JP5673087B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電磁力によって軸支持を行うベアリングレスモータまたは磁気軸受モータに適用されるモータ制御装置に係り、特に、回転速度が変化しても振れ回りの少ない軸変位指令値で軸支持制御が可能なモータ制御装置に関する。

モータの軸を非接触で支持する技術として、磁気軸受やベアリングレスモータが知られている。図１０に示すように一般的なベアリングレスモータ２の制御装置１ａでは、軸支持制御部２０において、フィードバックにより軸支持制御が行われる。

まず、ベアリングレスモータ２の水平方向をα軸、鉛直方向をβ軸と定め、ベアリングレスモータ２の軸変位α、βをギャップセンサ２１により検出する。軸変位指令値α^*，β^*と前記軸変位検出値α，βとを減算器２２ａ，２２ｂにおいて各々比較し、この比較で得られた偏差をＰＩＤアンプ（比例・積分・微分制御器）２３ａ，２３ｂに入力し、軸支持力指令値Ｆ_α ^*，Ｆ_β ^*を演算する。

軸支持変調器２４により軸支持力指令値Ｆ_α ^*，Ｆ_β ^*の変調演算を行い、軸支持電流指令値ｉ_Sα ^*，ｉ_Sβ ^*を求め、ＡＣＲ（電流制御器）により指令値通りの電流を出力することでベアリングレスモータ２の軸支持を行う。

しかし、回転するモータ軸にはジャイロ効果が発生する。

例えば、２つのユニットを有するモータ制御装置において、ユニット１とユニット２におけるモータ軸の変位αが、各々のセンサ出力の誤差や制御誤差などにより不一致となり、α軸においてモータ軸に傾きが生じた場合を考える。モータ軸の重心位置がユニット１とユニット２の中点からずれているため、モータ軸回転によりユニット１側とユニット２側で異なる大きさや向きの遠心力が働くことが挙げられる。また、ユニット１側とユニット２側でアンバランスの程度が異なる原因は、軸の加工精度や芯出し精度、または、負荷と接続したことにより片側のアンバランスが増大した、等が考えられる。このように、α軸に傾きが生じた場合、ジャイロ効果によりβ軸方向に対して、モータ軸に傾きを生じさせる力が働く。すなわち、モータ軸に傾きがある場合、ジャイロ効果によって、α軸とβ軸の軸変位の関係に結びつきを生じさせる。 図１０に示すように各ユニットで独立した制御を行う方法では、各々のユニットで変位抑制が独立しているため、ジャイロ効果による振れ回りを抑制できず、モータ軸の傾きを抑制することが不十分であった。特に、ジャイロ効果は、回転数が増加しモータ軸が太く短くなるほど大きくなるため、このような条件ではジャイロ効果を打ち消す必要がある。

特開平０９−１２６２３８号公報

「Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｂｅａｒｉｎｇｓ ａｎｄ Ｂｅａｒｉｎｇｌｅｓｓ Ｄｒｉｖｅｓ」

非特許文献１（ｐ９４、図４．６）には、協調制御の例が開示されている。この協調制御では、モータ軸の変位検出信号を並進運動（モータ軸が制御中心に対して、α軸、β軸方向にどの程度変位するのか）と回転運動（モータ軸が水平状態からどの程度傾くのか）とに分離し、それぞれ異なるゲインＧｃｐ，Ｇｃｒを適用して、ジャイロ効果を打ち消している。

しかし、負荷を接続することで慣性モーメントが変化してしまうと、適切なゲインも変化してしまう。その結果、その度に手動でゲインを調整することや、負荷の慣性モー メントを測定するなどの作業が必要となり、調整に多くの時間を要していた。

また、非特許文献１ではモータ軸のアンバランスに起因する振れ回りを抑制する効果はないため、別途、振れ回り抑制制御を適用する必要がある。

特許文献１は、ＶＳＳオブザーバとＶＳＣコントローラを使用して「モータ軸の振れ回り」と「ジャイロ効果」を抑制する技術である。しかし、この方式はＶＳＳオブザーバの伝達関数を設計する必要がある。またＶＳＣコントローラの設計にはシステム に対応した非線形関数が必要である。このため、事前の試運転やシミュレーションなどで伝達関数や非線形関数を求める必要 があり、複雑な演算でそれぞれの関数の次数や係数を推定しなければならない。さらに、負荷変動などで特性が変化した場合は設計をやり直す必要がある。

以上示したようなことから、複数のユニットを有するモータ制御装置において、大きな負担を必要とせずに、モータ軸の振れ回りを抑制することが主な課題となる。

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、電磁力によって軸支持を行う複数のベアリングレスモータまたは磁気軸受モータを制御するモータ制御装置であって、前記モータの軸変位検出値と軸変位指令値との偏差に応じた軸支持力指令値に基づいて生成するゲート信号により、軸支持側インバータを制御する各モータの軸支持制御部と、前記軸変位検出値から、軸変位検出値の並進運動成分と回転運動成分とを求め、前記並進運動成分と回転運動成分のそれぞれについて、ローパスフィルタによって、軸の回転周波数に同期した直流成分の信号のみを抽出し、周期外乱オブザーバによって前記直流成分の信号に基づいて外乱を推定し、前記推定した外乱を抑制する軸変位指令値を演算する振れ回り抑制制御部と、を備え、前記軸支持制御部において、前記軸変位指令値の並進運動成分と回転運動成分に基づき、各モータの軸変位指令値を算出することを特徴とする。

また、その他の態様は、電磁力によって軸支持を行う複数のベアリングレスモータまたは磁気軸受モータを制御するモータ制御装置であって、前記モータの軸変位検出値と軸変位指令値との偏差に応じた軸支持力指令値に基づいて生成するゲート信号により、軸支持側インバータを制御する各モータの軸支持制御部と、前記軸支持力指令値から、軸支持力指令値の並進運動成分と回転運動成分とを求め、前記並進運動成分と回転運動成分のそれぞれについて、ローパスフィルタにより、軸の回転周波数に同期した直流成分の信号のみを抽出し、周期外乱オブザーバによって前記直流成分の信号に基づいて外乱を推定し、前記推定した外乱を抑制する軸変位指令値を演算する振れ回り抑制制御部と、を備え、前記軸支持制御部において、前記軸変位指令値の並進運動成分と回転運動成分に基づき、軸変位指令値を算出することを特徴とする。

また、その他の態様は、電磁力によって軸支持を行う複数のベアリングレスモータまたは磁気軸受モータを制御するモータ制御装置であって、前記モータの軸変位検出値と軸変位指令値との偏差に応じた軸支持力指令値に基づいて生成するゲート信号により、軸支持側インバータを制御する各モータの軸支持制御部と、前記軸支持力指令値から、軸支持力指令値の並進運動成分と回転運動成分とを求め、前記並進運動成分と回転運動成分のそれぞれについて、ローパスフィルタにより、軸の回転周波数に同期した直流成分の信号のみを抽出し、周期外乱オブザーバによって前記直流成分の信号に基づいて外乱を推定し、前記推定した外乱を抑制する軸支持力指令値を演算する振れ回り抑制制御部と、を備え、前記軸支持制御部において、前記軸支持力指令値の並進運動成分と回転運動成分に基づき、軸支持力指令値を補正することを特徴とする。

また、その他の態様は、電磁力によって軸支持を行う複数のベアリングレスモータまたは磁気軸受モータを制御するモータ制御装置であって、前記モータの軸変位検出値と軸変位指令値との偏差に応じた軸支持力指令値に基づいて生成するゲート信号により、軸支持側インバータを制御する各モータの軸支持制御部と、スイッチにおいて、軸変位検出値または軸支持力指令値のうち一方を入力し、前記軸変位指令値または軸支持力指令値から、軸変位指令値または軸支持力指令値の並進運動成分と回転運動成分とを求め、前記並進運動成分と回転運動成分のそれぞれについて、ローパスフィルタにより、軸の回転周波数に同期した直流成分の信号のみを抽出し、周期外乱オブザーバによって前記直流成分の信号に基づいて外乱を推定し、前記推定した外乱を抑制する軸変位指令値を演算する振れ回り抑制制御部と、を備え、前記軸支持制御部において、前記軸変位指令値の並進運動成分と回転運動成分に基づき、軸変位指令値を算出することを特徴とする。

また、前記振れ回り抑制制御部を複数並列に接続し、各々で算出された指令値の並進運動成分と回転運動成分をそれぞれ加算しても良い。

また、前記周期外乱オブザーバは、システム同定によって複素数で表現された実システムの伝達特性の逆関数を前記直流成分の信号に積算して、実システムの伝達特性が打ち消された値を算出し、この実システムの伝達特性が打ち消された値から、軸変位指令値が実システムを通過せず検出遅延だけを付加した値を減算して、外乱を推定しても良い。

本発明によれば、複数のユニットを有するモータ制御装置において、大きな負担を必要とせずに、モータ軸の振れ回りを抑制することが可能となる。

実施形態１におけるモータ制御装置の駆動制御部，軸支持制御部を示すブロック図である。 実施形態１におけるモータ制御装置の振れ回り抑制制御部を示すブロック図である。 係数Ｑａｍ，Ｑｂｍ測定時の振れ回り抑制制御部を示すブロック図である。 実施形態２におけるモータ制御装置の駆動制御部，軸支持制御部を示すブロック図である。 実施形態２におけるモータ制御装置の振れ回り抑制制御部を示すブロック図である。 実施形態３におけるモータ制御装置の駆動制御部，軸支持制御部を示すブロック図である。 実施形態３におけるモータ制御装置の振れ回り抑制制御部を示すブロック図である。 実施形態４におけるモータ制御装置の振れ回り抑制制御部を示すブロック図である。 実施形態５におけるモータ制御装置の振れ回り抑制制御部を示すブロック図である。 従来のモータ制御装置を示すブロック図である。

［実施形態１］
本実施形態１におけるモータ制御装置１ｂのブロック図を図１，図２に示す。本実施形態１におけるモータ制御装置１ｂは、図１，図２に示すように、２つのユニットを有し、軸を回転駆動させる駆動制御部１０ａ，１０ｂと、軸変位を検出して軸支持力を発生させる軸支持制御部２０ａ，２０ｂと、外乱およびジャイロ効果を抑制する軸変位指令値の並進運動成分と回転運動成分を出力する振れ回り抑制制御部３０ａ，３０ｂと、を有する。

駆動制御部１０ａ，１０ｂは、ロータリーエンコーダ１１によりベアリングレスモータ２ａ，２ｂの軸の回転角度θを検出し、この回転角度θに基づいて速度検出器１２ａ，１２ｂにより軸の回転角速度ωを検出する。次に、減算部１３ａ，１３ｂにより、前記検出した軸の回転角速度ωと角速度指令値ω^*とを比較して角速度偏差Δωを求め、この角速度偏差ΔωをＰＩアンプ１４ａ，１４ｂに入力し、ｑ軸のトルク電流指令値ｉ_mq1 ^*，ｉ_mq2 ^*を算出する。また、ｄ軸の励磁電流指令値ｉ_md1 ^*，ｉ_md2 ^*は零で固定されている。

電流検出器ＣＴ１，ＣＴ３により検出されたインバータ出力電流検出値を、ｄｑ変換器１５ａ，１５ｂにおいてｄｑ変換することにより、実際のｑ軸のトルク電流検出値ｉ_mq1，ｉ_mq2とｄ軸の励磁電流検出値ｉ_md1，ｉ_md2に変換する。この実際のトルク電流検出値ｉ_mq1，ｉ_mq2，励磁電流検出値ｉ_md1，ｉ_md2と前記トルク電流指令値ｉ_mq1 ^*，ｉ_mq2 ^*，励磁電流指令値ｉ_md1 ^*，ｉ_md2 ^*とを、減算器１６ａ〜１６ｄによりそれぞれ比較して電流偏差Δｉ_mq1，Δｉ_mq2，Δｉ_md1，Δｉ_md2を求め、この電流偏差Δｉ_mq1，Δｉ_mq2，Δｉ_md1，ΔＩ_md2から電流制御器ＡＣＲによりインバータ電圧指令値Ｖｑ₁ ^*，Ｖｄ₁ ^*，Ｖｑ₂ ^*，Ｖｄ₂ ^*を算出する。

このインバータ電圧指令値Ｖｑ₁ ^*，Ｖｄ₁ ^*，Ｖｑ₂ ^*，Ｖｄ₂ ^*をｄｑ逆変換器１７ａ，１７ｂにより固定座標上のインバータ電圧指令値に変換する。前記固定座標上のインバータ電圧指令値はＰＷＭ変調器１８ａ，１８ｂによりＯＮ／ＯＦＦのゲート信号に変換され、このゲート信号に基づいてインバータＩＮＶ１ａ，ＩＮＶ１ｂからベアリングレスモータ（または、磁気軸受モータ）２ａ，２ｂに電圧を出力する。

軸支持制御部２０ａ，２０ｂは、ギャップセンサ２１ａ，２１ｂによりベアリングレスモータ（または、磁気軸受モータ）２ａ，２ｂの軸変位α１，α２，β１，β２を検出する。軸変位指令値の並進運動成分αｐ^*，βｐ^*と回転運動成分αｒ^*，βｒ^*とを加算器２２ａ，２２ｂにより加算し、ユニット１のモータ軸変位指令値α₁ ^*，β₁ ^*を求める。また、軸変位指令値の並進運動成分αｐ^*，βｐ^*から回転運動成分αｒ^*，βｒ^*を減算器２２ｃ，２２ｄにより減算し、ユニット２の軸変位指令値α２^*，β２^*を求める。

軸変位検出値α１，β１，α２，β２と前記軸変位指令値α１^*，β１^*，α２^*，β２^*とを減算器２３ａ〜２３ｄによりそれぞれ比較して軸変位偏差Δα１，Δβ１，Δα２，Δβ２を求め、この軸変位偏差Δα１，Δβ１，Δα２，Δβ２からＰＩＤアンプ２４ａ〜２４ｄにより軸支持力指令値Ｆ_α1 ^*，Ｆ_β1 ^*，Ｆ_α2 ^*，Ｆ_β2 ^*を演算する。この軸支持力指令値Ｆ_α1 ^*，Ｆ_β1 ^*，Ｆ_α2 ^*，Ｆ_β2 ^*は、トルク電流により発生する磁界との干渉を考慮し、軸支持変調器２５ａ，２５ｂにより軸支持電流指令値ｉ_Sα1 ^*，ｉ_Sβ1 ^*ｉ_Sα2 ^*，ｉ_Sβ2 ^*に変換される。

電流検出器ＣＴ２，ＣＴ４により検出された軸支持側インバータＩＮＶ２ａ，ＩＮＶ２ｂのインバータ出力電流検出値を、３相２相変換器２６ａ，２６ｂによりαβ座標上の軸支持電流検出値ｉ_Sα1，ｉ_Sβ1，ｉ_Sα2，ｉ_Sβ2に変換する。

この軸支持電流検出値ｉ_Sα1，ｉ_Sβ1，ｉ_Sα2，ｉ_Sβ2と軸支持電流指令値ｉ_Sα1 ^*，ｉ_Sβ1 ^*，ｉ_Sα2 ^*，ｉ_Sβ2 ^*とを減算器２７ａ〜２７ｄによりそれぞれ比較して電流偏差Δｉ_Sα1，Δｉ_Sβ1，Δｉ_Sα1，Δｉ_Sβ2を求め、この電流偏差Δｉ_Sα1，Δｉ_Sβ1，Δｉ_Sα2，Δｉ_Sβ2から、電流制御器ＡＣＲによりインバータ電圧指令値Ｖ_Sα1 ^*，Ｖ_Sβ1 ^*，Ｖ_Sα2 ^*，Ｖ_Sβ2 ^*を求める。電流制御器ＡＣＲから出力されたαβ座標上のインバータ電圧指令値Ｖ_Sα1 ^*，Ｖ_Sβ1 ^*，Ｖ_Sα2 ^*，Ｖ_Sβ2 ^*は、２相３相変換器２８ａ，２８ｂにより、３相の電圧指令値Ｖ_U1 ^*，Ｖ_v1 ^*，Ｖ_w1 ^*，Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*，Ｖ_w2 ^*に変換され、この３相の電圧指令値Ｖ_U1 ^*，Ｖ_v1 ^*，Ｖ_w1 ^*，Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*，Ｖ_w2 ^*をＰＷＭ変調器２９ａ，２９ｂにおいてＯＮ／ＯＦＦのゲート信号に変換し、このゲート信号に基づいて軸支持側インバータＩＮＶ２ａ，ＩＮＶ２ｂからベアリングレスモータ（または、磁気軸受モータ）２ａ，２ｂに電圧を出力する。

図２に基づいて、本実施形態１における振れ回り抑制制御部（並進側）３０ａ，（回転側）３０ｂについて説明する。

まず、ユニット１側の軸変位検出値α１，β１とユニット２側の軸変位検出値α２，β２とを加算器３１ａ，３１ｂによりそれぞれ加算し、軸変位検出値の並進運動成分αｐ，βｐを求める。また、前記軸変位検出値α１，β１から軸変位検出値α２，β２を減算器３１ｃ，３１ｄによりそれぞれ減算し、軸変位検出値の回転運動成分αｒ，βｒを求める。この加算後の並進運動成分αｐ，βｐ、および減算後の回転運動成分αｒ，βｒを、ｄｑ変換器３２ａ，３２ｂにおいてｄｑ変換し、軸の回転に同期したｄｑ座標上の軸変位（振れ回り）ｄｐ，ｑｐ，ｄｒ，ｑｒに変換する。次に、ローパスフィルタＬＰＦ１において、軸変位ｄｐ，ｑｐ，ｄｒ，ｑｒから軸の回転に同期した軸変位（振れ回り）を示す直流成分の信号のみを抽出する。

その後、抽出した軸変位（振れ回り）信号を周期外乱オブザーバ５０ａ，５０ｂに入力することで、軸変位指令値の並進運動成分ｄｐ^*，ｑｐ^*，回転運動成分ｄｒ^*，ｑｒ^*を得る。

最後に、ｄｑ逆変換器３８ａ，３８ｂにおいて、ｄｑ座標上の軸変位指令値ｄｐ^*，ｑｐ^*，ｄｒ^*，ｑｒ^*をｄｑ逆変換し、固定座標上における軸変位指令値の並進運動成分αｐ^*，βｐ^*，回転運動成分ｄｒ^*，ｑｒ^*に変換する。この軸変位指令値の並進運動成分αｐ^*，βｐ^*と回転運動成分αｒ^*，βｒ^*を加算してユニット１の軸変位指令値α１^*，β１^*を求め、軸変位指令値の並進運動成分αｐ^*，βｐ^*から回転運動成分αｒ^*，βｒ^*を減算してユニット２の軸変位指令値α２^*，β２^*を求める。以上の動作により、軸変位指令値α１^*，β１^*，α２^*，β２^* を出力することで，軸変位(振れ回り)およびジャイロ効果を抑制する。

次に、周期外乱オブザーバ５０ａ，５０ｂの動作について説明する。

まず、積算器３３ａ〜３３ｈにおいて、ローパスフィルタＬＰＦ１から出力された信号と、係数Ｑａｐ，Ｑｂｐ，Ｑａｒ，Ｑｂｒとの積を取り、減算器３４ａ，３４ｃ，加算器３４ｂ，３４ｄにおいて減算・加算し、実システムの伝達特性を打ち消した信号ｄｄｎｐ，ｑｄｎｐ，ｄｄｎｒ，ｑｄｎｒを出力する。係数Ｑａｐ，Ｑｂｐ，Ｑａｒ，Ｑｂｒは固定座標上の軸変位指令値αｐ^*，βｐ^*，αｒ^*，βｒ^*から実際の軸変位検出値αｐ，βｐ，αｒ，βｒまでの伝達特性の逆関数であり、あらかじめ求めた値を用いる。本実施形態１では、テーブル３５ａ〜３５ｄに角速度指令値ω^*を入力し、角速度指令値ω^*に対応した軸変位指令値αｐ^*，βｐ^*，αｒ^*，βｒ^*から軸変位検出値αｐ，βｐ，αｒ，βｒまでの伝達特性の逆関数となる係数Ｑａｐ，Ｑｂｐ，Ｑａｒ，Ｑｂｒを出力する。この係数Ｑａｐ，Ｑｂｐ，Ｑａｒ，Ｑｂｒにより、位相遅れなどの伝達特性を打ち消すことができる。

次に、外乱の推定を行う。外乱は、減算器３６ａ〜３６ｄにより、次の２つの信号の偏差をとることで求める。
（１）ｄｑ座標上の軸変位指令値ｄｐ^*，ｑｐ^*，ｄｒ^*，ｑｒ^*が、軸支持制御部２０ａ,２０ｂやベアリングレスモータ（または、磁気軸受モータ）２ａ,２ｂを含む実システムを通り、係数Ｑａｐ，Ｑｂｐ，Ｑａｒ，Ｑｂｒとの積により実システムの伝達特性を打ち消した信号ｄｄｎｐ，ｑｄｎｐ，ｄｄｎｒ，ｑｄｎｒ
（２）ｄｑ座標上の軸変位指令値ｄｐ^*，ｑｐ^*，ｄｒ^*，ｑｒ^*が実システムを通らず、検出用ローパスフィルタＬＰＦ２だけを適用した信号ｄＬＰＦｐ，ｑＬＰＦｐ，ｄＬＰＦｒ，ｑＬＰＦｒ
（１）は軸変位指令値ｄｐ^*，ｑｐ^*，ｄｒ^*，ｑｒ^*に実システム上の外乱が重畳した信号、（２）は軸変位指令値ｄｐ^*，ｑｐ^*，ｄｒ^*，ｑｒ^*に検出用ＬＰＦ２を適用しただけであり外乱を含まない信号である。この２つの差分をとることで、外乱を求めることができる。

前記検出用ローパスフィルタＬＰＦ２は、振れ回り抑制のためのｄｑ座標上の軸変位指令値ｄｐ^*，ｑｐ^*，ｄｒ^*，ｑｒ^*を入力とし、軸の回転に同期した振動を抽出するために使用したローパスフィルタＬＰＦ１と同じ特性を持たせることで軸変位指令値ｄｐ^*，ｑｐ^*，ｄｒ^*，ｑｒ^*に検出遅延だけを付加する。

本実施形態１では、積算器３３ａ〜３３ｈの積算結果を減算器３４ａ，３４ｃ，加算器３４ｂ，３４ｄにおいて減算・加算した信号ｄｄｎｐ，ｑｄｎｐ，ｄｄｎｒ，ｑｄｎｒから検出用ローパスフィルタＬＰＦ２から出力された信号ｄＬＰＦｐ，ｑＬＰＦｐ，ｄＬＰＦｒ，ｑＬＰＦｒを減算器３６ａ〜３６ｄにおいて、減算することで外乱を抽出する。

次に、減算器３７ａ〜３７ｄにより、推定した外乱と外乱指令値Ｚとの外乱偏差を取る。基本的には、外乱指令値Ｚは零で固定である。この演算により抽出した外乱の符号を反転し，外乱を打ち消すようなｄｑ座標上の軸変位指令値ｄｑ^*，ｑｐ^*，ｄｒ^*，ｑｒ^*を求める。また、ｄｑ座標上の軸変位指令値ｄｐ^*，ｑｐ^*ｄｒ^*，ｑｒ^*は検出用ローパスフィルタＬＰＦ２によりＬＰＦ処理を行い、ｄＬＰＦｐ，ｑＬＰＦｐ，ｄＬＰＦｒ，ｑＬＰＦｒを求め，ｄｑ座標上の軸変位指令値ｄｐ^*，ｑｐ^*，ｄｒ^*，ｑｒ^*が実システムを通渦した信号ｄｄｎｐ，ｑｄｎｐ，ｄｄｎｒ，ｑｄｎｒと比較し外乱の推定に使用する。

本実施形態１における並進側，回転側の振れ回り抑制制御部３０ａ，３０ｂを動作させるためには、係数Ｑａｐ，Ｑｂｐ，Ｑａｒ，Ｑｂｒをあらかじめ求める必要がある。係数Ｑａｐ，Ｑｂｐ，Ｑａｒ，Ｑｂｒの測定方法は、ガウス性ノイズ信号を入力し入出力のパワースペクトル密度の比から求めるなど、様々な方法がある。ここでは最も単純なシステム同定による方 法を説明する。

まず、ｄ軸を実部、ｑ軸を虚部と定義する。これにより伝達特性である振幅変化と位相変化を複素数で表現する。

次に、図３に示すように並進側，回転側の振れ回り抑制制御部３０ａ，３０ｂを開ループに変更する。ｄ軸ｑ軸変位指令値を零に設定しベアリングレスモータ（または、磁気軸受モータ）２ａ，２ｂを動作させ、そのとき測定したｄ軸ｑ軸の軸変位検出値ｄｐ，ｑｐ，ｄｒ，ｑｒをそれぞれｄ_out0ｐ,ｑ_out0ｐ，ｄ_out0ｒ，ｑ_out0ｒとする。ｄ_out0ｐ，ｑ_out0ｐ，ｄ_out0ｒ，ｑ_out0ｒの測定後、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３をすべて上側に切り替え、ｄ軸変位指令値をｄ１ｐ^*，ｄ１ｒ^*に変更し、ｄ軸ｑ軸の軸変位検出値ｄｐ，ｑｐ，ｄｒ，ｑｒを測定しｄ_out1ｐ，ｑ_out1ｐ，ｄ_out1ｒ，ｑ_out1ｒとする。以上の測定より、軸支持側インバータＩＮＶ２ａ，ＩＮＶ２ｂの軸支持電流指令値ｉ_Sα1 ^*，ｉ_Sβ1 ^*，ｉ_Sα2 ^*，ｉ_Sβ2 ^*から軸支持電流検出値ｉ_Sα1，ｉ_Sβ1，ｉ_Sα2，ｉ_Sβ2までの伝達特性Ｐ_am＋ｊＰ_bmは下記（１），（２）式で表すことができる。

Pａｐ，Ｐａｒは入力指令値に対して同位相の出力を、Ｐｂｐ，Ｐｂｒは入力指令値に対して９０ｄｅｇ位相進みの出力を表している。逆特性Ｑａｐ＋ｊＱｂｐ，Ｑａｒ＋ｊＱｂｒは、伝達特性Ｐａｐ＋ｊＰｂｐ，Ｐａｒ＋ｊＰｂｒの逆数になり、下記（３），（４）式で表すことができる。

軸変位の検出値がｄ_outｐ，ｑ_outｐ，ｄ_outｒ，ｑ_outｒのとき、下記（５），（６）式（積算器３３ａ〜３３ｈ，減算器３４ａ，３４ｃ，加算器３４ｂ，３４ｄ）の演算により伝達特性を打ち消すことができる。

本実施形態１により、以下の効果が得られる。

ベアリングレスモータ（または、磁気軸受モータ）２ａ，２ｂの軸変位（振れ回り）を抑制し、軸の回転を幾何学的中心にあわせることができる。また、適切な軸位置指令値α１^*，β１^*，α２^*，β２^*を求めるのに大きな負担を必要としない。

さらに、軸に共振点が多数ある場合やシミュレーションのモデル化が困難な場合でも、試運転による係数Ｑａｐ，ＱｂｐおよびＱａｒ，Ｑｂｒの測定を行うことにより軸変位（振れ回り）抑制が可能となる。

また、従来のベアリングレスモータ（または、磁気軸受モータ）２ａ，２ｂは回転数が増加すると制御遅延による位相遅れの影響も大きくなり制御が不安定になりやすい。しかし、本実施形態１では、制御遅延の補償が係数Ｑａｐ，ＱｂｐおよびＱａｒ，Ｑｂｒに含まれるため、高速回転時でも安定したモータ軸変位（振れ回り）抑制が可能となる。

さらに、この制御には、外乱オブザーバ補償部５０ａ，５０ｂがあるため、係数Ｑａｐ，ＱｂｐおよびＱａｒ，Ｑｂｒは高い精度を必要としない。外乱オブザーバ補償部５０ａ，５０ｂにより、係数Ｑａｐ，Ｑｂｐ，Ｑａｒ，Ｑｂｒの誤差を外乱として扱うことができ誤差による影響は外乱オブザーバ補償部５０ａ，５０ｂ内の偏差として表れ、補償される。

そのため、負荷条件に生じた変動が小さければ、係数Ｑａｐ，ＱｂｐおよびＱａｒ，Ｑｂｒを変更する必要が無く、安定したモータ軸変位（振れ回り）抑制を持続することができる。

また、負荷変更などで条件に大きな変動が生じた場合も、試運転をやり直し係数Ｑａｐ，ＱｂｐおよびＱａｒ，Ｑｂｒを再測定するだけで対応可能となる。

通常は制御フィードバックの位相遅れが１８０ｄｅｇに達するとポジティブフィードバックとなり、制御により軸振動を拡大させてしまう。しかし、本実施形態１における制御法は、前記（１）〜（６）式の演算により位相遅れを打ち消すことができるため、どのような条件であっても安定した軸変位（振れ回り）抑制が可能となる。

また、本実施形態１では、係数Ｑａｐ，Ｑｂｐ，Ｑａｒ，Ｑｂｒをモータ２ａ，２ｂの回転数に応じて変化させている。これには、特定の回転数における軸変位（振れ回り）による伝達特性の大きな変化に対応させるため、モータ２ａ，２ｂの回転数増加による制御遅延の影響の増加を打ち消すため、という２つの理由がある。

このため、係数Ｑａｐ，Ｑｂｐ，Ｑａｒ，Ｑｂｒは回転数ごとに測定する必要がある。しかし、前述の通り係数Ｑａｐ，Ｑｂｐ，Ｑａｒ，Ｑｂｒは高い精度を必要としない。よって、例えば、１０００ｍｉｎ^-1毎など係数Ｑａｐ，Ｑｂｐ，Ｑａｒ，Ｑｂｒを粗い間隔で測定し、間の回転数に対応した係数Ｑａｐ，Ｑｂｐ，Ｑａｒ，Ｑｂｒは線形補間により求めても、軸変位（振れ回り）の抑制が可能である。

また、図２から並進運動成分と回転運動成分の軸変位αｐ，αｒを以下の（７），（８）式で表すことができる。

並進運動成分の軸変位αｐ＝α１＋α２・・・（７）
回転運動成分の軸変位αｒ＝α１−α２・・・（８）
図２の振れ回り抑制制御部３０ａ，３０ｂの出力αｐ^*，αｒ^*は、並進運動成分と回転運動成分の軸変位指令値であるが、これらも同様に各ユニットの軸変位指令値α１^*，α２^*の加算・減算として下記（９），（１０）式で表すことができる。

並進運動成分の軸変位指令値αｐ^*＝α１^*＋α２^*・・・（９）
回転運動成分の軸変位指令値αｒ^*＝α１^*−α２^*・・・（１０）
そのため、並進運動成分αｐ^*や回転運動成分αｒ^*から各ユニットの変位指令値α１^*，α２^*は以下の（１１），（１２）式で求めることができる。

ユニット１の軸変位指令値α１^*＝（αｐ^*＋αｒ^*）／２・・・（１１）
ユニット２の軸変位指令値α２^*＝（αｐ^*−αｒ^*）／２・・・（１２）
このため、ユニット１，２の軸支持制御部２０ａ，２０ｂにおいて、並進側と回転側の軸変位指令値αｐ^*，βｐ^*，αｒ^*，βｒ^*を加算・減算することにより、各ユニットの軸変位指令値α１^*，β１^*，α２^*，β２^*を求め、それに従い制御することで振れ回りを抑制することができる。正しくは、上記（１１），（１２）式に示すように、２で除算する必要があるが、２で除算しなくとも係数Ｑａｐ，Ｑｂｐ，Ｑａｒ，Ｑｂｒが半分の大きさで測定されるため、制御動作上は問題ない。

そのため、モータ軸の変位検出値α１，β１，α２，β２を並進運動成分αｐ，βｐと回転運動成分αｒ，βｒに分離し、それぞれ異なる係数Ｑａｐ，ＱｂｐおよびＱａｒ，Ｑｂｒを適用することにより、ジャイロ効果を係数Ｑａｒ，Ｑｂｒに組み込むことができる。このように、本実施形態１では、ジャイロ効果の影響を受けない並進運動成分と、影響を受ける回転運動成分に分離するため、軸の傾きに依存しない係数を得られる。

また、非特許文献１の方法では、並進運動と回転運動で異なるゲインを手動調整する必要がある。しかし、本実施形態１では簡単な試験によりジャイロ効果を係数Ｑａｒ，Ｑｂｒとして評価でき、調整に必要な時間を短縮することが可能となる。

［実施形態２］
本実施形態２におけるモータ制御装置１ｃのブロック図を図4，図５に示す。本実施形態２において、駆動制御部１０ａ，１０ｂ，軸支持制御部２０ａ，２０ｂは実施形態１と同様に構成されている。一方、振れ回り抑制制御部３０ａ，３０ｂは実施形態１と比較して以下の点で相違する。

振れ回り抑制制御部３０ａ，３０ｂの入力を軸変位検出値α１，β１，α２，β２から軸支持力指令値Ｆ_α1 ^*，Ｆ_β1 ^*，Ｆ_α2 ^*，Ｆ_β2 ^*に変更する。

また、伝達特性の逆関数となる係数Ｑａｐ，Ｑｂｐ，Ｑａｒ，Ｑｂｒも実施形態１とは異なる値にする必要がある。

振れ回り抑制制御部３０ａ，３０ｂの変更箇所における作用について説明する。まず、並進側（３０ａ）では軸支持力指令値Ｆ_α1 ^*とＦ_α2 ^*、Ｆ_β1 ^*とＦ_β2 ^*を加算し、軸支持力指令値の並進運動成分Ｆ_αP ^*，Ｆ_βP ^*を演算し、回転側（３０ｂ）では、軸支持力指令値Ｆ_α1 ^*からＦ_α2 ^*、Ｆ_β1 ^*からＦ_β2 ^*を減算し、軸支持力指令値の回転運動成分Ｆ_αR ^*，Ｆ_βR ^*を演算する。演算した軸支持力指令値の並進運動成分Ｆ_αP ^*，Ｆ_βP ^*と回転運動成分Ｆ_αR ^*，Ｆ_βR ^*をｄｑ変換し、軸の回転に同期した軸変位指令値の並進運動成分ｄｐ，ｑｐと回転運動成分ｄｒ，ｑｒに変換する。次に、ローパスフィルタＬＰＦ１において、軸の回転に同期した直流成分の信号のみを抽出する。

次に、周期外乱オブザーバ５０ａ，５０ｂでは，軸支持力指令値Ｆ_αp ^*，Ｆ_βp ^*，Ｆ_αr ^*，Ｆ_βr ^*のうち軸の回転に同期した成分（向心力）を零にするような軸変位指令値ｄｐ^*，ｑｐ^*，ｄｒ^*，ｑｒ^*が得られる。この軸変位指令値ｄｐ^*，ｑｐ^*，ｄｒ^*，ｑｒ^*に従い軸支持を行うことで，軸支持制御部２０ａ，２０ｂは遠心力が発生しなくなるように軸の振れ回りを促す。よって，軸の回転運動の中心を幾何学的中心から重心へと変化させることができる。

実施形態２で使用する係数Ｑａｐ，ＱｂｐおよびＱａｒ，Ｑｂｒは軸支持力指令値Ｆ_αp ^*，Ｆ_βp ^*およびＦ_αr ^*，Ｆ_βr ^*から軸変位指令値αｐ^*，βｐ^*およびαｒ^*，βｒ^*までの伝達特性の逆関数係数であるため，実施形態１のものとは異なる値になる。しかし，実施形態１と同様の方法で測定が可能になる。

また、本実施形態２では実施形態１の効果に加えて以下の効果を奏する。

実施形態１では、軸の回転を幾何学的中心に合わせていたが、本実施形態２では、軸の回転を重心に合わせることが可能となり、軸変位（振れ回り）を抑制する。

あわせてモータフレームの振動や軸支持電流を低減することができる。

また、トラッキングフィルタ（非特許文献１の図３．２６参照)を用いる方式とは異なり、低速回転時においても適用することができる。

［実施形態３］
本実施形態３におけるモータ制御装置１ｄのブロック図を図６，７に示す。本実施形態３において、駆動制御部１０ａ，１０ｂは実施形態２と同様に構成されている。一方、軸支持制御部２０ａ，２０ｂ，振れ回り抑制制御部３０ａ，３０ｂは実施形態２と比較して以下の点で相違する。

振れ回り抑制制御部３０ａ，３０ｂの出力を軸変位指令値αｐ^*，βｐ^*，αｒ^*，βｒ^*から軸支持力指令値の並進運動成分Ｆ_αOｐ^*，Ｆ_βOｐ^*と回転運動成分Ｆ_αoｒ^*，Ｆ_βoｒ^*に変更する。また、軸支持制御部２０ａ，２０ｂでは、軸変位指令値α１^*，β１^*，α２^*，β２^*から軸変位検出値α１，β１，α２，β２を減算器２３ａ〜２３ｄにおいて減算し、軸変位偏差Δα１，Δβ１，Δα２，Δβ２を算出する。この軸変位偏差Δα１，Δβ１，Δα２，Δβ２からＰＩＤアンプ２４ａ〜２４ｄにより軸支持力指令値を演算する。加算器４０ａ〜４０ｄにおいて、この軸支持力指令値に並進運動成分の軸支持力指令値Ｆ_αOｐ^*，Ｆ_βOｐ^*をそれぞれ加算する。次に、加算器４１ａ，４１ｂ，減算器４１ｃ，４１ｄにおいて、回転運動成分の軸支持力指令値Ｆ_αOｒ^*，Ｆ_βOｒ^*を加算・減算して補正し、軸支持力指令値Ｆ_α1 ^*，Ｆ_β1 ^*，Ｆ_α2 ^*，Ｆ_β2 ^*を演算する。

その結果、実施形態２と同様に軸の振れ回り運動の中心を幾何学的中心から重心へと変化させる効果が得られる。加えて実施形態２に比べ以下の効果を奏する。

振れ回り抑制制御部３０ａ，３０ｂからの出力の加算点がＰＩＤアンプ２４ａ〜２４ｄの後段になるため、ＰＩＤアンプ２４ａ〜２４ｄでの演算遅延がなくなり安定性の向上が期待できる。

また、振れ回り抑制制御部３０ａ，３０ｂの入力が１０^-6単位の軸変位検出値αｐ^*，βｐ^*，αｒ^*，βｒ^*ではないため、係数Ｑａｐ，Ｑｂｐ，Ｑａｒ，Ｑｂｒは極端に大きな値にならず制御のデジタル化において桁あふれや桁落ちの心配がなくなる。

さらに、ＰＩＤアンプ２４ａ〜２４ｄ後段にある振れ回り抑制制御器３０ａ，３０ｂの入力と出力の順序を入れ替えることにより、実施形態１と同様に軸の回転を幾何学的中心にあわせる効果が得られる。ただし、構成を変化させると係数Ｑａｐ，Ｑｂｐ，Ｑａｒ，Ｑｂｒの適切な値も変化する。

［ 実施形態４］
本実施形態４におけるモータ制御装置１ｅの振れ回り抑制制御部３０ａ，３０ｂのブロック図を図８に示す。本実施形態４において、駆動制御部１０ａ，１０ｂ，軸支持制御部２０ａ，２０ｂは実施形態１と同様に構成されている。また、振れ回り抑制制御部３０ａ，３０ｂは複数並列に接続し、各々で算出された値を加算器３９ａ〜３９ｄにおいて加算し、軸変位指令値αｐ^*，βｐ^*，αｒ^*，βｒ^*を算出する。

なお、振れ回り抑制制御部３０ａ，３０ｂに入力する位相信号θをｎ倍する。ｎは振れ回り抑制制御部３０によって異なる値を用いる。

本実施形態４により 、実施形態１に加え以下の効果が得られる。

軸の振れ回りは、一般的に軸の幾何学的中心と重心にずれがあることに起因して発生し、軸の回転と同じ周波数の振動が最も大きくなる。しかし、負荷の共振やトルクリプルなどの外乱によって軸が振動することもあり、この場合は軸の振動周波数 が回転数の整数倍となる。本実施形態４では、このような軸振動も 抑制することが可能となる。

また、加算器３９ａ〜３９ｄにおいて、振れ回り抑制制御部３０ａ，３０ｂの出力を足し合わせることにより、複数の周波数の軸振動を抑制することができる。図８では２個並列であるが、並列数を増加させることも可能である。

さらに、入力を軸支持力指令値Ｆ_α1 ^*，Ｆ_α2 ^*，Ｆ_β1 ^*，Ｆ_β2 ^*に変更することで実施形態２と組み合わせ、複数の周波数のモータフレーム振動を抑制することも可能となる。

［ 実施形態５］
実施形態５におけるモータ制御装置１ｆのブロック図を図９に示す。本実施形態５において、駆動制御部１０ａ，１０ｂ，軸支持制御部２０ａ，２０ｂは実施形態１と同様に構成されている。実施形態１との相違点は、振れ回り抑制制御部３０ａ，３０ｂの入力をスイッチＳ４により軸変位検出値α１，β１と軸支持力指令値Ｆ_α1 ^*，Ｆ_β1 ^*とで切替可能にし、スイッチＳ５において、軸変位検出値α２，β２と軸支持力指令値Ｆ_α2 ^*，Ｆ_β2 ^*とで切替可能にしたことである。また、係数Ｑａｐ，Ｑｂｐ，Ｑａｒ，ＱｂｒもスイッチＳ６，Ｓ７により入力に合わせて切り替え可能に変更する。

本実施形態５は、実施形態１と実施形態２を組み合わせ、軸を幾何学的中心で回転させる制御と軸を重心で回転させる制御を切り替えられるようにした方式である。

これにより、運転目的に合わせて制御を簡単に変更できる。

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

例えば、実施形態１〜５では駆動制御部を有するモータ制御装置について説明したが、駆動制御部がなくモータを回転する機能を持たず、モータ軸の磁気浮上だけを行う装置にも本願発明は適用可能である。

１ａ〜１ｆ…モータ制御装置
２…ベアリングレスモータ
１０…駆動制御部
２０…軸支持制御部
３０…振れ回り抑制制御部
５０…周期外乱オブザーバ
ＩＮＶ１ａ，ＩＮＶ１ｂ…駆動側インバータ
ＩＮＶ２ａ，ＩＮＶ２ｂ…軸支持側オブザーバ
ＬＰＦ１…ローパスフィルタ

Claims (6)

1. 電磁力によって軸支持を行う複数のベアリングレスモータまたは磁気軸受モータを制御するモータ制御装置であって、
   前記モータの軸の径方向の軸変位を、モータの水平方向である第１の座標の軸変位とモータの鉛直方向である第２の座標の軸変位で表し、第１の座標の軸変位検出値と第１の座標の軸変位指令値との偏差に応じた第１の座標の軸支持力指令値、および、第２の座標の軸変位検出値と第２の座標の軸変位指令値との偏差に応じた第２の座標の軸支持力指令値に基づいて生成するゲート信号により、軸支持側インバータを制御する各モータの軸支持制御部と、
   前記第１の座標の軸変位検出値と第２の座標の軸変位検出値から、第１の軸変位検出値の制御中心に対するモータ軸の変位を示す第１の座標の並進運動成分と水平状態からのモータ軸の傾きを示す第１の座標の回転運動成分と、第２の軸変位検出値の制御中心に対するモータ軸の変位を示す第２の座標の並進運動成分と水平状態からのモータ軸の傾きを示す第２の座標の回転運動成分とを求め、前記第１の座標の並進運動成分と第２の座標の並進運動成分と前記第１の座標の回転運動成分と第２の座標の回転運動成分のそれぞれについて、ローパスフィルタによって、軸の回転周波数に同期した直流成分の信号のみを抽出し、周期外乱オブザーバによって前記直流成分の信号に基づいて外乱を推定し、前記推定した外乱を抑制する第１の座標の軸変位指令値の第１の座標の並進運動成分と第１の座標の回転運動成分と、第２の座標の軸変位指令値の第２の座標の並進運動成分と第２の座標の回転運動成分を演算する振れ回り抑制制御部と、を備え、
   前記軸支持制御部において、前記第１の座標の軸変位指令値の第１の座標の並進運動成分と第１の座標の回転運動成分と、第２座標の軸変位指令値の第２の座標の並進運動成分と第２の座標の回転運動成分に基づき、各モータの第１の座標の軸変位指令値と第２の座標の軸変位指令値を算出することを特徴とするモータ制御装置。
2. 電磁力によって軸支持を行う複数のベアリングレスモータまたは磁気軸受モータを制御するモータ制御装置であって、
   前記モータの軸の径方向の軸変位を、モータの水平方向である第１の座標の軸変位とモータの鉛直方向である第２の座標の軸変位で表し、第１の座標の軸変位検出値と第１の座標の軸変位指令値との偏差に応じた第１の座標の軸支持力指令値、および、第２の座標の軸変位検出値と第２の座標の軸変位指令値との偏差に応じた第２の座標の軸支持力指令値に基づいて生成するゲート信号により、軸支持側インバータを制御する各モータの軸支持制御部と、
   前記第１の座標の軸支持力指令値と第２の座標の軸支持力指令値から、第１の座標の軸支持力指令値の制御中心に対するモータの軸の変位を示す第１の座標の並進運動成分と水平状態からのモータ軸の傾きを示す第１の座標の回転運動成分と第２の座標の軸支持力指令値の制御中心に対するモータの軸の変位を示す第２の座標の並進運動成分と水平状態からのモータ軸の傾きを示す第２の座標の回転運動成分を求め、前記第１の座標の並進運動成分と第２の座標の並進運動成分と第１の座標の回転運動成分と第２の座標の回転運動成分のそれぞれについて、ローパスフィルタにより、軸の回転周波数に同期した直流成分の信号のみを抽出し、周期外乱オブザーバによって前記直流成分の信号に基づいて外乱を推定し、前記推定した外乱を抑制する第１の座標の軸変位指令値の第１の座標の並進運動成分と第１の座標の回転運動成分と、第２の座標の軸変位指令値の第２の座標の並進運動成分と第２の座標の回転運動成分を演算する振れ回り抑制制御部と、を備え、
   前記軸支持制御部において、前記第１の座標の軸変位指令値の第１の座標の並進運動成分と第１の座標の回転運動成分と、第２座標の軸変位指令値の第２の座標の並進運動成分と第２の座標の回転運動成分に基づき、各モータの第１の座標の軸変位指令値と第２の座標の軸変位指令値を算出することを特徴とするモータ制御装置。
3. 電磁力によって軸支持を行う複数のベアリングレスモータまたは磁気軸受モータを制御するモータ制御装置であって、
   前記モータの軸の径方向の軸変位を、モータの水平方向である第１の座標の軸変位とモータの鉛直方向である第２の座標の軸変位で表し、第１の座標の軸変位検出値と第１の座標の軸変位指令値との偏差に応じた第１の座標の軸支持力指令値、および、第２の座標の軸変位検出値と第２の座標の軸変位指令値との偏差に応じた第２の座標の軸支持力指令値に基づいて生成するゲート信号により、軸支持側インバータを制御する各モータの軸支持制御部と、
   前記第１の座標の軸支持力指令値と第２の座標の軸支持力指令値から、第１の座標の軸支持力指令値の制御中心に対するモータの軸の変位を示す第１の座標の並進運動成分と水平状態からのモータ軸の傾きを示す第１の座標の回転運動成分と第２の座標の軸支持力指令値の制御中心に対するモータの軸の変位を示す第２の座標の並進運動成分と水平状態からのモータ軸の傾きを示す第２の座標の回転運動成分を求め、前記第１の座標の並進運動成分と第２の座標の並進運動成分と第１の座標の回転運動成分と第２の座標の回転運動成分のそれぞれについて、ローパスフィルタにより、軸の回転周波数に同期した直流成分の信号のみを抽出し、周期外乱オブザーバによって前記直流成分の信号に基づいて外乱を推定し、前記推定した外乱を抑制する第１の座標の軸支持力指令値の第１の座標の並進運動成分と第１の座標の回転運動成分、と第２の座標の軸支持力指令値の第２の座標の並進運動成分と第２の座標の回転運動成分を演算する振れ回り抑制制御部と、を備え、
   前記軸支持制御部において、前記第１の座標の軸支持力指令値の第１の座標の並進運動成分と第１の座標の回転運動成分と、第２座標の軸支持力指令値の第２の座標の並進運動成分と第２の座標の回転運動成分に基づき、各モータの第１の座標の軸支持力指令値と第２の座標の軸支持力指令値を補正することを特徴とするモータ制御装置。
4. 電磁力によって軸支持を行う複数のベアリングレスモータまたは磁気軸受モータを制御するモータ制御装置であって、
   前記モータの軸の径方向の軸変位を、モータの水平方向である第１の座標の軸変位とモータの鉛直方向である第２の座標の軸変位で表し、第１の座標の軸変位検出値と第１の座標の軸変位指令値との偏差に応じた第１の座標の軸支持力指令値、および、第２の座標の軸変位検出値と第２の座標の軸変位指令値との偏差に応じた第２の座標の軸支持力指令値に基づいて生成するゲート信号により、軸支持側インバータを制御する各モータの軸支持制御部と、
   スイッチにおいて、第１の座標の軸変位検出値と第２の座標の軸変位検出値または第１の座標の軸支持力指令値と第２の座標の軸支持力指令値のうち一方を入力し、前記第１の座標の軸変位検出値と第２の座標の軸変位検出値または第１の座標の軸支持力指令値と第２の座標の軸支持力指令値から、第１の軸変位検出値の制御中心に対するモータ軸の変位を示す第１の座標の並進運動成分と水平状態からのモータ軸の傾きを示す第１の座標の回転運動成分と、第２の軸変位検出値の制御中心に対するモータ軸の変位を示す第２の座標の並進運動成分と水平状態からのモータ軸の傾きを示す第２の座標の回転運動成分または第１の座標の軸支持力指令値の制御中心に対するモータの軸の変位を示す第１の座標の並進運動成分と水平状態からのモータ軸の傾きを示す第１の座標の回転運動成分と第２の座標の軸支持力指令値の制御中心に対するモータの軸の変位を示す第２の座標の並進運動成分と水平状態からのモータ軸の傾きを示す第２の座標の回転運動成分を求め、前記第１の座標の並進運動成分と第２の座標の並進運動成分と第１の座標の回転運動成分と第２の座標の回転運動成分のそれぞれについて、ローパスフィルタにより、軸の回転周波数に同期した直流成分の信号のみを抽出し、周期外乱オブザーバによって前記直流成分の信号に基づいて外乱を推定し、前記推定した外乱を抑制する第１の座標の軸変位指令値の第１の座標の並進運動成分と第１の座標の回転運動成分と、第２の座標の軸変位指令値の第２の座標の並進運動成分と第２の座標の回転運動成分を演算する振れ回り抑制制御部と、を備え、
   前記軸支持制御部において、前記第１の座標の軸変位指令値の第１の座標の並進運動成分と第１の座標の回転運動成分と、第２座標の軸変位指令値の第２の座標の並進運動成分と第２の座標の回転運動成分に基づき、各モータの第１の座標の軸変位指令値と第２の座標の軸変位指令値を補正することを特徴とするモータ制御装置。
5. 前記振れ回り抑制制御部を複数並列に接続し、各々で算出された指令値の並進運動成分と回転運動成分をそれぞれ加算することを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載のモータ制御装置。
6. 前記周期外乱オブザーバは、
   システム同定によって複素数で表現された実システムの伝達特性の逆関数を前記直流成分の信号に積算して、実システムの伝達特性が打ち消された値を算出し、この実システムの伝達特性が打ち消された値から、軸変位指令値が実システムを通過せず検出遅延だけを付加した値を減算して、外乱を推定することを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載のモータ制御装置。

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