JP5665455B2

JP5665455B2 - 信号伝送回路、伝送装置及び回路基板

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Inventors: 寛人玉木
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Description

本発明は、電気・電子機器または制御機器の差動伝送方式に適用されるノイズフィルタを有する信号伝送回路、伝送装置及び回路基板に関するものである。

近年のデジタル複合機やデジタルカメラは、高速化・高精彩化の要求が強いため大容量のデジタル信号を、波形品質を満足しながら高速に伝送する必要がある。これらの大容量データを高速に伝送するためには、伝送線路の数を増やすか、伝送速度を上げる必要がある。前者は、小型化・高密度化している電子基板において、増やすことができる伝送線路には限界がある。

また、ケーブルで伝送する場合には、ケーブル芯数の増加がコスト増加に直結してしまう。さらに、伝送速度の向上に伴いスキューによる信号間タイミングのばらつきが顕著になり、セットアップ／ホールドを満たすことが困難となる。そのため、少ない伝送線路で高速に大容量のデータを伝送することが可能なシリアル伝送が広く用いられるようになっている。

シリアル伝送方式とは、データやアドレス、制御線といった低速なパラレル信号をシリアル化して伝送線路に差動出力し、送られてきたシリアル信号を受信側でデシリアライズしてパラレル信号に変換するものである。このシリアル伝送方式には、以下に示すように大きく２種類の伝送方式がある。

一方は、いくつかのシリアル化されたデータに同期クロック信号を並走させるクロック並走型シリアル伝送である。この方式は、同期クロック信号を並走させるため、各データ信号とクロック信号との同期が重要になり、各ペア間のスキューを最小限に抑える必要がある。

他方は、シリアル化したデータ列にクロックビットを附加し、伝送されるデータ列にクロック信号を埋め込んで伝送し、受信側でクロック信号とデータ信号をリカバリするクロック埋め込み型シリアル伝送である。この伝送方式は、クロック信号がデータ列に埋め込まれるため、前者に比べデータ信号に対するクロック信号の同期制約条件が緩やかとなる。

ところで、ケーブル等の長い有損失伝送線路上に高速な信号が伝送された場合、信号成分の一部がケーブルをアンテナとして放射され、他の機器の動作に影響を与える恐れがある。そのため、機器からのＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：不要電磁ノイズ）を抑制する必要がある。

特に差動伝送の場合は、伝送される差動信号の立ち上がりと立ち下りの波形の違いによって発生する同相成分が、システムグラウンドを帰路として流れることがあり、大きなループアンテナとなるケースが少なくないため問題となりやすい。故に、差動信号の同相成分をドライバ側で遮断しておくことが、アンテナサイズを小さくすることにつながるため、差動伝送におけるＥＭＩ抑制のためには重要となる。

クロック埋め込み型シリアル伝送におけるＥＭＩ抑制を考えると、以下のような特徴がある。クロック埋め込み型シリアル伝送では、差動伝送線路に直列にキャパシタを挿入しＡＣ結合されている。その理由は、ドライバとレシーバ間をケーブルで接続する場合、システム間のグラウンド電位が異なる可能性があり、そのＤＣ電位差を吸収できることや、異なるメーカのドライバとレシーバを使用した場合のスレッショルド差を吸収することができるからである。

しかし、ＡＣ結合を行った場合、ＤＣバランスが取れていることが重要となる。そのため、ハイレベルとローレベルの論理遷移率が５０％になるように変換表または、数式により符号化されたデータが伝送されるので、伝送されるシリアルデータは、ローレベル又はハイレベルが３〜４ビット以上連続することがない。従って、差動伝送線路を有するシリアル伝送系からのＥＭＩは、差動信号が１ビット周期でレベル遷移する可能性が高く、１ビット周期の整数倍のスペクトラムをもつ同相成分が発生するため、１ビット周期の信号の周波数で強く観測される。

また、矩形波で伝送されるデータのスペクトラムは、ｓｉｎｃ関数で表され１ビット周期の整数倍の周波数にはスペクトラムを持たないことが知られている。つまり、差動信号の逆相成分のスペクトラムがヌルとなる周波数において強いＥＭＩが発生することになる。例えば、伝送レートが４００Ｍｂｐｓの場合、１ビット周期は４００ＭＨｚとなり、その整数倍には伝送信号スペクトラムは無く、強いＥＭＩが発生する。

このクロック埋め込み型シリアル伝送方式のＥＭＩ抑制手段としては、伝送に必要な逆相信号スペクトラムがヌルとなる周波数でＥＭＩが発生するため、例えば、差動伝送線路にバンドエリミネーションフィルタ又はノッチフィルタを使用することが考えられる。その理由は、差動伝送に必要な逆相信号スペクトラムが無い周波数近傍の帯域を遮断するため、伝送信号スペクトラムにほとんど影響を与えることなく、積極的にＥＭＩの原因となる同相成分を遮断することが出来るからである。

そこで、従来、バンドエリミネ−ションフィルタは、伝送線路に並列に、インダクタとキャパシタの直列回路を設けることが知られている（非特許文献１参照）。具体的に説明すると、図６（ａ）に示すように、一対の伝送線路１０７ａ，１０７ｂには、インダクタ１０２_１，１０２_２とキャパシタ１０３_１，１０３_２の直列回路１０６_１，１０６_２が設けられている。各直列回路１０６_１，１０６_２によりＬＣ共振回路が形成されている。

佐藤利三郎著「伝送回路」コロナ出版（１９６３年６月３０日、Ｐ２７７）

しかしながら、各直列回路１０６_１，１０６_２のインダクタ１０２_１，１０２_２とキャパシタ１０３_１，１０３_２はチップ部品等により構成されるのが一般的であるが、各チップ部品には±５％程度の精度誤差がある。そのため、差動伝送線路に配された２つの直列回路１０６_１，１０６_２間で共振周波数ｆ_１，ｆ_２のズレが発生してしまう。

従って、図６（ｂ）に示すように、それぞれの直列回路１０６_１，１０６_２の共振周波数ｆ_１，ｆ_２が、共振させる目標周波数を中心に高周波側と低周波側に発生してしまった場合には、共振させる目標周波数において反共振が発生する。この反共振が発生した場合には、同相成分であるノイズを遮断する効果が低減するという問題があった。

そこで、本発明は、差動伝送線路において同相成分を遮断したい周波数で反共振を発生させずに同相成分を遮断できる信号伝送回路、伝送装置及び回路基板を提供することを目的とするものである。

本発明の信号伝送回路は、差動信号を送信する送信回路と、前記差動信号を受信する受信回路と、前記送信回路と受信回路とを接続する一対の差動伝送線路と、前記差動伝送線路に設けられたノイズフィルタとを有する信号伝送回路において、前記ノイズフィルタは、前記一対の差動伝送線路のそれぞれに一端が接続され、他端同士が短絡して接続され、前記一対の差動伝送線路を伝送する同相成分に対しては磁束が打ち消し合い、前記一対の差動伝送線路を伝送する逆相成分に対しては磁束が強め合う電磁結合状態である一対のコイルと、前記一対のコイルとグラウンドとの間に直列接続されたインダクタ及びキャパシタを有する直列回路と、を備えており、前記一対のコイル及び前記直列回路による前記同相成分による共振周波数は、前記差動伝送線路を伝搬する差動信号の１ビット周期の整数倍の周波数のいずれかの周波数の±５％の範囲の周波数であることを特徴とする。

また、本発明の伝送装置は、差動信号を送信する送信回路が設けられた第１の基板と、前記差動信号を受信する受信回路が設けられた第２の基板と、前記送信回路と前記受信回路とを接続する一対の差動伝送線路とを有し、前記一対の差動伝送線路は、前記第１の基板に形成された一対の第１の差動伝送線路と、前記第２の基板に形成された一対の第２の差動伝送線路と、前記一対の第１の差動伝送線路と前記一対の第２の差動伝送線路とを接続するケーブルと、からなり、前記第１の基板の第１の差動伝送線路にはノイズフィルタが設けられており、前記ノイズフィルタは、前記一対の第１の差動伝送線路のそれぞれに一端が接続され、他端同士が短絡して接続され、前記一対の第１の差動伝送線路を伝送する同相成分に対しては磁束が打ち消し合い、前記一対の第１の差動伝送線路を伝送する逆相成分に対しては磁束が強め合う電磁結合状態である一対のコイルと、前記一対のコイルとグラウンドとの間に直列接続されたインダクタ及びキャパシタを有する直列回路と、を備えており、前記一対のコイル及び前記直列回路による前記同相成分による共振周波数は、前記第１の差動伝送線路を伝搬する差動信号の１ビット周期の整数倍の周波数のいずれかの周波数の±５％の範囲の周波数であることを特徴とする。
また、本発明の回路基板は、差動信号を送信する送信回路と、前記送信回路に接続された一対の差動伝送線路とを有し、前記差動伝送線路にはノイズフィルタが設けられており、前記ノイズフィルタは、前記一対の差動伝送線路のそれぞれに一端が接続され、他端同士が短絡して接続され、前記一対の差動伝送線路を伝送する同相成分に対しては磁束が打ち消し合い、前記一対の差動伝送線路を伝送する逆相成分に対しては磁束が強め合う電磁結合状態である一対のコイルと、前記一対のコイルとグラウンドとの間に直列接続されたインダクタ及びキャパシタを有する直列回路と、を備えており、前記一対のコイル及び前記直列回路による前記同相成分による共振周波数は、前記差動伝送線路を伝搬する差動信号の１ビット周期の整数倍の周波数のいずれかの周波数の±５％の範囲の周波数であることを特徴とする。

本発明によれば、一対のコイルは差動信号の逆相成分と同相成分に対して入出力間のインピーダンスが、それぞれ高インピーダンスと低インピーダンスとなるように動作する。そのため、同相成分に対しては鋭い共振特性を得ることができ、より確実に同相成分を遮断することができ、ＥＭＩ抑制効果を向上させることができる。

本発明の第１実施形態に係るノイズフィルタを有する伝送装置の概略構成を示す説明図である。本発明の第１実施形態に係るノイズフィルタを有する伝送装置の説明図であり、（ａ）はディファレンシャルモードフィルタ用の四端子回路網を使用した場合のノイズフィルタを有する伝送装置の回路図である。（ｂ）はミクスドモードＳパラメータの計算結果を示す図である。本発明の第２実施形態に係るノイズフィルタを有する伝送装置の説明図であり、（ａ）はコモンモードフィルタ用の四端子回路網を使用した場合のノイズフィルタを有する伝送装置の回路図、（ｂ）はミクスドモードＳパラメータの計算結果を示す図である。本発明の第３実施形態に係るノイズフィルタを有する伝送装置の説明図であり、（ａ）はノイズフィルタを複数接続した場合の伝送装置の回路図、（ｂ）は直列回路を複数接続した場合の伝送装置の回路図である。（ｃ）はミクスドモードＳパラメータの計算結果を示す図である。本発明の第４実施形態に係るノイズフィルタを有する伝送装置の説明図であり、（ａ）はコモンモードフィルタを追加した伝送装置の回路図、（ｂ）はコモンモードフィルタ及びキャパシタを追加した伝送装置の回路図である。（ｃ）はミクスドモードＳパラメータの計算結果を示す図である。従来のノイズフィルタの説明図であり、（ａ）は従来のノイズフィルタの回路図、（ｂ）はミクスドモードＳパラメータの計算結果を示す図である。

以下、本発明を実施するための形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。

［第１実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態に係るノイズフィルタを有する伝送装置の概略構成を示す説明図である。本第１実施形態の伝送装置１００は、シリアル化したデータ列にクロックビットを附加し、伝送されるデータ列にクロック信号を埋め込んで伝送し、受信側でクロック信号とデータ信号をリカバリするクロック埋め込み型シリアル伝送を行うように構成されている。

本第１実施形態の伝送装置１００は、第１の基板１０１と、第１の基板１０１に実装された送信回路４と、第２の基板１０２と、第２の基板１０２に実装された受信回路５ａとを備えている。また、伝送装置１００は、送信回路４と受信回路５ａとを接続する一対の伝送線路７ａ，７ｂを備えている。そして、一対の伝送線路７ａ，７ｂの間であって、受信回路５ａの近傍（即ち第２の基板１０２）には、差動終端回路（終端抵抗）５ｂが接続されている。なお、受信回路５ａと差動終端回路５ｂとは別チップとしたが、受信回路５ａと差動終端回路５ｂが１チップで構成されていてもよい。

送信回路４は、一対の伝送線路７ａ，７ｂを介して受信回路５ａに差動信号を送信する。各伝送線路７ａ，７ｂは、各基板１０１，１０２に設けられた配線と、各基板１０１，１０２上の配線間を接続するケーブルとから構成されている。なお、各伝送線路が基板の配線又はケーブルだけで構成されている場合等であってもよく、伝送線路の形態は、送信回路と受信回路の配置状況によって決まる。

更に伝送装置１００は、一対の伝送線路７ａ，７ｂに設けられたノイズフィルタ２００を備えている。ノイズフィルタ２００は、送信回路４の近傍、即ち第１の基板１０１に設けられている。

図２は、ノイズフィルタ２００を有する伝送装置１００の説明図であり、図２（ａ）にノイズフィルタ２００を有する伝送装置１００の電気回路図を示す。図２（ａ）に示すように、ノイズフィルタ２００は、一対のコイル１１，１２からなる四端子回路網１Ａを備えている。

一対のコイル１１，１２は、一対の伝送線路７ａ，７ｂにおける送信回路４の近傍に一端１ａ，１ｂが接続される。具体的には、一方のコイル１１の一端１ａが一方の伝送線路７ａに接続され、他方のコイル１２の他端１ｂが他方の伝送線路７ｂに接続される。そして、コイル１１，１２の他端同士、つまりコイル１１の他端１ｃとコイル１２の他端１ｄとが短絡して接続される。

また、ノイズフィルタ２００は、一対のコイル１１，１２（四端子回路網１Ａ）とグラウンドＧＮＤとの間に直列接続された、インダクタ２及びキャパシタ３を有する直列回路６を備えている。つまり、直列回路６の一端６ａが一対のコイル１１，１２の他端１ｃ，１ｄに接続され、直列回路６の他端６ｂがグラウンドＧＮＤに接続される。ここで、グラウンドＧＮＤは、第１の基板１０１（図１）に設けられたグラウンド配線である。

ところで、一対の伝送線路７ａ，７ｂを伝播する差動信号において、逆相成分は差動信号に含まれる信号成分であり、同相成分は差動信号に含まれるノイズ成分である。したがって、四端子回路網１Ａは、ディファレンシャルモードフィルタとして機能させるために、図２（ａ）に示すような巻線方向で各コイル１１，１２が形成されている。これにより、一対のコイル１１，１２は、一対の伝送線路７ａ，７ｂを伝送する同相成分に対しては磁束が打ち消し合い、一対の伝送線路７ａ，７ｂを伝送する逆相成分に対しては磁束が強め合う電磁結合状態となる。

具体的には、コイル１１の自己インダクタンスをＬ_１，コイル１２の自己インダクタンスをＬ_２，コイル１１，１２間の相互インダクタンスをＭとすると、一対のコイル１１，１２の実効インダクタンスは、Ｌ_１＋Ｌ_２±２Ｍで表される。

そして、一対の伝送線路７ａ，７ｂを伝送する逆相成分に対しては磁束が強め合う一対のコイル１１，１２の実効インダクタンスは、Ｌ_１＋Ｌ_２＋２Ｍである。これに対し、一対の伝送線路７ａ，７ｂを伝送する同相成分に対しては磁束が打ち消し合う一対のコイル１１，１２の実効インダクタンスは、Ｌ_１＋Ｌ_２−２Ｍ（＝Ｌ_１Ａとする）である。

したがって、一対のコイル１１，１２からなる四端子回路網１Ａは、同相成分に対するインピーダンスが、逆相成分に対するインピーダンスより低くなる。また、四端子回路網１Ａは、同相成分に対するインピーダンスが、差動終端回路５ｂのインピーダンスよりも低くなり、逆相成分に対するインピーダンスが、差動終端回路５ｂのインピーダンスよりも高くなる。

なお、四端子回路網１Ａは、差動信号の同相成分に対するインピーダンスが、逆相成分に対するインピーダンスより低くなるように磁気結合しているものであれば良く、特に限定されない。例えば、同相の信号成分に対しては磁束が打ち消し合い、逆相の信号成分に対しては、磁束が強め合うようにコアに２つの導線が巻回されているものや、フィルムで積層形成されているものが使用される。

ノイズフィルタ２００のノイズの遮断周波数Ｆｃ（即ち、一対のコイル１１，１２及び直列回路６による同相成分に対する共振周波数）は、以下の式（１）により決定される。

ここで、Ｌは四端子回路網１Ａのコモンモードのインダクタンス（一対のコイル１１，１２の同相成分に対するインダクタンス）Ｌ_１Ａと、インダクタ２のインダクタンスＬ_３との合成インダクタンスである。また、Ｃはキャパシタ３の容量である。

したがって、本実施形態では、合成インダクタンスＬの値とキャパシタ３の容量Ｃの値とが、遮断周波数（共振周波数）Ｆｃが目標周波数となる値に設定されている。ここで、目標周波数は、発生するノイズを遮断させようとする周波数、即ち同相成分（ノイズ）をグラウンドＧＮＤに透過させる周波数であり、差動信号の逆相成分のスペクトラムがヌルとなる周波数である。例えば伝送レートが４００Ｍｂｐｓの場合、目標周波数は４００ＭＨｚである。

なお、インダクタ２やキャパシタ３は、チップ品ではなく、パターン素子によって形成しても良い。しかしながら、チップ部品を使用する場合には、±５％程度の精度誤差があるため、少なくとも遮断周波数Ｆｃの１０％以上のバンド幅を持つように設定するのが良い。ここでバンド幅ＢＷは、式（２）で決定される。

式（２）において、Ｒは差動伝送線路である一対の伝送線路７ａ，７ｂを２つのシングルエンド伝送線路とみなし、ノイズフィルタ２００の入力側と出力側の並列特性インピーダンスである。例えば、入出力側の特性インピーダンスが共に５０Ωである場合、Ｒは２５Ωとなる。

バンド幅ＢＷが決まると全体のインダクタンスＬの値が決定され、式（１）よりキャパシタ３の容量Ｃの値が決定される。また、式（２）によって決定されたインダクタンスＬの値より、使用する四端子回路網１ＡのインダクタンスＬ_１Ａの値を引いた値がインダクタ２のインダクタンスＬ_３の値となる。さらに、インダクタ２のインダクタンスＬ_３の値は、キャパシタ３の等価直列インダクタンスやパターン素子のインダクタンスの値を考慮して決定するのが良い。

図２（ｂ）は、ミクスドモードＳパラメータの計算結果を示している。図２（ｂ）に示すＳｃｃ２１は、入力側から出力側への同相成分の透過特性、つまりノイズの遮断特性を示している。Ｓｄｄ２１は、逆相成分の透過特性である。図２（ｂ）より、逆相成分は減衰することなく透過しているのに対して、同相成分は、目標周波数帯域で遮断されていることが分かる。

第１実施形態のノイズフィルタ２００によれば、四端子回路網１Ａは差動信号の逆相成分と同相成分に対して入出力間のインピーダンスが、それぞれ高インピーダンスと低インピーダンスとなるように動作する。この作用は、四端子回路網１Ａの出力端子対１ｃ，１ｄを電気的に短絡しても変わらないため、伝送線路７ａ，７ｂ間に並列に接続された四端子回路網１Ａは、同じく伝送線路７ａ，７ｂ間に接続された差動終端回路５ｂのインピーダンスに比べ十分高い。よって、差動伝送に必要な逆相成分は受信回路５ａにスムーズに伝送されるため信号伝送には影響を与えない。

これに対し、差動伝送には不必要でありＥＭＩの原因となる同相成分に対しては、四端子回路網１Ａが低インピーダンスになるように一対のコイル１１，１２が電磁結合しているため、四端子回路網１Ａを一つのコイルとみなすことができる。

故に、四端子回路網１Ａに直列にキャパシタ３を追加することで同相成分に対する共振回路として作用するため、共振回路を一つにまとめることができ、目標周波数で反共振が発生しない。ところが、四端子回路網１Ａの同相成分に対するインダクタンス値Ｌ_１Ａは、非常に小さいため、四端子回路網１Ａだけでは十分な共振特性が得られない。

そこで、本実施形態では、四端子回路網１Ａ及びキャパシタ３と直列にインダクタ２を追加して四端子回路網１Ａとの合成インダクタとすることで、より鋭い共振特性を得ることができる。これにより、差動信号である逆相成分は受信回路５ａに伝送され、ノイズである同相成分は、送信回路４の近傍の四端子回路網１Ａ及び直列回路６を通じてグラウンドＧＮＤへ透過されるので、同相成分を遮断することができ、ＥＭＩ抑制効果が向上する。

［第２実施形態］
次に、本発明の第２実施形態に係るノイズフィルタを有する伝送装置について、図３を参照しながら説明する。なお、上記第１実施形態と同様の構成については、同一符号を付して説明を省略する。

図３（ａ）に示す伝送装置１００Ｂのノイズフィルタ２００Ｂは、上記第１実施形態のノイズフィルタ２００と四端子回路網の構成が異なるものである。図３（ａ）に示す四端子回路網１Ｂは、入力端子１ａ１，１ａ２と出力端子１ｂ１，１ｂ２とを備えたコモンモードフィルタ用の一対のコイル１２Ｂ，１１Ｂである。

一般に、コモンモードフィルタは、差動信号の同相成分に対しては磁束が強め合い、逆相成分に対しては磁束が弱め合うように巻回又は積層されたものである。従って、一方の入出力子対、例えば、入力端子１ａ２と直流的に導通のある出力端子１ｂ２を入れ替えて結線することで、差動信号の同相成分に対しては低インピーダンスとなり、逆相成分に対しては高インピーダンスとなるように電磁結合するように動作する。

具体的に説明すると、コイル１２Ｂの一端は端子１ａ１であり、他端は端子１ｂ１であるが、コイル１１Ｂの一端は端子１ｂ２であり、他端は端子１ａ２である。そして、コイル１１Ｂの端子１ｂ２は、一方の伝送線路７ａに接続され、コイル１２Ｂの端子１ａ１は、他方の伝送線路７ｂに接続される。また、一対のコイル１１Ｂ，１２Ｂの他端同士である端子１ｂ１と端子１ａ２とは電気的に短絡して接続されている。そして、直列回路６の一端６ａは、端子１ｂ１，１ａ２と電気的に接続され、他端６ｂは、グラウンドＧＮＤに電気的に接続されている。

したがって、一対のコイル１２Ｂ，１１Ｂは、一対の伝送線路７ａ，７ｂを伝送する同相成分に対しては磁束が打ち消し合い、一対の伝送線路７ａ，７ｂを伝送する逆相成分に対しては磁束が強め合う電磁結合状態となる。

このように、一般的に使用されているコモンモードフィルタ用の四端子回路網１Ｂで、上記第１実施形態の四端子回路網１Ａと同様に、ディファレンシャルモードフィルタとして機能させることができる。これにより、部品コストを下げることができ、また上記第１実施形態と同様に、差動信号の同相成分に対して目標周波数でノイズを遮断することができる。

さらに、使用するコモンモードフィルタ用の一対のコイル１１Ｂ，１２Ｂとしては、損失が少ないものを選定するのがよい。その理由は、共振周波数で伝送線路７ａ，７ｂとグラウンドＧＮＤ間の同相成分に対するインピーダンスをより低くすることがノイズ遮断効果を大きくすることにつながるが、共振周波数でのインピーダンスの下限を決定するファクタが損失であるためである。なお、コモンモードインピーダンスが低い方が、巻回回数や積層に使用されるパターンが短くてすむため一般的に損失が小さい傾向がある。そのため、例えば、１００ＭＨｚで１００Ω以下のものが良いが、特に制限はない。

図３（ｂ）は、ミクスドモードＳパラメータの計算結果を示している。Ｓｃｃ２１は、入力側から出力側への同相成分の透過特性で、Ｓｄｄ２１は、逆相成分の透過特性である。図３（ｂ）より、逆相成分は減衰することなく透過しているのに対して、同相成分は、目標周波数帯域で遮断されていることが分かる。

［第３実施形態］
次に、本発明の第３実施形態に係るノイズフィルタを有する伝送装置について、図４を参照しながら説明する。なお、上記第１実施形態と同様の構成については、同一符号を付して説明を省略する。

問題となるノイズの周波数が複数存在する場合には、複数の共振周波数が必要となる。そこで、本第３実施形態の伝送装置１００Ｃでは、伝送線路７ａ，７ｂに対して、ノイズフィルタが複数設けられている。例えば図４（ａ）に示すように、２つのノイズフィルタ２００，２００’が設けられている。

ここで、ノイズフィルタ２００’は、ノイズフィルタ２００と同様に、一対のコイルからなる四端子回路網１Ａ’と、インダクタ２’及びキャパシタ３’を有する直列回路６’とを備えているが、各合成インダクタンスの値及び各容量の値が異なる。つまり、互いに異なるそれぞれの目標周波数に対して、各ノイズフィルタ２００，２００’による複数（本実施形態では２つ）の共振周波数が設定されている。これにより、図４（ｃ）に示すように、各共振周波数において、ノイズの遮断効果が得られる。

次に、別のノイズフィルタを有する伝送装置について、図４（ｂ）を参照しながら説明する。図４（ｂ）に示す伝送装置１００Ｄのノイズフィルタ２００Ｄは、上記第１実施形態と同様に、一対のコイル１１，１２からなる四端子回路網１Ａを備えている。更に、ノイズフィルタ２００Ｄは、一対のコイル１１，１２とグラウンドＧＮＤとの間に直列接続されたインダクタ及びキャパシタを有する直列回路を複数備えている。具体的には、ノイズフィルタ２００Ｄは、一対のコイル１１，１２とグラウンドＧＮＤとの間に直列接続されたインダクタ２及びキャパシタ３を有する直列回路６を備えている。

更に、ノイズフィルタ２００Ｄは、一対のコイル１１，１２とグラウンドＧＮＤとの間に直列接続されたインダクタ２’及びキャパシタ３’を有する直列回路６’を備えている。つまり、直列回路６’は、直列回路６に並列に接続されている。従って、一対のコイル１１，１２による同相成分に対する実効インダクタンスと、各インダクタ２，２’の各インダクタンスとで各合成インダクタンスが決定される。

そして、四端子回路網１Ａと直列回路６’とで設定される同相成分に対する共振周波数は、四端子回路網１Ａと直列回路６とで設定される同相成分に対する共振周波数とは異ならせてある。つまり、複数（本実施形態では２つ）の共振周波数が互いに異なる目標周波数となるように、各合成インダクタンスの値と、各キャパシタの各容量の値とが設定されている。これによっても、図４（ａ）のノイズフィルタ２００，２００’と同様の効果を奏する。

また、四端子回路網１Ａは、差動伝送に必要な差動信号の逆相成分に対して伝送線路７ａ，７ｂ間のインピーダンスが差動終端回路５ｂのインピーダンスに比べて高インピーダンスとなる。そのため、図４（ｃ）に示すように、複数の直列回路６，６’を設けたとしても、差動伝送波形には、ほとんど影響を与えない。

なお、図４は、２つの周波数に関する回路図であるが、２つ以上の周波数に関しても同様に伝送線路７ａ，７ｂに並列にノイズフィルタを接続するか、直列回路に並列に直列回路を複数段設ければ良く、さらには、これらを組み合わせて使用してもよい。さらに言えば、同相成分に対して高インピーダンスで、逆相成分に対して低インピーダンスとなるように、巻回又は積層されたコモンモードフィルタであっても、結線方法を考慮すれば代用できる。

以上、ノイズフィルタ２００Ｄによれば、四端子回路網１Ａに直列接続された直列回路６に対して、新たに直列回路６’を並列に多段接続することで、一つの四端子回路網１Ａで、複数の周波数においてノイズ遮断効果を奏する。

［第４実施形態］
次に、本発明の第４実施形態に係るノイズフィルタについて、図５を参照しながら説明する。なお、上記第１実施形態と同様の構成については、同一符号を付して説明を省略する。

本第４実施形態において伝送装置１００Ｅのノイズフィルタ２００Ｅは、図５（ａ）に示すように上記第１実施形態のノイズフィルタ２００と同様に、一対のコイル１１，１２からなる四端子回路網１Ａ及びインダクタ２及びキャパシタ３の直列回路６を備えている。更に、ノイズフィルタ２００Ｅは、一対の伝送線路７ａ，７ｂであって、一対のコイル１１，１２の一端１ａ，１ｂと受信回路５ａとの間に設けられ、受信回路５ａに同相成分が通過するのを遮断するコモンモードフィルタ８を備えている。

このコモンモードフィルタ８は、一対の巻線である一対のコイル８ａ，８ｂを有し、差動信号の同相成分に対しては磁束が強め合い、逆相成分に対しては磁束が弱め合う電磁結合状態で巻回又は積層されたものである。そして、一方のコイル８ａが一方の伝送線路７ａに直列接続されており、他方のコイル８ｂが他方の伝送線路７ｂに直列接続されている。コモンモードフィルタ８は、３０ＭＨｚから１．数ＧＨｚ程度の周波数帯域において同相成分に対するインピーダンスが高いものを選定するのが良い。

以上、コモンモードフィルタ８は、差動信号の逆相成分に対しては低インピーダンスとなりＥＭＩの原因となる同相成分に対して高インピーダンスとなるように動作する。そのため、同相成分であるノイズは、より確実に一対のコイル１１，１２及び直列回路６を通過するようになるため、より効果的にノイズを遮断することができる。

更に別の実施形態として、目標周波数においてノイズの遮断効果を高めるために、図５（ｂ）に示す伝送装置１００Ｆのノイズフィルタ２００Ｆでは、コモンモードフィルタ８の各コイル８ａ，８ｂにキャパシタ９ａ，９ｂを並列接続させている。この並列接続させるキャパシタ９ａ，９ｂの容量値Ｃ_Ｃは、式（３）によって決定される。

ここで、容量値Ｃ_Ｃは、挿入するキャパシタ９ａ，９ｂのキャパシタンスであり、Ｌ_Ｃはコモンモードフィルタ８の同相成分に対する実行インダクタンスであり、ω_Ｃは、目標角周波数である。伝送線路７ａ，７ｂに挿入されるそれぞれのキャパシタ９ａ，９ｂは同じ容量値のものが好ましく、各キャパシタ９ａ，９ｂは、一対のコイル１１，１２及び直列回路６の共振周波数と同じ周波数で共振するように容量値Ｃ_Ｃが設定されている。

図５（ｃ）は、ミクスドモードＳパラメータの計算結果を示す図である。この図５（ｃ）に示すように、ノイズフィルタ２００Ｆは、同相信号成分に対して高インピーダンスとなるコモンモードフィルタ８及びキャパシタ９ａ，９ｂを追加した結果、上記第１実施形態のノイズフィルタ２００よりも同相成分（ノイズ）の遮断効果が大きい。

したがって、このノイズフィルタ２００Ｆによれば、コモンモードフィルタ８及びキャパシタ９ａ，９ｂからなるフィルタ回路を目標周波数で同相成分に対して、さらに高インピーダンスにするができる。そのため、目標周波数において受信回路５ａへのノイズの伝搬を抑制する効果が高まり、さらに効果的にノイズを遮断することができる。

２インダクタ
３キャパシタ
４送信回路
５ａ受信回路
６直列回路
７ａ，７ｂ伝送線路
１００，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ，１００Ｅ，１００Ｆ伝送装置
２００，２００’，２００Ｂ，２００Ｄ，２００Ｅ，２００Ｆノイズフィルタ

Claims

差動信号を送信する送信回路と、前記差動信号を受信する受信回路と、前記送信回路と受信回路とを接続する一対の差動伝送線路と、前記差動伝送線路に設けられたノイズフィルタとを有する信号伝送回路において、
前記ノイズフィルタは、前記一対の差動伝送線路のそれぞれに一端が接続され、他端同士が短絡して接続され、前記一対の差動伝送線路を伝送する同相成分に対しては磁束が打ち消し合い、前記一対の差動伝送線路を伝送する逆相成分に対しては磁束が強め合う電磁結合状態である一対のコイルと、前記一対のコイルとグラウンドとの間に直列接続されたインダクタ及びキャパシタを有する直列回路と、を備えており、
前記一対のコイル及び前記直列回路による前記同相成分による共振周波数は、前記差動伝送線路を伝搬する差動信号の１ビット周期の整数倍の周波数のいずれかの周波数の±５％の範囲の周波数であることを特徴とする信号伝送回路。
前記ノイズフィルタにおける前記直列回路は、前記一対のコイルとグラウンドとの間に複数個設けられていることを特徴とする請求項１に記載の信号伝送回路。
前記差動伝送線路とグラウンドとの間には、複数個の前記ノイズフィルタが並列に設けられていることを特徴とする請求項１に記載の信号伝送回路。
前記一対の差動伝送線路において、前記一対のコイルの一端が接続された接続部と、前記受信回路との間には、前記受信回路に前記同相成分が通過するのを遮断するコモンモードフィルタが設けられていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の信号伝送回路。
前記コモンモードフィルタは、前記一対の差動伝送線路のそれぞれに直列に配置された２つのコイルからなり、前記２つのコイルのそれぞれには、前記２つのコイルに並列に接続され、前記共振周波数と同じ周波数で共振する容量値に設定されたキャパシタが備えられていることを特徴とする請求項４に記載の信号伝送回路。
差動信号を送信する送信回路が設けられた第１の基板と、
前記差動信号を受信する受信回路が設けられた第２の基板と、
前記送信回路と前記受信回路とを接続する一対の差動伝送線路とを有し、
前記一対の差動伝送線路は、前記第１の基板に形成された一対の第１の差動伝送線路と、前記第２の基板に形成された一対の第２の差動伝送線路と、前記一対の第１の差動伝送線路と前記一対の第２の差動伝送線路とを接続するケーブルと、からなり、
前記第１の基板の第１の差動伝送線路にはノイズフィルタが設けられており、
前記ノイズフィルタは、前記一対の第１の差動伝送線路のそれぞれに一端が接続され、他端同士が短絡して接続され、前記一対の第１の差動伝送線路を伝送する同相成分に対しては磁束が打ち消し合い、前記一対の第１の差動伝送線路を伝送する逆相成分に対しては磁束が強め合う電磁結合状態である一対のコイルと、前記一対のコイルとグラウンドとの間に直列接続されたインダクタ及びキャパシタを有する直列回路と、を備えており、
前記一対のコイル及び前記直列回路による前記同相成分による共振周波数は、前記第１の差動伝送線路を伝搬する差動信号の１ビット周期の整数倍の周波数のいずれかの周波数の±５％の範囲の周波数であることを特徴とする伝送装置。
前記ノイズフィルタにおける前記直列回路は、前記一対のコイルとグラウンドとの間に複数個設けられていることを特徴とする請求項６に記載の伝送装置。
前記第１の差動伝送線路とグラウンドとの間には、複数個の前記ノイズフィルタが並列に設けられていることを特徴とする請求項６に記載の伝送装置。
前記一対の第１の差動伝送線路において、前記一対のコイルの一端が接続された接続部と前記受信回路との間には、前記受信回路に前記同相成分が通過するのを遮断するコモンモードフィルタが設けられていることを特徴とする請求項６乃至８のいずれか１項に記載の伝送装置。
前記コモンモードフィルタは、前記一対の第１の差動伝送線路のそれぞれに直列に配置された２つのコイルからなり、前記２つのコイルのそれぞれには、前記２つのコイルに並列に接続され、前記共振周波数と同じ周波数で共振する容量値に設定されたキャパシタが備えられていることを特徴とする請求項９に記載の伝送装置。
差動信号を送信する送信回路と、前記送信回路に接続された一対の差動伝送線路とを有し、前記差動伝送線路にはノイズフィルタが設けられており、
前記ノイズフィルタは、前記一対の差動伝送線路のそれぞれに一端が接続され、他端同士が短絡して接続され、前記一対の差動伝送線路を伝送する同相成分に対しては磁束が打ち消し合い、前記一対の差動伝送線路を伝送する逆相成分に対しては磁束が強め合う電磁結合状態である一対のコイルと、前記一対のコイルとグラウンドとの間に直列接続されたインダクタ及びキャパシタを有する直列回路と、を備えており、
前記一対のコイル及び前記直列回路による前記同相成分による共振周波数は、前記差動伝送線路を伝搬する差動信号の１ビット周期の整数倍の周波数のいずれかの周波数の±５％の範囲の周波数であることを特徴とする回路基板。