JP5544137B2 - 触針式段差計による試料の表面形状の測定用の計測制御回路装置 - Google Patents

触針式段差計による試料の表面形状の測定用の計測制御回路装置 Download PDF

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Description

本発明は、触針式段差計による試料の表面形状の測定用の計測制御回路装置に関するものである。一層特に、本発明は触針式段差計の針のとびを小さくする計測制御回路装置に関する。
本明細書において、用語“試料の表面形状”は試料の段差、膜厚、表面粗さの概念を包含するものとする。
この種の触針式段差計の例としては、特許文献1及び特許文献2に記載されているものを挙げることができる。
添付図面の図1には、特許文献1及び特許文献2に記載された触針式段差計の例を示している。図1において、1は固定支持台で、その上に支点2を介して揺動支持棒3が設けられ、この揺動支持棒3の一端には探針4が下向きに取り付けられている。探針4はその先端はダイヤモンドで構成され、また先端の半径は一般的には2.5μmであるが、それより大きくても小さくてもよい。また、揺動支持棒3の他端には探針4に垂直下方の力すなわち針圧を加える力を発生する針圧付加手段5が設けられている。この針圧付加手段5は図示例では、揺動支持棒3の他端から上方へのびる作動子5aと作動子5aを受ける穴をもつコイル5bとで構成されている。揺動支持棒3の一端における探針4より支点2側において、探針4の垂直方向の変位を検出する検出手段6が設けられ、この検出手段6は揺動支持棒3に一端を固定した測定子6aと測定子6aの他端すなわち自由端を受けるコイル6bとを備えた差動トランスで構成されている。
また、図1において7は試料ホルダーで、その上に走査ステージ8が探針4に対して予定の操作速度で移動できるように設けられ、この走査ステージ8上には被測定試料9が取り付けられ得る。
針圧付加手段5及び探針4の垂直方向の変位を検出する検出手段6は図2及び図3に示すような制御手段に接続され、この制御手段は検出手段6からの出力信号に基いて針圧付加手段5の動作を制御するように構成されている。なお、図1の装置において試料9を固定して探針側を走査するように構成することも可能である。
図1に示す制御手段の構成の一例(特許文献2)を図11に示し、図11において、11はコンピュータ装置で、このコンピュータ装置11はアナログ入出力ボード12を介して、針圧発生装置5におけるコイル5bに接続された針圧発生装置用電源13及び走査ステージ8の駆動装置14にそれぞれ接続されている。また、コンピュータ装置11は、汎用インターフェースボード15を介してデジタルロックイン増幅器及び発振器を備えた検出回路16に接続され、この検出回路16は変位センサ6を成す差動トランスの一次コイル及び二次コイルに接続されている。
雑音を減らすために変位センサ6からの出力信号即ち測定データは、デジタルロックイン増幅器及び発振器を備えた検出回路16における低域通過フィルタ(LPF)に通され、高い周波数の雑音は低減される。コンピュータ装置11は、送られてきたデータをソフトのフィルタ、即ち、デジタルフィルタで同様のLPF処理をしてもよい。この処理は、計算によって高い周波数の雑音を低減する方法である。このようにして、それらのLPF処理によって高い周波数成分の雑音が除去され、雑音の小さい表面形状データが得られる。
ところで、半導体素子を作製する際のSi基板や液晶パネル製作時のガラス基板上の薄膜プロセスにおける段差などの形状測定では、探針4を被測定試料9に対して相対的に一定の速さで掃引し、差動トランス等の変位センサ6の出力電圧を一定の時間間隔で計測器により測定し、そのデータがコンピュータ装置11に送られ、モニターに表示される。ここで探針4の被測定試料9への力が0.1mgfと小さいときには、走査速度が大きいと段差の箇所で探針4が跳び上がる場合がある。
それを抑えるために、探針4の位置zを常にモニターし、力発生コイル5bに流す電流を制御するようにした制御装置の例(特許文献1)が図12に示されている。
参照)(特許文献1)。
図12に示す針とび抑制制御を行うための計測制御系の構成例では、差動トランス等から成り得る検出手段即ち変位センサ6は探針4の垂直方向の位置zを測定し、変位センサ6の出力はロックインアンプ等の計測器21で計測される。計測器21は計測した探針の変位信号をアナログ信号としてアナログ入出力ボード22へ出力する。このアナログ入出力ボード22は、リアルタイムOSで動作するコントローラ23で制御され、計測器21からのアナログ信号取り込む。コントローラ23のCPU及びそれにLANを介し接続されたコンピュータ装置24でその信号を探針4の垂直方向の変位zに換算し、その時間微分dz/dt即ち探針の変位速度v及び2階微分dz/dt即ち探針の加速度αを計算し、それら値から探針のとびを判断するように機能する。コントローラ23において探針4のとびが検知されると、探針4の針圧を増すために、針圧付加手段5(図1)におけるコイル5bに流す電流を増すようにする。すなわちアナログ入出力ボード22を介して、コイル5bに流す電流を制御するアナログ電圧信号がコイル5bに接続された電源25に供給され、この電源25を制御する。
計測器21によって測定した探針4の垂直方向の位置zの信号は、別個に設けた制御器に送られて、そこで別の計算処理を行い、力用コイルに流す電流値を算出し、制御することで探針のとびを小さくするようにされてきた(特許文献1)。
特開2009−20050 特開2009−133730
前述のように先行技術においては、針のとびを抑制するには、計測器の他に専用の制御器が必要であり、装置としてのコストが上がり、計測制御器として小型化ができないという問題がある。
そこで、本発明は、小型化、コストダウンができる、触針式段差計の針のとびを小さくする計測制御回路装置を提供することを目的としている。
本発明によれば、被測定試料の表面に対して垂直方向に移動可能でしかも被測定試料の表面に沿って相対的に移動可能である探針と、
探針に被測定試料の表面に対して垂直方向に向う針圧を作用させる針圧付加手段と、
探針の垂直方向の変位を検出する差動トランスと、
差動トランスの出力信号に基き探針のとびを検出すると共に探針のとびの検出に応じて針圧付加手段を制御して探針の針圧を増減する制御手段と
を有する触針式段差計による試料の表面形状の測定用の計測制御回路装置において、
差動トランスの一次側に印加される一次電圧と同じ周波数の信号を位相調整して参照信号を形成し、この参照信号と探針の垂直方向の変位を検出する差動トランスの二次側からの検出した信号とを掛算処理し、探針の垂直方向の変位値を表す信号を発生するデジタル信号処理装置と、
針圧付加手段の力発生用コイルの電流値を制御する制御信号を発生する回路と
を有することを特徴としている。
デジタル信号処理装置は、sin波を発生するsin波発生回路と、sin波発生回路で発生したsin波を振幅調整する振幅調整回路とを備え、差動トランスの一次側に印加される一次電圧を出力するように構成され得る。
デジタル信号処理装置は、さらに、sin波発生回路で発生したsin波を振幅及び位相調整して参照信号を発生する振幅・位相調整回路を備え得る。
参照信号は、差動トランスの一次側に印加される一次電圧と同じ周波数で位相を調整された信号であり得る。
参照信号を発生する振幅・位相調整回路は、外部発信器より差動トランスの一次側に印加される一次電圧から分岐した電圧を受け、振幅及び位相調整して参照信号を発生するように構成され得る。
デジタル信号処理装置は、参照信号と差動トランスの二次側に発生した測定信号とを掛算する掛算回路と、掛算回路からの信号をフィルタリング処理して、雑音を含む測定信号の中から参照信号と同じ周波数成分を取り出す低域通過フィルタ回路とを備え、算出した測定信号の振幅及び位相に基き、差動トランスのコアの変位を求めるように構成されたデジタルロックイン増幅器から成り得る。
デジタルロックイン増幅器は、1周期の1/4ずれた時点での参照信号の値を用いて測定信号のcos成分とsin成分とを同時に得るように構成され得る。
差動トランスの一次側に印加されるsin波の一次電圧の周波数は5kHzであり、差動トランスの二次コイルに発生する二次電圧を200kS/sでAD変換して読み込み、5μs毎に計算処理するように構成され得る。
デジタル信号処理装置は、算出した測定信号の振幅及び位相に基き、針圧付加手段の力発生用コイルの電流値を制御するように構成され得る。
本発明によれば、触針式段差計の計測回路としてデジタルシグナル処理装置(DSP)を用いて、差動トランスの出力を計測し、その値を計算処理して、針圧付加手段の力発生用コイルの電流値を制御することにより、別個に制御装置を設ける必要がなく、装置のコストを低減でき、触針式段差計による試料の表面形状の測定用の計測制御回路装置計測制御器として小型化できる。また一つのデジタルシグナル処理装置(DSP)で探針の変位計測と針圧付加手段の力の制御の両方が可能となり、計測装置と制御装置をそれぞれ設ける必要がなく、探針のとびを小さくすることができる小型で安価な計測制御回路装置を提供できる。
差動トランスの二次側に発生する二次電圧(測定信号)の振幅と位相は、差動トランスの一次側に印加される一次電圧を参照信号として用いて、計算処理のみにより求めることができる。また、差動トランスの調整時に行う必要のある参照信号の位相のシフトも、ハードウエアとしての移相器を必要とせずに、計算処理のみで行うことができ、その結果、装置を低コストで、小型化して提供することができる。
一つのデジタルシグナル処理装置(DSP)が一次電圧用の発振器、ロックインアンプの計測器、力発生用電流の制御器の機能を兼ね備えているので、小型化、コストダウンができる。
参照信号を外部から取る場合に、参照信号の位相を変化したときの結果を計算で求める際に必要な、過去の参照信号電圧値Rsを保持するのに、リングバッファメモリを用いた場合には、演算時間の無駄やデジタルシグナル処理装置(DSP)の処理の負担が軽減される。
本発明が適用される接触式段差計の構成を示す概略部分断面図。 本発明の一実施形態による計測制御回路装置の構成を示すブロック線図。 図2の計測制御回路装置におけるデジタルシグナル処理装置(DSP)の構成を示すブロック線図。 本発明の変形例を示すブロック線図。 図4の計測制御回路装置におけるデジタルシグナル処理装置(DSP)の構成を示すブロック線図。 参照信号の位相変化の一例を示すグラフ。 参照信号の位相変化の別の例を示すグラフ。 参照信号Rc、Rsの取り方の例を示すグラフ。 本発明による装置を用いて測定した測定結果の一例を示すグラフ。 本発明による装置を用いて測定した測定結果の別の例を示すグラフ。 先行技術による接触式段差計用の計測・制御系の構成を示すブロック線図。 先行技術による接触式段差計用の別の計測・制御系の構成を示すブロック線図。
以下添付図面の図2〜図10を参照して本発明の実施形態について説明する。
図2には、本発明の計測制御回路装置の一つの実施形態をブロック線図で示し、30は本発明の計測制御回路装置であり、計測制御回路装置30はデジタルシグナル処理装置(DSP)31と、アナログ−デジタル変換器32a及び複数のデジタル−アナログ変換器32b、32c、32dを備えた変換回路32と、低域通過フィルタ(LPF)33と、前置増幅器34と、電圧−電流変換回路35とを有している。デジタルシグナル処理装置(DSP)31は例えばテキサスインスツルメンツ社製のモデルC6713で構成され得る。36は図1に示すような触針式段差計のセンサヘッドであり、センサヘッド36は、一次コイル、二次コイル及び測定子を成すコアを備えた差動トランス37と、触針式段差計の探針4に垂直下方の力すなわち針圧を加える力を発生する針圧付加手段の力発生用コイル38とを有している。また39は設定、表示用のコンピュータである。デジタルシグナル処理装置(DSP)31は、変換回路32におけるアナログ−デジタル変換器32a、低域フィルタ(LPF)33及び前置増幅器34を介して差動トランス37の二次コイルに接続され、この二次コイルからの測定信号Sを受けるようにされている。またデジタルシグナル処理装置(DSP)31は、変換回路32におけるデジタル−アナログ変換器32b及び電圧−電流変換回路35を介して針圧付加手段の力発生用コイル38に接続されている。さらにデジタルシグナル処理装置(DSP)31は、RS−232Cシリアル通信系を介して設定、表示用のコンピュータ39に接続されている。また変換回路32におけるデジタル−アナログ変換器32dも設定、表示用のコンピュータ39に接続されている。
図3を参照してデジタルシグナル処理装置(DSP)31についてさらに説明すると、図示デジタルシグナル処理装置(DSP)31は、sin波を発生するsin波発生回路31aと、sin波発生回路31aで発生したsin波を振幅調整する振幅調整回路31bと、sin波発生回路31aで発生したsin波を振幅及び位相調整して参照信号を発生する振幅・位相調整回路31cと、振幅・位相調整回路31cで形成された参照信号と差動トランス37の二次コイル37bに発生した二次電圧である測定すべき信号とを掛算する掛算回路31dと、低域通過フィルタ31eとを備えている。振幅調整回路31bはデジタル−アナログ変換器32cに接続され、デジタル−アナログ変換器32cは上述のように差動トランス37の二次コイル37aに一次電圧を印加するようにされている。
このように構成した図示計測制御回路装置の動作について図6〜図8を参照しながら説明する。
センサヘッド36の差動トランス37の二次コイルに発生した二次電圧は測定信号として前置増幅器34で100倍程度増幅され、アンチエイリアシングフィルタ(LPF)33(例えばカットオフ周波数10kHz)を通してアナログ−デジタル変換器32aでデジタル信号に変換され、デジタルシグナル処理装置(DSP)31に送られる。差動トランス37の一次コイル37aには、デジタルシグナル処理装置(DSP)31においてsin波発生回路31aにより例えば5kHzのsin波を発生し、デジタル−アナログ変換器32bでアナログ電圧に変換して供給される。電流が足らなければ変換回路32における演算増幅器(図示していない)で電流増幅すればよい。
デジタルシグナル処理装置(DSP)31による差動トランス37のコアの変位すなわち探針の垂直方向の変位zの測定について説明する。
差動トランス37の二次コイル37bに発生した二次電圧に相当する測定信号Sと差動トランス37の一次コイル37aへの電圧に相当する参照信号Rc、 Rs(互いに位相が90度ずれている。図6参照)の“積の時間平均”は以下のようになる。ここで
測定信号S =asin(ωt+φ)
参照信号Rc=2sinωt
測定信号S・参照信号Rcの時間平均=acosφ
参照信号Rs=2cosωt=2sin(ωt+π/2)
測定信号S・参照信号Rsの時間平均=asinφ
これら信号はロックインアンプで計測される。測定信号の振幅が直接出るように、参照信号は規格化される。すなわち、これら信号は振幅と位相情報を含んでおり、差動トランス37のコアの変位が十分大きい時にはφを0に設定すれば、a cosφは差動トランス37のコアの変位zに比例する。
差動トランス37のコアの変位が十分に大きい(例えば1mm)時には、例えば以下に記載するように処理される。通常、それぞれの位相も位相差も分からない。
差動トランス37のコアの変位が1mmの時
測定信号S =asin(ωt+α)
参照信号Rc=2sin(ωt+θ)
測定信号S・参照信号Rcの時間平均=acos(α−θ) (1)
参照信号Rs=2cos(ωt+θ)
測定信号S・参照信号Rsの時間平均=asin(α−θ) (2)
ここで、測定信号S・参照信号Rcの時間平均が最大となり、測定信号S・参照信号Rsの時間平均がゼロとなるように、θを設定すれば(θ→α)、式(1)が差動トランス37のコアの変位zに比例することになり、変位センサになり得る。
デジタルシグナル処理装置(DSP)31におけるAD、DA変換は例えば200kS/sで行い、5μsごとにデジタルシグナル処理装置(DSP)31で計算処理をすればよい。ロックインアンプとしてのデジタルシグナル処理装置(DSP)31における処理内容は前述のとおりで、測定信号と参照信号(差動トランス37の一次コイル37aへのsin波の電圧信号の位相をプログラム内で変えることにより生成され得る)を掛け算してデジタルフィルタのLPF(例えばカットオフ周波数20Hz)すなわち図3の低域通過フィルタ31eに通せばよい。針とび抑制のアルゴリズムで速い応答が必要である場合には、カットオフ周波数は数100Hzにすればよい。センサコアすなわち差動トランス37のコアが1mm付近で参照信号と測定信号の位相差を0にしておけば、前述の掛け算、LPFの計算結果が差動トランス37のコアの変位に比例し、係数を掛ければ、差動トランス37のコアの変位になる。
差動トランス37のコアの変位をデジタルシグナル処理装置(DSP)31において5μsごとにモニターして、特許文献1に記載のアルゴリズムの制御を行えば、針とびの抑制制御ができる。針圧付加手段38への電流は、デジタルシグナル処理装置(DSP)31から出力に応じて変換回路32におけるデジタル−アナログ変換器32bにおいてアナログ電圧を作り、このアナログ電圧を電圧−電流変換回路35において電流に変換し、針圧付加手段の力発生コイル38へ供給される。
次に、図4及び図5を参照して本発明の変形実施形態について説明する。図4及び図5において、図2及び図3に示す構成要素に対応する部分は同じ番号で示す。この場合には、差動トランス37の一次コイルへの5kHzのsin波の電圧は外部発振器40で発生される。外部発振器40で発生された5kHzのsin波は図5に示すように分岐されてデジタルロックイン増幅器の振幅・位相調整回路31cへ送られ、振幅及び位相調整されて参照信号が形成される。この参照信号は、アンチエイリアシングフィルタすなわち低域フィルタ41を通して変換回路32におけるアナログ−デジタル変換器32eでデジタル信号に変換され、デジタルシグナル処理装置(DSP)31に送られる。すなわち参照信号は掛算回路31dへ供給される。そして図3に示すと同様に処理される。
図4及び図5に示す例はデジタルロックインアンプとしての動作例である。外部発振器40から差動トランス37の一次コイルへ5kHz, 1Vrmsの電圧を印加し、それにより差動トランス37の二次コイルに発生した測定信号としての電圧は前置増幅器34で100倍に増幅される。こうして前置増幅器34で増幅された測定信号及び外部発振器39から差動トランス37の一次コイルへ印加される電圧の参照信号は、それぞれ、カットオフ周波数10kHzの低域通過フィルタ33及びバタワース4次型の低域通過フィルタ41に通されて、エイリアシングによる雑音の発生原因となる高周波成分をカットされ、そして変換回路32へ送られる。変換回路32では、測定信号及び参照信号は、それぞれアナログ−デジタル変換器32a、32eにより200kS/sで同時にAD変換され、デジタルシグナル処理装置(DSP)31に送られる。図示例では、変換回路32における各アナログ−デジタル変換器及びデジタル−アナログ変換器としては分解能が16bitのものが用いられる。デジタルシグナル処理装置(DSP)31としては、テキサスインスツルメンツ社製のモデルC6713が用いられる。
次に、図示回路装置の動作について再び図6〜図8を参照しながら説明する。デジタルシグナル処理装置(DSP)31では、差動トランス37のコアの変位が求められ、また外部発振器40から取り込んだ参照信号の位相の変更が行われる。
通常はθ→αだが、それを行わないで差動トランス37のコアの変位zを求める方法について説明する。図4に示す回路装置において、参照信号は計算用にデジタルシグナル処理装置(DSP)31で作ることも考えられるが、外部発振器40からの信号と全く同じ周波数の信号を作ることは困難なので、外部信号を取り込んで利用するのが好ましい。
外部発振器40から読み込んだものを用いる場合、1周期を例えば40点で表わしているときには、位相を連続的に変化させることは簡単ではない。
差動トランス37のコアの変位が任意のとき、測定信号Sの振幅、位相は任意の値になっており、以下のように表すことができる。
差動トランス37におけるコアの変位が任意である時、測定信号Sの振幅及び位相が変化する。
測定信号S =bsin(ωt+β)
参照信号Rc=2sin(ωt+θ)
測定信号S・参照信号Rcの時間平均=bcos(β−θ) (3)
参照信号Rs=2cos(ωt+θ)
測定信号S・参照信号Rsの時間平均=bsin(β−θ) (4)
求めたいのはθをαに置き換えたbcos(β−α)であり、これが差動トランス37のコアの変位 z に比例する。これを書き換えると次のように表される。
bcos(β−α)=bcos(β−θ)cos(α−θ)
+bsin(β−θ)sin(α−θ)
=S・Rc・cos(α−θ)+S・Rs・sin(α−θ)の時間平均
つまり、bcos(β−α)は図4に示すように、参照信号の位相をα−θ増すことに相当する。従って、元々の参照信号の位相では、
S・Rcの時間平均=bcos(β−θ)
であり、参照信号の位相をφ増すと、
S・Rc・cosφ+S・Rs・sinφの時間平均=bcos(β−θ−φ)
(5)
となる。
これにより、参照信号の位相は任意に変えることができる。実際には、位相は変えていないが、変えた場合の“測定信号×参照信号の時間平均”の値がデジタルシグナル処理装置(DSP)31で算出され、出力される。
sin成分について書くと以下のとおりである。
元々の参照信号の位相では、前述のように
S・Rcの時間平均=bcos(β−θ)
S・Rsの時間平均=bsin(β−θ)
であり、参照信号の位相をφ増すと、
−S・Rc・sinφ+S・Rs・cosφの時間平均=bsin(β−θ−φ)
(6)
となる。
これにより、参照信号の位相は任意に変えることができる。図5参照。実際には、位相は変えていないが、変えた場合の“測定信号×参照信号の時間平均”の値がデジタルシグナル処理装置(DSP)31で算出され、出力される。
以上、図4及び図5の場合における参照信号の位相の変更方法について説明してきた。実際には位相は変えていないが、変えたときと同じ結果を計算で求めている。
以上のようにして、差動トランス37のコアの変位は、デジタルシグナル処理装置(DSP)31を用いたデジタルロックインアンプで測定できる。参照信号の位相を調整しておけば、測定したい信号と参照信号を掛け算して低域通過フィルタ(LPF)に通せば、差動トランス37のコアの変位に比例する値が算出される。この低域通過フィルタ(LPF)もデジタルシグナル処理装置(DSP)31で、デジタルフィルタで計算処理される。なお、アナログ−デジタル変換器の前にはアンチエイリアシングフィルタが設けられており、測定したい信号を、それと同じ周波数の参照信号と掛け算して低域通過フィルタ(LPF)に通すことで、その周波数成分だけを取り出し、その信号の振幅、位相の情報を得るようにしている。
このようにしてデジタルシグナル処理装置(DSP)31において、前述の例では差動トランス37のコアの変位zが5μsごとに求まる。これを同一のデジタルシグナル処理装置(DSP)31でモニターし、監視し、それを元に針圧付加手段38への電流を制御すればよい。その制御のアルゴリズムは特許文献1に記載のものと同じである。
参照信号Rcと参照信号Rsは互いに位相が90度ずれている。参照信号を外部から取る場合に、その参照信号の位相をずらす方法は既に示したとおりであり、参照信号Rcと参照信号Rsの両方が必要である(式(5)、(6)参照)。そのためには前述のように例えば図8に示すように40点で1周期を表わすと、現在の、参照に用いる外部信号電圧値をRcとして、それより30点前の電圧値をRsとして、式(5)、(6)で用いればよい。
外部発振器40から取り込んだ参照信号の位相の変更は、前述のようにして行われる。式(5)における「時間平均」は低域通過フィルタ、カットオフ周波数20Hzのデジタルフィルタに通した。デジタルフィルタはIIR、縦続型、バタワース4次で、カットオフ周波数1000Hzでも測定した。デジタルシグナル処理装置(DSP)31で得られた演算結果は変換回路32におけるデジタル−アナログ変換器32dでアナログ信号にして、設定、表示用コンピュータ39へ送り表示される。
前記の説明において、過去の30点前の電圧値Rsは、デジタルシグナル処理装置(DSP)31におけるメモリに記憶しておけばよいが、リングバッファを用いれば、一度に書き換える量が少なくて済むので、時間の無駄やデジタルシグナル処理装置(DSP)31の処理の負担も軽減する。
以上説明してきたように、デジタルシグナル処理装置(DSP)で探針の変位計測と針圧付加手段の力の制御の両方が可能となり、計測装置と制御装置をそれぞれ設ける必要がなく、探針のとびを小さくすることができる小型、安価な計測制御回路で針のとびを小さく抑制できる。
図9には、センサヘッド36における差動トランス37のコアの変位の測定結果を示す。デジタルシグナル処理装置(DSP)31でのLPFカットオフ20Hzに通したデータを、設定、表示用コンピュータ39でさらにLPFカットオフ13Hzで処理した結果である。図7のグラフからピーク−ピークが1nm程度と十分に小さい雑音で計測ができていることがわかる。
図10には入力換算電圧雑音密度の周波数依存性を示す。デジタルシグナル処理装置(DSP)31でのLPFカットオフ20Hzでの結果である。この計算では測定信号の振幅を求めているが、RMSで表示する方法もあり、その表示法では10Hz以下の領域で4nV/Hz^0.5となり雑音は十分に小さい。
ロックイン増幅器では、測定信号の振幅A、参照信号との位相差φとして、A cosφが計測され出力される。例えば、エヌエフ回路設計ブロック社の市販のデジタルロックイン増幅器LI5640では、測定信号の実効値Armsが出力され、表示される。この場合、上記との対応では、Arms cosφが出力される。実験では、振幅を測定しA cosφを出力している。Arms =0.707×A なので、エヌエフ回路設計ブロック社の表し方では、0.707倍になる。
図10はA cosφの電圧雑音密度を示しており、Arms cosφの電圧雑音密度も同様に0.707倍になっている。
図10では、10Hz以下では約6 nV/Hz^0.5である。6 Hzの雑音は環境(床の振動)によるもの、2 Hzの雑音は用いた空気式除振台の固有振動数に起因するものと思われ、計測器自体の実力は約6 nV/Hz^0.5と思われる。なお、2や6 Hzの雑音は、昼休みや夜になり周りの活動が減ると、小さくなる。環境による、センサコアとコイル間の相対位置の振動によるもので、計測器自体の性能の問題ではない。
図10は、デジタルシグナル処理装置(DSP)31でカットオフ20Hzの低域通過フィルタ、バタワース、デジタルフィルタをかけた結果を示している。バタワースならカットオフ周波数で0.707倍になるはずで、図では20Hzで3.5 nV/Hz^0.5になっており、逆算すると低域での白色雑音(フラットな雑音)は3.5/0.707で約5 nV/Hz^0.5となり、上記の6 nV/Hz^0.5程度またはそれを上回るくらいの性能が確かに出ていると思われる。
この実施形態においても、デジタルシグナル処理装置(DSP)31から針圧付加手段の力発生コイル38への電流経路を設けて、その電流を特許文献1に記載のアルゴリズムを用いてデジタルシグナル処理装置(DSP)31で制御すれば、小型で安価な計測制御回路で探針のとびを小さくできる。
1:固定支持台
2:支点
3:揺動支持棒
4:探針
5:針圧付加手段
6:検出手段
7:試料ホルダー
8:走査ステージ
9:被測定試料
30:計測制御回路装置
31:デジタルシグナル処理装置(DSP)
31a:Sin波発生回路
31b:振幅調整回路
31c:振幅・位相調整回路
31d:掛算回路
31e:低域通過フィルタ
32:変換回路
32a:アナログ−デジタル変換器
32b:デジタル−アナログ変換器
32c:デジタル−アナログ変換器
32d:デジタル−アナログ変換器
32e:アナログ−デジタル変換器
33:低域通過フィルタ(LPF)
34:前置増幅器
35:電圧−電流変換回路
36:触針式段差計のセンサヘッド
37:差動トランス
38:針圧付加手段の力発生用コイル
39:設定、表示用のコンピュータ
40:外部発振器
41:低域通過フィルタ(LPF)

Claims (8)

  1. 被測定試料の表面に対して垂直方向に移動可能でしかも被測定試料の表面に沿って相対的に移動可能である探針と、
    探針に被測定試料の表面に対して垂直方向に向う針圧を作用させる針圧付加手段と、
    探針の垂直方向の変位を検出する差動トランスと、
    差動トランスの出力信号に基き探針のとびを検出すると共に探針のとびの検出に応じて針圧付加手段を制御して探針の針圧を増減する制御手段と
    を有する触針式段差計による試料の表面形状の測定用の計測制御回路装置において、
    差動トランスの一次側に印加される一次電圧と同じ周波数の信号を位相調整して参照信号を形成し、この参照信号と探針の垂直方向の変位を検出する差動トランスの二次側からの検出した信号とを掛算処理し、探針の垂直方向の変位値を表す信号を発生する回路と、
    針圧付加手段の力発生用コイルの電流値を制御する制御信号を発生する回
    を備えたデジタル信号処理装置を有することを特徴とする計測制御回路装置。
  2. デジタル信号処理装置が、sin波を発生するsin波発生回路と、sin波発生回路で発生したsin波を振幅調整する振幅調整回路とを備え、差動トランスの一次側に印加される一次電圧を出力するように構成されていることを特徴とする請求項1記載の計測制御回路装置。
  3. デジタル信号処理装置が、さらに、sin波発生回路で発生したsin波を振幅及び位相調整して参照信号を発生する振幅・位相調整回路を備えていることを特徴とする請求項記載の計測制御回路装置。
  4. デジタル信号処理装置が、さらに、外部発信器より差動トランスの一次側に印加される一次電圧から分岐した電圧を受け、振幅及び位相調整して参照信号を発生する振幅・位相調整回路を備えていることを特徴とする請求項1記載の計測制御回路装置。
  5. デジタル信号処理装置が、さらに、1周期の1/4ずれた時点での参照信号の値を用いて測定信号のcos成分とsin成分とを同時に得るように構成されたデジタルロックイン増幅器を備えていることを特徴とする請求項記載の計測制御回路装置。
  6. デジタル信号処理装置が、さらに、参照信号と差動トランスの二次側に発生した測定信号とを掛算する掛算回路と、掛算回路からの信号をフィルタリング処理して、雑音を含む測定信号の中から参照信号と同じ周波数成分を取り出す低域通過フィルタ回路とを備え、算出した測定信号の振幅及び位相に基き、差動トランスのコアの変位を求めるように構成されたデジタルロックイン増幅器を備えていることを特徴とする請求項1記載の計測制御回路装置。
  7. デジタル信号処理装置が、差動トランスの一次側に印加されるsin波の一次電圧の周波数が5kHzであり、差動トランスの二次コイルに発生する二次電圧を200kS/sでAD変換して読み込み、5μs毎に計算処理するように構成されていることを特徴とする請求項1記載の計測制御回路装置。
  8. デジタル信号処理装置が、算出した測定信号の振幅及び位相に基き、針圧付加手段の力発生用コイルの電流値を制御するように構成されることを特徴とする請求項1記載の計測制御回路装置。
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