタ４００が、２つの継鉄４０５、３つの巻線脚４０３及び複数のエアギャップ４０２から構成される。すなわち、この３相インダクタ４００が、エネルギーを貯蔵できる。
誘導式分配器５００の磁気コアの総数は、少なくとも４つである、つまり３相インダクタ４００の磁気コアに非誘導式分配器３００の３つの磁気コアを加えた４つである。
この３相インダクタの存在が、配電網１００の電圧フェーザの各々間と対応する入力電流ＩＬ１又はＩＬ２又はＩＬ３の各々間に、破線によって示された、図３Ｂ中に示された遅れ角又は移相角δを引き起こす。また、説明したように、誘導式分配器５００が、当該電流ＩＬ１，ＩＬ２，ＩＬ３の各々を２つの電流ＩＳ１．１，ＩＳ１．２，ＩＳ２．１，ＩＳ２．２，ＩＳ３．１，ＩＳ３．２に分割する。電力出力部に流れるこれらの電流は、全て同じ振幅を有し、電力入力部に流れる対応する基本成分に対して既定の角度だけ移相している。図３Ｃ中に示されたように、遅れ角又は移相角δが、出力電流のフェーザ図中に依然として存在する。
一般に、非誘導式分配器３００又は誘導式分配器５００に接続されている負荷２００′が、ＤＣリンクを後方に伴う１２パルス整流器によって構成されている。この負荷２００′は、非線形であり、したがって高調波成分を生成する。この応用におけるＤＣリンクとは、１２パルス整流器に続く部分、つまりインバータ、モータードライブ又は直流電圧によって給電されるあらゆる装置を意味する。
非誘導式分配器３００を使用するか又は誘導式分配器５００を使用するかの選択は、ＤＣリンクのインピーダンスに依存する。
３相配電網１００、分配器、１２パルス整流器及びＤＣリンクから構成されているシステムでは、インダクタ又はチョークが使用され、連続通電モード又はＣＣＭがある。連続通電モード又はＣＣＭとは、電流が、整流器のダイオードのスイッチングサイクル間に決して零にならないことを意味する。これとは反対に、非連続通電モード（ＤＣＭ）では、電流が、スイッチングサイクルの一部の期間中に零になる。
図５中に示されたように、ＤＣリンクが高いインピーダンス（ＺＨ）を有する場合には、インダクタを有しない非誘導式分配器３００が好ましい。換言すれば、インダクタの存在が、ＤＣリンクによって保証される。その結果、当該分配器が、「非誘導式」でもよい。つまり、この分配器は、あらゆるインダクタを有しない。
誘導式分配器５００が、高いインピーダンスのＤＣリンクの整流器と低い（ＺＬ）インピーダンスのＤＣリンクの整流器との双方で適用可能である。何故なら、図６中に示されたように、ＣＣＭが、誘導式分配器５００内で構成される３相インダクタ４００によって保証されるからである。
高調波成分をキャンセルする１２パルス整流器又は低い高調波成分の電力変換装置のより一般的な解決手段は、分配器の前方にあるインダクタ又はチョークと結合された低いＤＣリンクインピーダンスを有する。換言すれば、誘導式分配器５００、つまり後続する非誘導式分配器３００を伴う３相インダクタ４００を使用することが、より一般的な解決手段である。この解決手段には、説明したような少なくとも４つの磁気コアを必要とする欠点がある。その結果、この解決手段は、嵩高であり且つ高価である。
図７及び８は、従来の技術の、非誘導式分配器又は誘導式分配器を有する高調波成分をキャンセルする１２パルス整流器の例を示す。図７及び８では、非誘導式分配器３００が、９つの巻線を有する。互いに電気結合され且つ磁気結合される３つの巻線が、各磁気コアのためにある。複数の巻線の、異なる数及び組み合わせが可能である。
従来の技術で説明された非誘導式分配器３００は、３つ以上の磁気コアによって構成される。さらに、これらの磁気コアの形が、可能な最適化、すなわち磁気装置のより低い寸法及びより低いコストを可能にするために設計されない。さらに、これらの巻線の総数が、かなり多い、つまり９つより多く、当該総数を減らすことが困難である。
最も一般的な場合である、このような非誘導式分配器が、低いインピーダンスのＤＣリンク整流器と組み合わせて使用されるときは、当該非誘導式分配器が、ＣＣＭを呈するために追加のインダクタ又はチョークを必要とする。その結果、システムの全体が、より多くの材料を必要とし、したがってより嵩高であり且つより高価である。
誘導式分配器及び非誘導式分配器のための従来の技術においてその他の表現で説明された解決手段は、低い高調波成分の電力変換装置のコスト及び寸法を減少させるために最適化されていない。
従来の技術より低いコスト及び小さい寸法を有する低い高調波成分の電力変換装置を可能にする解決手段が要求される。
より少ない材料を可能にし、従来の技術で使用される巻線の総数より少ない巻線の総数を可能にする磁気装置が要求される。
負荷と配電網との双方の不均衡に対して敏感でない低い高調波の電力変換装置を可能にする解決手段が要求される。
また、低い故障率、低い電力損失及び低いスイッチング歪みを呈する低い高調波成分の電力変換装置が要求される。
また、電力線の高調波成分を最小限にするための簡単な半導体回路を有する低い高調波成分の電力変換装置が要求される。
特開２０００−３５８３７２ 特開２００７−０２８８４６
本発明の簡単な説明
本発明の課題は、従来の技術より小さい寸法で、より軽量で、より低コストで、磁気装置のより良好な対称性を呈する当該磁気装置を提供することにある。
本発明の１つの課題は、従来の技術より少ない巻線数を可能にする形を有する磁気装置を提供することにある。
本発明の別の課題は、簡単な半導体回路を有する低い高調波成分の電力変換装置を提供することにある。
本発明によれば、これらの課題は、請求項１に記載の、高調波成分をキャンセルする相関磁気装置によって、当該磁気装置をＡＣ／ＤＣ電力変換装置（請求項１４）とＤＣ／ＡＣ電力変換装置（請求項１６）とで使用することによって、及び請求項１７に記載の、低い高調波成分の双方向のフロントエンドによって解決される。
本発明による磁気装置は、接続された１つの磁気コアを有する。この文脈内の形容詞「接続された」とは、完全に収容された１つの経路が、この磁気コアの任意の二点間に敷設され得ることを意味する。換言すれば、当該磁気装置が、エアギャップを有しない単一の磁気コアを有する。
当該磁気装置が、３相電力線又は３相配電網に接続可能な３つの電力入力部と、各電力入力部に対して少なくとも２つの電力出力部とを有する。好適な一実施の形態では、磁気装置が、６つの電力出力部、つまり各電力入力部に対して２つの電力出力部を有する。これらの電力出力部が、３つの電力入力部に電気接続されていて、負荷に接続され得る。
当該磁気装置が、３相配電網と負荷、例えば後方にＤＣリンクを伴う１２パルス整流器との間に接続されているときは、複数の電力出力部の各々に流れる電流の基本成分が、電力入力部に流れる電流の対応する基本成分に対して既定の角度だけ移相される。また、その角度の値が、この磁気装置に接続され得るパルス整流器に依存する。
第１の実施の形態では、磁気装置の磁気コアが、５つの脚、つまり３つの巻線脚と２つの非巻線脚とを有する長方形を成す。１つの巻線脚と１つの非巻線脚とが前後するように、これらの脚が交互に配置されている。巻線脚の断面積は、非巻線脚の断面積の２倍である。この実施の形態は、簡単で且つ容易な製造を可能にするものの、最適な対称性を有しない。
別の実施の形態では、磁気装置の磁気コアが、４つの脚、つまり中央の１つの非巻線脚と外側の３つの巻線脚とを有する。当該４つの脚は、同じ断面積を有する。この第２の実施の形態は、製造することがより容易でないものの、第１の実施の形態より良好な対称性を有する。つまり、この第２の実施の形態は、より良好なパラメータ値を特徴とする。
別の実施の形態では、磁気コアが、３つの星形巻線脚と３つのΔ形巻線脚とを有する三角形又は六角形を成す。上述したような完全に接続された１つの磁気コアを有するため、この星形巻線脚は、磁気コアの三角形又は六角形の輪郭内に包含され且つ当該輪郭に接続されたＹ字形の磁気コアを形成する。
六角形は、三角形に比べて磁気装置の寸法をより減少させることを可能にする。両場合において、巻線数が、従来の技術の解決手段より少ない。さらに、当該２つの実施の形態の対称性が、各星形巻線脚と各Δ形巻線脚とに対する磁気回路の等しい磁気抵抗を可能にする。
三角形又は六角形の磁気コアの場合には、相当のエネルギーが、磁気コアの外部の磁場内に貯蔵され得る。このような場合には、配電網１００の複数の電圧フェーザの各々と磁気装置の対応する入力電流ＩＬ１又はＩＬ２又はＩＬ３との成す遅れ角又は移相角δが、図３Ｂ中に示されたように観察され得る。磁気コアの外部のこのエネルギー貯蔵とは、六角形を成す磁気装置が、従来の技術の誘導式分配器５００のようであることを意味する。この場合には、両機能、つまりインダクタと誘導式分配器とが、単一で且つ接続された磁気コアを有する同じ磁気装置によって実施される。しかしながら、外部磁場を制御することが困難であるので、この磁気装置のインダクタンスの値を制御することが困難である。
有利には、本発明の磁気装置が、ＡＣ／ＤＣコンバータ又はＤＣ／ＡＣコンバータの双方で使用され得る。当該磁気装置が、例えば１２パルス整流器と組み合わせたＡＣ／ＤＣコンバータで使用されるときは、電流が、この磁気装置の複数の電力入力部又は複数の共通の経路からこの磁気装置の複数の電力出力部又は複数の分割経路に流れる。この場合には、この磁気装置が、電流分配器として働く。つまり、共通の１つの経路中の共通の電流が、複数の分割経路中で等しいものの移相した２つの分割電流に分割される。一実施の形態では、この共通の電流が、等しいものの移相した２つより多い分割電流に分割される。
磁気装置が、ＤＣ／ＡＣコンバータ内で使用されるときは、電流が、２つの分割経路から共通の１つの経路に分割される。この場合には、この磁気装置が、電流混合器として働く。両場合には、この磁気装置の動作が、高調波成分の電流を減少させる。この磁気装置を有するＡＣ／ＤＣコンバータ又はＤＣ／ＡＣコンバータでは、電気絶縁が不可能である。
従来の技術と比べた解決手段の利点は、特に４つの磁気コアの代わりに１つの磁気コアの可能性と、より良好な対称性とより少ない巻線数とを可能にする磁気装置用の磁気コアとにある。
当該解決手段は、低い高調波成分の電力変換装置の寸法、重量及びコストをさらに減少させる。
当該解決手段は、公知の多相の整流器のような相当に影響する高調波成分を排除するものの、配電網の電圧不平衡に敏感でない。
図面の簡単な説明
本発明は、例示され且つ図示された実施の形態の説明によってより良好に理解される。
３相電力線と６相直線負荷との間に接続された従来の技術の非誘導式分配器の図である。 従来の技術の非誘導式分配器の入力又はコモン電流の位相図である。 従来の技術の非誘導式分配器の進相分割電流と遅相分割電流とから成る分割電流の位相図である。 従来の技術の非誘導式分配器の上面図及び側面図である。 ３相電力線と６相直線負荷との間に接続された従来の技術の誘導式分配器の側面図である。 従来の技術の誘導式分配器の入力又はコモン電流の位相図である。 従来の技術の誘導式分配器の進相分割電流と遅相分割電流とから成る分割電流の位相図である。 従来の技術の３相誘導器の上面図及び側面図である。 従来の技術の非誘導分配器の応用を高インピーダンスのＤＣリンク１２パルス整流器で示す。 従来の技術の誘導式分配器の応用を低インピーダンスのＤＣリンク１２パルス整流器で示す。 従来の技術の非誘導式分配器の応用の例を高インピーダンスのＤＣリンク１２パルス整流器で示す。 従来の技術の誘導式分配器の応用の例を低インピーダンスのＤＣリンク１２パルス整流器で示す。 本発明による高調波成分をキャンセルする相関磁気装置の一実施の形態の上面図である。 本発明による高調波成分をキャンセルする相関磁気装置のこの一実施の形態の側面図である。 本発明による高調波成分をキャンセルする相関磁気装置のこの一実施の形態の上面図の断面を示す。 本発明による高調波成分をキャンセルする相関磁気装置のこの一実施の形態の別の側面図である。 本発明による高調波成分をキャンセルする相関磁気装置の別の実施の形態の上面図である。 本発明による高調波成分をキャンセルする相関磁気装置のこの別の実施の形態の側面図である。 本発明による高調波成分をキャンセルする相関磁気装置のこの別の実施の形態の上面図の断面を示す。 本発明による高調波成分をキャンセルする相関磁気装置のこの別の実施の形態の斜視図である。 本発明による高調波成分をキャンセルする相関磁気装置の別の実施の形態の正面図である。 本発明による高調波成分をキャンセルする相関磁気装置の別の実施の形態の正面図である。 図１１の装置の磁気コアの可能な実施の形態を示す。 図１２Ａの磁気コアの可能な部材を示す。 本発明の一面による装置のコア上の巻線と当該巻線との異なる実施の形態を電気回路の表現で示す。 本発明の一面による装置のコア上の巻線と当該巻線との異なる実施の形態を電気回路の表現で示す。 本発明の一面による装置のコア上の巻線と当該巻線との異なる実施の形態をＭＭＦベクトルの位相図で示す。 本発明の一面による装置のコア上の巻線と当該巻線との異なる実施の形態を電気回路の表現で示す。 本発明の一面による装置のコア上の巻線と当該巻線との異なる実施の形態を電気回路の表現で示す。 本発明の一面による装置のコア上の巻線と当該巻線との異なる実施の形態をＭＭＦベクトルの位相図で示す。 本発明の一面による装置のコア上の巻線と当該巻線との異なる実施の形態を電気回路の表現で示す。 本発明の一面による装置のコア上の巻線と当該巻線との異なる実施の形態を電気回路の表現で示す。 本発明の一面による装置のコア上の巻線と当該巻線との異なる実施の形態をＭＭＦベクトルの位相図で示す。 本発明の一面による装置のコア上の巻線と当該巻線との異なる実施の形態を電気回路の表現で示す。 本発明の一面による装置のコア上の巻線と当該巻線との異なる実施の形態を電気回路の表現で示す。 本発明の一面による装置のコア上の巻線と当該巻線との異なる実施の形態をＭＭＦベクトルの位相図で示す。 低インピーダンスのＤＣリンクと組み合わせた、本発明の幾つかの面による誘導装置を有する、一方向の電力流を呈する、高調波成分をキャンセルする１２パルス整流器を示す。 低インピーダンスのＤＣリンクと組み合わせた、本発明の幾つかの面による誘導装置を有する、一方向の電力流を呈する、高調波成分をキャンセルする１２パルス整流器を示す。 制御スイッチの回路網を有するＤＣ電流源と、本発明による装置の実施の形態とを備えるＤＣ／ＡＣインバータの図である。 制御スイッチの回路網を有するＤＣ電圧源と、本発明による装置の実施の形態とを備えるＤＣ／ＡＣインバータの図である。 低インピーダンスのＤＣリンクと組み合わせた、本発明の幾つかの面による誘導装置を有する、双方向の電力流を呈する、高調波成分をキャンセルする１２パルスフロントエンドを示す。 低インピーダンスのＤＣリンクと組み合わせた、本発明の幾つかの面による誘導装置を有する、双方向の電力流を呈する、高調波成分をキャンセルする１２パルスフロントエンドを示す。
本発明の可能な実施の形態の詳細な説明
本発明の磁気装置は、電力変換装置向けに設計されている。その使用が、コンバータによって３相電力線から通電された電流の高調波成分の減少を可能にする。当該磁気装置のコスト及び寸法は、従来の技術の解決手段に比べて低い。
図９Ａ，９Ｂ，９Ｃ及び９Ｄはそれぞれ、上面図、側面図、この上面図の断面図及び別の側面図である。この実施の形態では、装置１が、長方形の形を有し、５つの脚つまり３つの巻線脚１２と２つの非巻線脚１４とを有する、結合され且つエアギャップなしの磁気コアから成る。各巻線１４が、幾つかの巻線を有する１つのボビン２０を有する。
この装置は、従来の技術で公知の別々の３つのコアを単に結合することによっては得られない。３つの別々のコアが結合されると、巻線中に流れる電流によって発生された磁束の基本成分が相殺される。このとき、第３次高調波のような磁束の高調波成分だけが、この装置内に存在し、当該高調波成分が、１つ以上の非巻線脚を必要とする。
図９Ｄ中に示されたように、有利には、装置１の非巻線脚１２の断面の幅Ｗ１が、巻線脚１４の断面の幅Ｗ２より薄い。一実施の形態では、非巻線脚１２の断面の幅Ｗ１が、巻線脚１４の断面の幅Ｗ２の半分である。換言すれば、巻線脚１４の断面が、非巻線脚１２の断面の２倍である。このことは、従来の技術に比べて材料を節約すること及び装置１のより小さい寸法及び重さを可能にする。この場合には、分離された３つのコアが存在し、各コアに対して、断面Ｗ２を有する１つのリターンパスが存在する。
従来の技術：Ｗ２＋Ｗ２＋Ｗ２＝３＊Ｗ２（複数のリターンパスの全幅）
本発明： Ｗ１＋Ｗ１＝Ｗ２（複数のリターンパスの全幅）
本発明の装置１では、磁束の第３次高調波のような高調波だけが、非巻線脚１２中に存在し、これらの非巻線脚１２が、巻線脚１４中の磁束と同じピック又は最大値を有する。換言すれば、有利には、図９Ｄの実施の形態の磁気コア１０の設計及び形は、第３次高調波のような磁束の高調波が、磁気コア１０の巻線部１４を通過するリターンパスを有することを可能にする。さらに、磁気コア１０が、エアギャップを有しない。何故なら、この磁気コア１０は、エネルギーの貯蔵を意図するものではないからである。
装置１は、材料を節約することを可能にし、従来の変圧器と比べてより小さくてより軽い重量を有する。図９Ａ〜９Ｄの実施の形態における装置１の寸法が、システムによって変換された電力に依存する。例えば、３２ｋＷの１２パルス整流器の応用では、長さが３０ｃｍ未満であり、幅が１２ｃｍ未満であり、高さが２２ｃｍ未満である。この場合には、この装置の重量は、３５ｋｇ未満である。同じ電力に対しては、１２パルス整流器で使用される従来の変圧器の寸法は、約５０ｃｍ×２５ｃｍ×５０ｃｍであり、その重量は、約１５０ｋｇである。すなわち、本発明による装置１の寸法及び重量は、同じ電力の１２パルス整流器向けの従来の変圧器の寸法及び重量より小さくて軽い。
図１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ及び１０Ｄはそれぞれ、本発明による高調波成分をキャンセルする相関磁気装置の上面図、側面図、この上面図の断面図及び透視図である。この場合には、磁気コアが、星形の部分（上部及び底部）を有し、４つの脚つまり３つの星形巻線脚６０及び共通の１つのリターンパス脚７０を有する。このリターンパス脚７０は、非巻線である。同様に、当該磁気コアが、連結されていて且つ任意のエアギャップを有しない。
この実施の形態では、３つの星形巻線脚６０の断面が、共通のリターンパス脚７０の断面と同じである。同様に、リターンパスの断面の全幅が、Ｗ２であり、つまりこの場合にはこれらの巻線脚６０の断面に等しい非巻線脚７０の断面の幅である。このとき、図９Ａの装置内の２つの非巻線脚１２によって実施される機能が、図１０Ａの中央脚７０によって実施されることが分かる。この中央脚７０は、非巻線脚１２の断面の２倍の断面を有する。
図１０Ａ〜１０Ｄの実施の形態は、磁気コアの完全対称を保証し、複数の巻線脚６０周りの巻線に対して等しい条件を提供する。巻線脚６０の各々の磁束が、当該巻線脚６０と共通のリターンパス脚７０との双方を通過するリターンパスを有する。当該リターンパス脚７０中では、磁束の基本成分が相殺される。当該リターンパス脚７０は、磁束の高調波成分を伝えるために意図するものである。さらに、この実施の形態は、製造することが容易である。
両実施の形態、つまり長方形を成し且つ５つの脚を有する磁気コア（図９Ａ〜９Ｄ）と、星形の部分を成し且つ４つの脚を有する磁気コア（図１０Ａ〜１０Ｄ）とでは、巻線が、分離された３つの磁気コアを有する従来の技術の巻線のように設計される。
図１１Ａは、装置１の一実施の形態の正面図である。同様に、磁気コアが、結合されていて且つエアギャップを有しない。この磁気コアは、３つの星形巻線脚４０と３つのΔ形巻線脚３０とを有する三角形を成す。
当該３つのΔ形巻線脚３０は、磁気コア１０の三角形の輪郭の３つの側面である。上記に規定したように、完全に結合された磁気コア１０を有するため、星形巻線脚４０は、磁気コア１０の三角形の輪郭内に含まれ且つ当該三角形の輪郭に結合されたＹ字形の磁気コア部分を形成する。
換言すれば、この実施の形態では、３つの周辺脚３０が、Δ形に磁気結合されていて、３つの中心脚４０が、星形に磁気結合されている。図示されるように、この特有の対称形が、一実施の形態において６つに等しい巻線の総数を提供する。
図１１Ｂ中に示された好適な実施の形態では、装置の寸法をさらに減少するため、同様に、磁気コアが、３つの星形巻線脚４０と３つのΔ形巻線脚３０とを有するものの、六角形を成す。換言すれば、図１１Ｂの磁気コアが、三角形の頂点を３つの側面５０に交換することによって図１１Ａの三角形の磁気コアから得られる。
図１１Ｂの六角形の実施の形態の磁気コア１０が、図１２Ａ及び１２Ｂ中に示されたＣ字形の６つのサブコア４５によって有利に構成され得る。この場合には、星形巻線脚４０の断面が、必然的にΔ形脚３０の断面の２倍である。別の実施の形態では、星形巻線脚４０の断面が、Δ形脚３０の断面より大きい。
一実施の形態では、磁気コア１０が、薄板状の鉄又は強磁性のコアである。当該磁気コアは、積み重ねられたコア、つまり薄い導電層を積み重ねることによって製作されたコアでもよい。各層が、絶縁の薄い非導電層によって各層に隣接した層から絶縁されている。積層の効果は、渦電流を制限すること及び当該渦電流の大きさを減少させることである。より薄い積層が、損失を減少させるものの、構成することがより困難であり且つ費用がかかる。
図１２ＢのＣ字形のコア４５のようなカットコアは、ストリップ状の巻線コアであり、アニーリング後に浸漬され、次いで部分に切断され、重畳される。これらのコアが、ボビンの周りに非常に短期間で組み立てられるので、この実施の形態の装置１は、この装置を製造するためにより少ない時間で済む。
図１３Ａ〜１６Ｃは、本発明の一面による装置のコア上の巻線と当該巻線との異なる実施の形態を、電気回路の表現とＭＭＦベクトルの位相図とで示す。
図１３Ａの実施の形態では、装置が、その磁気コア１０上に６つの巻線を有する。特に、Δ形巻線脚３０の各々が、１つの分割巻線Ｓを有し、星形巻線脚４０の各々が、１つのスプリット／スプレッダ巻線Ｓ／Ｖを有する。当該巻線に対する名称を、図１３Ｃを参照して説明する。この図１３Ｃは、ＭＭＦ（起磁力）ベクトルを示す。
説明したような分割装置を設けるためには、各閉磁路のための以下の制約が満たされる必要がある。この磁気回路の複数のＭＭＦの和が零を有する必要がある。１つの巻線に関するＭＭＦが、この巻線の巻き数によって乗算されたこの巻線中に流れる電流の瞬時値によって印加される。換言すれば、１つの磁気回路のＭＭＦベクトルが１つの閉路を形成する必要があることを意味する。
図１３Ｃの実施の形態では、３つの磁気回路が存在する。これらの磁気回路の各々が、１つの三角形の閉路から成る。ＭＭＦベクトルＳ／Ｖ２．１，Ｓ３．２及びＳ／Ｖ３．１によって形成されたこの三角形の閉路では、Ｓ／Ｖ２．１が、スプリット進相ベクトル（Ｓ／Ｖ２．１が、図１３Ｂ中に示された電気回路内に流れる進相電流Ｉ２．１に対応するので、進相している）として働き、Ｓ３．２が、スプリット遅相ベクトルとして働き（Ｓ３．２が、遅相電流Ｉ３．２に対応するので、遅相している）、Ｓ／Ｖ３．１が、スプレッダ進相ベクトルとして働く（Ｓ／Ｖ３．１が、進相電流Ｉ３．１に対応しているので、進相している）。この場合には、Ｓ／Ｖ３．１が、スプレッダである。何故なら、このＳ／Ｖ３．１が、これらの３つのベクトルによって形成された三角形の閉路を閉じるからである。
ＭＭＦベクトルＳ／Ｖ３．１，Ｓ１．２及びＳ／Ｖ１．１によって形成された三角形では、Ｓ／Ｖ３．１が、スプリット進相ベクトルとして働き、スプレッダは、この場合にはＳ／Ｖ１．１である。何故なら、このＳ／Ｖ１．１が、これらの３つのベクトルによって形成された三角形の閉路を閉じるからである。同様に、ＭＭＦベクトルＳ／Ｖ１．１，Ｓ２．２及びＳ／Ｖ２．１によって形成された三角形では、Ｓ／Ｖ１．１は、スプリットであり、スプレッダは、この場合にはＳ／Ｖ２．１である。このＳ／Ｖ２．１は、上述したようにＭＭＦベクトルＳ／Ｖ２．１，Ｓ３．２及びＳ／Ｖ３．１によって形成された最初に検討した三角形におけるスプリットベクトルである。
巻線の少ない個数に起因して、巻線Ｓ／Ｖ１．１，Ｓ／Ｖ２．１及びＳ／Ｖ３．１が、検討されている磁気回路に依存してスプリット巻線又はスプレッダ巻線として働く。この実施の形態では、このようなスプリット／スプレッダ巻線は、全て進相巻線である。何故なら、これらの巻線は、図１３Ｂ中に示された電気回路内に流れる進相電流Ｉ１．１，Ｉ２．１及びＩ３．１に対応するからである。
図１４Ａ及び１４Ｃは、別の実施の形態を示す。この別の実施の形態では、装置が、６つの巻線を有する。巻線の少ない個数に起因して、同様に、Ｓ／Ｖ１．２，Ｓ／Ｖ２．２．及びＳ／Ｖ３．２のような幾つかの巻線が、検討されている磁気回路に依存してスプリット巻線又はスプレッダ巻線として働く。この実施の形態では、このようなスプリット／スプレッダ巻線が、全て遅相巻線である。何故なら、これらの巻線は、図１４Ｂ中に示された電気回路内に流れる遅相電流Ｉ１．２，Ｉ２．２及びＩ３．２に対応するからである。
図１３Ａ及び１４Ａの両場合には、スプリット巻線が、Δ形脚３０の周りに巻き付けられていて、スプリット／スプレッダ巻線が、星形脚４０の周りに巻き付けられている。
図１５Ａ〜１５Ｃは、別の実施の形態を示す。この実施の形態では、装置が、９つの巻線を有する。当該場合には、巻線の当該個数が、スプリット／スプレッダ巻線を有さないものの、単一機能を有する巻線、つまりスプリット巻線又はスプレッダ巻線で十分である。この場合には、符号Ｖ１，Ｖ２及びＶ３によって示されたスプレッダ巻線が、星形脚４０の周りに常に巻き付けられている。Δ形巻線脚３０の各々が、１つのスプリット進相巻線（Ｓ１．１，Ｓ２．１及びＳ３．１）と１つの遅相巻線（Ｓ１．２，Ｓ２．２，Ｓ３．２）とを有する。
図１５Ｂ中に示されたように、当該場合には、装置の電気回路内の３つの共有路の各々が、スプレッダ巻線である１つの巻線を有する。
一般に、各スプリット巻線が、１つの分割電流を通電し、各スプレッダ巻線が、１つの相電流つまりＩＬ１，ＩＬ２，ＩＬ３を通電する。スプレッダ巻線Ｖは、任意の種類の巻線でもよい。一実施の形態では、装置の脚のスプレッダ巻線Ｖが、同じ装置の別の脚のスプリット巻線Ｓになり得る。別の実施の形態では、ベクトルスプレッダ巻線Ｖが、外部巻線でもよい。この場合には、巻線Ｖ中に流れる電流は、外部の制御可能な電流である。
図１５Ｃ中に示されたＭＭＦの閉鎖路は、図１３Ｃ及び１４Ｃの場合のような三角形ではないものの、この閉鎖路は、四角形を含む。
図１６Ａ〜１６Ｃは、別の実施の形態を示す。この実施の形態では、装置が、９つの巻線を有する。
六角形の磁気コアのこの場合には、相当なエネルギーが、磁気コア外部の磁場内に貯蔵され得る。当該場合には、配電網１００の電圧フェーザの各々と磁気装置の対応する入力電流ＩＬ１又はＩＬ２又はＩＬ３との成す、図３Ｂ中に示された遅相角又は移相角δが、観察され得る。磁気コアの外部のこのエネルギー貯蔵とは、六角形を成す磁気装置が、従来の技術の誘導式分配器５００に類似することを意味する。この場合には、両機能である誘導式分配器及び非誘導式分配器が、単一で且つ結合された磁気コアを有する同じ装置によって実施される。しかしながら、この装置のインダクタンスの値を制御することは困難である。何故なら、外部磁場を制御することが難しいからである。
電力変換装置内で磁気装置１を使用することは、第５次、第７次、第１７次、第１９次、第２９次及び第３１次の高調波の除去を可能にする。試験は、全高調波歪（ＴＨＤ）が１３％未満になり得ることを示した。例えば、ＤＣリンクのチョークを有する６ダイオード整流器の場合には、高調波成分が除去されず、全高調波歪が、４０％未満である。
図１３Ｂ，１４Ｂ，１５Ｂ及び１６Ｂの電気回路内に示されたように、本発明による装置１は、１つの相（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３）に属する３つの共有路と、異なる１つの相に属する２つの分割路とを有する。別の実施の形態では、分割路の数が、２つより多くてもよい。上述したように、この装置が、ＡＣ／ＤＣ電力変換装置内で使用され、このときに電力流が、ＡＣ入力部からＤＣ入力部に流れるときに、この装置１が、ベクトル電流分配器として働く。実際には、共有路内に流れる電流が、２つ以上の同一であるものの、移相した、分割路内に流れる成分に分割される。別の実施の形態では、当該分割路の数は、３つ以上でもよい。
有利には、装置１が、ＤＣ／ＡＣ電力変換装置内で使用され得る。当該場合には、電力流が、ＤＣ入力部からＡＣ出力部に流れ、この装置１が、ベクトル電流混合器として働く。実際には、分割路内に流れる電流が、１つの共有路内に入力される。この場合にも、これらの分割路の数は、３つ以上でもよい。
換言すれば、３相配電網１００に接続可能な３つの入力線の各相に対して、１つのベクトル電流分配／混合装置１が使用され得る。この装置が、分配器として働くときは、この装置が、１つの入力電流を、制御可能な移相及び振幅を有する２つ以上の分割電流に分割する。この装置が、混合器として働くときは、この装置が、制御可能な移相及び振幅を有する２つ以上の分割電流を、１つの出力電流に結合する。
本発明による装置１の共有路が、スプレッダ巻線を有しなくてもよく（図１３Ｂ及び１４Ｂ）又は１つのスプレッダ巻線を有し得る（図１５Ｂ及び１６Ｂ）。複数の分割路の各々が、１つのスプリット／スプレッダ（図１３Ｂ及び１４Ｂ）巻線又はスプリット（図１５Ｂ及び１６Ｂ）巻線を有する。当該共有路及び分割路内の巻線の数及び位置に応じて、異なる種類の装置から成る分類が成され得る。
分割路内に流れる分割電流の基本周波数成分の振幅が等しく、複数の分割電流の複数の基本周波数成分間の移相が、既定の角度に等しいように、巻線の個数が選択される。好適な実施の形態では、この角度の値は、３０°である。
図１７は、本発明の幾つかの実施の形態による磁気部品又は装置１を有するＡＣ／ＤＣ電力変換装置を示す。この図では、この装置が、図９Ａ〜９Ｄの実施の形態のように長方形の形を成し且つ５つの脚を有する。この代わりに、星形の部分と４つの脚とを有する図１０Ａ〜１０Ｄの装置が使用されてもよい。
ＤＣリンクが、コンデンサＣＤＣの存在によって概略的に示された低いインピーダンスを有する。したがって、ＣＣＭを有するためには、インダクタ４００が要求される。
装置１は、６つの出力を有する。何故なら、この装置が、３つの共有電流の各々を２つの分割電流に分割するからである。これらの出力のうちの３つの出力が、１２ダイオード整流器に送られる。ＤＣ出力を生成するため、これらのダイオードの出力が、図１７中に示されたように結合される。この場合には、複数の分割路内に流れる２つの電流間の位相差の値が、３０°に等しい。ＤＣリンクが、コンデンサＣＤＣと一般負荷１７とによって示されている。
装置１が、１８パルス整流器つまり３つの６パルス整流器に接続されている場合には、この装置１が、９つの出力線を有する。何故なら、この装置１が、３つのコモン電流の各々を３つの分割電流に分割するからである。この場合には、連続する２つの分割路内に流れる２つの電流間の位相差の値が、２０°に等しい。
図１８は、本発明の一実施の形態による磁気部品又は装置１を有するＡＣ／ＤＣ電力変換装置を示す。この図では、図１１の実施の形態のように六角形を成す。
ＤＣリンクが、コンデンサＣＤＣの存在によって概略的に示されたように低いインピーダンスを有するとしても、このような場合には、追加のインダクタ４００が必要とされない。何故なら、上述したように、六角形の磁気コアの場合には、相当なエネルギーが、磁気コア外部の磁場内に貯蔵され得るからである。磁気コアの外部のこのエネルギー貯蔵とは、六角形を成す磁気装置が、従来の技術の誘導式分配器５００に類似することを意味する。この場合には、両機能である誘導式分配器及び非誘導式分配器が、単一で且つ結合された磁気コアを有する同じ装置によって実施される。従来の技術の、図８中に示された解決手段に比べて、この場合には、４つの磁気コアの代わりにただ１つの磁気コアが使用される。
装置１の上の矢印によって示されたように、両図１７及び１８では、電力流が、一方向であり、特にこの電力流が、交流から直流に移動する。
説明したように、装置１は、ＤＣ／ＡＣインバータ内の混合器としても使用され得る。図１９及び２０は、装置１を有するＤＣ／ＡＣコンバータを示す。説明したように、このような場合には、この装置が、電流混合器として働く。このＤＣ／ＡＣコンバータは、１２以上のパルスブリッジの制御スイッチ６００を有する。一実施の形態では、これらのアクティブスイッチは、トランジスタ又は絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）である。図示されなかった駆動回路が、これらのアクティブスイッチの状態を変えるために配置されている。図１９は、直流電流源４０１を有するＤＣ／ＡＣインバータを示す。図２０は、直流電圧源４０２とインダクタ４００とを有するＤＣ／ＡＣインバータを示す。
装置１が、ＤＣ／ＡＣ電力変換装置内で使用されるときは、この装置１が、複数の分割電流の各対をコモン電流に混合する。別の実施の形態では、混合するための分割電流の数が、９つ以上である。
３相配電網１００と１２パルス整流器との間に接続された装置１が、既定の方向の直流電流と既定の極性の直流電圧とを生成する。サイリスタが、ダイオードの代わりに１２パルス整流器内で使用されるときは、直流電圧が、その極性を変更できる。当該合成位相制御コンバータは、ＡＣ／ＤＣ整流器又はＤＣ／ＡＣインバータ（２クワドラントコンバータ）として働き得る。
両図２１及び２２中の装置１の上の矢印によって示された本発明の別の側面によれば、コンバータ内の交流部分と直流部分との間の電力流が、双方向になり得る。実際には、符号７００が、電力負荷と電源との双方を示す。このような場合には、双方向のフロントエンドを構成するため、１２パルス整流器のダイオードの各々が、並列にある複数の制御スイッチを有する。
当該電力負荷と電源との双方は、回生ブレーキを有する、列車のモータ又は電気自動車又はエレベータ用に有利に使用され得る。自動車の相当な運動エネルギー及び／又は（上昇による）相当な位置エネルギーが、従来の制動のように当該エネルギーを熱として消失する代わりに有用な形態のエネルギーに変換され得る。当該変換されたエネルギーが、その他の自動車によって使用するために配電網に戻され得る。
低い高調波成分で双方向の当該フロントエンドは、
・３相配電網１００と、
・図１１〜１６Ｃの実施の形態（六角形）による高調波成分をキャンセルする相関磁気装置１と、
・並列にある複数の制御スイッチを有する１２パルス整流器と、
・電源又は負荷７００と、
から構成される。
この場合には、説明したように、追加のインダクタ４００が要求されない。
別の実施の形態では、９Ａ〜９Ｄ（四角形及び５つの脚）による又は図１０Ａ〜１０Ｄ（星形の部分及び４つの脚）による磁気装置が使用されるときは、低い高調波成分で双方向の当該フロントエンドの磁気装置１が、インダクタ４００をさらに有する。
１ 磁気装置
１０ 磁気コア
１２ 非巻線脚
１４ 巻線脚
１７ 一般負荷
２０ ボビン
３０ Δ形巻線脚
４０ 星形巻線脚
４５ サブコア
５０ 側面
６０ 星形巻線脚
７０ リターンパス脚、中心脚
１００ ３相配電網
２００ ６相線形負荷
２００′ 負荷
３００ 非誘導式分配器
３０２ 巻線
３００Ａ 非誘導式分配器
３００Ｂ 非誘導式分配器
３００Ｃ 非誘導式分配器
４００ ３相インダクタ
４０１ 直流電流源
４０２ 直流電圧源
４０３ 巻線脚
４０４ エアギャップ
４０５ 継鉄
５００ 誘導式分配器
６００ 制御スイッチ
７００ 電力負荷及び電源

Claims (7)

  1. 接続されている磁気コアと、３相配電網に接続可能な３つの電力入力部と、各入力部に対する少なくとも２つの電力出力部とを有する高調波成分をキャンセルする相関磁気装置であって、
    前記電力出力部が、前記３つの電力入力部に電気接続されていて且つ負荷に接続可能であり、
    前記磁気装置が、前記３相配電網と前記負荷との間に接続されているときに、前記少なくとも２つの電力出力部の各々に流れる分割電流の基本成分が、前記電力入力部に流れるコモン電流の基本成分に対して既定の角度だけ移相される当該高調波成分をキャンセルする相関磁気装置において、
    前記磁気コアが、四角形を成し、３つの巻線脚と２つの非巻線脚とを有し、前記非巻線脚の断面が、前記巻線脚の断面より薄い当該高調波成分をキャンセルする相関磁気装置。
  2. 前記非巻線脚（１２）の断面は、前記巻線脚（１４）の断面の半分である請求項１に記載の高調波成分をキャンセルする相関磁気装置。
  3. 前記磁気コア（１０）は、薄板状の鉄又は強磁性のコアである請求項１に記載の高調波成分をキャンセルする相関磁気装置。
  4. 各電力入力部に対する電力出力部の数が、２つに等しく、前記既定の角度の値が、複数の前記出力部の一方の出力部に対して１５°に等しく、これらの出力部の他方の出力部に対して−１５°に等しい請求項１に記載の高調波成分をキャンセルする相関磁気装置。
  5. 前記磁気装置が、前記３相配電網と前記負荷との間に接続されているときは、各電力入力部に対する前記少なくとも２つの電力出力部の各々に流れる前記分割電流の複数の前記基本成分が、同じ振幅を有する請求項１に記載の高調波成分をキャンセルする相関磁気装置。
  6. 低い高調波成分の双方向フロントエンドにおいて、
    当該双方向フロントエンドが、３相電力線と、請求項１〜５のいずれか１項に記載の高調波成分をキャンセルする相関磁気装置と、１２パルス整流器と、電源又は負荷とを有し、前記１２パルス整流器では、各ダイオードが、並列にある複数の制御スイッチを有する当該双方向フロントエンド。
  7. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の高調波成分をキャンセルする相関磁気装置が、インダクタをさらに有する請求項６に記載の低い高調波成分の双方向フロントエンド。
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