JP6071294B2

JP6071294B2 - 差動伝送回路およびプリント回路板

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Publication number: JP6071294B2
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Inventors: 高橋　靖浩; 靖浩高橋
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Description

本発明は、電気・電子機器、制御機器等のデジタルデータ伝送方式に適用される差動伝送回路およびプリント回路板に関するものである。

近年のデジタル複合機やデジタルカメラは、高速化・高精彩化の要求により大容量のデジタル信号を高速に伝送する必要がある。これらの大容量データを高速に伝送するためには、伝送線路の数を増やすか、伝送速度を上げる必要がある。前者は、小型化・高密度化している電子プリント配線板において、増やすことができる伝送線路の数には限界がある。また、ケーブルで伝送する場合には、ケーブルの配線数の増加がコスト増加に直結してしまう。さらに、伝送速度の向上に伴いスキューによる信号間タイミングのばらつきが顕著になり、セットアップ／ホールドを満たすことが困難となる。そのため、少ない伝送線路で高速に大容量のデータを伝送することが可能な差動シリアル伝送方式が広く用いられるようになっている。差動シリアル伝送方式とは、送信側ＩＣからデータやアドレス、制御線といった低速なパラレル信号をシリアル化して伝送線路に差動信号として出力し、送られてきた差動信号であるシリアル信号を受信側ＩＣでデシリアライズしてパラレル信号に変換するものである。なお、送信側ＩＣから受信側ＩＣへ伝送するクロック信号は、前述のパラレル信号にクロック信号を含めてシリアル化して伝送するクロック埋込型の伝送方式でも、前述のパラレル信号とは別にクロック信号のみを送るクロック独立型の伝送方式でも良い。

一方、ケーブル等の長い有損失伝送線路上に高速な信号が伝送された場合、差動信号に含まれている高調波成分により、ケーブルをアンテナとして電磁波が放射され、他の機器の動作に影響を与える恐れがある。そのため、機器からの電磁波ノイズ（ＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ））を抑制する必要がある。

また、シリアル伝送では矩形波でデータ信号が伝送される。図８（ａ）は伝送される信号のノーマルモード成分のスペクトラムを概念的に示した図である。図８（ａ）からわかるように、ノーマルモード成分のスペクトラムはｓｉｎｃ関数で表される。ここで、高速のシリアル伝送において、受信側ＩＣでのデータ再生に最低限必要なノーマルモード成分のスペクトラムは、図８（ａ）中、第１エンベロープの部分である。

一方、図８（ｂ）は伝送される信号のコモンモード成分のスペクトラムを概念的に示した図である。コモンモード成分は、放射ノイズとして問題となる成分であり、差動信号の不平衡によって生ずる。図８（ｂ）において、周波数が５００ＭＨｚ、１ＧＨｚ、１．５ＧＨｚにおいて、非常に大きなコモンモード成分の信号が発生している。この５００ＭＨｚ、１ＧＨｚ、１．５ＧＨｚの周波数は、図８（ａ）において、ノーマルモード成分の信号がゼロとなる周波数である。すなわち、図８（ａ）に示すノーマルモード信号のスペクトラムが無くなる周波数において、振幅の大きなコモンモード成分の信号が発生する。

特許文献１には、シリアル伝送に使用される伝送路の持つ周波数帯域が無限と見なせなくなる。このため、符号間干渉が起こらないように、ローパスフィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ−ｐａｓｓｆｉｌｔｅｒ）を用い、データスペクトラムの帯域制限を行うことが記載されている。

特許文献１に記載されているＬＰＦを簡略化したものを図８（ｃ）に示す。この図８（ｃ）では、差動シリアル信号伝送路の一方には、インダクタ５１と、２つのコンデンサ５３，５５とからなる一対のπ型フィルタが設けられている。また他方の差動シリアル伝送路には、インダクタ５２と、２つのコンデンサ５４，５６とからなる一対のπ型フィルタが設けられている。このＬＰＦを差動信号送信部と差動信号受信部との間に挿入し、カットオフ周波数を第１エンベロープの最大周波数とすることで、第１エンベロープよりも高い周波数成分が除去される。これにより、ノーマルモード成分に対し、高域の不要なスペクトラムが除去されるとともに、コモンモード成分も同一の特性で高域のスペクトラムが除去される。

特開平４−３７２２１３号公報

しかしながら、上記従来のＬＰＦでは、不要な高周波帯域のノーマルモード成分の抑制と同等の性能でコモンモード成分も抑制されるが、放射ノイズの原因となるコモンモード成分は、ＬＰＦのカットオフ周波数以下の周波数帯域にも存在する。つまり、従来のＬＰＦでは、第１エンベロープの周波数帯域のコモンモード成分に対する抑制が不十分であったため、ＬＰＦのさらなる改良が求められていた。

本発明は、伝送に不要な高周波帯のノーマルモード成分を減衰させながら、信号線からの放射ノイズの原因となるコモンモード成分を大きく減衰させる差動伝送回路を提供することを目的とするものである。

本発明は、デジタル信号である差動信号を送信する差動信号送信部と、差動信号を受信する差動信号受信部と、前記差動信号送信部と前記差動信号受信部とを電気的に接続する第１の信号線及び第２の信号線と、を備えた差動伝送回路において、前記第１の信号線に設けられた第１のインダクタ、及び前記第２の信号線に設けられた第２のインダクタを有するインダクタ部と、一端が前記第１のインダクタの信号入力端に電気的に接続され、他端がグラウンドに電気的に接続された第１の入力側コンデンサ、及び一端が前記第２のインダクタの信号入力端に電気的に接続され、他端がグラウンドに電気的に接続された第２の入力側コンデンサを有する入力側コンデンサ部と、前記インダクタ部と前記差動信号受信部との間に設けられた出力側コンデンサ部とを備え、前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとは磁気結合しており、前記入力側コンデンサ部の静電容量が前記出力側コンデンサ部の静電容量よりも大きいことを特徴とする。

本発明によれば、入力側コンデンサ部、インダクタ部及び出力側コンデンサ部により、差動信号送信部から送信された差動信号に含まれる、伝送に不要な高周波帯のノーマルモード成分と高周波帯のコモンモード成分とを減衰させることができる。更に、インダクタ部の第１及び第２のインダクタを磁気結合したことにより、これら第１及び第２のインダクタをコモンモードチョークコイルとして機能させることができ、低周波帯を含め、コモンモード成分を減衰させることができる。したがって、伝送される信号の品質を確保することができると共に、不要な放射ノイズを効果的に低減させることができる。

第１実施形態に係る差動伝送回路の概略構成を示す回路図である。第１実施形態に係るインダクタ部の特性を示すグラフである。第１実施形態に係るローパスフィルタの構成を示す回路図とその特性を示すグラフである。第２実施形態に係る差動伝送回路の概略構成を示す回路図である。実施例１に係る差動伝送回路の特性のシミュレーション結果を示すグラフである。実施例２に係る差動伝送回路の特性のシミュレーション結果を示すグラフである。実施例３に係るローパスフィルタの構成を示す回路図とその特性のシミュレーション結果を示すグラフである。従来のローパスフィルタの特性を示すグラフと構成を示す回路図である。

以下、本発明を実施するための形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。

［第１実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態に係る差動伝送回路の概略構成を示す回路図である。差動伝送回路１００は、半導体素子で構成された差動信号送信部１と、半導体素子で構成された差動信号受信部２と、これら差動信号送信部１及び差動信号受信部２とを電気的に接続する第１の信号線３及び第２の信号線４と、を有している。具体的には、差動信号送信部１の第１の送信端である第１の送信端子１ａと、差動信号受信部２の第１の受信端である第１の受信端子２ａとが第１の信号線３で電気的に接続されている。また、差動信号送信部１の第２の送信端である第２の送信端子１ｂと差動信号受信部２の第２の受信端である第２の受信端子２ｂとが第２の信号線４で電気的に接続されている。第１の信号線３及び第２の信号線４により差動信号配線５が構成されている。

差動信号送信部１は、一対の信号線３，４に差動信号を出力することで、差動信号受信部２に差動信号を送信する。差動信号受信部２は、差動信号送信部１により送信された差動信号を受信する。差動信号はデジタル信号であり、データをシリアル化したシリアル信号である。そして、差動信号のうち、第１の信号線３を伝送する信号成分と第２の信号線４を伝送する信号成分とは互いに逆位相となっている。差動信号受信部２は、これら信号成分の電圧の差分から差動信号の電圧レベル（ハイレベル、ローレベル）を判別し、データを再生する。

第１及び第２の信号線３，４は、第１のプリント配線板２１に形成された導電パターン３ａ，４ａと、第２のプリント配線板２２に形成された導電パターン３ｂ，４ｂと、これら導電パターンをつなぐケーブル３ｃ，４ｃと、からなる差動伝送路である。

また、差動伝送回路１００は、第１及び第２の信号線３，４に設けられたローパスフィルタ６と、第１及び第２の終端抵抗器７，８とを備えている。ローパスフィルタ６は、差動信号送信部１近傍に設けられており、終端抵抗器７，８は差動信号受信部２近傍に設けられている。より具体的には、ローパスフィルタ６は、第１のプリント配線板２１に実装され、終端抵抗器７，８は、第２のプリント配線板２２に実装されている。

本第１実施形態では、第１のプリント配線板２１と、第１のプリント配線板２１に実装された差動信号送信部１及びローパスフィルタ６とを有して第１のプリント回路板２００が構成されている。また、第２のプリント配線板２２と、第２のプリント配線板２２に実装された差動信号受信部２及び終端抵抗器７，８とを有して第２のプリント回路板３００が構成されている。

第１の終端抵抗器７の一方の端子（一端）７ａは、差動信号受信部２の第１の受信端子２ａに電気的に接続され、他方の端子（他端）７ｂはグラウンドＧＮＤ２に電気的に接続されている。また、第２の終端抵抗器８の一方の端子（一端）８ａは、差動信号受信部２の第２の受信端子２ｂに電気的に接続され、他方の端子（他端）８ｂはグラウンドＧＮＤ２に電気的に接続されている。

ローパスフィルタ６は、インダクタ部１１と、インダクタ部１１の入力側に設けられた入力側コンデンサ部１２と、インダクタ部１１の出力側に設けられた出力側コンデンサ部１３とを有して構成されている。

インダクタ部１１は、第１の信号線３に設けられた第１のインダクタ１４と、第２の信号線４に設けられた第２のインダクタ１５とを有してなる。インダクタ１４，１５は、信号線３，４に直列に設けられており、インダクタ１４，１５の一方の端子（一端）１４ａ，１５ａが信号入力端となり、他方の端子（他端）１４ｂ，１５ｂが信号出力端となる。これらインダクタ１４，１５は、導電線が螺旋状に同一の巻き方向に巻き回されて形成されてなるコイル（第１及び第２のコイル）である。

入力側コンデンサ部１２は、２つの入力側コンデンサ１６，１７からなる。第１の入力側コンデンサ１６は、一方の端子（一端）１６ａが第１のインダクタ１４の信号入力端１４ａに電気的に接続され、他方の端子（他端）１６ｂがグラウンドＧＮＤ１に電気的に接続されている。また、第２の入力側コンデンサ１７は、一方の端子（一端）１７ａが第２のインダクタ１５の信号入力端１５ａに電気的に接続され、他方の端子（他端）１７ｂがグラウンドＧＮＤ１に電気的に接続されている。

出力側コンデンサ部１３は、インダクタ部１１からみて差動信号送信部１と逆側、即ちインダクタ部１１に対して差動信号送信部１が設けられている側とは逆側に設けられており、第１実施形態では、２つの出力側コンデンサ１８，１９からなる。第１の出力側コンデンサ１８は、一方の端子（一端）１８ａが第１のインダクタ１４の信号出力端１４ｂに電気的に接続され、他方の端子（他端）１８ｂがグラウンドＧＮＤ１に電気的に接続されている。また、第２の出力側コンデンサ１９は、一方の端子（一端）１９ａが第２のインダクタ１５の信号出力端１５ｂに電気的に接続され、他方の端子（他端）１９ｂがグラウンドＧＮＤ１に電気的に接続されている。

なお、各コンデンサ１６，１７，１８，１９は、プリント配線板２１，２２に実装されるコンデンサ素子であってもよいし、プリント配線板２１，２２に導電パターンで形成されるコンデンサパターンであってもよい。また、各コンデンサ１６，１７，１８，１９は、１つのコンデンサ素子又はコンデンサパターンであってもよいし、複数のコンデンサ素子又は複数のコンデンサパターンを並列又は直列接続して１つのコンデンサとして機能させてもよい。

グラウンドＧＮＤ１，ＧＮＤ２は、例えばプリント配線板２１，２２に形成されたグラウンドプレーンであり、不図示の金属筐体に接地されている。

以上の構成により、差動信号送信部１から送信された差動信号は、一対の信号線３，４（差動伝送路）により伝送され、差動信号受信部２の受信端子２ａ，２ｂに設けられた終端抵抗器７，８に発生する電圧により、差動信号受信部２でデータが再生される。差動信号送信部１から送信される差動信号には、伝送に必要なノーマルモード信号を含むノーマルモード成分と、伝送には不要で、放射ノイズの原因となるコモンモード成分とが存在する。また、伝送に必要なノーマルモード信号には、差動信号受信部２でデータ再生には必ずしも必要でない高周波成分を含んでいる。つまり、図８（ａ）に示す第１エンベロープの部分が、差動信号受信部２においてデータ再生に必要なスペクトラムである。

一方、第１の入力側コンデンサ１６、第１のインダクタ１４及び第１の出力側コンデンサ１８は、ノーマルモード成分に対しては、π型フィルタとして機能する。さらに、第２の入力側コンデンサ１７、第２のインダクタ１５及び第２の出力側コンデンサ１９は、ノーマルモード成分に対しては、π型フィルタとして機能する。従って、π型フィルタとして機能する入力側コンデンサ部１２、インダクタ部１１及び出力側コンデンサ部１３が協働することにより、差動信号に含まれるノーマルモード成分（具体的には、第１エンベロープよりも高い周波数帯、即ち高周波帯）が減衰される。

さらに、入力側コンデンサ部１２の第１及び第２の入力側コンデンサ１６，１７は、コモンモード成分をグラウンドＧＮＤ１にバイパスしている。これら一対の入力側コンデンサ１６，１７からなる入力側コンデンサ部１２により、差動信号に含まれるコモンモード成分（具体的には高周波帯）が減衰される。

つまり、入力側コンデンサ１６，１７及び出力側コンデンサ１８，１９の静電容量、インダクタ１４，１５のインダクタンスが、図８（ａ）に示す第１エンベロープの部分を透過させ、第１エンベロープよりも周波数が高い成分を減衰させるように設計される。

さらに第１実施形態では、第１のインダクタ１４と第２のインダクタ１５とが磁気結合されている。例えば、共通のコアに導電線が同一の巻き方向に巻かれて形成されている。したがって、一対のインダクタ１４，１５は、ノーマルモード成分に対しては、磁界を打ち消し合うようになっており、インピーダンスが比較的小さく、ほとんど減衰させない。逆に、一対のインダクタ１４，１５は、コモンモード成分に対しては、同一方向に磁界を発生し、インピーダンスが比較的大きく、減衰させる作用がある。つまり、第１及び第２のインダクタ１４，１５（インダクタ部１１）はコモンモードチョークコイルとして機能する。

図２は、インダクタ部１１の特性を示すグラフであり、図２（ａ）はインダクタ部１１のインピーダンス周波数特性、図２（ｂ）はローパスフィルタ６の減衰周波数特性を示している。図２（ａ）に示すように、コモンモードチョークコイルとして機能するインダクタ部１１は、コモンモード成分に対しては、インダクタ部１１のインピーダンス（破線）がノーマルモード成分に対するインピーダンス（実線）よりも高くなる傾向にある。そのため、図２（ｂ）に示すように、コモンモード成分は、ノーマルモード成分よりも減衰が大きい。図２（ａ）の例では、コモンモード成分に対するインピーダンスが、ノーマルモード成分に対するインピーダンスに比べ、約１０倍の値を示しており、コモンモード成分に対して大きな減衰を示すことが分かる。

したがって、第１実施形態では、第１のインダクタ１４及び第２のインダクタ１５を磁気結合させてコモンモードチョークコイルとして機能させているので、低周波帯（第１エンベロープの周波数帯）を含め、コモンモード成分を大きく減衰させることができる。

特に、第１のインダクタ１４と第２のインダクタ１５とを磁気結合させた場合は、第１のインダクタ１４と第２のインダクタ１５とを磁気結合させていない場合と比べ、コモンモード成分の低周波帯での減衰量を増加させることができる。

磁気結合されたインダクタンスによって構成されたローパスフィルタの特性を説明するために、図１のローパスフィルタ６の部分のみを図３（ａ）に示す。図３（ａ）において、第１のインダクタ１４と第２のインダクタ１５のインダクタンス値をＬ_ｏ、第１のインダクタ１４と第２のインダクタ１５の結合係数をｋ、４つのコンデンサ１６，１７，１８，１９の容量値をともにＣとする。

Ｌ_ｏの値を持つインダクタンスが結合係数ｋで結合されたときのノーマルモードに対するインダクタンス値Ｌ_ｎは、以下の式（１）となる。

また、同様にコモンモードに対するインダクタンス値Ｌ_ｃは、以下の式（２）となる。

二つの式からＬ_ｃとＬ_ｎとの関係は、以下の式（３）となる。

結合係数ｋは０〜１の値を持つので、常にＬ_ｃ＞Ｌ_ｎとなりｋが大きくなるとコモンモードに対するインダクタンス値Ｌ_ｃが大きくなることが分かる。

図３（ａ）の構成で、カットオフ周波数５００ＭＨｚ、差動インピーダンス１００Ωにおける、結合が無い状態（ｋ＝０）でのインダクタンス値Ｌ_ｏを３２ｎＨ、４つのコンデンサＣの値を６．４ｐＦとした。ｋ＞０であるとき、常にノーマルモードに対するインダクタンス値Ｌ_ｎが２ｎＨとなるようにＬ_ｏを決定した。これは、常にノーマルモードに対するフィルタの特性を一定にするためである。

このときの結合係数ｋの変化に対するコモンモード成分の減衰特性を示したのが図３（ｂ）ある。結合係数ｋを変化させたとき、常にノーマルモードに対する減衰特性を同図のｋ＝０の状態に制御している。結合係数ｋ＝０．４のときに、カットオフ周波数５００ＭＨｚにおいてコモンモードの減衰量がノーマルモードに対し１０ｄＢ大きくなる。つまり、伝送に不要なコモンモード成分に対しては、低い周波数帯においても抑圧が可能であり、図８（ｂ）に示した伝送信号から発生する特徴的なコモンモード成分のスペクトラムに対して大きな減衰が得られることが分かる。

またさらに結合係数ｋを０．４以上とすることで、カットオフ周波数以下のノーマルモード信号に減衰を与えることなく、コモンモードに対して１０ｄＢ以上の大きな減衰を与えられることがわかる。

したがって、コモンモード成分の全体としても大幅に減衰させることができるので、伝送される信号の品質を確保することができると共に、不要な放射ノイズを効果的に低減させることができる。特に、本第１実施形態では、差動信号送信部１とケーブル３ｃ，４ｃとの間にローパスフィルタ６を設けたので、ケーブル３ｃ，４ｃからの放射ノイズを効果的に低減させることができる。

なお結合係数ｋは、自己インダクタンスＬ_ｏと相互インダクタンスＭから求めることができる。結合の有るインダクタンス値Ｌは、第１のインダクタの自己インダクタンスＬ_１、第２のインダクタの自己インダクタンスＬ_２と相互インダクタンスＭで以下の式（４）のように表される。

ここで相互インダクタンスＭは、以下の式（５）で表される。

したがって、結合係数ｋは、以下の式（６）で表される。

Ｌ_１＝Ｌ_２＝Ｌ_ｏの場合、結合係数ｋは、以下の式（７）となる。

従って実際のインダクタンス値Ｌと第１のインダクタの自己インダクタンスＬ_１、第２のインダクタの自己インダクタンスＬ_２と計測することで結合係数ｋを求めることができる。

ところで、第１実施形態では、入力側コンデンサ部１２の静電容量（入力側コンデンサ部１２の直列合成容量）は、出力側コンデンサ部１３の静電容量（出力側コンデンサ部１３の直列合成容量）よりも大きく設定されている。つまり、第１及び第２の入力側コンデンサ１６，１７の直列合成容量が、第１及び第２の出力側コンデンサ１８，１９の直列合成容量よりも大きく設定されている。これにより、差動信号に含まれるコモンモード成分に対しては、第１及び第２の入力側コンデンサ１６，１７を介してグラウンドＧＮＤ１に流れやすくなり、差動信号におけるコモンモード成分を効果的に減衰させることができる。

［第２実施形態］
次に、本発明の第２実施形態に係る差動伝送回路について説明する。図４は、本発明の第２実施形態に係る差動伝送回路の概略構成を示す回路図である。なお、図４において、上記第１実施形態の差動伝送回路と同一の構成のものについては、同一符号を付してその詳細な説明を省略する。

本第２実施形態の差動伝送回路１００Ａは、図１に示した上記第１実施形態の差動伝送回路１００において、出力側コンデンサ１８と出力側コンデンサ１９とを直列合成したものと同等の出力側コンデンサ２０を、一対の信号線３，４間に挿入したものである。具体的に説明すると、本第２実施形態の差動伝送回路１００Ａのローパスフィルタ６Ａは、上記第１実施形態の出力側コンデンサ部１３に代えて、出力側コンデンサ部１３Ａを備えたものである。出力側コンデンサ部１３Ａは、インダクタ部１１と差動信号受信部２との間に設けられた出力側コンデンサ２０からなる。より具体的には、出力側コンデンサ２０は、一方の端子（一端）２０ａが第１のインダクタ１４の信号出力端１４ｂに電気的に接続され、他方の端子（他端）２０ｂが第２のインダクタ１５の信号出力端１５ｂに電気的に接続されている。

なお、出力側コンデンサ２０は、プリント配線板２１に実装されるコンデンサ素子であってもよいし、プリント配線板２１に導電パターンで形成されるコンデンサパターンであってもよい。また、出力側コンデンサ２０は、１つのコンデンサ素子又はコンデンサパターンであってもよいし、複数のコンデンサ素子又は複数のコンデンサパターンを並列又は直列接続して１つのコンデンサとして機能させてもよい。

本第２実施形態では、第１のプリント配線板２１と、第１のプリント配線板２１に実装された差動信号送信部１及びローパスフィルタ６Ａとを有して第１のプリント回路板２００Ａが構成されている。

以上の構成により、ローパスフィルタ６Ａは、ノーマルモード成分に対しては一対のπ型フィルタとして機能する。具体的に説明すると、出力側コンデンサ２０を、２つの直列コンデンサと見た場合に、直列コンデンサ同士の接続点が仮想接地されたものと考えられる。第１の信号線３においては、第１の入力側コンデンサ１６と、第１のインダクタ１４と、出力側コンデンサ２０を直列コンデンサと見たとしたときの一方のコンデンサとでπ型フィルタとして機能する。また、第２の信号線４においては、第２の入力側コンデンサ１７と、第２のインダクタ１５と、出力側コンデンサ２０を直列コンデンサと見たとしたときの一方のコンデンサとでπ型フィルタとして機能する。したがって、ノーマルモード成分に対して、高周波帯（第１エンベロープよりも高い周波数帯）を効果的に減衰させることができる。

以上、第２実施形態では、前記第１実施形態と同様の効果を奏すると共に、部品点数を削減することができ、また、コンデンサ間のばらつきによる回路の不平衡を低減させ、ひいてはローパスフィルタ６Ａにおけるコモンモード成分の発生を抑制する効果がある。

また、第２実施形態においても、入力側コンデンサ部１２の静電容量を出力側コンデンサ部１３Ａの静電容量よりも大きくなるよう設定している。具体的には、第１及び第２のコンデンサ１６，１７の直列合成容量が、出力側コンデンサ２０の静電容量よりも大きくなるように設定されている。これにより、差動信号に含まれるコモンモード成分に対しては、第１及び第２の入力側コンデンサ１６，１７を介してグラウンドＧＮＤ１に流れやすくなり、差動信号におけるコモンモード成分を効果的に減衰させることができる。

なお、本発明は、以上説明した実施形態に限定されるものではなく、多くの変形が本発明の技術的思想内で当分野において通常の知識を有する者により可能である。

前記第１及び第２実施形態では、差動信号送信部と差動信号受信部とが互いに異なるプリント配線板に実装されてケーブルで電気的に接続されている場合について説明したが、これに限定するものではない。差動信号送信部と差動信号受信部とが同一のプリント配線板に実装されている場合であっても同様の効果を奏するものである。この場合、プリント配線板と、プリント配線板に実装された差動信号送信部、差動信号受信部及びローパスフィルタとを有してプリント回路板が構成される。

［実施例１］
図１の構成において、コンデンサ１６，１７，１８，１９の静電容量値をそれぞれ８ｐＦとし、インダクタ１４，１５の持つリアクタンス特性を図２に示すものとした。また、ケーブル３ｃ，４ｃの持つ差動特性インピーダンスを１００Ω、終端抵抗器７，８の抵抗値をそれぞれ５０Ωとした。以上の設定で、ノーマルモード成分およびコモンモード成分に対する特性をシミュレーションにより求めた。

図５（ａ）は、上記素子値を用い、差動信号におけるノーマルモード成分に対する周波数−振幅特性を示す図である。図５（ａ）中、破線はコンデンサ１６，１７，１８，１９を配置せず、インダクタ部１１のみのときの特性である。図５（ａ）中、実線はコンデンサ１６，１７，１８，１９を配置してローパスフィルタ６を構成したときの特性である。図５（ａ）に示す特性から、本実施例１の構成において上記素子値とした場合、第１エンベロープの最大周波数が５００ＭＨｚである信号を伝送する場合において、伝送に不要な５００ＭＨｚ以上の成分を効果的に抑圧できることが分かった。

また、図５（ｂ）は、前記素子値を用い、差動信号におけるコモンモード成分に対する周波数−振幅特性を示す図である。図５（ｂ）中、破線はコンデンサ１６，１７，１８，１９を配置せず、インダクタ部１１のみのときの特性である。図５（ｂ）中、実線はコンデンサ１６，１７，１８，１９を配置してローパスフィルタ６を構成したときの特性である。図５（ｂ）に示す特性から、本実施例１の構成において上記素子値とした場合、伝送に不要なコモンモード成分を効果的に抑圧できることが分かった。

［実施例２］
図４の構成において、コンデンサ１６，１７の容量値をそれぞれ８ｐＦ、コンデンサ２０の容量値を、図１におけるコンデンサ１８，１９の直列合成容量値である４ｐＦとし、インダクタ１４，１５の持つリアクタンス特性を図２に示すものとした。また、ケーブル３ｃ，４ｃの持つ差動特性インピーダンスを１００Ω、終端抵抗器７，８の抵抗値をそれぞれ５０Ωとした。以上の設定で、ノーマルモード成分およびコモンモード成分に対する特性をシミュレーションにより求めた。

図６は、上記素子値を用い、差動信号におけるコモンモード成分に対する周波数−振幅特性を示す図である。図６中、破線はコンデンサ１６，１７，２０を配置せず、インダクタ部１１のみのときの特性である。図６中、実線はコンデンサ１６，１７，２０を配置してローパスフィルタ６Ａを構成したときの特性である。図６に示す特性から、上記実施例１で説明した構成より部品点数を削減した本実施例２の構成において上記素子値とした場合、伝送に不要なコモンモード成分を効果的に抑圧できることが分かった。

なお、本実施例２の構成にした場合、ノーマルモード成分に対する周波数−振幅特性は実施例１と同じ、図５（ａ）の特性となった。したがって、第１エンベロープの最大周波数が５００ＭＨｚである信号を伝送する場合において、伝送に不要な５００ＭＨｚ以上の成分を効果的に抑圧できることが分かった。

［実施例３］
本実施例３で構成されるローパスフィルタは、ノーマルモード成分に対して高周波帯の不要スペクトラムを減衰させる目的で挿入される。デジタル信号をローパスフィルタ等の回路網を通過する際、出力される波形にオーバーシュートと呼ばれるリンギング波形となることがある。これは回路網の特性が、位相平坦特性ではなく、周波数に対して遅延時間が一定でないことが原因である。位相平坦ではない回路網を通過したデジジタル信号は、ジッタを有しアイが閉じた波形となり得る。

したがって、本実施例３では、デジジタル信号の周波数帯域を制限するフィルタとして、周波数に対する位相特性が最大平坦であるベッセル型ローパスフィルタを用いた。

ベッセル型ローパスフィルタの伝達関数（３次）は、次式で表される。

この伝達関数を満たす回路網は４種類存在するが、インダクタンスの数量が少ないπ型構成がよく用いられ、本実施例３においても、π型構成のものとした。

ベッセル型ローパスフィルタは、入出力非対象の回路となる。カットオフ周波数を１ＧＨｚ、特性インピーダンスを５０Ωとしたときのπ型構成を図７（ａ），図７（ｂ）に示す。

図７（ａ）に示すローパスフィルタと図７（ｂ）に示すローパスフィルタとの違いは、容量値の数値の違いであるが、伝達関数が同一であるのでフィルタの通過特性に違いはない。ローパスフィルタ６Ａの出力側コンデンサ２０はコモンモード成分に対して高いインピーダンスとなる。つまり、出力側コンデンサ２０にはコモンモード電流が流れない。

図７（ｃ）にコンデンサの定数の違いによるコモンモード減衰特性の違いを表す。図７（ｃ）中、実線Ａが図７（ａ）の構成としたときのコモンモード成分除去能力で、破線Ｂが図７（ｂ）の構成としたときのコモンモード成分除去能力である。実線Ａが破線Ｂよりも大きな減衰が得られている。

したがってコモンモード成分について考えると、差動信号送信部１に近い入力側コンデンサ１６，１７の直列合成容量が、出力側コンデンサ２０の容量よりも大きくすることにより、信号線を流れるコモンモード電流が減少し、放射ノイズが低減される。

１…差動信号送信部、２…差動信号受信部、３…第１の信号線、４…第２の信号線、６…ローパスフィルタ、６Ａ…ローパスフィルタ、１１…インダクタ部、１２…入力側コンデンサ部、１３…出力側コンデンサ部、１３Ａ…出力側コンデンサ部、１４…第１のインダクタ、１５…第２のインダクタ、１６…第１の入力側コンデンサ、１７…第２の入力側コンデンサ、１８…第１の出力側コンデンサ、１９…第２の出力側コンデンサ、２０…出力側コンデンサ、１００…差動伝送回路、１００Ａ…差動伝送回路、２００…第１のプリント回路板（プリント回路板）、２００Ａ…第１のプリント回路板（プリント回路板）、ＧＮＤ１…グラウンド

Claims

デジタル信号である差動信号を送信する差動信号送信部と、差動信号を受信する差動信号受信部と、前記差動信号送信部と前記差動信号受信部とを電気的に接続する第１の信号線及び第２の信号線と、を備えた差動伝送回路において、
前記第１の信号線に設けられた第１のインダクタ、及び前記第２の信号線に設けられた第２のインダクタを有するインダクタ部と、
一端が前記第１のインダクタの信号入力端に電気的に接続され、他端がグラウンドに電気的に接続された第１の入力側コンデンサ、及び一端が前記第２のインダクタの信号入力端に電気的に接続され、他端がグラウンドに電気的に接続された第２の入力側コンデンサを有する入力側コンデンサ部と、
前記インダクタ部と前記差動信号受信部との間に設けられた出力側コンデンサ部とを備え、
前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとは磁気結合しており、
前記入力側コンデンサ部の静電容量が前記出力側コンデンサ部の静電容量よりも大きいことを特徴とする差動伝送回路。
前記出力側コンデンサ部と前記インダクタ部と前記入力側コンデンサ部とは協働することで、前記差動信号に含まれるノーマルモード成分を減衰させ、前記インダクタ部の磁気結合により、前記差動信号に含まれるコモンモード成分を減衰させることを特徴とする請求項１に記載の差動伝送回路。
前記出力側コンデンサ部は、一端が前記第１のインダクタの信号出力端に電気的に接続され、他端がグラウンドに電気的に接続された第１の出力側コンデンサと、一端が前記第２のインダクタの信号出力端に電気的に接続され、他端がグラウンドに電気的に接続された第２の出力側コンデンサとを有することを特徴とする請求項１または２に記載の差動伝送回路。
前記出力側コンデンサ部は、一端が前記第１のインダクタの信号出力端に電気的に接続され、他端が前記第２のインダクタの信号出力端に電気的に接続されたコンデンサであることを特徴とする請求項１または２に記載の差動伝送回路。
前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとの磁気結合は、結合係数ｋが０．４以上であることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の差動伝送回路。
プリント配線板に実装され、デジタル信号である差動信号を送信する半導体素子と、前記半導体素子に電気的に接続された第１の信号線及び第２の信号線からなる差動信号配線と、を備えたプリント回路板において、
前記第１の信号線に設けられた第１のインダクタ、及び前記第２の信号線に設けられた第２のインダクタを有するインダクタ部と、
一端が前記第１のインダクタの信号入力端に電気的に接続され、他端がグラウンドに電気的に接続された第１の入力側コンデンサ、及び一端が前記第２のインダクタの信号入力端に電気的に接続され、他端がグラウンドに電気的に接続された第２の入力側コンデンサを有する入力側コンデンサ部と、
前記インダクタ部からみて前記半導体素子と逆側に設けられた出力側コンデンサ部とを備え、
前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとは磁気結合しており、
前記入力側コンデンサ部の静電容量が前記出力側コンデンサ部の静電容量よりも大きいことを特徴とするプリント回路板。
前記出力側コンデンサ部と前記インダクタ部と前記入力側コンデンサ部とは協働することで、前記差動信号に含まれるノーマルモード成分を減衰させ、前記インダクタ部の磁気結合により、前記差動信号に含まれるコモンモード成分を減衰させることを特徴とする請求項６に記載のプリント回路板。
前記出力側コンデンサ部は、一端が前記第１のインダクタの信号出力端に電気的に接続され、他端がグラウンドに電気的に接続された第１の出力側コンデンサと、一端が前記第２のインダクタの信号出力端に電気的に接続され、他端がグラウンドに電気的に接続された第２の出力側コンデンサとを有することを特徴とする請求項６または７に記載のプリント回路板。
前記出力側コンデンサ部は、一端が前記第１のインダクタの信号出力端に電気的に接続され、他端が前記第２のインダクタの信号出力端に電気的に接続されたコンデンサであることを特徴とする請求項６または７に記載のプリント回路板。
前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとの磁気結合は、結合係数ｋが０．４以上であることを特徴とする請求項６乃至９のいずれか１項に記載のプリント回路板。