JP5515126B2 - パイプライン型ａ／ｄコンバータおよびａ／ｄ変換方法、ならびにダイナミック型差動増幅器 - Google Patents

Description

本発明は、パイプライン型Ａ／Ｄコンバータに関する。

アナログ電圧をデジタル信号に変換するために、パイプライン型のＡ／Ｄコンバータが利用される。図１（ａ）〜（ｃ）は、一般的なパイプライン型のＡ／Ｄコンバータの構成を示すブロック図および入出力特性である。Ａ／Ｄコンバータ１１００は、カスケードに接続された複数（ｎ段）の単位変換回路ＵＣ_１〜ＵＣ_ｎを備える。

単位変換回路ＵＣ_１〜ＵＣ_ｎは、最上位ビットＭＳＢから最下位ビットＬＳＢに向けてｍビットずつ、順次Ａ／Ｄ変換を実行する。図１（ｂ）は単位変換回路ＵＣの構成を示す。単位変換回路ＵＣは、演算増幅器ＯＡ１と、スイッチ回路ＳＷ、サブＡ／ＤコンバータＳＡＤＣを備え、標本化状態φ０と、差分増幅状態φ１、をクロック信号と同期しながら時分割的に交互に繰り返す。あるステージの単位変換回路ＵＣが標本化状態φ０にあるとき、それと隣接するステージの単位変換回路ＵＣは差分増幅状態φ１にある。

入力端子Ｐｉには、前段からの入力電圧Ｖ_ｉｎが入力される。入力電圧範囲は−Ｖ_ｒｅｆ〜＋Ｖ_ｒｅｆである。標本化状態φ０において、サブＡ／ＤコンバータＳＡＤＣは、入力電圧Ｖ_ｉｎを複数の基準電圧と比較し、比較結果ｋを示す比較データＤ１を生成する。この例では、６値つまり約２．５ビットの冗長構成を有しており、入力電圧Ｖ_ｉｎが、以下のように標本化（量子化）される。
−Ｖ_ｒｅｆ＜Ｖ_ｉｎ＜−５／８×Ｖ_ｒｅｆ ｋ＝−３
−５／８×Ｖ_ｒｅｆ＜Ｖ_ｉｎ＜−３／８×Ｖ_ｒｅｆ ｋ＝−２
−３／８×Ｖ_ｒｅｆ＜Ｖ_ｉｎ＜−１／８×Ｖ_ｒｅｆ ｋ＝−１
−１／８×Ｖ_ｒｅｆ＜Ｖ_ｉｎ＜＋１／８×Ｖ_ｒｅｆ ｋ＝０
＋１／８×Ｖ_ｒｅｆ＜Ｖ_ｉｎ＜＋３／８×Ｖ_ｒｅｆ ｋ＝１
＋３／８×Ｖ_ｒｅｆ＜Ｖ_ｉｎ＜＋５／８×Ｖ_ｒｅｆ ｋ＝２
＋５／８×Ｖ_ｒｅｆ＜Ｖ_ｉｎ＜＋Ｖ_ｒｅｆ ｋ＝３

また、標本化状態φ０において、スイッチＳ_１がオン、スイッチＳ_２が入力端子Ｐｉ側にオンする。またスイッチ回路ＳＷは、入力電圧Ｖ_ｉｎを選択し、入力キャパシタＣ_ｓ１〜Ｃ_ｓ３の一端に印加する。その結果、フィードバックキャパシタＣｆおよび入力キャパシタＣ_ｓ１〜Ｃ_ｓ３は、等しく入力電圧Ｖ_ｉｎによって充電される。

次にクロック信号の位相が切り替わると差分増幅状態φ１となり、スイッチＳ_１がオフし、スイッチＳ_２は演算増幅器ＯＡの出力端子Ｐｏ側にオンする。またサブＡ／ＤコンバータＳＡＤＣは、比較結果をスイッチ回路ＳＷへと出力する。スイッチ回路ＳＷは、比較結果に応じて、基準電圧列＋Ｖ_ｒｅｆ、−Ｖ_ｒｅｆ、ＧＮＤのいずれかを、入力キャパシタＣ_ｓ１〜Ｃ_ｓ３それぞれの一端に印加する。上述のように、比較結果を示す変換値ｋは−３〜＋３の間の７値を取り得る。スイッチ回路ＳＷは、ｋが正のとき、ｋ個の入力キャパシタＣ_ｓに基準電圧＋Ｖ_ｒｅｆを印加し、残りに接地電圧ＧＮＤを印加する。反対にｋが負のときには、（−ｋ）個の入力キャパシタＣ_ｓに基準電圧−Ｖ_ｒｅｆを印加し、残りに接地電圧ＧＮＤを印加する。ｋがゼロのとき、すべてのキャパシタＣ_ｓ１〜Ｃ_ｓ３に接地電圧ＧＮＤが印加される。

すべてのキャパシタＣｆ、Ｃ_ｓ１〜Ｃ_ｓ３の容量値が等しくＣ_０とすると、演算増幅器ＯＡの反転入力端子（−）に保持される電荷Ｑは、
Ｑ＝−４Ｃ_０・Ｖ_ｉｎ …（１）
で与えられる。また、演算増幅器ＯＡの反転入力端子（−）の電位をｖｉ、その出力電圧をｖｏ、その利得をＧとするとき、
（ｖｉ−Ｖ_ｒｅｆ）×ｋ×Ｃ_０＋（ｖｉ−ｖｏ）Ｃ_０＝Ｑ＝−４Ｃ_０・Ｖ_ｉｎ …（２ａ）
ｖｏ＝−Ｇ・ｖｉ …（２ｂ）

したがって差分増幅状態φ１における単位変換回路ＵＣの出力電圧Ｖ_ｏｕｔ（＝ｖｏ）は、式（３）で与えられる。
Ｖ_ｏｕｔ＝４（Ｖ_ｉｎ−ｋ／４×Ｖ_ｒｅｆ）／｛１＋（ｋ＋１）／Ｇ｝ …（３）

いま、Ｇが無限大であると仮定すると、単位変換回路ＵＣの入出力特性として式（３’）を得る。
Ｖ_ｏｕｔ＝４・（Ｖ_ｉｎ−ｋ×Ｖ_ｒｅｆ／４） …（３’）

図１（ｃ）には、式（３）で与えられる単位変換回路ＵＣの入出力特性が示される。白丸はサブＡ／ＤコンバータＳＡＤＣの基準電圧を示す。図中、黒丸は式（３’）中の右辺第２項の（ｋ×Ｖ_ｒｅｆ）で与えられるＸ軸方向のオフセット電圧を示す。すなわち単位変換回路ＵＣは、入力電圧Ｖ_ｉｎと、オフセット電圧の差分を利得４で増幅する。

この出力信号Ｖ_ｏｕｔは、次段の単位変換回路ＵＣの入力電圧Ｖ_ｉｎとして供給される。図１（ａ）に示すように、複数の単位変換回路ＵＣがクロック信号と同期してパイプライン動作を行うことにより、各単位変換回路ＵＣから順次、変換値ｋを示すデータＤ１、Ｄ２…が出力される。なお最終段の単位変換回路ＵＣは、差分増幅処理は必要ないため、比較器列（サブＡ／Ｄコンバータ）のみで構成することができる。

特開２００６−５４６０８号公報

K. Sushihara and A. Matsuzawa、「A 7b 450MSPS 50mW CMOS ADC in 0.3mm2」、IEEE International Solid-State Circuits Conference, Digest of Technical、2002、pp.170-171 Yusuke Asada, Kei Yoshihara, Tatsuya Urano, Masaya Miyahara, and Akira、「A 6bit, 7mW, 250fJ, 700MS/s Subranging ADC」、IEEE Asian Solid-State Circuits Conference (A-SSCC)、台湾、2009年11月、5-3、pp.141-144

図１に示すような、従来のパイプライン型Ａ／Ｄコンバータ１１００の変換精度は、回路系の利得の正確さに依存しており、具体的にはキャパシタＣ_ｆ、Ｃｓ_１〜Ｃｓ_３の比精度と、演算増幅器ＯＡ１の利得に依存している。これまでの説明では、演算増幅器ＯＡ１の利得Ｇが無限大であると仮定したが、実際の演算増幅器の利得は有限であり、近年の半導体プロセスの微細化にともなってその利得はますます減少する傾向にある。分解能をＮビットとし、変換誤差を１／４ＬＳＢとするときの必要利得Ｇは、
Ｇ（ｄＢ）＞６Ｎ＋１０ …（４）
程度となる。したがって分解能を１０ビットとすると、必要な利得Ｇは７０ｄＢ以上、分解能を１２ビットとすると必要な利得Ｇは８２ｄＢ以上となる。近年の微細化されたＣＭＯＳデバイスを用いた演算増幅器の利得はせいぜい６０ｄＢ程度であり、このような高い利得を得ることは困難となっている。

さらにこの変換方式では、演算増幅器を用いた負帰還増幅を前提としている。負帰還回路は演算増幅器の利得を上げることで、回路系の精度が、容量の比精度によって定まるように構成されているが、負帰還回路は発振やセトリング時間の増大を招きやすく、Ａ／Ｄコンバータの高速化にとって大きな障害となっている。

本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、負帰還回路を用いないパイプライン型Ａ／Ｄコンバータの提供にある。

本発明のある態様は、アナログの入力電圧をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換方法に関する。この方法は、以下の処理を行う。
１． 入力電圧を複数のしきい値電圧と比較し、複数のセグメントのいずれに属するかを判定する第１ステップ
２． 入力電圧が属するセグメントを挟む第１電圧と第２電圧を生成する第２ステップ
３． 第１電圧と入力電圧の差分を、所定のコモン電圧を基準として増幅することにより第３電圧を生成する第３ステップ
４． 第２電圧と入力電圧の差分を、コモン電圧を基準として増幅することにより第４電圧を生成する第４ステップ
５． 第３電圧と第４電圧の間を、複数のセグメントに分割し、コモン電圧が複数のセグメントのいずれに属するかを判定する第５ステップ
６． コモン電圧が属するセグメントを挟む第５電圧と第６電圧を生成する第６ステップ
７． 第５電圧とコモン電圧の差分を、コモン電圧を基準として増幅することにより第７電圧を生成する第７ステップ
８． 第６電圧とコモン電圧の差分を、コモン電圧を基準として増幅することにより第８電圧を生成する第８ステップ
第５ステップから第８ステップは繰り返し実行されるものであり、第８ステップから第５ステップに戻るとき、前回の第７ステップで得られた第７電圧を次の第５ステップの第３電圧として、前回の第８ステップで得られた第８電圧を次の第５ステップの第４電圧として利用する。

この態様によると、高速なＡ／Ｄ変換が実現できる。

第６ステップにおいて、第５電圧と第６電圧はそれぞれ、第３電圧と第４電圧を補間することにより生成されてもよい。

第１電圧から第８電圧はそれぞれ、差動信号として生成されてもよい。

第６ステップにおいて、第５電圧と第６電圧は、第３電圧と第４電圧を外挿補間することにより生成されてもよい。

本発明の別の態様は、アナログの入力電圧をデジタルデータに変換するパイプライン型Ａ／Ｄコンバータに関する。このＡ／Ｄコンバータは、直列に接続されたＡ型変換回路、少なくともひとつのＢ型変換回路、および比較器列を備える。
Ａ型変換回路は、入力電圧を複数のしきい値電圧と比較し、複数のセグメントのいずれに属するかを判定する第１サブＡ／Ｄコンバータと、入力電圧が属するセグメントの上限以上の電圧レベルを有する第１電圧を生成し、第１電圧と入力電圧の差分を所定のコモン電圧を基準として増幅することにより第３電圧を生成し、後段のＢ型変換回路に出力する第１増幅回路と、入力電圧が属するセグメントの下限以下の電圧レベルを有する第２電圧を生成し、第２電圧と入力電圧の差分を所定のコモン電圧を基準として増幅することにより第４電圧を生成し、後段のＢ型変換回路に出力する第２増幅回路と、を備える。
Ｂ型変換回路は、前段からの第３電圧と第４電圧の間を複数のセグメントに分割し、コモン電圧が複数のセグメントのいずれに属するかを判定する第２サブＡ／Ｄコンバータと、コモン電圧が属するセグメントの上限以上の電圧レベルを有する第５電圧とコモン電圧の差分を、コモン電圧を基準として増幅することにより第７電圧を生成し、後段のＢ型変換回路に第３電圧として出力する第３増幅回路と、コモン電圧が属するセグメントの下限以下の電圧レベルを有する第６電圧とコモン電圧の差分を、コモン電圧を基準として増幅することにより第８電圧を生成し、後段のＢ型変換回路に第４電圧として出力する第４増幅回路と、を備える。比較器列は、前段のＢ型変換回路からの第３電圧と第４電圧の間を複数のセグメントに分割し、コモン電圧が複数のセグメントのいずれに属するかを判定する。

この態様によると、高速なＡ／Ｄ変換が実現できる。

第１増幅回路は、それぞれの第１端子が共通に接続された複数の第１キャパシタを含む第１キャパシタ列と、標本化状態において第１キャパシタ列の第２端子に入力電圧を印加し、補間増幅状態において、第１キャパシタ列のうち、第１サブＡ／Ｄコンバータによる判定結果に応じた個数の第１キャパシタの第２端子に、基準電圧を印加する第１スイッチ回路と、第１キャパシタ列の第１端子と固定電圧端子の間に設けられ、標本化状態においてオンし、補間増幅状態においてオフする第１スイッチと、その第１入力端子にコモン電圧が入力され、その第２入力端子が第１キャパシタ列の第１端子と接続された第１増幅器と、を含んでもよい。第２増幅回路は、第１増幅回路と同様に構成されてもよい。

第３増幅回路および第４増幅回路は、第３電圧と第４電圧を補間することにより、第５電圧と第６電圧を生成してもよい。

第３増幅回路は、それぞれの第１端子が共通に接続された複数の第３キャパシタを含む第３キャパシタ列と、それぞれの第１端子が第３キャパシタ列の第１端子と共通に接続された複数の第４キャパシタを含む第４キャパシタ列と、標本化状態において第３キャパシタ列の第２端子に第３電圧を印加し、補間増幅状態において、第３キャパシタ列のうち、第２サブＡ／Ｄコンバータによる判定結果に応じた個数の第３キャパシタの第２端子に、固定電圧を印加する第３スイッチ回路と、標本化状態において第４キャパシタ列の第２端子に第４電圧を印加し、補間増幅状態において、第４キャパシタ列のうち、第２サブＡ／Ｄコンバータによる判定結果に応じた個数の第４キャパシタの第２端子に、固定電圧を印加する第４スイッチ回路と、第３キャパシタ列および第４キャパシタ列の共通接続された第１端子と固定電圧端子の間に設けられ、標本化状態においてオンし、補間増幅状態においてオフする第３スイッチと、その第１入力端子にコモン電圧が入力され、その第２入力端子が第３キャパシタ列および第４キャパシタ列の共通接続された第１端子と接続された第３増幅器と、を含んでもよい。第４増幅回路は、第３増幅回路と同様に構成されてもよい。

第３スイッチ回路は、補間増幅状態において、第３キャパシタ列に固定電圧を印加する際、当該固定電圧として前段からの第３電圧を印加するとともに、第４スイッチ回路は、補間増幅状態において、第４キャパシタ列に固定電圧を印加する際、当該固定電圧として前段からの第４電圧を印加することにより、前段の変換回路の増幅器のオフセット電圧をキャンセルしてもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を、方法、装置などの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、高速なＡ／Ｄコンバータが提供される。

図１（ａ）〜（ｃ）は、一般的なパイプライン型のＡ／Ｄコンバータの構成を示すブロック図および入出力特性である。 実施の形態に係るパイプライン型のＡ／Ｄコンバータの構成を示すブロック図である。 Ａ型変換回路の機能を説明する図である。 Ａ型変換回路の入出力特性を示す図である。 Ａ型変換回路の構成を示す回路図である。 Ｂ型変換回路の機能を説明する図である。 Ａ／Ｄコンバータの入出力特性を示す図である。 Ｂ型変換回路の構成を示す回路図である。 変形例に係るＢ型変換回路の構成を示す回路図である。 第２の変形例に係るＢ型変換回路の構成を示す回路図である。 図１１（ａ）、（ｂ）は、図１０のＢ型変換回路の動作を示す図である。 図１２（ａ）、（ｂ）は、差動形式の増幅器を用いた場合の、Ａ型変換回路およびＢ型変換回路の入出力特性を示す図である。 第３の変形例に係るＢ型変換回路の構成の一部を示す回路図である。 図１３のＢ型変換回路の入出力特性を示す図である。 ダイナミック型差動増幅器の構成を示す回路図である。 図１５のダイナミック型差動増幅器の動作を示す波形図である。 比較技術に係る増幅器の構成を示す回路図である。 図１８（ａ）、（ｂ）は、図１５のダイナミック型差動増幅器の具体例を示す回路図である。 図１９（ａ）、（ｂ）は、ダイナミック型差動増幅器の別の具体例を示す回路図である。 図１５のダイナミック型差動増幅器の変形例を示す回路図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図２は、実施の形態に係るパイプライン型のＡ／Ｄコンバータ１００の構成を示すブロック図である。Ａ／Ｄコンバータ１００は、アナログ入力電圧ＶＩをデジタルデータＤＯＵＴに変換する。アナログ入力信号ＶＩの入力電圧範囲は、−Ｖ_ｒｅｆ〜＋Ｖ_ｒｅｆであるとする。

Ａ／Ｄコンバータ１００は、直列に接続されたＡ型変換回路ＵＣＡと、少なくともひとつのＢ型変換回路ＵＣＢ_１〜ＵＣＢ_ｎと、比較器列（コンパレータアレイ）ＣＡと、を備える。最終段の比較器列ＣＡは、後述するＢ型変換回路の第２サブＡ／Ｄコンバータ２０と同様の処理を行うため、（ｎ＋１）段目のＢ型変換回路ＵＣＢ_ｎ＋１の一部として構成されてもよいし、比較器列単体として構成されてもよい。

変換回路ＵＣＡ、ＵＣＢ_１〜ＵＣＢ_ｎおよび比較器列ＣＡは、最上位ビットＭＳＢから最下位ビットＬＳＢに向けてｍビットずつ、順次Ａ／Ｄ変換を実行する。

各変換回路ＵＣＡ、ＵＣＢ_１〜ＵＣＢ_ｎは、標本化状態φ０と、差分増幅状態（補間増幅状態）φ１、をクロック信号と同期しながら時分割的に交互に繰り返す。あるステージの変換回路が標本化状態φ０にあるとき、それと隣接するステージの変換回路は差分増幅状態（補間増幅状態）φ１にある。

（Ａ型変換回路）
はじめに初段に設けられたＡ型変換回路ＵＣＡについて説明する。
図３は、Ａ型変換回路ＵＣＡの機能を説明する図である。Ａ型変換回路ＵＣＡは、入力信号ＶＩと、基準電圧列ＶＲＥＦ（たとえば、＋Ｖ_ｒｅｆ、−Ｖ_ｒｅｆ、ＧＮＤ＝０Ｖの３つの電圧）を受ける。Ａ型変換回路ＵＣＡは、標本化状態φ０と差分増幅状態φ１を交互に繰り返す。

標本化状態φ０において、Ａ型変換回路ＵＣＡは、基準電圧−Ｖ_ｒｅｆとＶ_ｒｅｆの間を、複数のセグメントＳＥＧに分割し、入力信号ＶＩがいずれのセグメントに属するか判定する（標本化）。

具体的にはＡ型変換回路ＵＣＡは、入力電圧ＶＩを、基準電圧−Ｖ_ｒｅｆとＶ_ｒｅｆの間に間隔ΔＶ（＝Ｖ_ｒｅｆ／Ｍ）に配置された複数のしきい値電圧列Ｖｔｈと比較し、比較結果を示す変換データＤ１を出力する。変換データＤ１は、入力電圧ＶＩが属するセグメントの番号ｋを示している。図３では、入力電圧ＶＩがセグメントＳＥＧ_０に属する場合を示す。

続いてクロック信号の位相が切りかわると、Ａ型変換回路ＵＣＡは差分増幅状態φ１となる。Ａ型変換回路ＵＣＡは、入力電圧ＶＩに応じた２つの中間電圧Ｖｍ_ａ、Ｖｍ_ｂを生成する。
第１中間電圧Ｖｍ_ａは、所定のコモン電圧Ｖｃおよび整数のパラメータｋ_ａを用いて、
Ｖｍ_ａ＝Ｖｃ＋ｋ_ａ×Ｖ_ｒｅｆ／Ｍ …（５ａ）
で与えられる電圧であり、かつ入力電圧ＶＩが属するセグメントＳＥＧ_ｋの上側のしきい値電圧より高い電圧である。
第２中間電圧Ｖｍ_ｂは、整数のパラメータｋ_ｂを用いて、
Ｖｍ_ａ＝Ｖｃ＋ｋ_ｂ×Ｖ_ｒｅｆ／Ｍ …（５ｂ）
で与えられる電圧であり、かつ入力電圧ＶＩが属するセグメントＳＥＧ_ｋの下側のしきい値電圧より低い電圧である。つまり、中間電圧Ｖｍ_ａ、Ｖｍ_ｂは、セグメントＳＥＧ_ｋを挟み込むように決定される。

なお、中間電圧Ｖｍ_ａ、Ｖｍ_ｂは、セグメントＳＥＧ間のしきい値電圧に対してオフセットさせることが望ましい。オフセット量は、Ｖ_ｒｅｆ／（２Ｍ）が好適である。

そして、Ａ型変換回路ＵＣＡは、入力電圧ＶＩと中間電圧Ｖｍ_ａの差分を、コモン電圧Ｖｃを基準として利得Ｇで増幅して第１出力電圧Ｖａを生成する。同様に、入力電圧ＶＩと中間電圧Ｖｍ_ｂの差分を、コモン電圧Ｖｃを基準として利得Ｇで増幅して第２出力電圧Ｖｂを生成する。第１出力電圧Ｖａ、第２出力電圧Ｖｂは、それぞれ第１出力端子Ｐｏ_ａ、第２出力端子Ｐｏ_ｂから出力する。
Ｖａ＝Ｇ×（Ｖｍ_ａ−ＶＩ−Ｖｃ）＋Ｖｃ
＝Ｇ×（ｋ_ａ×Ｖ_ｒｅｆ／Ｍ−ＶＩ）＋Ｖｃ …（６ａ）
Ｖｂ＝Ｇ×（Ｖｍ_ｂ−ＶＩ−Ｖｃ）＋Ｖｃ
＝Ｇ×（ｋ_ｂ×Ｖ_ｒｅｆ／Ｍ−ＶＩ）＋Ｖｃ …（６ｂ）

つまり式（６ａ）、（６ｂ）で表される差分増幅処理は、入力電圧ＶＩをコモン電圧Ｖｃにシフト（オフセット）し、中間電圧Ｖｍ_ａと入力電圧ＶＩの電位差を増幅した電圧Ｖａと、中間電圧Ｖｍ_ｂと入力電圧ＶＩの電位差を増幅した電圧Ｖｂを生成する処理と理解できる。

図４は、Ａ型変換回路ＵＣＡの入出力特性を示す図である。以下では、説明の簡素化と理解の容易のために、コモン電圧Ｖｃを接地電圧ＧＮＤ（＝０Ｖ）として説明する。
第１出力電圧Ｖａ、第２出力電圧Ｖｂは、以下の式で与えられる。
Ｖａ＝Ｇ×（ＶＩ−ｋ_ａ／Ｍ・Ｖ_ｒｅｆ） …（７ａ）
Ｖｂ＝Ｇ×（ＶＩ−ｋ_ｂ／Ｍ・Ｖ_ｒｅｆ） …（７ｂ）
ｋ_ａ、ｋ_ｂはそれぞれ、２つの直線Ｖａ、Ｖｂが、入力電圧ＶＩの電圧範囲を挟むように決められた整数のパラメータである。式（７ａ）は、傾きがＧ、ｘ切片が（ｋ_ａ／Ｍ・Ｖ_ｒｅｆ）である直線を表し、式（７ｂ）は、傾きがＧ、ｘ切片が（ｋ_ｂ／Ｍ・Ｖ_ｒｅｆ）である直線を表す。以下、（ｋ_ａ／Ｍ・Ｖ_ｒｅｆ）を第１オフセット電圧、（ｋ_ｂ／Ｍ・Ｖ_ｒｅｆ）を第２オフセット電圧と称する。

数値ｋ_ａ、ｋ_ｂは、整数のパラメータα（α≧１）を用いて、以下のように決めてもよい。
ｋ_ａ＝（ｋ＋α）
ｋ_ｂ＝（ｋ−α）
図４および式（７ａ）、（７ｂ）から明らかなように、２つの出力電圧Ｖａ、Ｖｂの差分（Ｖｂ−Ｖａ）は、
Ｖｂ−Ｖａ＝Ｇ×（ｋ_ａ−ｋ_ｂ）／Ｍ・Ｖ_ｒｅｆ＝Ｇ×２α／Ｍ・Ｖ_ｒｅｆ …（８）
となり、入力電圧ＶＩの値によらず一定となる。つまり、後段の回路の入力電圧範囲も、入力電圧ＶＩによらずにほぼ一定となる。たとえば
Ｖｂ−Ｖａ＝Ｖ_ｒｅｆ …（８ａ）
となるように、つまりＧ×２α／Ｍ＝１となるようにα、Ｍ、Ｇの値を決めるとよい。

図４には、Ｍ＝４、Ｇ＝２の場合が示され、しきい値電圧Ｖｔｈは白丸で示される。たとえば標本化状態φ０において、入力電圧ＶＩがｋ＝０すなわち、−Ｖ_ｒｅｆ／８＜ＶＩ＜Ｖ_ｒｅｆ／８と判定されると、
Ｖａ＝Ｇ×（ＶＩ−１／Ｍ・Ｖ_ｒｅｆ） …（９ａ）
Ｖｂ＝Ｇ×（ＶＩ＋１／Ｍ・Ｖ_ｒｅｆ） …（９ｂ）
で与えられる出力電圧Ｖａ、Ｖｂが出力される。ここではα＝１としている。

続いてＡ型変換回路ＵＣＡの具体的な構成例を説明する。
図５は、Ａ型変換回路ＵＣＡの構成を示す回路図である。Ａ型変換回路ＵＣＡは、第１サブＡ／Ｄコンバータ１０、第１増幅回路１１ａ、第２増幅回路１１ｂを備える。

第１サブＡ／Ｄコンバータ１０は、標本化状態φ０において、入力電圧ＶＩをしきい値電圧列Ｖｔｈと比較し、入力電圧Ｖｉが複数のセグメントのいずれに属するかを判定し、結果を示す変換データＤ１を生成する。たとえば、しきい値電圧列Ｖｔｈは、
Ｖｔｈ_ｊ＝Ｖ_ｒｅｆ／（２Ｍ）＋ｊ×Ｖ_ｒｅｆ／Ｍ …（１０）
を満たすように決定してもよい。ここでｊは、−Ｍ〜Ｍの範囲をとる整数である。

第１サブＡ／Ｄコンバータ１０によって、入力信号ＶＩが以下のように標本化される。
−Ｖ_ｒｅｆ＜ＶＩ＜−５／８×Ｖ_ｒｅｆ ｋ＝−３
−５／８×Ｖ_ｒｅｆ＜ＶＩ＜−３／８×Ｖ_ｒｅｆ ｋ＝−２
−３／８×Ｖ_ｒｅｆ＜ＶＩ＜−１／８×Ｖ_ｒｅｆ ｋ＝−１
−１／８×Ｖ_ｒｅｆ＜ＶＩ＜＋１／８×Ｖ_ｒｅｆ ｋ＝０
＋１／８×Ｖ_ｒｅｆ＜ＶＩ＜＋３／８×Ｖ_ｒｅｆ ｋ＝１
＋３／８×Ｖ_ｒｅｆ＜ＶＩ＜＋５／８×Ｖ_ｒｅｆ ｋ＝２
＋５／８×Ｖ_ｒｅｆ＜ＶＩ＜＋Ｖ_ｒｅｆ ｋ＝３

第１サブＡ／Ｄコンバータ１０の構成は特に限定されず、公知の、あるいは将来において利用可能となる技術を用いればよい。たとえば、本発明者が提案した非特許文献１、２に記載のコンパレータを、本発明の第１サブＡ／Ｄコンバータ１０として好適に利用することができる。あるいは、基準電圧列−Ｖ_ｒｅｆ、ＧＮＤ、Ｖ_ｒｅｆを抵抗分圧することによってしきい値電圧Ｖｔｈを生成し、コンパレータアレイ（比較器列）を用いて電圧比較を行ってもよい。

第１増幅回路１１ａは、入力電圧ＶＩが属するセグメントの上限以上の電圧レベルを有する第１電圧Ｖｍ_ａを生成し、第１電圧Ｖｍ_ａと入力電圧ＶＩの差分を所定のコモン電圧Ｖｃを基準として増幅し、第３電圧Ｖａを生成する。

第２増幅回路１１ｂは、入力電圧ＶＩが属するセグメントの下限以下の電圧レベルを有する第２電圧Ｖｍ_ｂを生成し、第２電圧Ｖｍ_ｂと入力電圧ＶＩの差分を所定のコモン電圧Ｖｃを基準として増幅し、第３電圧Ｖｂを生成する。第１電圧Ｖｍ_ａと第２電圧Ｖｍ_ｂは、入力電圧ＶＩが属するセグメントを挟んでいる。

第１増幅回路１１ａは、第１スイッチ回路１２ａ、第１増幅器１４ａ、第１キャパシタ列Ｃ_ａ１〜Ｃ_ａＭ、第１スイッチＳ_１ａを含む。同様に、第２増幅回路１１ｂは第２スイッチ回路１２ｂ、第２増幅器１４ｂ、第２キャパシタ列Ｃ_ｂ１〜Ｃ_ｂＭ、第２スイッチＳ_１ｂを含む。

まず第１増幅回路１１ａについて説明する。第１増幅器１４ａは反転増幅器であり、その利得は（−Ｇ）である。第１増幅器１４ａの非反転入力端子にはコモン電圧Ｖｃ（接地電圧ＧＮＤ）が印加されており、その反転入力端子の電圧がＶｉであるとき、その出力電圧Ｖａは、
Ｖａ＝−Ｇ×Ｖｉ …（１１）
となる。

第１スイッチＳ_１ａは、第１増幅器１４ａの反転入力端子と固定電圧端子（接地端子）の間に設けられる。第１スイッチＳ_１ａは、標本化状態φ０においてオンし、差分増幅状態φ１においてオフする。

第１キャパシタ列Ｃ_ａ１〜Ｃ_ａＭそれぞれの一端（第１端子）は、第１増幅器１４ａの反転入力端子と共通に接続される。キャパシタＣ_ａ１〜Ｃ_ａＭの容量値は、等しくＣ_０であるものとする。

第１スイッチ回路１２ａには、第１サブＡ／Ｄコンバータ１０による比較結果、すなわち値ｋを示す変換データＤ１、もしくはそれに応じた制御信号が与えられる。第１スイッチ回路１２ａは、その内部に複数のスイッチを含むスイッチマトリクスであり、第１キャパシタ列Ｃ_ａ１〜Ｃ_ａＭそれぞれの他端（第２端子）に、変換データＤ１の値ｋに応じて、入力電圧ＶＩ、基準電圧Ｖ_ｒｅｆ、ＧＮＤ、−Ｖ_ｒｅｆのいずれかを選択的に印加する。

具体的には、標本化状態φ０において第１スイッチ回路１２ａは、すべてのキャパシタＣ_ａ１〜Ｃ_ａＭの第２端子に入力電圧ＶＩを印加する。このとき、第１スイッチＳ_１ａはオンしているから、キャパシタＣ_ａ１〜Ｃ_ａＭは、入力電圧ＶＩによって充電され、それらに蓄えられる電荷の総量Ｑは、
Ｑ＝−Ｍ・Ｃ_０・ＶＩ （１２）
となる。

第１スイッチ回路１２ａは、差分増幅状態φ１において、キャパシタＣ_ａ１〜Ｃ_ａＭのうち、ｊ個のキャパシタの第２端子に基準電圧Ｖ_ｒｅｆを印加し、残りのキャパシタの第２端子に接地電圧ＧＮＤを印加する。個数ｊは、値ｋに応じて定められる。このとき、第１増幅器１４ａの反転入力端子の電位をｖｉとすると、電荷の保存則によって以下の式（１３）が成り立つ。
ｊ・Ｃ_０・（ＶＩ−Ｖ_ｒｅｆ）＋（Ｍ−ｊ）・Ｃ_０・ＶＩ＝Ｑ＝−Ｍ・Ｃ_０・ＶＩ …（１３）

式（１３）を整理すると、
ｖｉ＝−（ＶＩ＋ｊ・Ｖ_ｒｅｆ／Ｍ） …（１４）
を得る。式（１１）、（１４）から、第１出力電圧Ｖａは、式（１５）で与えられる。
Ｖａ＝−Ｇ×Ｖｉ＝Ｇ×（ＶＩ＋ｊ・Ｖ_ｒｅｆ／Ｍ） …（１５）

第１スイッチ回路１２ａが、ｊ個のキャパシタの第２端子に基準電圧−Ｖ_ｒｅｆを印加し、残りのキャパシタの第２端子に接地電圧ＧＮＤを印加した場合、第１出力電圧Ｖａは、式（１６）で与えられる。
Ｖａ＝−Ｇ×Ｖｉ＝Ｇ×（ＶＩ−ｊ・Ｖ_ｒｅｆ／Ｍ） …（１６）

つまり、図５のＡ型変換回路ＵＣＡによれば、上述の式（７ａ）を満たす第１出力電圧Ｖａを生成することができる。式（７ａ）においてｋ_ａ＝ｋ＋１とする場合、第１スイッチ回路１２ａの状態は以下の通りである。
（１）ｋ≧０のとき
第１スイッチ回路１２ａは、（ｋ＋１）個のキャパシタに−Ｖ_ｒｅｆを印加し、残りのＭ−（ｋ＋１）個のキャパシタに接地電圧ＧＮＤを印加する。
（２）ｋ＝−１のとき
第１スイッチ回路１２ａはＭ個すべてのキャパシタに接地電圧ＧＮＤを印加する。
（３）ｋ≦−２のとき
第１スイッチ回路１２ａは、（−ｋ＋１）個のキャパシタに基準電圧Ｖ_ｒｅｆを印加し、残りのＭ−（−ｋ＋１）個のキャパシタに接地電圧ＧＮＤを印加する。

ｋ_ａ＝ｋ＋αと一般化すると、第１スイッチ回路１２ａの状態は以下の通りとなる。
（１）ｋ_ａ≧１のとき
第１スイッチ回路１２ａは、ｋ_ａ個のキャパシタに−Ｖ_ｒｅｆを印加し、残りのＭ−（ｋ_ａ）個のキャパシタに接地電圧ＧＮＤを印加する。
（２）ｋ_ａ＝０のとき
第１スイッチ回路１２ａはＭ個すべてのキャパシタに接地電圧ＧＮＤを印加する。
（３）ｋ_ａ≦−１のとき
第１スイッチ回路１２ａは、ｋ_ａ個のキャパシタに基準電圧Ｖ_ｒｅｆを印加し、残りのＭ−（ｋ_ａ）個のキャパシタに接地電圧ＧＮＤを印加する。

第２スイッチ回路１２ｂ、第２増幅器１４ｂ、キャパシタＣ_ｂ１〜Ｃ_ｂＭ、第２スイッチＳ_１ｂを含む回路群は、第２出力電圧Ｖｂを生成し、上述した第１出力電圧Ｖａを生成する回路群と同様に構成され、式（７ｂ）を満たす第２出力電圧Ｖｂを生成する。

式（７ｂ）においてｋ_ｂ＝ｋ−１とする場合、第２スイッチ回路１２ｂの状態は、以下の通りである。
（１）ｋ≧２のとき
第２スイッチ回路１２ｂは、（ｋ−１）個のキャパシタに−Ｖ_ｒｅｆを印加し、残りのＭ−（ｋ−１）個のキャパシタに接地電圧ＧＮＤを印加する。
（２）ｋ＝１のとき
第２スイッチ回路１２ｂはＭ個すべてのキャパシタに接地電圧ＧＮＤを印加する。
（３）ｋ≦０
第２スイッチ回路１２ｂは、（−ｋ＋１）個のキャパシタに基準電圧Ｖ_ｒｅｆを印加し、残りのＭ−（−ｋ＋１）個のキャパシタに接地電圧ＧＮＤを印加する。

ｋ_ｂ＝ｋ−αと一般化すると、第２スイッチ回路１２ｂの状態は以下の通りとなる。
（１）ｋ_ｂ≧１のとき
第２スイッチ回路１２ｂは、ｋ_ｂ個のキャパシタに−Ｖ_ｒｅｆを印加し、残りのＭ−（ｋ_ｂ）個のキャパシタに接地電圧ＧＮＤを印加する。
（２）ｋ_ｂ＝０のとき
第２スイッチ回路１２ｂはＭ個すべてのキャパシタに接地電圧ＧＮＤを印加する。
（３）ｋ_ｂ≦−１のとき
第２スイッチ回路１２ｂは、ｋ_ｂ個のキャパシタに基準電圧Ｖ_ｒｅｆを印加し、残りのＭ−（ｋ_ｂ）個のキャパシタに接地電圧ＧＮＤを印加する。

以上がＡ型変換回路ＵＣＡの構成である。コモン電圧Ｖｃを接地電圧ＧＮＤとは異なる電圧とする場合、図中の接地端子をコモン電圧端子と置き換えればよい。

（Ｂ型変換回路）
Ｂ型変換回路ＵＣＢは、前段のＡ型変換回路ＵＣＡもしくはＢ型変換回路ＵＣＢからの第１入力電圧（第３電圧）Ｖｉ_ａ、第２入力電圧（第４電圧）Ｖｉ_ｂを受ける。以下では理解の容易のため、前段がＡ型変換回路ＵＣＡであるものとして説明する。

はじめにＢ型変換回路ＵＣＢの機能を説明する。Ｂ型変換回路ＵＣＢは、標本化状態φ０と補間増幅状態φ１を交互に繰り返す。図６は、Ｂ型変換回路ＵＣＢの機能を説明する図である。図７は、Ａ／Ｄコンバータ１００の入出力特性を示す図である。

上述のように、前段のＡ型変換回路ＵＣＡによって生成される入力電圧Ｖｉ_ａ、Ｖｉ_ｂは、入力電圧ＶＩがコモン電圧Ｖｃと一致するように電圧変換されている。そこでＢ型変換回路ＵＣＢは標本化状態φ０において、２つの入力電圧Ｖｉ_ａ、Ｖｉ_ｂの間を複数のセグメントＳＥＧ_１〜ＳＥＧ_７に分割し、コモン電圧Ｖｃ（ＧＮＤ）がいずれのセグメントＳＥＧ_ｊに属するかを判定する。セグメントＳＥＧの間隔は、等しく以下のΔＶに設定される。
ΔＶ＝（Ｖｉ_ｂ−Ｖｉ_ａ）／Ｌ …（１７）
Ｌは２以上の整数である。上述したように前段からの２つの電圧Ｖｉ_ａ（Ｖａ）、Ｖｉ_ｂ（Ｖｂ）の差分は、式（８）で与えられるから、セグメントＳＥＧの間隔ΔＶは、
ΔＶ＝Ｇ×２α／Ｍ・Ｖ_ｒｅｆ／Ｌ …（１８）
となり、もとの基準電圧Ｖ_ｒｅｆと比例する。式（８ａ）が成り立つとき、
ΔＶ＝Ｖ_ｒｅｆ／Ｌ …（１８ａ）
である。

図６ではＬ＝８の場合が示される。Ｂ型変換回路ＵＣＢは、外部からの基準電圧Ｖ_ｒｅｆ、−Ｖ_ｒｅｆを用いず、前段からの入力電圧Ｖｉ_ａ、Ｖｉ_ｂを利用して標本化（量子化）を行う点が、Ｂ型変換回路ＵＣＢの特徴のひとつである。

Ｂ型変換回路ＵＣＢは、コモン電圧Ｖｃ（ＧＮＤ）がｊ番目のセグメントＳＥＧ_ｊに属するとき、値ｊを示す変換データＤ２を出力する。図６では、接地電圧ＧＮＤがｊ＝４番目のセグメントＳＥＧ_４に属している状態を示している。

Ｂ型変換回路ＵＣＢにおける標本化は、前段において得られた２つのオフセット電圧（ｋ_ａ×Ｖ_ｒｅｆ／Ｍ）と（ｋ_ｂ×Ｖ_ｒｅｆ／Ｍ）の間を複数のセグメントに分割したときに、入力電圧ＶＩがどのセグメントに属しているかを判定することと等価である。

続いてクロック信号の位相が切りかわると、Ｂ型変換回路ＵＣＢは補間増幅状態φ１となり、式（１９ａ）〜（１９ｄ）で与えられる第７電圧（第１出力電圧）Ｖａ_ｏ、第８電圧（第２出力電圧）Ｖｂ_ｏを出力する。
Ｖｏ_ａ＝−Ｈ×Ｖｍ_ａ
Ｖｍ_ａ＝｛（Ｌ−ｊ_ａ）・Ｖｉ_ａ＋ｊ_ａ・Ｖｉ_ｂ）｝／Ｌ …（１９ａ）
Ｖｏ_ｂ＝−Ｈ×Ｖｍ_ｂ
Ｖｍ_ｂ＝｛（Ｌ−ｊ_ｂ）・Ｖｉ_ａ＋ｊ_ｂ・Ｖｉ_ｂ）｝／Ｌ …（１９ｂ）

ｊ_ａ、ｊ_ｂは、変換値ｊに応じて決められる整数である。たとえば、数値ｊ_ａ、ｊ_ｂは、整数のパラメータβ（β≧１）を用いて、以下のように決めてもよい。
ｊ_ａ＝（ｊ−β） …（２０ａ）
ｊ_ｂ＝（ｊ＋β） …（２０ｂ）
具体的にはβ＝１としてもよい。

式（１９ａ）に現れる第５電圧（第１中間電圧と称する）Ｖｍ_ａは、２つの入力電圧Ｖｉ_ａとＶｉ_ｂをｊ_ａ：（Ｌ−ｊ_ａ）に内分する電圧である。また式（１９ｂ）に現れる第６電圧（第２中間電圧と称する）Ｖｍ_ｂは、２つの入力電圧Ｖｉ_ａとＶｉ_ｂを、ｊ_ｂ：（Ｌ−ｊ_ｂ）に内分する電圧である。

Ｂ型変換回路ＵＣＢは、２つの中間電圧Ｖｍ_ａ、Ｖｍ_ｂが、コモン電圧Ｖｃ（ＧＮＤ）が属するセグメントＳＥＧ_ｊを挟み込むように、内分点ｊ_ａ、ｊ_ｂを決定する。Ｂ型変換回路ＵＣＢは、２つの中間電圧Ｖｍ_ａ、Ｖｍ_ｂをそれぞれ、コモン電圧Ｖｃを基準として利得（−Ｈ）で反転増幅することにより、出力電圧Ｖｏ_ａ、Ｖｏ_ｂを生成する。図６には、Ｈ＝４の場合が示される。

２つの出力電圧Ｖｏ_ａとＶｏ_ｂの差分に着目すると、式（１９ａ）、（１９ｂ）から以下の式（２１）が成り立つ。
Ｖｏ_ｂ−Ｖｏ_ｂ＝−Ｈ×｛（ｊ_ａ−ｊ_ｂ）・Ｖａ_ｉ＋（ｊ_ｂ−ｊ_ａ）Ｖｂ_ｉ｝／Ｌ …（２１）
式（２１）に、式（２０ａ）、（２０ｂ）を代入すれば、式（２２）を得る。
Ｖｂ_ｏ−Ｖａ_ｏ＝−Ｈ×｛−２β・（Ｖｂ_ｉ−Ｖａ_ｉ）｝／Ｌ …（２２）
式（２２）に、式（８）を代入すれば、式（２３）を得る。
Ｖｂ_ｏ−Ｖａ_ｏ＝−Ｈ×｛−２β・Ｇ×２α／Ｍ・Ｖ_ｒｅｆ｝／Ｌ …（２３）

β＝１、Ｈ＝４、Ｇ×２α／Ｍ＝１、Ｌ＝８が成り立つとき、
Ｖｏ_ｂ−Ｖｏ_ａ＝Ｖ_ｒｅｆ
となり、後段のＢ型変換回路ＵＣＢに対する入力電圧範囲は一定となる。

２段目以降のＢ型変換回路ＵＣＢは、同様の処理を繰り返し行う。その結果、パイプライン処理によって高い分解能のＡ／Ｄ変換を行うことができる。

以上がＢ型変換回路ＵＣＢの機能である。続いて、この機能を実現するためのＢ型変換回路ＵＣＢの構成を説明する。図８は、Ｂ型変換回路ＵＣＢの構成を示す回路図である。

Ｂ型変換回路ＵＣＢは、第２サブＡ／Ｄコンバータ２０、第７電圧（第１出力電圧）Ｖｏ_ａを生成する第３増幅回路２１ａ、第８電圧（第２出力電圧）Ｖｏ_ｂを生成する第４増幅回路２１ｂを備える。

第２サブＡ／Ｄコンバータ２０は、標本化状態φ０において、負の入力電圧（第５電圧）Ｖｉ_ａと正の入力電圧（第６電圧）Ｖｉ_ｂを複数のセグメントＳＥＧ_０〜ＳＥＧ_８に分割し、コモン電圧Ｖｃ（ＧＮＤ）がいずれのセグメントＳＥＧ_ｊに属するかを判定する。第２サブＡ／Ｄコンバータ２０は、コモン電圧Ｖｃ（ＧＮＤ）が、ｊ番目のセグメントＳＥＧ_ｊに属するとき、値ｊを示す変換データＤ２を出力する。

第２サブＡ／Ｄコンバータ２０の構成は特に限定されず、公知の、あるいは将来において利用可能となる技術を用いればよい。第２サブＡ／Ｄコンバータ２０は、図６に示すように２つの入力電圧Ｖｉ_ａ、Ｖｉ_ｂを分圧することによって複数のしきい値電圧Ｖｔｈ_１〜Ｖｔｈ_８を生成し、接地電圧ＧＮＤを各しきい値電圧Ｖｔｈ_１〜Ｖｔｈ_８と比較し、標本化を行ってもよい。この場合、第２サブＡ／Ｄコンバータ２０は、コンパレータアレイ（比較器列）で構成できる。この第２サブＡ／Ｄコンバータ２０として、本発明者が提案した非特許文献１、２に記載のコンパレータを利用することができる。

第３増幅回路２１ａは、コモン電圧Ｖｃが属するセグメントの上限以上の電圧レベルを有する第５電圧Ｖｍ_ａとコモン電圧Ｖｃの差分を、コモン電圧Ｖｃを基準として増幅することにより第７電圧Ｖｏ_ａを生成する。

同様に第４増幅回路２１ｂは、コモン電圧Ｖｃが属するセグメントの下限以下の電圧レベルを有する第６電圧Ｖｍ_ｂとコモン電圧Ｖｃの差分を、コモン電圧Ｖｃを基準として増幅することにより第８電圧Ｖｏ_ｂを生成する。
この第７電圧Ｖｏ_ａ、第８電圧Ｖｏ_ｂはそれぞれ、後段の第３電圧Ｖｉ_ａ、第４電圧Ｖｉ_ｂとなる。

第３増幅回路２１ａに着目し、その構成を説明する。
第３増幅回路２１ａは、第３スイッチ回路２２_ａａ、第４スイッチ回路２２_ａｂ、第３増幅器２４ａ、第３キャパシタ列Ｃ_ａａ１〜Ｃ_ａａＬ、第４キャパシタ列Ｃ_ａｂ１〜Ｃ_ａｂＬ、第３スイッチＳ_１ａを含む。第４増幅回路２１ｂは、第５スイッチ回路２２_ｂａ、第６スイッチ回路２２_ｂｂ、第４増幅器２４ｂ、第５キャパシタ列Ｃ_ｂａ１〜Ｃ_ｂａＬ、第６キャパシタ列Ｃ_ｂｂ１〜Ｃ_ｂｂＬ、第４スイッチＳ_１ｂを含む。第３増幅回路２１ａと第４増幅回路２１ｂは同様に構成される。

第３増幅器２４ａは反転増幅器であり、それぞれの利得は（−Ｈ）である。
第３スイッチＳ_１ａは、第３増幅器２４ａの反転入力端子と固定電圧端子（接地端子）の間に設けられる。第３スイッチＳ_１ａは、標本化状態φ０においてオンし、補間増幅状態φ１においてオフする。

第３キャパシタ列Ｃ_ａａ１〜Ｃ_ａａＬ、第４キャパシタ列Ｃ_ａｂ１〜Ｃ_ａｂＬそれぞれの一端（第１端子）は、第３増幅器２４ａの反転入力端子と共通に接続される。キャパシタＣ_ａａ１〜Ｃ_ａａＬ、Ｃ_ａｂ１〜Ｃ_ａｂＬの容量値は、等しくＣ_０であるものとする。

第３スイッチ回路２２_ａａおよび第４スイッチ回路２２_ａｂには、第１サブＡ／Ｄコンバータ１０による標本化の結果、すなわち値ｊを示す変換データＤ、もしくはそれに応じた制御信号が与えられる。第３スイッチ回路２２_ａａ、第４スイッチ回路２２_ａｂは、その内部に複数のスイッチを含むスイッチマトリクスである。

標本化状態φ０において、第３スイッチ回路２２_ａａは、第３キャパシタ列Ｃ_ａａ１〜Ｃ_ａａＬそれぞれの他端（第２端子）を第１入力端子Ｐｉ_ａと接続し、第４スイッチ回路２２_ａｂは、第４キャパシタ列Ｃ_ａｂ１〜Ｃ_ａｂＭそれぞれの他端（第２端子）を第２入力端子Ｐｉ_ｂと接続する。その結果、第３キャパシタ列Ｃ_ａａが第１入力電圧Ｖｉ_ａで充電され、第４キャパシタ列Ｃ_ａｂが第２入力電圧Ｖｉ_ｂで充電される。

第３スイッチ回路２２_ａａは、補間増幅状態φ１において、Ｌ個の第３キャパシタ列Ｃ_ａａ１〜Ｃ_ａａＬのうち（Ｌ−ｊ_ａ）個の第２端子を固定電圧端子（接地端子）に接続し、残りのｊ_ａ個のキャパシタを開放、もしくは短絡する。
第４スイッチ回路２２_ａｂは、補間増幅状態φ１において、Ｌ個の第４キャパシタ列Ｃ_ａｂ１〜Ｃ_ａｂＬのうちｊ_ａ個の第２端子を固定電圧端子（接地端子Ｐ_ＧＮＤ）に接続し、残りの（Ｌ−ｊ_ａ）個のキャパシタを開放、もしくは短絡する。このとき第３増幅器２４ａの反転入力端子の電荷Ｑは、
Ｑ＝−Ｃ_０・Ｖｉ_ａ・（Ｌ−ｊ_ａ）−Ｃ_０・Ｖｉ_ｂ・ｊ_ａ …（２４ａ）
となる。このときの容量Ｃｔｏｔは、
Ｃｔｏｔ＝Ｌ・Ｃ_０ …（２５）
であるから、第３増幅器２４ａの反転入力端子の電位Ｖｍ_ａは、
Ｖｍ_ａ＝Ｑ／Ｃｔｏｔ＝｛（Ｌ−ｊ_ａ）・Ｖｉ_ａ＋ｊ_ａ・Ｖｉ_ｂ｝／Ｌ …（２６ａ）
となり、式（１９ａ）と一致することが分かる。

第３増幅器２４ａは、反転入力端子の電位Ｖｍ_ａを利得（−Ｈ）で反転増幅し、第１出力端子Ｐｏ_ａから第１出力電圧Ｖｏ_ａを出力する。
Ｖｏ_ａ＝（−Ｈ）×Ｖｍ_ａ …（２７）

第４増幅回路２１ｂについて説明する。標本化状態φ０において、第５スイッチ回路２２_ｂａは、第５キャパシタ列Ｃ_ｂａ１〜Ｃ_ｂａＬそれぞれの他端（第２端子）を第１入力端子Ｐｉ_ａと接続し、第６スイッチ回路２２_ｂｂは、第６キャパシタ列Ｃ_ｂｂ１〜Ｃ_ｂｂＬそれぞれの他端（第２端子）を第２入力端子Ｐｉ_ｂと接続する。その結果、第５キャパシタ列Ｃ_ｂａが第１入力電圧Ｖｉ_ａで充電され、第６キャパシタ列Ｃ_ｂｂが第２入力電圧Ｖｉ_ｂで充電される。

第５スイッチ回路２２_ｂａは、補間増幅状態φ１において、Ｌ個の第５キャパシタ列Ｃ_ｂａ１〜Ｃ_ｂａＬのうち（Ｌ−ｊ_ｂ）個の第２端子を固定電圧端子（接地端子Ｐ_ＧＮＤ）に接続し、残りのｊ_ｂ個のキャパシタを開放、もしくは短絡する。
第６スイッチ回路２２_ｂｂは、補間増幅状態φ１において、Ｌ個の第６キャパシタ列Ｃ_ｂｂ１〜Ｃ_ｂｂＬのうちｊ_ｂ個の第２端子を固定電圧端子（接地端子Ｐ_ＧＮＤ）に接続し、残りの（Ｌ−ｊ_ｂ）個のキャパシタを開放、もしくは短絡する。このとき第４増幅器２４ｂの反転入力端子の電荷Ｑは、
Ｑ＝−Ｃ_０・Ｖｉ_ａ・（Ｌ−ｊ_ｂ）−Ｃ_０・Ｖｉ_ｂ・ｊ_ｂ …（２４ｂ）
となる。第３増幅器２４ａの反転入力端子の電位Ｖｍ_ｂは、
Ｖｍ_ｂ＝Ｑ／Ｃｔｏｔ＝｛（Ｌ−ｊ_ｂ）・Ｖｉ_ａ＋ｊ_ｂ・Ｖｉ_ｂ｝／Ｌ …（２６ｂ）
となり、式（１９ｂ）と一致することが分かる。以上がＢ型変換回路ＵＣＢの構成である。

実施の形態に係るＡ／Ｄコンバータ１００によれば、Ａ型変換回路ＵＣＡおよびＢ型変換回路ＵＣＢの増幅器の利得Ｇ、Ｈは、２倍〜８倍程度あれば十分であり、また従来ほど厳密な利得精度が要求されない。したがって負帰還を用いないオープンループ型の広帯域増幅器を用いることができる。負帰還系を用いる場合には、回路の安定性（発振）に十分配慮する必要があるため設計の難易度が高くなり、またセトリング時間が長くなると行った問題が生ずるが、実施の形態に係るＡ／Ｄコンバータ１００は、オープンループ型で構成することができるため、このような問題を解決することができ、微細なＣＭＯＳ技術を用いても、容易に高速・高精度なＡ／Ｄコンバータを実現することができる。

なお、負帰還型回路にともなう問題が解決できる場合には、実施の形態に係るＡ／Ｄコンバータ１００において、負帰還型の増幅器を用いても構わないことはいうまでもない。

以下、Ａ／Ｄコンバータ１００の変形例を説明する。

（第１の変形例）
図９は、変形例に係るＢ型変換回路の構成を示す回路図である。上述のように、実施の形態に係るＡ／Ｄコンバータ１００では、従来に比べて増幅器に要求される利得の精度は低くてよいが、同じ変換回路に属する第３増幅器２４ａ、第４増幅器２４ｂの利得Ｈの相対的な精度は、ある程度要求される。通常、このような相対的な精度は、集積回路技術（たとえば対応する素子同士のペアリングなど）を用いることで達成できることはよく知られている。さらに高い相対精度が要求される場合には、図９の回路が有効である。

図９のＢ型変換回路ＵＣＢは、図８のＢ型変換回路ＵＣＢに加えて、利得調整回路２６をさらに備える。第３増幅器２４ａ、第４増幅器２４ｂは、可変利得増幅器であり、利得調整回路２６は、第３増幅器２４ａ、第４増幅器２４ｂそれぞれの利得Ｈをデジタル的に調節し、直線性誤差を低減する。

また、利得調整回路２６による調整に加えて、あるいはそれと代えて、第３増幅器２４ａと第４増幅器２４ｂをスワップしながら、差分増幅処理を行う手法も有効である。入力スイッチ２８ａ、２８ｂは、入力電圧Ｖｉ_ａ、Ｖｉ_ｂを、Ｂ型変換回路ＵＣＢの２つの入力端子Ｐｉ_ａ、Ｐｉ_ｂに切りかえて出力する。同様に、出力スイッチ２９ａ、２９ｂは、Ｂ型変換回路ＵＣＢの２つの出力端子Ｐｏ_ａ、Ｐｏ_ｂからの電圧を、２つの出力端子Ｐｏ_ａ’、Ｐｏ_ｂ’との間で切りかえて出力する。

第３増幅器２４ａ、第４増幅器２４ｂの増幅率が同一であれば、入出力端子をスワップしても変換特性は一致する。増幅率にミスマッチが生ずる場合には、利得調整回路２６と組み合わせることにより、変換特性を一致させることができる。

（第２の変形例）
ところで、これまでの説明においては増幅器のオフセット電圧はゼロであることを仮定していたが、実際の増幅器には一定量をオフセット電圧があり、精度を劣化させるので、対策が必要である。そこで、第２の変形例では、増幅器のスイッチ動作を工夫することでオフセット電圧の問題を解決する。

図１０は、第２の変形例に係るＢ型変換回路の構成を示す回路図である。図８のスイッチ回路２２_ａａ、２２_ａｂ、２２_ｂａ、２２_ｂｂでは、接地電圧ＧＮＤをキャパシタ列Ｃ_ａａ、Ｃ_ａｂ、Ｃ_ｂａ、Ｃ_ｂｂに印加する構成であった。これに対して図１０のスイッチ回路２２_ａａ、２２_ａｂ、２２_ｂａ、２２_ｂｂは、前段からの入力電圧Ｖｉ_ａ、Ｖｉ_ｂをキャパシタ列Ｃ_ａａ、Ｃ_ａｂ、Ｃ_ｂａ、Ｃ_ｂｂに印加する。

図１１（ａ）、（ｂ）は、図１０のＢ型変換回路の動作を示す図である。図１１（ａ）は標本化状態φ０を、図１１（ｂ）は補間増幅状態φ１を示す。

図１１（ａ）を参照する。注目するＢ型変換回路ＵＣＢ_ｉが標本化状態φ０にあるとき、前段は補間増幅状態φ１であり、前段のスイッチ_Ｓ１ａ、Ｓ_１ｂはオフである。前段の増幅器第３増幅器２４ａ（１４ａ）、第４増幅器２４ｂ（１４ｂ）にオフセット電圧Ｖ_{ｏｆｆ＿ａ}、Ｖ_{ｏｆｆ＿ｂ}が存在するとき、前段からの電圧Ｖｉ_ａ、Ｖｉ_ｂには、信号成分Ｖ_{ｓｉｇ＿ａ}、Ｖ_{ｓｉｇ＿ｂ}にオフセット電圧Ｖ_{ｏｆｆ＿ａ}、Ｖ_{ｏｆｆ＿ｂ}が重畳されている。Ｂ型変換回路ＵＣＢ_ｉにおいて、キャパシタ列は、（Ｖ_{ｓｉｇ＿ａ}＋Ｖ_{ｏｆｆ＿ａ}）、（Ｖ_{ｓｉｇ＿ｂ}＋Ｖ_{ｏｆｆ＿ｂ}）で充電される。ノードｘに蓄積される電荷は、
Ｑ_ｘ＝−（Ｖ_{ｓｉｇ＿ａ}＋Ｖ_{ｏｆｆ＿ａ}）・Ｃ_０・（Ｌ−ｊ）−（Ｖ_{ｓｉｇ＿ｂ}＋Ｖ_{ｏｆｆ＿ｂ}）・Ｃ_０・ｊ …（２７）

続いて、注目するＢ型変換回路ＵＣＢ_ｉが補間増幅状態φ１に遷移する。このとき前段の変換回路は標本化状態となり、スイッチＳ_１ａ、Ｓ_１ｂがオンとなる。このときのＢ型変換回路ＵＣＢ_ｉの入力電圧Ｖｉ_ａ、Ｖｉ_ｂはそれぞれ、オフセット電圧Ｖ_{ｏｆｆ＿ａ}、Ｖ_{ｏｆｆ＿ｂ}となる。図１１（ｂ）に示す補間増幅状態φ１においては、以下の関係式（２８）が成り立つ。Ｖ_ｘはノードｘの電圧を示す。
（Ｖ_ｘ−Ｖ_{ｏｆｆ＿ａ}）・Ｃ_０・（Ｌ−ｊ）＋（Ｖ_ｘ＋Ｖ_{ｏｆｆ＿ｂ}）・Ｃ_０・ｊ＝Ｑ_ｘ
＝−（Ｖ_{ｓｉｇ＿ａ}＋Ｖ_{ｏｆｆ＿ａ}）・Ｃ_０・（Ｌ−ｊ）−（Ｖ_{ｓｉｇ＿ｂ}＋Ｖ_{ｏｆｆ＿ｂ}）・Ｃ_０・ｊ …（２８）

したがって、
（−Ｖ_{ｏｆｆ＿ａ}）・Ｃ_０・（Ｌ−ｊ）＋（Ｖ_ｘ−Ｖ_{ｏｆｆ＿ｂ}）・Ｃ_０・ｊ＝Ｑ_ｘ
Ｖ_ｘ＝−｛Ｖ_{ｓｉｇ＿ａ}・（Ｌ−ｊ）＋Ｖ_{ｓｉｇ＿ｂ}・ｊ｝／Ｌ …（２９）
となり、オフセット電圧Ｖ_{ｏｆｆ＿ａ}、Ｖ_{ｏｆｆ＿ｂ}の影響を除去し、高精度なＡ／Ｄ変換が実現できる。

（第３の変形例）
これまでは、シングルエンド形式の増幅器を用いる実施例を説明したが、当業者であれば、差動形式の増幅器を利用可能であることが理解される。
図１２（ａ）、（ｂ）は、差動形式の増幅器を用いた場合の、Ａ型変換回路およびＢ型変換回路の入出力特性を示す図である。

差動回路を用いると、コモン電圧Ｖｃを中心とした反転信号が得られるため、実施の形態で説明した内分法（内挿補間）に加えて、外分法（外挿補間）を用いることが可能となる。図１３は、第３の変形例に係るＢ型変換回路の構成の一部を示す回路図である。図１３では、増幅器ａ側に関する第３増幅回路２１ａのみを示している。図１４は、図１３のＢ型変換回路の入出力特性を示す図である。

図８の構成では、内分法（内挿）によって、太線で示す直線Ｖ_ａｐ、Ｖ_ｂｐの内側の直線Ｖ_ｉｎ＿ｐのみを生成できる。これに対して、図１３の構成では、直線Ｖ_ａｐ、Ｖ_ｂｐの外側の直線Ｖ_ｅｘ＿ｐを生成することができる。

図１３のＢ型変換回路ＵＣＢは、差動形式の第１入力電圧Ｖｉ_ａｐ，Ｖｉ_ａｎ、第２入力電圧Ｖｉ_ｂｐ，Ｖｉ_ｂｎを受ける。Ｂ型変換回路ＵＣＢの第３増幅回路２１ａは、第２サブＡ／Ｄコンバータ２０、第３スイッチ回路２２_ａｐ、２２_ａｎ、第３増幅器２４ａ、キャパシタ列Ｃ_ａｐ、Ｃ_ａｎ、スイッチＳ_１ａを備える。

スイッチＳ_１ａは、第３増幅器２４ａの入力端子の間に設けられる。
キャパシタ列Ｃ_ａｐは、第３キャパシタ列Ｃ_ａａ１〜Ｃ_ａａＬ、第４キャパシタ列Ｃ_ａｂ１〜Ｃ_ａｂＬを含む。キャパシタ列Ｃ_ａｎも同様である。

第３スイッチ回路２２_ａｐ、２２_ａｎはマトリクススイッチであり、第２サブＡ／Ｄコンバータ２０からの制御信号に応じて、キャパシタ列Ｃ_ａｐ、Ｃ_ａｎを充電する。

内分法によって電圧を生成する場合、標本化状態φ０において第３スイッチ回路２２_ａｐは、キャパシタ列Ｃ_ａａに対して正転の入力電圧Ｖ_ａｐを、キャパシタ列Ｃ_ａｂに対して正転の入力電圧Ｖ_ｂｐを印加すればよい。第３スイッチ回路２２_ａｎは、キャパシタ列Ｃ_ｂａに対して反転の入力電圧Ｖ_ａｎを、キャパシタ列Ｃ_ｂｂに対して反転の入力電圧Ｖ_ｂｎを印加すればよい。これは図８と同様である。内分法によって、Ｖ_ｉｎ＿ｐ、Ｖ_ｉｎ＿ｎを生成できる。
Ｖ_ｉｎ＿ｐ＝｛（Ｌ−ｊ）Ｖ_ａｐ＋ｊ・Ｖ_ｂｐ｝／Ｌ …（３０ｐ）
Ｖ_ｉｎ＿ｎ＝｛（Ｌ−ｊ）Ｖ_ａｎ＋ｊ・Ｖ_ｂｎ｝／Ｌ …（３０ｎ）

外分法によって電圧を生成する場合、標本化状態φ０において第３スイッチ回路２２_ａｐは、キャパシタ列Ｃ_ａａに対して正転の入力電圧Ｖａｐを、キャパシタ列Ｃ_ａｂに対して反転の入力電圧Ｖ_ｂｎを印加すればよい。
補間増幅状態φ１において、第３キャパシタ列Ｃ_ａａの（Ｌ＋ｊ）個のキャパシタを接地し、第４キャパシタ列Ｃ_ａｂのｊ個のキャパシタを接地すると、第３増幅器２４ａの入力端子には、
Ｖ_ｅｘ＿ｐ＝｛（Ｌ＋ｊ）・Ｖ_ａｐ＋ｊ・Ｖ_ｂｎ｝／Ｌ …（３１ｐ）
を得る。ここでＶ_ｂｎ＝−Ｖ_ｂｐであるから、式（３１ｐ）は、
Ｖ_ｅｘ＿ｐ＝｛（Ｌ＋ｊ）・Ｖ_ａｐ−ｊ・Ｖ_ｂｐ｝／Ｌ …（３１ｐ）
と書き直される。これは、２つの電圧Ｖ_ａｐとＶ_ｂｐを、ｊ：（Ｌ＋ｊ）に外分する電圧に他ならない。

第３スイッチ回路２２_ａｎは、キャパシタ列Ｃ_ｂａに対して反転の入力電圧Ｖ_ａｎを、キャパシタ列Ｃ_ｂｂに対して正転の入力電圧Ｖ_ｂｎを印加すればよい。その結果、式（３１ｎ）で表される電圧Ｖ_ｅｘ＿ｎを得る。
Ｖ_ｅｘ＿ｎ＝｛（Ｌ＋ｊ）・Ｖ_ａｎ−ｊ・Ｖ_ｂｎ｝／Ｌ …（３１ｎ）
これは、２つの反転電圧Ｖ_ａｎ、Ｖ_ｂｎをｊ：（Ｌ＋ｊ）に外分する電圧に他ならない。

すなわち図１３のＢ型変換回路ＵＣＢでは、キャパシタ列に印加する電圧を、反転側（ｎ）に拡張し、キャパシタの数を必要なだけ増加すればよい。外挿法を用いた場合、第３増幅器２４ａ、第４増幅器２４ｂの利得Ｈをさらに低下させることができる。

実施の形態では、コモン電圧Ｖｃが接地電圧ＧＮＤである場合について説明したが、本発明はそれに限定されない。回路を正電圧の範囲で動作させたい場合、コモン電圧Ｖｃは、電源電圧Ｖｄｄの中点電圧Ｖｄｄ／２としてもよい。あるいは、基準電圧Ｖｒｅｆが与えられる場合には、Ｖｒｅｆ／２としてもよい。

上述したように、同じ変換回路に属する第１増幅器１４ａおよび第２増幅器１４ｂの利得（−Ｇ）には、相対的な精度は要求されるが、絶対的な精度は必要とされない。また、それぞれの利得は数倍、高くても数十倍程度で足りるという性質を有する。第３増幅器２４ａ、第４増幅器２４ｂについても同様である。そこでこのような特性を有するダイナミック型差動増幅器の好ましい構成を説明する。

図１５は、ダイナミック型差動増幅器３０の構成を示す回路図である。ダイナミック型差動増幅器３０は、第１入力端子Ｐ_ｉ１、第２入力端子Ｐ_ｉ２に入力された信号Ｖ_ｉ１、Ｖ_ｉ２を増幅し、増幅された信号Ｖ_ｏ１、Ｖ_ｏ２を第１出力端子Ｐ_ｏ１、第２出力端子Ｐ_ｏ２から出力する。

ダイナミック型差動増幅器３０は、第１負荷キャパシタＣ_Ｌ１、第２負荷キャパシタＣ_Ｌ２、入力差動対３２、初期化回路３４、制御回路３６、テイル電流源Ｍ０を備える。

第１負荷キャパシタＣ_Ｌ１は、第１出力端子Ｐ_ｏ１と固定電圧端子（接地端子）の間に設けられる。第２負荷キャパシタＣ_Ｌ２は、第２出力端子Ｐ_ｏ２と接地端子の間に設けられる。

初期化回路３４は、第１負荷キャパシタＣ_Ｌ１、第２負荷キャパシタＣ_Ｌ２の電荷を初期化する。初期化回路３４は、たとえば初期化トランジスタＭ３、Ｍ４を含む。初期化トランジスタＭ３は、第１負荷キャパシタＣ_Ｌ１と第２の固定電圧端子（電源端子）の間に設けられる。同様に初期化トランジスタＭ４は、第２負荷キャパシタＣ_Ｌ２と電源端子の間に設けられる。初期化トランジスタＭ３、Ｍ４は、所定の周期でローレベルに遷移する制御クロックＶ_ＣＬＫと同期してオン、オフが制御される。初期化トランジスタＭ３、Ｍ４がオンすると、第１負荷キャパシタＣ_Ｌ１、第２負荷キャパシタＣ_Ｌ２が電源電圧Ｖ_ＤＤによって充電され、それぞれの電荷が初期化される。

入力差動対３２は、入力トランジスタＭ１、入力トランジスタＭ２を含む。入力トランジスタＭ１は、第１負荷キャパシタＣ_Ｌ１を負荷とするとともに、その制御端子（ゲート）には第１入力信号Ｖ_ｉ１が入力される。同様に入力トランジスタＭ２は、第２負荷キャパシタＣ_Ｌ２を負荷とするとともに、そのゲートには第２入力信号Ｖ_ｉ２が入力される。テイル電流源Ｍ０は、入力差動対３２に動作電流（テイル電流）Ｉ_０＝Ｉ_Ｄ１＋Ｉ_Ｄ２を供給する。

制御回路３６は、第１出力端子Ｐ_ｏ１と第２出力端子Ｐ_ｏ２それぞれの電位Ｖ_ｏ１、Ｖ_ｏ２の中点電圧（Ｖ_ｏ１＋Ｖ_ｏ２）／２が、所定のしきい値電圧Ｖｔｈに達すると、第１負荷キャパシタＣ_Ｌ１および第２負荷キャパシタＣ_Ｌ２の充放電経路を遮断する。

第１負荷キャパシタＣ_Ｌ１と第２負荷キャパシタＣ_Ｌ２の充放電経路を遮断するために、第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２が設けられる。第１スイッチＳＷ１は、第１負荷キャパシタＣ_Ｌ１と入力トランジスタＭ１の間に設けられる。第２スイッチＳＷ２は、第２負荷キャパシタＣ_Ｌ２と入力トランジスタＭ２の間に設けられる。

制御回路３６は、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２のオン、オフ状態を切りかえることにより、第１負荷キャパシタＣ_Ｌ１および第２負荷キャパシタＣ_Ｌ２の充放電経路の導通、遮断を切りかえる。

以上がダイナミック型差動増幅器３０の基本的な構成である。続いてその動作を説明する。図１６は、図１５のダイナミック型差動増幅器３０の動作を示す波形図である。横軸は時間、縦軸は出力電圧Ｖ_ｏ１、Ｖ_ｏ２を示す。

１． 初期化状態
増幅に先立ち、ダイナミック型差動増幅器３０は初期化状態にセットされる（ｔ＜ｔ_０）。初期化状態において、制御クロックＶ_ＣＬＫがローレベルとなり初期化トランジスタＭ３、Ｍ４がオンする。また制御回路３６は、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２をオンする。その結果、第１負荷キャパシタＣ_Ｌ１、第２負荷キャパシタＣ_Ｌ２に電源電圧Ｖ_ＤＤが印加され、出力電圧Ｖ_ｏ１、Ｖ_ｏ２が電源電圧Ｖ_ＤＤに初期化される。

２． 増幅状態
制御クロックＶ_ＣＬＫがハイレベルとなると、初期化トランジスタＭ３、Ｍ４がオフし、増幅状態となる（ｔ_０＜ｔ＜ｔ_１）。増幅状態では、入力トランジスタＭ１、入力トランジスタＭ２それぞれに、入力電圧Ｖ_ｉ１、Ｖ_ｉ２に応じた電流Ｉ_Ｄ１、Ｉ_Ｄ２が流れる。電流Ｉ_Ｄ１、Ｉ_Ｄ２は、入力トランジスタＭ１、入力トランジスタＭ２の相互コンダクタンスをｇ_ｍ、テイル電流をＩ_０として、式（３２ａ）、（３２ｂ）で与えられる。
Ｉ_Ｄ１＝Ｉ_０／２＋ｇ_ｍ×（Ｖ_ｉ１−Ｖ_ｉ２）／２ …（３２ａ）
Ｉ_Ｄ２＝Ｉ_０／２−ｇ_ｍ×（Ｖ_ｉ１−Ｖ_ｉ２）／２ …（３２ｂ）
なお、Ｉ_０＝Ｉ_Ｄ１＋Ｉ_Ｄ２が成り立つ。

増幅開始からの経過時間をｔとすると、出力電圧Ｖ_ｏ１、Ｖ_ｏ２はそれぞれ、式（３３ａ）、（３３ｂ）で与えられる。
Ｖ_ｏ１＝Ｖ_ＤＤ−Ｉ_Ｄ１／Ｃ_Ｌ１・ｔ …（３３ａ）
Ｖ_ｏ２＝Ｖ_ＤＤ−Ｉ_Ｄ２／Ｃ_Ｌ２・ｔ …（３３ｂ）

制御回路３６は、出力電圧Ｖ_ｏ１、Ｖ_ｏ２の中点電圧Ｖ_ｘ＝（Ｖ_ｏ１＋Ｖ_ｏ２）／２を監視し、所定のしきい値電圧Ｖｔｈに達すると、その時刻ｔ_１に第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２をオフする。第１負荷キャパシタＣ_Ｌ１、第２負荷キャパシタＣ_Ｌ２の容量値を等しくＣ_Ｌと書くとき、中点電圧Ｖ_ｘは、式（３４）で与えられる。
Ｖ_ｘ＝Ｖ_ＤＤ−Ｉ_０×ｔ／（２×Ｃ_Ｌ） …（３４）

しきい値電圧Ｖｔｈが、電源電圧の中点電圧Ｖ_ＤＤ／２であるとき、増幅状態の期間Ｔは、式（３５）で与えられる。
Ｔ＝Ｃ_Ｌ×Ｖ_ＤＤ／Ｉ_０ …（３５）
このときの出力電圧Ｖ_ｏ１、Ｖ_ｏ２は、式（３６ａ）、（３６ｂ）となる。
Ｖ_ｏ１＝Ｖ_ＤＤ／２−ｇ_ｍ１／２×（Ｖ_ｉ１−Ｖ_ｉ２）／Ｉ_０×Ｖ_ＤＤ …（３６ａ）
Ｖ_ｏ２＝Ｖ_ＤＤ／２＋ｇ_ｍ２／２×（Ｖ_ｉ１−Ｖ_ｉ２）／Ｉ_０×Ｖ_ＤＤ …（３６ｂ）

したがって、ダイナミック型差動増幅器３０の差動利得Ｇは、式（３７）で与えられる。
Ｇ＝（Ｖ_ｏ１−Ｖ_ｏ２）／（Ｖ_ｉ１−Ｖ_ｉ２）
＝−（ｇ_ｍ１＋ｇ_ｍ２）／２×Ｖ_ＤＤ／（Ｉ_Ｄ１＋Ｉ_Ｄ２） …（３７）

入力トランジスタＭ１、入力トランジスタＭ２のコンダクタンスは、
ｇ_ｍ１＝２×Ｉ_Ｄ１／Ｖ_ｅｆｆ …（３８ａ）
ｇ_ｍ２＝２×Ｉ_Ｄ２／Ｖ_ｅｆｆ …（３８ｂ）
であるから、この関係を式（３７）に代入して、式（３９）を得る。
Ｇ＝−Ｖ_ＤＤ／Ｖ_ｅｆｆ …（３９）
なお、Ｖ_ｅｆｆ＝Ｖ_ＧＳ−Ｖｔである。Ｖ_ＧＳはゲートソース間電圧、ＶｔはＭＯＳＦＥＴのゲートソース間しきい値電圧である。

図１５のダイナミック型差動増幅器３０の１回の増幅当たりの消費エネルギーＥ_ｃは、
Ｅ_ｃ＝Ｑ・Ｖ_ＤＤ＝２・Ｉ_Ｄ・Ｔ・Ｖ_ＤＤ＝Ｃ_Ｌ・Ｖ_ＤＤ ^２ …（４０）
となる。したがって消費電力Ｐ_ｄは、繰り返し周波数をｆ_ｃとして、
Ｐ_ｄ＝ｆ_ｃ・Ｅ_ｃ＝ｆ_ｃ・Ｃ_Ｌ・Ｖ_ＤＤ ^２ …（４１）
となる。

図１５のダイナミック型差動増幅器３０の利点は、図１７の増幅器との対比によって明確となる。図１７は、比較技術に係る増幅器１０３０の構成を示す回路図である。増幅器１０３０は、初期化回路に代えて、負荷抵抗Ｒ_Ｌ１、Ｒ_Ｌ２を備える。キャパシタＣ_Ｌ１、Ｃ_Ｌ２およびスイッチＳＷ１、ＳＷ２は、トランジスタＭ１、Ｍ２のドレイン電圧をサンプリングするために設けられ、図１５のダイナミック型差動増幅器３０とは機能が異なっていることに留意すべきである。

増幅器１０３０は、入力トランジスタＭ１、入力トランジスタＭ２のドレイン電流が、負荷抵抗Ｒ_Ｌ１、Ｒ_Ｌ２に定常的に流れる。バイアス状態での出力電圧Ｖ_ｏ１、Ｖ_ｏ２は、電源電圧Ｖ_ＤＤの１／２程度に設定されるため、抵抗Ｒ_Ｌ１、Ｒ_Ｌ２は、
Ｒ_Ｌ＝Ｖ_ＤＤ／２Ｉ_Ｄ …（４２）
が成り立つ。ここでＲ_Ｌ＝Ｒ_Ｌ１＝Ｒ_Ｌ２、Ｉ_Ｄ＝（Ｉ_Ｄ１＋Ｉ_Ｄ２）／２である。トランジスタＭ１、Ｍ２の相互コンダクタンスｇ_ｍは、ＭＯＳトランジスタの飽和領域での電圧電流の関係式から、
ｇ_ｍ＝２・Ｉ_Ｄ／Ｖ_ｅｆｆ …（４３）
で与えられる。したがってこの回路の差動利得Ｇは、
Ｇ＝−ｇ_ｍ・Ｒ_Ｌ＝−Ｖ_ＤＤ／Ｖ_ｅｆｆ …（４４）
となる。つまり、図１５のダイナミック型差動増幅器３０の利得は、図１７の増幅器１０３０と同じ利得を有することがわかる。

図１７の増幅器の消費電力について検討する。電圧Ｖ_ｅｆｆは通常０．２Ｖ程度であるため、Ｖ_ＤＤ＝１Ｖとすると、約５倍となる。増幅器１０３０の時間応答は、
Ｖ_ｏ１−Ｖ_ｏ２＝Ｇ・（Ｖ_ｉ１−Ｖ_ｉ２）・（１−ｅ^１／τ） …（４５）
τ＝Ｒ_Ｌ・Ｃ_Ｌ
である。この回路には定常電流２・Ｉ_Ｄが流れることを考慮すると、その消費電力Ｐ_Ｄは、
Ｐ_Ｄ＝２・Ｉ_Ｄ・Ｖ_ＤＤ＝Ｖ_ＤＤ ^２／Ｒ_Ｌ＝Ｃ_Ｌ・Ｖ_ＤＤ ^２／τ …（４６）

式（４５）から明らかなように、増幅器１０３０の応答時定数τは、抵抗と容量の積で定まるところ、応答速度を速く、つまり時定数τを短くするためには、抵抗値を下げる必要がある。ところが抵抗値を下げると、式（４６）で与えられる消費電力は、それと反比例して増加する。

図１７の増幅器において、１％のセトリングを仮定すると、半周期で５・τは必要であるため、その消費電力Ｐ_Ｄは、式（４７）で与えられる。
Ｐ_Ｄ＝Ｃ_Ｌ・Ｖ_ＤＤ ^２／τ＝１０・ｆ_ｃ・Ｃ_Ｌ・Ｖ_ＤＤ ^２ …（４７）

図１７の図１５の増幅器を対比すると、図１５のダイナミック型差動増幅器３０の利点が以下のように明らかとなる。
まず、図１５のダイナミック型差動増幅器３０では、その消費電力Ｐ_Ｄは式（４１）で与えられるため、式（４７）で与えられる図１７の増幅器１０３０の消費電力Ｐ_Ｄに比べて、約１／１０程度まで低減できることがわかる。

図１７の回路でも、繰り返し周波数ｆ_ｃに反比例して負荷抵抗Ｒ_Ｌを設計すると、消費電力を下げることができるが、広帯域にわたり抵抗値を可変とすることは容易ではなく、非現実的である。つまり現実的には、想定される最高繰り返し周波数ｆ_ｃｍａｘにおいて十分な応答速度が得られるように抵抗Ｒ_Ｌを低く設定せざるを得ず、式（４７）に示すように消費電力は大きくなる。この点、図１５の構成によれば、式（４１）に示すように、消費電力は動作電流とは無関係であるため、高速化を目的として動作電流を大きくしても消費電力は増大しないという利点がある。また周波数ｆ_ｃを下げた場合には、きわめて低消費電力で動作する増幅器を提供することができる。

続いて、ダイナミック型差動増幅器３０のより具体的な構成例を説明する。
図１８（ａ）、（ｂ）は、図１５のダイナミック型差動増幅器３０の具体例を示す回路図である。

図１８（ａ）のダイナミック型差動増幅器３０ａにおいて、制御回路３６ａは、第１分圧キャパシタＣ_１、第２分圧キャパシタＣ_２、比較器３８を含む。第１分圧キャパシタＣ_１、第２分圧キャパシタＣ_２は、第１出力端子Ｐ_ｏ１と第２出力端子Ｐ_ｏ２の間に直列に設けられる。第１分圧キャパシタＣ_１と第２分圧キャパシタＣ_２の容量値は等しくＣ_０である。比較器３８は、第１分圧キャパシタＣ_１、第２分圧キャパシタＣ_２の接続点の電位Ｖ_ｘを所定のしきい値電圧Ｖｔｈと比較し、比較結果に応じた信号によってスイッチＳＷ１、ＳＷ２を制御する。

図１８（ａ）の下段に示すように、比較器３８は、インバータ３９を含んでもよい。インバータ３９は、電源電圧Ｖ_ＤＤと接地電圧ＧＮＤを受けており、そのしきい値電圧ＶｔｈはＶ_ＤＤ／２となる。インバータ３９の段数は、スイッチＳＷ１、ＳＷ２の制御論理に応じて設計すればよい。

初期化回路３４ａは、第１分圧キャパシタＣ_１と第２分圧キャパシタＣ_２の接続点Ｎ_ｘの電位Ｖ_ｘを、第１出力端子Ｐ_ｏ１、第２出力端子Ｐ_ｏ２と同じく、電源電圧Ｖ_ＤＤに初期化する。具体的には、ノードＮ_ｘと電源端子の間に、初期化トランジスタＭ５が設けられており、これがオンすることにより、ノードＮ_ｘの電位が初期化される。

初期化によってキャパシタＣ_１、Ｃ_２の電荷がゼロに初期化される。プリチャージが解除されて増幅が開始する。第１出力端子Ｐ_ｏ１、第２出力端子Ｐ_ｏ２に出力電圧Ｖ_１、Ｖ_２が発生するとき、寄生容量を無視すると式（４８）が成り立つ。
Ｃ_０（Ｖ_ｘ−Ｖ_１）＝Ｃ_０（Ｖ_ｘ−Ｖ_２） …（４８）
式（４８）をＶ_ｘについて解くと、式（４９）を得る。
Ｖ_ｘ＝（Ｖ_１＋Ｖ_２）／２ …（４９）
つまり、接続点Ｎ_ｘの電位Ｖ_ｘは、２つの出力電圧Ｖ_ｏ１、Ｖ_ｏ２の中点電圧となり、図１５の回路と同様に、中点電圧Ｖをしきい値電圧と比較できる。

またテイル電流源Ｍ０のゲートには、制御クロックＶ_ＣＬＫが入力される。これによりテイル電流源Ｍ０を初期化状態においてオフすることができるため、消費電力をさらに低減することができる。

図１８（ｂ）のダイナミック型差動増幅器３０ｂは、図１８（ａ）のダイナミック型差動増幅器３０ａに加えて、論理ゲート４０を備える。論理ゲート４０は、制御回路３６の出力信号ＣＮＴと、制御クロックＶ_ＣＬＫの論理積を、テイル電流源Ｍ０のゲートに供給する。この構成によれば、第１負荷キャパシタＣ_Ｌ１、第２負荷キャパシタＣ_Ｌ２の充放電経路を、より確実に遮断することができる。また、テイル電流源Ｍ０をオフすることにより、第１出力端子Ｐ_ｏ１、第２出力端子Ｐ_ｏ２の電位が接地電位（０Ｖ）まで下がらない。したがって、図１８（ａ）よりもさらに消費電力を低減できる。

図１９（ａ）、（ｂ）は、ダイナミック型差動増幅器の別の具体例を示す回路図である。図１９（ａ）のダイナミック型差動増幅器３０ｃにおいて、制御回路３６ｃは論理ゲートで構成される。具体的には、制御回路３６ｃはＡＮＤゲートである。図１９（ｂ）は、制御回路３６ｃの具体的な構成を示す回路図である。制御回路３６ｃは、ＮＡＮＤゲート４２と、その後段に設けられたインバータ（ＮＯＴゲート）４４を含む。

ＮＡＮＤゲート４２は、ＰチャンネルトランジスタＭ_Ｐ１、Ｍ_Ｐ２、ＮチャンネルトランジスタＭ_Ｎ１、Ｍ_Ｎ２、Ｍ_Ｎ３、Ｍ_Ｎ４を含む。第１ＰチャンネルトランジスタＭ_Ｐ１、第１ＮチャンネルトランジスタＭ_Ｎ１、第２ＮチャンネルトランジスタＭ_Ｎ２は、電源端子と接地端子の間に第１経路を形成するように順にスタックされる。第２ＰチャンネルトランジスタＭ_Ｐ２、第３ＮチャンネルトランジスタＭ_Ｎ３、第４ＮチャンネルトランジスタＭ_Ｎ４は、電源端子と接地端子の間に、第１経路と並列な第２経路を形成するように順にスタックされる。

第１ＰチャンネルトランジスタＭ_Ｐ１、第１ＮチャンネルトランジスタＭ_Ｎ１、第４ＮチャンネルトランジスタＭ_Ｎ４のゲートには、第１入力信号Ｖ_１が印加される。第２ＰチャンネルトランジスタＭ_Ｐ２、第２ＮチャンネルトランジスタＭ_Ｎ２、第３ＮチャンネルトランジスタＭ_Ｎ３のゲートには、第２入力信号Ｖ_２が印加される。ＮＡＮＤゲート４２の出力端子は、第１、第２ＰチャンネルトランジスタＭ_Ｐ１、Ｍ_Ｐ２のドレインと接続される。

Ｎチャンネルトランジスタの平均ドレイン電流をＩ_ＤＮ、Ｐチャンネルトランジスタの平均ドレイン電流をＩ_ＤＰとすると、微細なトランジスタでは、電圧−電流特性は式（５０ａ）、（５０ｂ）で近似できる。
Ｉ_ＤＮ＝Ｋ_Ｎ（Ｖ_ＧＳ−Ｖ_ＴＮ） …（５０ａ）
Ｉ_ＤＰ＝−Ｋ_Ｐ（Ｖ_ＧＳ−Ｖ_ＴＰ） …（５０ｂ）

のＮＡＮＤゲート４２の出力は、Ｐチャンネルトランジスタを流れる全電流と、Ｎチャンネルトランジスタに流れる全電流が等しいときに、論理状態が遷移する。したがって、
Ｉ_ＤＮ＝Ｋ_Ｎ（Ｖ_１−Ｖ_ＴＮ）＋Ｋ_Ｎ（Ｖ_２−Ｖ_ＴＮ）
＝２・Ｋ_Ｎ｛（Ｖ_１＋Ｖ_２）／２−Ｖ_ＴＮ｝ …（５１ａ）
Ｉ_ＤＰ＝Ｋ_Ｐ（Ｖ_ＤＤ−Ｖ_１＋Ｖ_ＴＰ）＋Ｋ_Ｐ（Ｖ_ＤＤ−Ｖ_２＋Ｖ_ＴＰ）
＝２・Ｋ_Ｐ｛−（Ｖ_１＋Ｖ_２）／２＋Ｖ_ＤＤ＋Ｖ_ＴＰ｝ …（５１ｂ）

これらより、Ｉ_ＤＮ＝Ｉ_ＤＰを与える入力電圧Ｖ_１、Ｖ_２は、
（Ｖ_１＋Ｖ_２）／２＝（Ｋ_Ｎ・Ｖ_ＴＮ＋Ｋ_Ｐ・Ｖ_ＴＰ）／（Ｋ_Ｎ＋Ｋ_Ｐ）＋Ｋ_Ｐ／（Ｋ_Ｎ＋Ｋ_Ｐ）・Ｖ_ＤＤ …（５２）
となり、Ｖ_１とＶ_２の中点電圧で出力論理状態が切り替わることがわかる。このように、分圧キャパシタＣ_１、Ｃ_２に代えて、図１９（ｂ）に示すＮＡＮＤゲート４２を用いることによっても、中点電圧をしきい値電圧Ｖｔｈと比較することができる。

なお、図１５〜図１９では、入力差動対３２がＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成される場合を示したが、これと反対に、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いて構成してもよい。この場合、ＮチャンネルとＰチャンネルを置換するとともに、電源電圧と接地電圧を天地反転し、さらに必要に応じて、各トランジスタのゲート信号を反転すればよい。

実施の形態では、制御回路３６が、出力電圧Ｖ_ｏ１とＶ_ｏ２の中点電圧Ｖｘに応じて、負荷キャパシタＣ_Ｌ１、Ｃ_Ｌ２の充放電経路を遮断する場合を説明したが、放電開始からの経過時間を測定するタイマー回路で構成されてもよい。

図２０は、図１５のダイナミック型差動増幅器３０の変形例を示す回路図である。図１５のダイナミック型差動増幅器３０では、入力トランジスタＭ１、Ｍ２の動作電流を設定するためにテイル電流源Ｍ０が設けられている。テイル電流源Ｍ０のドレインソース間電圧として０．２Ｖ以上必要であるため、電源電圧Ｖ_ＤＤが低い状況での利用が難しい。そこで、図２０のダイナミック型差動増幅器３０ｄは、図１５のテイル電流源Ｍ０が省略された疑似差動回路で構成される。入力トランジスタＭ１、Ｍ２それぞれのドレイン側には、制御クロックＶ_ＣＬＫと同期してオン、オフが制御されるスイッチトランジスタＭ５、Ｍ６が設けられる。スイッチトランジスタＭ５、Ｍ６は、初期化状態においてオフ、増幅状態においてオンする。

図２０のダイナミック型差動増幅器３０ｄにおいては、入力トランジスタＭ１と入力トランジスタＭ２のゲート電圧Ｖ_ｉ１、Ｖ_ｉ２を制御することにより、入力トランジスタＭ１、入力トランジスタＭ２の動作電流が制御される。スイッチトランジスタＭ５、Ｍ６は、オン、オフの２状態で切り替わるスイッチとして機能するため、動作状態においてそれらのドレインソース間電圧Ｖｄｓは実質的にゼロとなる。したがって、ダイナミック型差動増幅器３０ｄは、図１５に比べて、テイル電流源Ｍ０のドレインソース間電圧Ｖｄｓ（≒０．２Ｖ）低い電源電圧Ｖ_ＤＤでも動作可能となる。

図２０において、トランジスタＭ５、Ｍ６を省略し、それらがオフすべき期間に、入力トランジスタＭ１、Ｍ２がオフするようにゲート電圧Ｖ_ｉ１、Ｖ_ｉ２を制御してもよい。
また図２０と図１８（ｂ）を組み合わせてもよい。この場合、図２０のトランジスタＭ５、Ｍ６のゲートに、図１８（ｂ）のゲート４０の出力を入力すればよい。

図１５〜図２０で説明したダイナミック型差動増幅器は、上述のＡ／Ｄコンバータに好適に利用できるが、その用途は限定されない。ダイナミック型差動増幅器は、利得の絶対的な精度は要求されないが、相対的な精度が要求されるさまざまなアプリケーションに利用でき、消費電力を好適に低減することができる。

実施の形態にもとづき、特定の語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。

１００…Ａ／Ｄコンバータ、ＵＣＡ…Ａ型変換回路、ＵＣＢ…Ｂ型変換回路、１０…第１サブＡ／Ｄコンバータ、１１ａ…第１増幅回路、１１ｂ…第２増幅回路、１２ａ…第１スイッチ回路、１２ｂ…第２スイッチ回路、１４ａ…第１増幅器、１４ｂ…第２増幅器、Ｃａ…第１キャパシタ列、Ｃｂ…第２キャパシタ列、２０…第２サブＡ／Ｄコンバータ、２１ａ…第３増幅回路、２１ｂ…第４増幅回路、２２ａａ…第３スイッチ回路、２２ａｂ…第４スイッチ回路、２２ｂａ…第５スイッチ回路、２２ｂｂ…第６スイッチ回路、２４ａ…第３増幅器、２４ｂ…第４増幅器、２６…利得調整回路。

本発明は、パイプライン型Ａ／Ｄコンバータに関する。

Claims (24)

1. アナログの入力電圧をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換方法であって、
   前記入力電圧を複数のしきい値電圧と比較し、複数のセグメントのいずれに属するかを判定する第１ステップと、
   前記入力電圧が属するセグメントを挟む第１電圧と第２電圧を生成する第２ステップと、
   前記第１電圧と前記入力電圧の差分を、所定のコモン電圧を基準として増幅することにより第３電圧を生成する第３ステップと、
   前記第２電圧と前記入力電圧の差分を、前記コモン電圧を基準として増幅することにより第４電圧を生成する第４ステップと、
   前記第３電圧と前記第４電圧の間を、複数のセグメントに分割し、前記コモン電圧が複数のセグメントのいずれに属するかを判定する第５ステップと、
   前記コモン電圧が属するセグメントを挟む第５電圧と第６電圧を生成する第６ステップと、
   前記第５電圧と前記コモン電圧の差分を、前記コモン電圧を基準として増幅することにより第７電圧を生成する第７ステップと、
   前記第６電圧と前記コモン電圧の差分を、前記コモン電圧を基準として増幅することにより第８電圧を生成する第８ステップと、
   を備え、
   前記第５ステップから第８ステップは繰り返し実行されるものであり、
   前記第８ステップから前記第５ステップに戻るとき、前回の第７ステップで得られた第７電圧を次の第５ステップの第３電圧として、前回の第８ステップで得られた第８電圧を次の第５ステップの第４電圧として利用することを特徴とするＡ／Ｄ変換方法。
2. 前記第６ステップにおいて、前記第５電圧と前記第６電圧はそれぞれ、前記第３電圧と前記第４電圧を補間することにより生成されることを特徴とする請求項１に記載のＡ／Ｄ変換方法。
3. 前記第１電圧から第８電圧はそれぞれ、差動信号として生成されることを特徴とする請求項１に記載のＡ／Ｄ変換方法。
4. 前記第６ステップにおいて、前記第５電圧と前記第６電圧は、前記第３電圧と前記第４電圧を外挿補間することにより生成されることを特徴とする請求項３に記載のＡ／Ｄ変換方法。
5. アナログの入力電圧をデジタルデータに変換するパイプライン型Ａ／Ｄコンバータであって、
   直列に接続されたＡ型変換回路、少なくともひとつのＢ型変換回路および比較器列を備え、
   前記Ａ型変換回路は、
   前記入力電圧を複数のしきい値電圧と比較し、複数のセグメントのいずれに属するかを判定する第１サブＡ／Ｄコンバータと、
   前記入力電圧が属するセグメントの上限以上の電圧レベルを有する第１電圧を生成し、前記第１電圧と前記入力電圧の差分を所定のコモン電圧を基準として増幅することにより第３電圧を生成し、後段のＢ型変換回路に出力する第１増幅回路と、
   前記入力電圧が属するセグメントの下限以下の電圧レベルを有する第２電圧を生成し、前記第２電圧と前記入力電圧の差分を所定のコモン電圧を基準として増幅することにより第４電圧を生成し、後段のＢ型変換回路に出力する第２増幅回路と、
   を備え、
   前記Ｂ型変換回路は、
   前段からの前記第３電圧と前記第４電圧の間を複数のセグメントに分割し、前記コモン電圧が複数のセグメントのいずれに属するかを判定する第２サブＡ／Ｄコンバータと、
   前記コモン電圧が属するセグメントの上限以上の電圧レベルを有する第５電圧と前記コモン電圧の差分を、前記コモン電圧を基準として増幅することにより第７電圧を生成し、後段のＢ型変換回路に前記第３電圧として出力する第３増幅回路と、
   前記コモン電圧が属するセグメントの下限以下の電圧レベルを有する第６電圧と前記コモン電圧の差分を、前記コモン電圧を基準として増幅することにより第８電圧を生成し、後段のＢ型変換回路に前記第４電圧として出力する第４増幅回路と、
   を備え、
   前記比較器列は、前段のＢ型変換回路からの前記第３電圧と前記第４電圧の間を複数のセグメントに分割し、前記コモン電圧が複数のセグメントのいずれに属するかを判定することを特徴とするＡ／Ｄコンバータ。
6. 前記第１増幅回路は、
   それぞれの第１端子が共通に接続された複数の第１キャパシタを含む第１キャパシタ列と、
   標本化状態において前記第１キャパシタ列の第２端子に前記入力電圧を印加し、補間増幅状態において、前記第１キャパシタ列のうち、前記第１サブＡ／Ｄコンバータによる判定結果に応じた個数の第１キャパシタの第２端子に、基準電圧を印加する第１スイッチ回路と、
   前記第１キャパシタ列の前記第１端子と固定電圧端子の間に設けられ、標本化状態においてオンし、補間増幅状態においてオフする第１スイッチと、
   その第１入力端子に前記コモン電圧が入力され、その第２入力端子が前記第１キャパシタ列の前記第１端子と接続された第１増幅器と、
   を含み、
   前記第２増幅回路は、第２キャパシタ列、第２スイッチ回路、第２スイッチ、第２増幅器を含み、前記第１増幅回路と同様に構成されることを特徴とする請求項５に記載のＡ／Ｄコンバータ。
7. 前記第３増幅回路および前記第４増幅回路は、前記第３電圧と前記第４電圧を補間することにより、前記第５電圧と前記第６電圧を生成することを特徴とする請求項５または６に記載のＡ／Ｄコンバータ。
8. 前記第３増幅回路は、
   それぞれの第１端子が共通に接続された複数の第３キャパシタを含む第３キャパシタ列と、
   それぞれの第１端子が前記第３キャパシタ列の前記第１端子と共通に接続された複数の第４キャパシタを含む第４キャパシタ列と、
   標本化状態において前記第３キャパシタ列の第２端子に前記第３電圧を印加し、補間増幅状態において、前記第３キャパシタ列のうち、前記第２サブＡ／Ｄコンバータによる判定結果に応じた個数の第３キャパシタの第２端子に、固定電圧を印加する第３スイッチ回路と、
   標本化状態において前記第４キャパシタ列の第２端子に前記第４電圧を印加し、補間増幅状態において、前記第４キャパシタ列のうち、前記第２サブＡ／Ｄコンバータによる判定結果に応じた個数の第４キャパシタの第２端子に、固定電圧を印加する第４スイッチ回路と、
   前記第３キャパシタ列および前記第４キャパシタ列の共通接続された前記第１端子と固定電圧端子の間に設けられ、標本化状態においてオンし、補間増幅状態においてオフする第３スイッチと、
   その第１入力端子に前記コモン電圧が入力され、その第２入力端子が前記第３キャパシタ列および前記第４キャパシタ列の共通接続された前記第１端子と接続された第３増幅器と、
   を含み、
   前記第４増幅回路は、第５キャパシタ列、第６キャパシタ列、第５スイッチ回路と、第６スイッチ回路、第４スイッチ、第４増幅器を含み、前記第３増幅回路と同様に構成されることを特徴とする請求項７に記載のＡ／Ｄコンバータ。
9. 前記第３スイッチ回路は、補間増幅状態において、前記第３キャパシタ列に前記固定電圧を印加する際、当該固定電圧として前段からの前記第３電圧を印加するとともに、前記第４スイッチ回路は、補間増幅状態において、前記第４キャパシタ列に前記固定電圧を印加する際、当該固定電圧として前段からの前記第４電圧を印加することにより、前段の変換回路の増幅器のオフセット電圧をキャンセルすることを特徴とする請求項８に記載のＡ／Ｄコンバータ。
10. 前記第１増幅回路から前記第４増幅回路は、差動形式で構成されることを特徴とする請求項８に記載のＡ／Ｄコンバータ。
11. 前記第３増幅回路、前記第４増幅回路は、前記第３電圧の正転信号と反転信号、前記第４電圧の正転信号と反転信号を組み合わせることにより、前記第５電圧と前記第６電圧を、前記第３電圧と前記第４電圧の内挿補間または外挿補間のいずれかにより生成することを特徴とする請求項１０に記載のＡ／Ｄコンバータ。
12. 前記第３スイッチ回路は、標本化状態において前記第３キャパシタ列の第２端子に前記第３電圧の正転信号または反転信号を印加し、
    前記第４スイッチ回路は、標本化状態において前記第４キャパシタ列の第２端子に前記第４電圧の正転信号または反転信号を印加することを特徴とする請求項１１に記載のＡ／Ｄコンバータ。
13. 前記Ｂ型変換回路は、前記第３増幅器および前記第４増幅器の利得をデジタル制御可能な利得調整部をさらに備えることを特徴とする請求項８に記載のＡ／Ｄコンバータ。
14. 前記Ｂ型変換回路の前段に設けられ、前記第３電圧と第４電圧をスワップして前記Ｂ型変換回路に供給する入力スイッチと、
    前記Ｂ型変換回路の後段に設けられ、前記第７電圧、前記第８電圧をスワップして後段のＢ型変換回路に出力する出力スイッチと、
    をさらに備えることを特徴とする請求項５に記載のＡ／Ｄコンバータ。
15. 前記第１増幅器および前記第２増幅器はそれぞれダイナミック型差動増幅器を含み、
    前記ダイナミック型差動増幅器は、
    第１、第２入力端子と、
    第１、第２出力端子と、
    前記第１出力端子と固定電圧端子の間の設けられた第１負荷キャパシタと、
    前記第２出力端子と固定電圧端子の間の設けられた第２負荷キャパシタと、
    前記第１、第２負荷キャパシタの電荷を初期化する初期化回路と、
    前記第１、第２負荷キャパシタをそれぞれ負荷とするとともに、それぞれの制御端子が前記第１、第２入力端子と接続される第１、第２入力トランジスタを含む入力差動対と、
    前記第１出力端子と前記第２出力端子それぞれの電位の中点電圧が所定のしきい値電圧に達すると、前記第１、第２負荷キャパシタの充放電経路を遮断する制御回路と、
    を備えることを特徴とする請求項６に記載のＡ／Ｄコンバータ。
16. 前記第３増幅器および前記第４増幅器はそれぞれダイナミック型差動増幅器を含み、
    前記ダイナミック型差動増幅器は、
    第１、第２入力端子と、
    第１、第２出力端子と、
    前記第１出力端子と固定電圧端子の間の設けられた第１負荷キャパシタと、
    前記第２出力端子と固定電圧端子の間の設けられた第２負荷キャパシタと、
    前記第１、第２負荷キャパシタの電荷を初期化する初期化回路と、
    前記第１、第２負荷キャパシタをそれぞれ負荷とするとともに、それぞれの制御端子が前記第１、第２入力端子と接続される第１、第２入力トランジスタを含む入力差動対と、
    前記第１出力端子と前記第２出力端子それぞれの電位の中点電圧が所定のしきい値電圧に達すると、前記第１、第２負荷キャパシタの充放電経路を遮断する制御回路と、
    を備えることを特徴とする請求項８に記載のＡ／Ｄコンバータ。
17. 前記第１負荷キャパシタと前記第１入力トランジスタの間に設けられた第１スイッチと、
    前記第２負荷キャパシタと前記第２入力トランジスタの間に設けられた第２スイッチと、
    をさらに備え、
    前記制御回路は、前記第１、第２スイッチをオフすることにより、前記第１、第２負荷キャパシタの充放電経路を遮断することを特徴とする請求項１５または１６に記載のＡ／Ｄコンバータ。
18. 前記ダイナミック型差動増幅器は、前記入力差動対にテイル電流を供給するテイル電流源をさらに備え、
    前記制御回路は、前記テイル電流源をオフすることにより、前記第１、第２負荷キャパシタの充放電経路を遮断することを特徴とする請求項１５から１７のいずれかに記載のＡ／Ｄコンバータ。
19. 前記制御回路は、
    前記第１出力端子と前記第２出力端子の間に直列に設けられた第１、第２分圧キャパシタと、
    前記第１、第２分圧キャパシタの接続点の電位を所定のしきい値電圧と比較する比較器と、
    を含むことを特徴とする請求項１５から１８のいずれかに記載のＡ／Ｄコンバータ。
20. 前記比較器は、電源として電源電圧および接地電圧を受けるインバータを含むことを特徴とする請求項１９に記載のＡ／Ｄコンバータ。
21. 前記初期化回路は、前記第１、第２分圧キャパシタの接続点の電位を、前記第１、第２出力端子と同じ電位に初期化することを特徴とする請求項１９に記載のＡ／Ｄコンバータ。
22. 前記制御回路は、前記第１負荷キャパシタと前記第２負荷キャパシタそれぞれの電位を受けるＮＡＮＤゲートを含み、前記ＮＡＮＤゲートの出力に応じて、前記第１、第２負荷キャパシタの充放電経路を遮断し、
    前記ＮＡＮＤゲートは、
    電源端子と接地端子の間に第１経路を形成するように順にスタックされた第１Ｐチャンネルトランジスタ、第１Ｎチャンネルトランジスタ、第２Ｎチャンネルトランジスタと、
    電源端子と接地端子の間に、第１経路と並列１な第２経路を形成するように順にスタックされた第２Ｐチャンネルトランジスタ、第３Ｎチャンネルトランジスタ、第４Ｎチャンネルトランジスタと、
    を含み、
    前記第１Ｐチャンネルトランジスタ、第１、第４Ｎチャンネルトランジスタのゲートに、第１入力信号が印加され、
    前記第２Ｐチャンネルトランジスタ、第２、第３Ｎチャンネルトランジスタのゲートに、第２入力信号が印加され、
    前記ＮＡＮＤゲートの出力端子が前記第１、第２Ｐチャンネルトランジスタのドレインと接続されていることを特徴とする請求項２１に記載のＡ／Ｄコンバータ。
23. 第１、第２入力端子と、
    第１、第２出力端子と、
    前記第１出力端子と固定電圧端子の間の設けられた第１負荷キャパシタと、
    前記第２出力端子と固定電圧端子の間の設けられた第２負荷キャパシタと、
    前記第１、第２負荷キャパシタの電荷を初期化する初期化回路と、
    前記第１、第２負荷キャパシタをそれぞれ負荷とするとともに、それぞれの制御端子が前記第１、第２入力端子と接続される第１、第２入力トランジスタを含む入力差動対と、
    前記第１出力端子と前記第２出力端子それぞれの電位の中点電圧が所定のしきい値電圧に達すると、前記第１、第２負荷キャパシタの充放電経路を遮断する制御回路と、
    を備えることを特徴とするダイナミック型差動増幅器。
24. 前記第１負荷キャパシタと前記第１入力トランジスタの間に設けられた第１スイッチと、
    前記第２負荷キャパシタと前記第２入力トランジスタの間に設けられた第２スイッチと、
    をさらに備え、
    前記制御回路は、前記第１、第２スイッチをオフすることにより、前記第１、第２負荷キャパシタの充放電経路を遮断することを特徴とする請求項２３に記載のダイナミック型差動増幅器。

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