JP5434536B2 - 電圧検出回路およびスイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流入力電圧をスイッチングして得られるスイッチング出力を電圧変換トランスの出力巻線に取り出すように構成された電圧検出回路、およびそのような電圧検出回路を用いたスイッチング電源装置に関する。

一般に、ハイブリッドカー（Hybrid Electric Vehicle）には、モータを駆動するための電源として、例えば４００Ｖ程度の高圧の直流電圧を出力する高圧バッテリが搭載されるとともに、ワイパー、ヘッドライト、ルームライト、オーディオ機器、空調機および各種計器類等の車両搭載機器を駆動するための電源として、例えば１２ボルト程度の低圧の直流電圧を出力する低圧バッテリが搭載されている。高圧バッテリに対する充電は、エンジンの回転を利用して駆動される交流発電機を用いて交流電圧を生成し、その交流電圧を整流することにより得られた直流電圧（以下、直流入力電圧という。）を高圧バッテリに供給することで行われる。一方、低圧バッテリに対する充電は、スイッチング電源装置を用いてこの直流入力電圧をより低圧の直流電圧に変換してから低圧バッテリに供給することで行われる。このスイッチング電源装置としては、例えば、直流入力電圧をインバータ回路によって交流電圧に一旦変換したのち、その交流電圧を電圧変換トランスで変圧すると共に整流回路等によって再び直流電圧に変換することで電圧変換を行うものがある。

ところで、エンジン側から過大な直流入力電圧が供給され、スイッチング電源装置の内部回路に耐圧を超える電圧がかかるようになると、内部回路が破壊されるおそれがある。そこで、これを防ぐために、その直流入力電圧を常に監視することが重要となる。このことは、上記ハイブリッドカーに搭載されたスイッチング電源装置に限られるものではなく、一般的なスイッチング電源装置にも当てはまるものである。

例えば、特許文献１，２では、直流入力電圧を常に監視するための電圧検出回路が開示されている。この電圧検出回路は、直流入力電圧が所定の電圧レベルを超えた場合に、例えば、スイッチング電源装置のスイッチング動作を停止し、スイッチング電源装置の内部回路に耐圧を越えるような過大な電圧がかからないように保護するようになっている。

特開２００７−１４１３６号公報 特開２００７−８６１１４号公報

ところで、一般に、電気機器などでは、回路に予期せぬ事態が発生した場合でもその影響を最小限に食い止めるような、高い信頼性を実現できる機能を備えることが望まれる。上述した電圧検出回路においても、自らの回路が正常に動作しているかどうかを常に監視し、例えば配線や部品のショートなど、自らの回路に予期せぬ事態が発生したときには、それを検出し、電圧検出回路自体の回路動作を停止する機能などを備えることが望まれている。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、電圧検出回路に予期せぬ事態が発生した場合に、それを検出し回路動作を停止することにより高い信頼性を実現できる電圧検出回路、およびそれを備えたスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明の第１の電圧検出回路は、直流入力電圧を電圧変換し、その直流入力電圧に対応した電圧を検出電圧として出力端子より出力する回路であり、トランスと、スイッチング素子と、放出回路と、第１および第２の保持回路と、スイッチング制御回路とを備えている。トランスは、１次側巻線と、第１および第２の２次側巻線とを有する。スイッチング素子は、１次側巻線に接続され、スイッチング動作により直流入力電圧を交流電圧に変換するものである。放出回路は、トランスに蓄えられた励磁エネルギーを、第１の２次側巻線を介して放出するものである。第１の保持回路は、第１の２次側巻線に接続され、その両端間の交流電圧のピーク値を保持する機能を有する。第２の保持回路は、第２の２次側巻線に接続され、その両端間の交流電圧のピーク値を保持し、このピーク値を検出電圧として出力端子より出力する機能を有する。スイッチング制御回路は、第１の保持回路の出力電圧が第１の参照電圧よりも高いという第１の条件、および第１の保持回路の出力電圧が第１の参照電圧よりも低い電圧レベルをもつ第２の参照電圧よりも低く、かつ第２の保持回路の出力電圧が第３の参照電圧よりも高いという第２の条件のうちの、少なくとも一方を満たすときにスイッチング素子のスイッチング動作を停止するものである。

本発明の第１のスイッチング電源装置は、上記した本発明の第１の電圧検出回路とスイッチング電源回路とを備えたものである。

本発明の第１の電圧検出回路および第１のスイッチング電源装置では、トランスの第２の２次側巻線から、直流入力電圧に対応する振幅をもつ交流電圧が出力され、第２の保持回路がそのピーク値を保持し、その電圧を直流入力電圧に対応する検出電圧として出力端子より出力する。このとき、トランスに、例えば各巻線のショートなどの予期せぬ事態が発生した場合、第１および第２の２次側巻線の両端間には、それぞれその事態に対応した電圧が現れる。これに応じて、第１および第２の保持回路の出力電圧もまた、これらの事態に対応した電圧となる。スイッチング制御回路は、これらの出力電圧に基づいて、トランスに予期せぬ事態が発生したことを検出し、スイッチング素子のスイッチング動作を停止するように動作する。

本発明の第１の電圧検出回路および第１のスイッチング電源装置では、トランスの１次側巻線の極性と第１の２次側巻線の極性とが、互いに反対の向きになるように磁気結合され、トランスの１次側巻線の極性と第２の２次側巻線の極性とが、互いに同じ向きになるように磁気結合されるのが望ましい。

本発明の第１の電圧検出回路および第１のスイッチング電源装置では、スイッチング制御回路が、例えば、第１の条件および第２の条件のうちの少なくとも一方を満たすときにスイッチング素子のスイッチング動作を停止する。第１の条件は、トランスの第２の２次側巻線にショートが発生した場合に対応し、第２の条件は、トランスの第１の２次側巻線にショートが発生した場合に対応している。スイッチング制御回路は、第１および第２の保持回路の出力電圧に基づいて、トランスに予期せぬ事態が発生したことを検出するように動作する。

本発明の第１の電圧検出回路および第１のスイッチング電源装置では、放出回路は、例えば、外部に対して順方向に電流を流すダイオードを有するものが使用可能である。

本発明の第１のスイッチング電源装置は、スイッチング電源回路および第１の電圧検出回路に電源を供給する補助電源回路をさらに備えてもよい。このとき、放出回路は、トランスに蓄えられた励磁エネルギーをこの補助電源回路に回生する回生回路を有するように構成されることが望ましい。

本発明の第２の電圧検出回路は、直流入力電圧を電圧変換し、その直流入力電圧に対応した電圧を検出電圧として出力端子より出力する回路であり、トランスと、スイッチング素子と、整流平滑回路と、スイッチング制御回路と、放出回路と、第１および第２の保持回路とを備えている。トランスは、１次側巻線と、第１から第３の２次側巻線とを有する。スイッチング素子は、１次側巻線に接続され、スイッチング動作により直流入力電圧を交流電圧に変換するものである。整流平滑回路は、第３の２次側巻線に接続され、その両端間の交流電圧を直流電圧に変換して、第２の電圧検出回路を構成する各回路に電源電圧として供給するものである。スイッチング制御回路は、整流平滑回路の出力電圧が所定の電圧になるようにスイッチング素子のスイッチング動作状態を制御する機能を有する。放出回路は、トランスに蓄えられた励磁エネルギーを、第１の２次側巻線を介して放出するものである。第１の保持回路は、第１の２次側巻線に接続され、その両端間の交流電圧のピーク値を保持する機能を有する。第２の保持回路は、第２の２次側巻線に接続され、その両端間の交流電圧のピーク値を保持し、このピーク値を検出電圧として出力端子より出力する機能を有する。特に、上記スイッチング制御回路は、第１および第２の保持回路の出力電圧に基づいて、スイッチング素子のスイッチング動作を停止するものである。

本発明の第２のスイッチング電源装置は、上記した本発明の第２の電圧検出回路とスイッチング電源回路とを備えたものである。

本発明の第２の電圧検出回路第２のスイッチング電源装置では、整流平滑回路が、スイッチング電源回路および第２の電圧検出回路に電源電圧を供給する。それと並行して、トランスの第２の２次側巻線から、直流入力電圧に対応する振幅をもつ交流電圧が出力され、第２の保持回路がそのピーク値を保持し、その電圧を直流入力電圧に対応する検出電圧として出力端子より出力する。このとき、トランスに、例えば各巻線のショートなどの予期せぬ事態が発生した場合、第１および第２の２次側巻線の両端間には、それぞれその事態に対応した電圧が現れる。これに応じて、第１および第２の保持回路の出力電圧もまた、これらの事態に対応した電圧となる。上記スイッチング制御回路は、これらの出力電圧に基づいて、トランスに予期せぬ事態が発生したことを検出し、スイッチング素子のスイッチング動作を停止するように動作する。

本発明の電圧検出回路および第１，第２のスイッチング電源装置によれば、トランスに予期せぬ事態が発生した場合に、それを検出し電圧検出回路の回路動作を停止するようにしたので、高い信頼性を実現することができる。特に、第２のスイッチング電源装置によれば、電源本体部と電圧検出部を一体化するようにしたので、部品点数を削減でき、シンプルな回路構成を実現することができる。

本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の一構成例を表す回路図である。 図１に示した電圧検出部の動作を説明するための回路図である。 図１に示した電圧検出部の一動作例を表すタイミング波形図である。 図１に示した電圧検出部の一特性例を表すプロット図である。 図１に示した電圧検出部のトランスの一特性例を表すプロット図である。 本発明の第１の実施の形態の変形例に係るスイッチング電源装置の一構成例を表す回路図である。 本発明の第１の実施の形態のほかの変形例に係るスイッチング電源装置の一構成例を表す回路図である。 本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の一構成例を表す回路図である。 図８に示したスイッチング電源装置の動作の一状態について説明するための回路図である。 図８に示したスイッチング電源装置の動作の他の状態について説明するための回路図である。 図８に示したスイッチング電源装置の一動作例を表すタイミング波形図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

＜第１の実施の形態＞
［構成例］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表すものである。このスイッチング電源装置１は、電源本体部１０と、補助電源５０と、電源本体部１０に並列に接続された電圧検出部２０とを備えている。

（電源本体部１０）
最初に、電源本体部１０の構成について説明する。

電源本体部１０は、ヒューズ１８と、入力平滑コンデンサ１２と、インバータ回路１３と、共振用インダクタ１４と、トランス（メイントランス）１１と、整流回路１５と、平滑回路１６と、制御回路１７とを有している。電圧本体部１０は、いわゆるスイッチング電源回路であり、例えば降圧型の直流入力直流出力電源（ＤＣ／ＤＣコンバータ）として機能し、高圧バッテリＨＢ側の入力端子Ｔ１，Ｔ２から入力される直流入力電圧Ｖinを電圧変換する（降圧する）ことにより、直流出力電圧Ｖoutを生成すると共に、この直流出力電圧Ｖoutを出力端子Ｔ３，Ｔ４を介して低圧バッテリＬＢへ供給するようになっている。なお、この例では、高圧バッテリＨＢは、３００Ｖ程度の電圧を蓄電するバッテリであり、低圧バッテリＬＢは、１２Ｖ程度の電圧を蓄電するバッテリである。

ヒューズ１８は、入力端子Ｔ１に接続された１次側高圧ラインＬ１Ｈに挿入配置されており、１次側高圧ラインＬ１Ｈに接続された全ての回路への電力供給が、このヒューズ１８を介して行われるようになっている。ヒューズ１８は、後述するように、トランス１１やトランス２１などに予期せぬ事態が発生し、例えば、トランス１１の１次側巻線１１Ａやトランス２１の１次側巻線２１Ａがショートした場合において、その過大電流により切断されるようになっている。

入力平滑コンデンサ１２は、１次側高圧ラインＬ１Ｈと入力端子Ｔ２に接続された１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に配置されており、高圧バッテリＨＢから供給される直流入力電圧Ｖinを平滑化するためのものである。

インバータ回路１３は、高圧バッテリＨＢから供給される直流入力電圧Ｖinをほぼ矩形波状の単相交流電圧に変換する単相インバータ回路である。このインバータ回路１３は、制御回路１７から供給されるＳＷ制御信号Ｖswによってそれぞれ駆動される４つのスイッチング素子１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄをフルブリッジ接続してなるフルブリッジ型のスイッチング回路である。これらのスイッチング素子１３Ａ〜１３Ｄとしては、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの素子が用いられる。

スイッチング素子１３Ａは、１次側高圧ラインＬ１Ｈとスイッチング素子１３Ｄの一端との間に設けられ、スイッチング素子１３Ｄは、スイッチング素子１３Ａの一端と１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に設けられている。スイッチング素子１３Ｃは、１次側高圧ラインＬ１Ｈとスイッチング素子１３Ｂの一端との間に設けられ、スイッチング素子１３Ｂは、スイッチング素子１３Ｃの一端と１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に設けられている。スイッチング素子１３Ａ，１３Ｄの接続点は、共振用インダクタ１４を介してトランス１１の１次側巻線１１Ａ（後述）の一端と接続されている。スイッチング素子１３Ｂ，１３Ｃの接続点は、１次側巻線１１Ａ（後述）の他端と接続されている。

この構成により、インバータ回路１３では、スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂがオン動作のときには、１次側高圧ラインＬ１Ｈから順にスイッチング素子１３Ａ、共振用インダクタ１４、１次側巻線１１Ａおよびスイッチング素子１３Ｂを通って１次側低圧ラインＬ１Ｌに至る経路に電流が流れるようになっている。一方、スイッチング素子１３Ｃ，１３Ｄがオン動作のときには、１次側高圧ラインＬ１Ｈから順にスイッチング素子１３Ｃ、１次側巻線１１Ａ、共振用インダクタ１４およびスイッチング素子１３Ｄを通って１次側低圧ラインＬ１Ｌに至る経路に電流が流れるようになっている。

共振用インダクタ１４は、スイッチング素子１３Ａ，１３Ｄの接続点と１次側巻線１１Ａの一端との間に配置されており、スイッチング素子１３Ａ〜１３Ｄ内の寄生容量と共に所定のＬＣ共振回路を構成するためのものである。なお、共振用インダクタ１４は、コイル部品を実際に配置してもよいが、これに代えて、またはこれと共に、トランス１１のリーケージインダクタンス（図示せず）や配線などを含めた直列インダクタンスを利用して構成してもよい。

トランス１１は、１次側巻線１１Ａおよび２次側巻線１１Ｂ，１１Ｃを含んで構成された３巻線型のトランスである。２次側巻線１１Ｂと１１Ｃとは、互いに同じ極性で直列に接続される。１次側巻線１１Ａは上述したようにインバータ回路１３に接続されている。一対の２次側巻線１１Ｂ，１１ＣはセンタタップＣで互いに接続され、このセンタタップＣが接地ラインＬＧを介して出力端子Ｔ４に接続されている。つまり、このスイッチング電源装置はセンタタップ型のものである。これにより、このトランス１１は、インバータ回路１３によって変換された交流電圧を変圧（降圧）し、一対の２次側巻線１１Ｂ，１１Ｃの各端部Ａ，Ｂから、互いに位相が１８０度異なる交流電圧を出力するようになっている。なお、この場合の変圧の度合いは、１次側巻線１１Ａと２次側巻線１１Ｂ，１１Ｃとの巻数比によって定まる。

整流回路１５は、一対のダイオード１５Ａ，１５Ｂからなる単相全波整流型のものである。ダイオード１５Ａのアノードは２次側巻線１１Ｂの一端Ａに、ダイオード１５Ｂのアノードは２次側巻線１１Ｃの一端Ｂにそれぞれ接続されている。ダイオード１５Ａ，１５Ｂの各カソード同士は、接続点Ｄにおいて互いに接続されると共に、出力ラインＬＯに接続されている。つまり、この整流回路１５はカソードコモン接続の構造を有しており、トランス１１の交流出力電圧の各半波期間をそれぞれダイオード１５Ａ，１５Ｂによって個別に整流するようになっている。

平滑回路１６は、チョークコイル１６Ａと平滑コンデンサ１６Ｂとを含んで構成されている。チョークコイル１６Ａは、出力ラインＬＯに挿入配置されており、その一端は接続点Ｄに、その他端は出力端子Ｔ３にそれぞれ接続されている。平滑コンデンサ１６Ｂは、出力端子Ｔ３に接続されたチョークコイル１６Ａの他端と出力端子Ｔ４に接続された接地ラインＬＧとの間に配置されている。この構成により、平滑回路１６は、整流回路１５で整流された直流電圧を平滑化して直流出力電圧Ｖoutを生成し、これを出力端子Ｔ３，Ｔ４から低圧バッテリＬＢに給電するとともに、後述する補助電源５０に供給するようになっている。

制御回路１７は、この直流出力電圧Ｖoutが所定の電圧を保つように、ＳＷ制御信号Ｖswを生成するとともに、その信号をインバータ回路１３に供給するものである。

（補助電源５０）
補助電源５０は、制御回路１７などの電源として機能するものであり、低圧バッテリＬＢから供給される電圧Ｖoutを基に、電圧Ｖｌを生成するものである。この例では、補助電源５０は、１２Ｖの電圧Ｖoutを基に、７Ｖの電圧Ｖｌを生成し、制御回路１７、ドライブ回路２７（後述）、比較部３０（後述）、ダイオード２４Ａ（後述）に供給している。なお、この例では、補助電源５０は１つの電圧Ｖｌのみ生成するものとしたが、これに限定されるものではなく、例えば、複数の電圧を生成し、それぞれ別々の回路に供給するものであってもよい。

（電圧検出部２０）
次に、電圧検出部２０の構成について説明する。

電圧検出部２０は、スイッチング素子２３と、トランス２１と、保持部２５，２６と、ダイオード２４Ａと、比較部３０と、ドライブ回路２７とを有している。電圧検出部２０は、直流入力電圧Ｖinを電圧変換（降圧）して、その直流入力電圧Ｖinに対応する電圧を検出電圧Ｖdetとして出力端子Ｔ５より出力するとともに、トランス２１に予期せぬ事態が発生したときに、これを検出し、スイッチング素子２３のスイッチング動作を停止する機能を有している。

スイッチング素子２３は、トランス２１の１次側巻線２１Ａ（後述）の一端と１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に配置されており、ドライブ回路２７から供給されるＳＷ制御信号Ｖｇによってオン・オフ動作が制御されるようになっている。なお、このスイッチング素子２３としては、スイッチング素子１３Ａ〜１３Ｄと同様に、例えばＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどの素子が用いられる。

トランス２１は、１次側巻線２１Ａおよび２次側巻線２１Ｂ，２１Ｃを含んで構成された３巻線型のトランスである。１次側巻線２１Ａと２次側巻線２１Ｂとはフライバック接続されている。つまり、１次側巻線２１Ａと２次側巻線２１Ｂとは、その極性が互いに反対の向きになるように磁気結合されている。一方、１次側巻線２１Ａと２次側巻線２１Ｃとはフォワード接続されている。つまり、１次側巻線２１Ａと２次側巻線２１Ｃとは、その極性が互いに同じ向きになるように磁気結合されている。１次側巻線２１Ａの巻数はＮａであり、２次側巻線２１Ｂの巻数はＮｂであり、２次側巻線２１Ｃの巻数はＮｃである。１次側巻線２１Ａの一端はスイッチング素子２３を介して１次側低圧ラインＬ１Ｌに接続され、１次側巻線２１Ａの他端は１次側高圧ラインＬ１Ｈに接続されている。すなわち、ヒューズ１８、１次側巻線２１Ａ、およびスイッチング素子２３は、高圧バッテリＨＢの両端間に互いに直列接続されている。２次側巻線２１Ｂの一端は保持部２５に接続され、他端は接地ラインＬＧに接続されている。２次側巻線２１Ｃの一端は保持部２６に接続され、他端は接地ラインＬＧに接続されている。

この構成により、２次側巻線２１Ｃの両端には、１次側巻線２１Ａと１次側巻線２１Ｃとの巻数比（Ｎｃ／Ｎａ）に応じて変圧された交流電圧が出力される。一方、２次側巻線２１Ｂの両端には、後述するように保持部２５の出力にダイオード２４Ａが接続されているため、振幅が制限された交流電圧が出力される。

保持部２５，２６のそれぞれは、入力された交流電圧のピーク電圧に対応する電圧を保持し、その電圧（直流電圧）を出力する回路である。

保持部２５は、この例では、ダイオード２５Ａと、容量素子２５Ｂと、抵抗２５Ｃとを有している。ダイオード２５Ａは、アノードが２次側巻線２１Ｂの一端と接続され、カソードが保持部２５の出力端子と接続されている。容量素子２５Ｂは、保持部２５の出力端子と接地ラインＬＧとの間に配置されている。抵抗２５Ｃは、保持部２５の出力端子と接地ラインＬＧとの間に配置され、容量素子２５Ｂと並列に接続されている。

ダイオード２４Ａは、アノードが保持部２５の出力端子と接続され、カソードが補助電源５０の出力端子と接続されている。ダイオード２４Ａは、トランス２１に蓄積された励磁エネルギーを放出するとともに、そのエネルギーを補助電源５０に回生するものである。

この構成により、保持部２５は、後述するように、直流入力電圧Ｖinが小さいようなごく一部の領域を除いて、補助電源の出力電圧Ｖｌに基づいたほぼ一定の電圧ＶＢを保持するとともに、その電圧ＶＢを比較部３０に供給するようになっている。なお、直流入力電圧Ｖinが小さい領域では、保持部２５は、２次側巻線２１Ｂの両端間の電圧Ｖ２１Ｂのピーク電圧ＶＰＢに対応する電圧ＶＢを保持するように動作する。

保持部２６は、この例では、ダイオード２６Ａと、容量素子２６Ｂと、抵抗２６Ｃとを有している。ダイオード２６Ａは、アノードが２次側巻線２１Ｃの一端と接続され、カソードが保持部２６の出力端子と接続されている。容量素子２６Ｂは、保持部２６の出力端子と接地ラインＬＧとの間に配置されている。抵抗２６Ｃは、保持部２６の出力端子と接地ラインＬＧとの間に配置され、容量素子２６Ｂと並列に接続されている。

この構成により、保持部２６は、後述するように、２次側巻線２１Ｃの両端間の電圧Ｖ２１Ｃのピーク電圧ＶＰＣに対応する電圧ＶＣを保持するとともに、その電圧ＶＣを比較部３０に供給するようになっている。また、保持部２６の出力電圧ＶＣは、検出電圧Ｖdetとして、出力端子Ｔ５から出力される。この検出電圧Ｖdetは、直流入力電圧Ｖinに対応したものであり、外部回路がこの検出電圧Ｖdetに基づいて、直流入力電圧Ｖinを得ることができるようになっている。外部回路の機能としては、例えば、直流入力電圧Ｖinを常に監視し、直流入力電圧Ｖinが所定の電圧範囲を超えた場合において、インバータ回路１３のスイッチング動作を停止するように制御するようにしてもよい。

比較部３０は、トランス２１に予期せぬ事態が発生したときに、保持部２５，２６から供給された電圧ＶＢ，ＶＣに基づいてそれを検出し、その検出結果を比較出力Ｖcompとしてドライブ回路２７に供給する。ドライブ回路２７は、この比較出力Ｖcompに基づいてスイッチング素子２３のスイッチング動作を停止しオフ状態にする。これにより、電圧検出部２０は、トランス２１の予期せぬ事態の影響を最小限に食い止めるように機能する。

比較部３０は、この例では、リファレンス電圧生成回路３１〜３３と、コンパレータ３４〜３６と、ＡＮＤ回路３７と、ＯＲ回路３８と、判定回路３９とを有している。リファレンス電圧生成回路３１〜３３は、リファレンス電圧Ｖref1〜Ｖref3をそれぞれ生成する回路である。コンパレータ３４は保持部２５の出力電圧ＶＢとリファレンス電圧Ｖref1とを比較し、コンパレータ３５はリファレンス電圧Ｖref2と保持部２５の出力電圧ＶＢとを比較し、コンパレータ３６は保持部２６の出力電圧ＶＣとリファレンス電圧Ｖref3とを比較するようになっている。ＡＮＤ回路３７は、コンパレータ３５の出力信号とコンパレータ３６の出力信号との論理積を求める論理回路である。ＯＲ回路３８は、コンパレータ３４の出力信号とＡＮＤ回路３７の出力信号との論理和を求める論理回路である。判定回路３９は、ＯＲ回路３８の出力電圧が所定の時間高レベル電圧の状態になったときに、高レベル電圧を出力し、その出力信号を比較結果Ｖcompとしてドライブ回路２７に供給するようになっている。なお、この例では、リファレンス電圧Ｖref1は２６Ｖであり、リファレンス電圧Ｖref2は１Ｖであり、リファレンス電圧Ｖref3は２．３Ｖである。また、上記所定の時間は、後述するように、例えば１０秒などに設定される。

この構成により、比較部３０は、後述するように、以下の２つの条件のうちのどちらかを満たす状態が所定の時間続いた場合において、比較結果Ｖcompとして高レベルの電圧を出力し、それに基づいてドライブ回路２７がスイッチング素子２３のスイッチング動作を停止する。第１の条件は、保持部２５の出力電圧ＶＢがリファレンス電圧Ｖref1（例えば２６Ｖ）より大きいことである。これは、後述するように、トランス２１の２次側巻線２１Ｃがショートした場合に対応する。第２の条件は、保持部２５の出力電圧ＶＢがリファレンス電圧Ｖref2（例えば１Ｖ）より小さく、かつ保持部２６の出力電圧ＶＣがリファレンス電圧Ｖref3（例えば２．３Ｖ）より大きいことである。これは、後述するように、トランス２１の２次側巻線２１Ｂがショートした場合に対応する。

なお、この例では、リファレンス電圧生成回路３１〜３３を内蔵するようにしたが、これに限定されるものではなく、例えば外部から供給されるようにしてもよい。また、コンパレータ３４〜３６を設けてアナログ電圧を比較するようにしたが、これに代えて、例えば、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換した後にデジタル値で比較するようにしても良い。また、３つのコンパレータ３４〜３６を設けるようにしたが、これに代えて、例えば１つのコンパレータが時分割的に動作するようにしてもよい。

また、比較部３０は、例えば、比較結果Ｖcompをさらに制御回路１７にも供給し、トランス２１に予期せぬ事態が発生したときに、インバータ回路１３のスイッチング動作を停止するようにしてもよい。

ドライブ回路２７は、所定のパルス幅をもつＳＷ制御信号Ｖｇを生成し、スイッチング素子２３に供給するとともに、比較部３０から供給される比較結果Ｖcompに基づいて、スイッチング素子２３のスイッチング動作を停止するように動作するものである。具体的には、ドライブ回路２７は、通常は、比較部３０から供給される比較結果Ｖcompを監視しつつ、所定のパルス幅をもつＳＷ制御信号Ｖｇをスイッチング素子２３に供給し、スイッチング素子２３にスイッチング動作をさせる。そして、比較結果Ｖcompが高レベル電圧の状態になったときに、ドライブ回路２７は、ＳＷ制御信号Ｖｇを停止し、スイッチング素子２３をオフ状態にするように機能する。

なお、例えば、比較部３０およびドライブ回路２７の機能、またはこれらの一部の機能を、マイクロコントローラ（ＭＣＵ）を用いて実現するようにしてもよい。

ここで、電圧検出部２０は、本発明における「電圧検出回路」の一具体例に対応する。トランス２１は本発明における「トランス」の一具体例に対応し、１次側巻線２１Ａは本発明における「１次側巻線」の一具体例に対応し、２次側巻線２１Ｂ，２１Ｃは本発明における「第１および第２の２次側巻線」の一具体例にそれぞれ対応する。スイッチング素子２３は、本発明における「スイッチング素子」の一具体例に対応する。ダイオード２４Ａは、本発明における「放出回路」および「回生回路」の一具体例に対応する。保持部２５，２６は、本発明における「第１および第２の保持回路」の一具体例にそれぞれ対応する。比較部３０およびドライブ回路２７は、本発明における「スイッチング制御回路」の一具体例に対応する。リファレンス電圧Ｖref1は、本発明における「第１の参照電圧」の一具体例に対応し、リファレンス電圧Ｖref2は、本発明における「第２の参照電圧」の一具体例に対応し、リファレンス電圧Ｖref3は、本発明における「第３の参照電圧」の一具体例に対応する。電源本体部１０は、本発明における「スイッチング電源回路」の一具体例に対応する。

［動作および作用］
次に、本実施の形態のスイッチング電源装置１の動作および作用について説明する。

（スイッチング電源装置１の基本動作）
まず、図１を参照して、スイッチング電源装置１の基本動作について説明する。

電源本体部１０は、高圧バッテリＨＢから供給された直流入力電圧Ｖinを直流出力電圧Ｖoutに変圧（降圧）し、その変圧した直流出力電圧Ｖoutを低圧バッテリＬＢに給電する。具体的には、インバータ回路１３は、スイッチング素子１３Ａ〜１３Ｄをスイッチングすることにより、高圧バッテリＨＢから入力端子Ｔ１，Ｔ２を介して供給される直流入力電圧Ｖinを交流電圧に変換し、トランス１１の１次側巻線１１Ａの両端間に供給する。そしてトランス１１はこの交流電圧を変圧し、２次側巻線１１Ｂ，１１Ｃから変圧された交流電圧を出力する。整流回路１５は、トランス１１Ｂ，１１Ｃから出力された交流電圧をダイオード１５Ａ，１５Ｂによって個別に整流し出力する。平滑回路１６は、整流回路１５の整流出力を平滑化し、出力端子Ｔ３，Ｔ４から直流出力電圧Ｖoutとして出力し、低圧バッテリＬＢに給電するとともに、補助電源５０に供給する。補助電源５０は、この直流出力電圧Ｖoutに基づいて直流出力電圧Ｖｌを生成し、制御回路１７などに電源電圧として供給する。制御回路１７は、直流出力電圧Ｖoutが所定の電圧を保つように、ＳＷ制御信号Ｖswを生成するとともに、その信号をインバータ回路１３に供給する。

このとき、インバータ回路１３は、ＳＷ制御信号Ｖswに基づいて、以下のようなスイッチング動作を行う。

インバータ回路１３において、スイッチング素子１３Ｃ，１３Ｄがオフ状態になるとともに、スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂがオン状態になると、１次側高圧ラインＬ１Ｈから、スイッチング素子１３Ａ、共振用インダクタ１４、トランス１１の１次側巻線１１Ａ、スイッチング素子１３Ｂ、１次側低圧ラインＬ１Ｌの経路に電流が流れる。このとき、トランス１１の２次側巻線１１Ｂの両端に現れる電圧が、ダイオード１５Ａに対して順方向になるとともに、２次側巻線１１Ｃの両端に現れる電圧が、ダイオード１５Ｂに対して逆方向になる。このため、２次側巻線１１Ｂからダイオード１５Ａを通って出力ラインＬＯに電流が流れる。

その後、スイッチング素子１３Ｂがオフ状態になるとともに、スイッチング素子１３Ｃがオン状態になると、トランス１１の２次側巻線１１Ｃの両端に現れる電圧が、ダイオード１５Ｂに対して順方向となる。このため、２次側巻線１１Ｃからダイオード１５Ｂを通って出力ラインＬＯに電流が流れる。

次に、インバータ回路１３において、スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂがオフ状態になるとともに、スイッチング素子１３Ｃ，１３Ｄがオン状態になると、１次側高圧ラインＬ１Ｈから、スイッチング素子１３Ｃ、トランス１１の１次側巻線１１Ａ、共振用インダクタ１４、スイッチング素子１３Ｄ、１次側低圧ラインＬ１Ｌの経路に電流が流れる。このとき、トランス１１の２次側巻線１１Ｃの両端に現れる電圧が、ダイオード１５Ｂに対して順方向になるとともに、２次側巻線１１Ｂの両端に現れる電圧が、ダイオード１５Ａに対して逆方向になる。このため、２次側巻線１１Ｃからダイオード１５Ｂを通って出力ラインＬＯに電流が流れる。

その後、スイッチング素子１３Ｃがオフ状態になるとともに、スイッチング素子１３Ｂがオン状態になると、トランス１１の２次側巻線１１Ｂの両端に現れる電圧が、ダイオード１５Ａに対して順方向となる。このため、２次側巻線１１Ｂからダイオード１５Ａを通って出力ラインＬＯに電流が流れる。

以上の動作を繰り返すことにより、電源本体部１０は、直流出力電圧Ｖoutが所定の電圧を保つように動作する。

電圧検出部２０は、直流入力電圧Ｖinを電圧変換（降圧）して、その直流入力電圧Ｖinに対応する電圧を検出電圧Ｖdetとして出力端子Ｔ５より出力するとともに、トランス２１に予期せぬ事態が発生したときに、これを検出し、スイッチング素子２３のスイッチング動作を停止する。具体的には、スイッチング素子２３は、スイッチング動作により、高圧バッテリＨＢから入力端子Ｔ１，Ｔ２を介して供給される直流入力電圧Ｖinを交流電圧に変換し、トランス２１の１次側巻線２１Ａの両端間に供給する。そしてトランス２１はこの交流電圧を変圧し、２次側巻線２１Ｂ，２１Ｃから変圧された交流電圧を出力する。保持部２５は、２次側巻線２１Ｂの両端間の電圧Ｖ２１Ｂのピーク電圧ＶＰＢに対応する電圧ＶＢを保持し、その電圧ＶＢを比較部３０に供給する。保持部２６は、２次側巻線２１Ｃの両端間の電圧Ｖ２１Ｃのピーク電圧ＶＰＣに対応する電圧ＶＣを保持し、その電圧ＶＣを比較部３０に供給するとともに、検出電圧Ｖdetとして出力端子Ｔ５から出力する。ダイオード２４Ａは、トランス２１に蓄積された励磁エネルギーを放出するとともに、そのエネルギーを補助電源５０に回生する。比較部３０は、保持部２５，２６の出力電圧ＶＢ，ＶＣを常に監視し、トランス２１に予期せぬ事態が発生したことに起因して、電圧ＶＢ，ＶＣが所定の電圧範囲を超えたときに、比較出力Ｖcompとして高レベルの電圧を出力する。ドライブ回路２７は、所定のパルス幅をもつＳＷ制御信号Ｖｇを生成し、スイッチング素子２３に供給するとともに、比較部３０から供給される比較結果Ｖcompに基づいて、スイッチング素子２３のスイッチング動作を停止する。

（電圧検出部２０の詳細動作）
次に、図２〜図４を参照して、電圧検出部２０の詳細動作について説明する。

図２は、電圧検出部２０の動作を、回路図を用いて表すものであり、（Ａ）はスイッチング素子２３がオンになった状態を示し、（Ｂ）はスイッチング素子２３がオフになった状態を示す。

図３は、電圧検出部２０のタイミング波形図を表すものであり、（Ａ）はＳＷ制御信号Ｖｇの波形を示し、（Ｂ）は１次側巻線２１Ａの電流Ｉ２１Ａの波形を示し、（Ｃ）は２次側巻線２１Ｂの電流Ｉ２１Ｂの波形を示し、（Ｄ）は２次側巻線２１Ｂの電圧Ｖ２１Ｂの波形を示し、（Ｅ）は保持部２５の出力電圧ＶＢの波形を示し、（Ｆ）は２次側巻線２１Ｃの電圧Ｖ２１Ｃの波形を示し、（Ｇ）は保持部２６の出力電圧ＶＣの波形を示す。ここで、スイッチング素子２３は、ＳＷ制御信号Ｖｇが高レベルのときにオン状態になるものとする。つまり、スイッチング素子２３がオンになった状態（図２（Ａ））は図３においてタイミングｔ１〜ｔ２間の動作に対応し、オフになった状態（図２（Ｂ））は図３においてタイミングｔ２〜ｔ３間の動作に対応する。電圧検出部２０は、後述するように、このタイミングｔ１〜ｔ３間の動作を、所定の時間間隔を隔てて繰り返して行う。

図４は、保持部２５の出力電圧ＶＢおよび保持部２６の出力電圧ＶＣと直流入力電圧Ｖinとの関係を表すものである。

電圧検出部２０では、タイミングｔ１において、ＳＷ制御信号Ｖｇが高レベルになると（図３（Ａ））、スイッチング素子２３がオンになり、図２（Ａ）に示したように、１次側高圧ラインＬ１Ｈから、１次側巻線２１Ａ、スイッチング素子２３、１次側低圧ラインＬ１Ｌの経路で電流Ｉ２１Ａが流れ始める。その後、電流Ｉ２１Ａは、直流入力電圧Ｖinと１次側巻線２１ＡのインダクタンスＬ２１Ａで決まる傾き（Ｖin／Ｌ２１Ａ）の割合で増加する（図３（Ｂ））。これにより、スイッチング素子２３がオンの間、トランス２１に励磁エネルギーが蓄積されるとともに、２次側巻線２１Ｂの両端間に電圧Ｖ２１Ｂが誘起され（図３（Ｄ））、２次側巻線２１Ｃの両端間に電圧Ｖ２１Ｃが誘起される（図３（Ｆ））。このとき、電圧Ｖ２１Ｃは（Ｎｃ／Ｎａ）×Ｖinになり、これがピーク電圧ＶＰＣになる（図３（Ｆ））。保持部２６は、ピーク電圧ＶＰＣからダイオード２６Ａの順方向電圧Ｖｆを減じた電圧（（Ｎｃ／Ｎａ）×Ｖin−Ｖｆ）を保持し、電圧ＶＣとして比較部３０に供給する（図３（Ｇ））。つまり、電圧ＶＣは、図４に示したように、直流入力電圧Ｖinと比例関係になる。保持部２６は、この電圧ＶＣを検出電圧Ｖdetとして出力端子Ｔ５から出力する。

次に、タイミングｔ２において、ＳＷ制御信号Ｖｇが低レベルになると（図３（Ａ））、スイッチング素子２３がオフになり、１次側高圧ラインＬ１Ｈから１次側低圧ラインＬ１Ｌへの電流経路が遮断される。これに伴い、図２（Ｂ）に示したように、２次側巻線２１Ｂの他端から一端へ電流Ｉ２１Ｂが流れ始め、ダイオード２５Ａおよびダイオード２４Ａに供給される。その後、電流Ｉ２１Ｂは、補助電源５０の出力電圧Ｖｌ、ダイオード２５Ａ，２４Ａの順方向電圧Ｖf、および２次側巻線２１ＢのインダクタンスＬ２１Ｂで決まる傾き（−（Ｖｌ＋２×Ｖｆ）／Ｌ２１Ｂ）の割合で減少する（図３（Ｃ））。これにより、トランス２１に蓄積された励磁エネルギーが放出される。ダイオード２４Ａに供給された電流は、補助電源５０の出力端子に流れ、補助電源５０に回生される。このとき、２次側巻線２１Ｂの両端間の電圧Ｖ２１Ｂは、補助電源５０の出力電圧Ｖｌにダイオード２５Ａ，２４Ａの順方向電圧Ｖｆを加えた電圧（Ｖl＋２×Ｖｆ）になり（図３（Ｄ））、これがピーク電圧ＶＰＢになる。電圧Ｖ２１Ｂは、電流Ｉ２１Ｂが減少している間は保持され、電流Ｉ２１Ｂが停止し、トランス２１に蓄積された励磁エネルギーが全て放出されコアがリセットされると、ゼロになる（図３のタイミングｔ３）。保持部２５は、電圧ＶＰＢからダイオード２５Ａの順方向電圧Ｖｆを減じた電圧（Ｖｌ＋Ｖｆ）を保持し、電圧ＶＢとして比較部３０に供給する（図３（Ｅ））。つまり、電圧ＶＢは、図４に示したように、直流入力電圧Ｖinが小さいような一部の条件を除いて、直流入力電圧Ｖinに依存せずほぼ一定値となる。

電圧検出部２０は、以上の動作を繰り返すことにより、直流入力電圧Ｖinを検出しつつ、トランス２１に蓄積された励磁エネルギーを放出する。出力端子Ｔ５から出力される検出電圧Ｖdet（保持部２６の出力電圧ＶＣ）は、上述したように、直流入力電圧Ｖinと比例関係になる。

比較部３０は、保持部２５の出力電圧ＶＢ、および保持部２６の出力電圧ＶＣが、以下の２つの条件のうちのどちらかを満たし、かつその状態が所定の時間続いた場合において、高レベルの電圧を比較出力Ｖcompとして出力する。第１の条件は、保持部２５の出力電圧ＶＢがリファレンス電圧Ｖref1（例えば２６Ｖ）より大きいことである。第２の条件は、保持部２５の出力電圧ＶＢがリファレンス電圧Ｖref2（例えば１Ｖ）より小さく、かつ保持部２６の出力電圧ＶＣがリファレンス電圧Ｖref3（例えば２．３Ｖ）より大きいことである。この２つの条件は、後述するように、トランス２１に予期せぬ事態が発生したときに、その事態に応じて少なくともどちらか一方が満たされるものである。

ドライブ回路２７は、比較出力Ｖcompとして高レベル電圧が入力されたときに、所定のパルス幅をもつＳＷ制御信号Ｖｇの生成を停止し、低レベルの電圧を出力する。これにより、スイッチング素子２３はスイッチング動作を停止し、オフ状態を維持するようになる。その結果、トランス２１の予期せぬ事態の影響を最小限に食い止めることができる。

なお、上記所定の時間は、トランス２１に予期せぬ事態が発生した後、トランス２１や電圧検出部２０に大きな影響が及ばないような時間が望ましく、例えば１０秒などに設定される。

（トランス２１の予期せぬ事態とその検出方法）
次に、トランス２１の予期せぬ事態と、それを検出する方法について説明する。

一般に、トランスの不具合としては、各巻線のショートが挙げられる。このような不具合のあるトランスを使用した場合には、回路に過大な電流が流れるなどのおそれがあり、その状態が長く続いた場合には、発煙や発火を引き起こすおそれがある。電圧検出部２０は、トランス２１にこのような予期せぬ事態が発生したとき、これを検出しスイッチング動作を停止することにより、その影響を最小限に食い止めることができる。なお、以下では、巻線のショートとしては、その影響が一番大きいと考えられる、巻線の両端間のショートを想定することとする。

以下に、トランス２１の３つの巻線（１次側巻線２１Ａ、２次側巻線２１Ｂ、２次側巻線２１Ｃ）でショートが発生した場合の検出方法を示す。

トランス２１の１次側巻線２１Ａのショートは、ヒューズ１８により検出できる。すなわち、１次側巻線２１Ａがショートした場合、スイッチング素子２３がオン状態になると、過大な電流が１次側高圧ラインＬ１Ｈから１次側低圧ラインＬ１Ｌに流れる。このとき、この電流は高圧バッテリＨＢからヒューズ１８を介して供給されるため、その過大な電流によりヒューズ１８が切断され、電流供給経路が遮断される。これにより、１次側巻線２１Ａにはいかなる電流も供給されなくなり、トランス２１は発煙や発火を免れることができ、結果として、１次側巻線２１Ａのショートの影響を最小限に食い止めることができる。

トランス２１の２次側巻線２１Ｂのショートは、以下に示すように、保持部２５の出力電圧ＶＢ、および保持部２６の出力電圧ＶＣの両方を監視することにより検出できる。

２次側巻線２１Ｂがショートしている場合、２次側巻線２１Ｂの電圧Ｖ２１Ｂが０Ｖになり、そのピーク電圧ＶＰＢは０Ｖとなり、保持部２５の出力電圧ＶＢもまた０Ｖとなる。よって、２次側巻線２１Ｂのショートの判定には、まず、例えば、この出力電圧ＶＢが１Ｖ以下であるかどうかを利用することができる。これは、図１において、リファレンス電圧Ｖref2を１Ｖに設定することにより、コンパレータ３５によって検出される。つまり、コンパレータ３５は、保持部２５の出力電圧ＶＢが１Ｖ以下では、２次側巻線２１Ｂのショートを検出して高レベル電圧を出力し、一方、保持部２５の出力電圧ＶＢが１Ｖ以上では、２次側巻線２１Ｂはショートしていないと判断して低レベル電圧を出力する。

ただし、電圧検出部２０では、図４に示したように、例えば、直流入力電圧Ｖinが０Ｖ付近など十分に低い場合には、電圧ＶＢが低くなる。このことは、直流入力電圧Ｖinが低いときには、２次側巻線２１Ｂがショートしていなくても、保持部２５の出力電圧ＶＢが１Ｖ以下になりえるため、コンパレータ３５が高レベル電圧を出力してしまうことを意味している。一方、図４において、例えば電圧ＶＢが１Ｖ以下になるような、十分に低い直流入力電圧Ｖinがスイッチング電源装置１に入力された場合には、仮に２次側巻線２１Ｂがショートしていても、一般に発煙や発火のおそれはきわめて低い。そこで、電圧検出部２０では、直流入力電圧Ｖinを監視することにより、発煙や発火のおそれがないような低い直流入力電圧Ｖinにおいては、保持部２５の出力電圧ＶＢが１Ｖ以下であっても、スイッチング素子２３のスイッチング動作が停止しないようにしている。

以下に、発煙や発火のおそれがないような直流入力電圧Ｖinの範囲と、その検出方法を示す。

図５は、２次側巻線２１Ｂがショートしたトランス２１における、直流入力電圧Ｖinと巻線温度上昇量ΔＴとの関係を表すものである。ここで、巻線温度上昇量ΔＴとは、ある環境温度においてこのトランス２１をスイッチング電源装置１に使用したときの、その環境温度からの巻線の温度の上昇量である。図５に示したように、直流入力電圧Ｖinが高いほど、巻線温度上昇量ΔＴが増加する。ここで、一例として、構成する巻線がポリウレタン銅線からなり、層間テープがポリエステルテープからなり、これらの材料の温度の定格が１３０℃であるトランスを使用する場合を想定する。このようなトランスを、環境温度の定格が８５℃であるようなスイッチング電源装置において使用する場合、許容される温度上昇量ΔＴは４５℃（＝１３０℃−８５℃）となる。この場合、図５に示したように、例えば、直流入力電圧Ｖinが１２０Ｖ以下であれば、トランスの温度の定格１３０℃を超えることはなく、発煙や発火のおそれはきわめて低くなる。

電圧検出部２０では、例えば、直流入力電圧Ｖinが１２０Ｖ以下であるかどうかを、保持部２６の出力電圧ＶＣにより監視する。図４は、２次側巻線２１Ｂが正常の場合とショートしている場合における、電圧ＶＣと直流入力電圧Ｖinの関係を示している。図４に示したように、２次側巻線２１Ｂがショートした場合の電圧ＶＣは、２次側巻線２１Ｂがショートしていない場合の電圧ＶＣと異なり、同じ直流入力電圧Ｖinではその値がより小さいものとなる。この例では、２次側巻線２１Ｂがショートした場合の電圧ＶＣは、２次側巻線２１Ｂがショートしていない場合の６割程度となっている。このとき、例えば、電圧ＶＣが２．３Ｖ以下のときは、２次側巻線２１Ｂのショートのいかんに依らず、直流入力電圧Ｖinは１２０Ｖ以下となり、発煙や発火のおそれはきわめて低くなる。よって、２次側巻線２１Ｂのショートの判定には、上述した電圧ＶＢに関する条件に加え、例えば、電圧ＶＣが２．３Ｖ以上であるかどうかを利用することができる。これは、図１において、リファレンス電圧Ｖref3を２．３Ｖに設定することにより、コンパレータ３６によって検出される。つまり、コンパレータ３６は、電圧ＶＣが２．３Ｖ以下では、２次側巻線２１Ｂのショートのいかんに依らずトランス２１に発煙や発火のおそれがないため、安全なレベルであると判断し低レベル電圧を出力する。一方、電圧ＶＣが２．３Ｖ以上では、コンパレータ３６は、２次側巻線２１Ｂがショートしている場合においてトランス２１に発煙や発火のおそれがあるため、高レベル電圧を出力する。

以上のように、電圧検出部２０では、トランス２１の２次側巻線２１Ｂのショートは、コンパレータ３５の出力およびコンパレータ３６の出力を用いて検出される。すなわち、ＡＮＤ回路３７は、コンパレータ３５，３６の論理積を求めることにより、２次側巻線２１Ｂがショートしていて、かつ、それによりトランス２１が発煙や発火のおそれがあるときのみ、高レベル電圧を出力する。

ＡＮＤ回路３７の出力電圧が高レベルになったとき、ＯＲ回路３８は高レベル電圧を出力し、ドライブ回路２７に供給する。ドライブ回路２７は、これに基づいてスイッチング素子２３のスイッチング動作を停止し、スイッチング素子２３はオフ状態を維持するようになる。これにより、トランス２１は、発煙や発火を免れることができ、結果として、２次側巻線２１Ｂのショートの影響を最小限に食い止めることができる。

トランス２１の２次側巻線２１Ｃのショートは、保持部２５の出力電圧ＶＢを監視することにより検出できる。すなわち、２次側巻線２１Ｃがショートした場合には、２次側巻線２１Ｂから放出される励磁エネルギーが大きくなり、電圧Ｖ２１Ｂの振幅が大きくなり、そのピーク電圧ＶＰＢが高くなるため、保持部２５の出力電圧ＶＢもまた高くなる。このとき、例えば、電圧ＶＢは、２６Ｖを超えるようになる。よって、２次側巻線２１Ｃのショートの判定には、例えば、この電圧ＶＢが２６Ｖ以上であるかどうかを利用することができる。これは、図１において、リファレンス電圧Ｖref1を２６Ｖに設定することにより、コンパレータ３４によって検出される。つまり、コンパレータ３４は、電圧ＶＢが２６Ｖ以上では、２次側巻線２１Ｃのショートを検出して高レベル電圧を出力し、一方、電圧ＶＢが２６Ｖ以下では、２次側巻線２１Ｃはショートしていないと判断して低レベル電圧を出力する。

コンパレータ３４の出力電圧が高レベルになったとき、ＯＲ回路３８は高レベル電圧を出力し、ドライブ回路２７に供給する。ドライブ回路２７は、これに基づいてスイッチング素子２３のスイッチング動作を停止し、スイッチング素子２３はオフ状態を維持するようになる。これにより、トランス２１は、発煙や発火を免れることができ、結果として、２次側巻線２１Ｃのショートの影響を最小限に食い止めることができる。

［効果］
以上のように本実施の形態では、トランス２１の各巻線のショートを検出したときに、スイッチング動作を停止するようにしたので、電圧検出部の高い信頼性を実現することができる。

また、本実施の形態では、トランス２１の２次側巻線２１Ｂのショートを検出する際、保持部２５の出力電圧ＶＢに加え、保持部２６の出力電圧ＶＣも使用するようにしたので、直流入力電圧Ｖinが低いときでも電圧検出部２０が誤動作しないようにすることができる。

また、本実施の形態では、トランス２１の２次側巻線２１Ｃのショートを検出する際、そのショートに起因して生じる保持部２５の出力電圧ＶＢの上昇を利用するようにしたので、所定の閾値を超えるかどうかのみでショートを検出でき、検出回路をシンプルにすることができる。

また、本実施の形態では、トランス２１のショートの検出を、励磁エネルギーの放出を行う２次側巻線２１Ｂを共用して行うようにしたので、部品点数を削減することができる。

また、本実施の形態では、ＯＲ回路３７の出力電圧が所定の時間、高レベル電圧の状態になったときに、スイッチング素子２３のスイッチング動作を停止するようにしたので、トランス２１が正常な場合に、ノイズなどの過渡的な動作に応答することなく、より確実な電圧検出動作が実現できる。

また、本実施の形態では、トランス２１の１次側巻線２１Ａと２次側巻線２１Ｂをフライバック接続とし、１次側巻線２１Ａと２次側巻線２１Ｃをフォワード接続にしたので、２次側巻線２１Ｂを用いた励磁エネルギーの放出と、２次側巻線２１Ｃを用いた直流入力電圧Ｖinの検出とを、一つのトランスで実現できる。

さらに、本実施の形態では、トランス２１に蓄積された励磁エネルギーを、ダイオード２４Ａを介して補助電源５０に回生するようにしたので、高効率な動作が実現できる。

上記実施の形態では、トランス２１の励磁エネルギーを２次側巻線２１Ｂから放出する際、ダイオード２４Ａを用いたが、これに限定されるものではなく、例えば、図６に示したように放出回路を用いてもよい。この放出回路２４は、ダイオード２４Ｂと、抵抗２４Ｃと、容量素子２４Ｄとを有している。放出回路２４は、抵抗によって励磁エネルギーを消費するように動作するものである。

また、上記実施の形態では、ダイオード２４Ａを保持部２５の出力に接続するようにしたが、これに限定されるものではなく、例えば、図７に示したように、トランス２１の２次側巻線２１Ｂに接続してもよい。

＜第２の実施の形態＞
次に、本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置について説明する。本実施の形態は、補助電源と電圧検出部を一体化したものである。なお、上記第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置１と実質的に同一の構成部分には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

［構成例］
図８は、スイッチング電源装置２の構成を表すものである。スイッチング電源装置２は電圧検出部６０を備えている。電圧検出部６０は、トランス４１と、整流回路４５と、平滑回路４６と、スイッチング制御回路４７と、ダイオード６１とを有している。

トランス４１は、１次側巻線４１Ａおよび２次側巻線４１Ｂ，４１Ｃ，４１Ｄを含んで構成された４巻線型のトランスである。１次側巻線４１Ａと２次側巻線４１Ｂとはフライバック接続されている。つまり、１次側巻線４１Ａと２次側巻線４１Ｂとは、その極性が互いに反対の向きになるように磁気結合されている。一方、１次側巻線４１Ａと２次側巻線４１Ｃ、および１次側巻線４１Ａと２次側巻線４１Ｄは、それぞれフォワード接続されている。つまり、１次側巻線４１Ａと２次側巻線４１Ｃとは、その極性が互いに同じ向きになるように磁気結合されており、１次側巻線４１Ａと２次側巻線４１Ｄとは、その極性が互いに同じ向きになるように磁気結合されている。１次側巻線４１Ａの巻数はＮａであり、２次側巻線４１Ｂの巻数はＮｂであり、２次側巻線４１Ｃの巻数はＮｃであり、２次側巻線４１Ｄの巻数はＮｄである。１次側巻線４１Ａの一端はスイッチング素子２３を介して１次側低圧ラインＬ１Ｌに接続され、１次側巻線４１Ａの他端は１次側高圧ラインＬ１Ｈに接続されている。すなわち、ヒューズ１８、１次側巻線４１Ａ、およびスイッチング素子２３は、高圧バッテリＨＢの両端間に互いに直列接続されている。２次側巻線４１Ｂの一端は保持部２５に接続され、他端は接地ラインＬＧに接続されている。２次側巻線４１Ｃの一端は保持部２６に接続され、他端は接地ラインＬＧに接続されている。２次側巻線４１Ｄの一端は整流回路４５に接続され、他端は接地ラインＬＧに接続されている。

この構成により、２次側巻線４１Ｃの両端には、１次側巻線４１Ａと１次側巻線４１Ｃとの巻数比（Ｎｃ／Ｎａ）に応じて変圧された交流電圧が出力され、２次側巻線４１Ｄの両端には、１次側巻線４１Ａと１次側巻線４１Ｄとの巻数比（Ｎｄ／Ｎａ）に応じて変圧された交流電圧が出力される。一方、２次側巻線４１Ｂの両端には、保持部２５の出力にダイオード２４Ａが接続されているため、振幅が制限された交流電圧が出力される。

整流回路４５は、一対のダイオード４５Ａ，４５Ｂからなる単相全波整流型のものである。ダイオード４５Ａのアノードは２次側巻線４１Ｄの一端に、ダイオード４５Ｂのアノードは２次側巻線４１Ｄの他端にそれぞれ接続されている。ダイオード４５Ａ，４５Ｂの各カソード同士は互いに接続されると共に、２次側ラインＬ２に接続されている。

平滑回路４６は、整流回路４５にて整流された直流電圧を平滑化して直流出力電圧Ｖｌを生成し、制御回路１７、スイッチング制御回路４７（後述）、比較部３０、ダイオード２４Ａに電源電圧として供給するものである。つまり、スイッチング制御回路４７と、トランス４１（１次側巻線４１Ａと２次側巻線４１Ｄ）、整流回路４５と、平滑回路４６は、第１の実施の形態における補助電源５０に対応したものである。

スイッチング制御回路４７は、この電圧Ｖｌが所定の電圧を保つように、ＳＷ制御信号Ｖｇのパルス幅を変調し、その信号をスイッチング素子２３に供給するとともに、比較部３０から供給される比較結果Ｖcompに基づいて、スイッチング素子２３のスイッチング動作を停止するように動作するものである。具体的には、スイッチング制御回路４７は、通常は、比較部３０から供給される比較結果Ｖcompを監視しつつ、電圧Ｖｌが所定の電圧を保つように、ＳＷ制御信号Ｖｇのパルス幅を変調し、スイッチング素子２３に供給する。そして、比較結果Ｖcompが高レベル電圧になったときに、スイッチング制御回路４７は、ＳＷ制御信号Ｖｇを停止し、スイッチング素子２３をオフ状態にするように機能する。

ダイオード６１は、アノードが低圧バッテリＬＢの出力に接続され、カソードが平滑回路４６の出力に接続されている。この構成により、平滑回路４６の出力電圧Ｖｌから電源供給を受けている制御回路１７などの回路は、トランス４１に予期せぬ事態が発生し、電圧Ｖｌが低下しても、低圧バッテリＬＢからダイオード６１を介して電源供給を受けることができるようになっている。

ここで、トランス４１は本発明における「トランス」の一具体例に対応し、１次側巻線４１Ａは本発明における「１次側巻線」の一具体例に対応し、２次側巻線４１Ｂ，４１Ｃ，４１Ｄは本発明における「第１から第３の２次側巻線」の一具体例にそれぞれ対応する。比較部３０およびスイッチング制御回路４７は、本発明における「スイッチング制御回路」の一具体例に対応する。整流回路４５および平滑回路４６は、本発明における「整流平滑回路」の一具体例に対応する。

［動作および作用］
（電圧検出部６０の詳細動作）
次に、図９〜図１１を参照して、電圧検出部６０の詳細動作について説明する。

図９は、スイッチング素子２３がオンのときのスイッチング電源装置２の動作状態を、回路図を用いて表すものである。図１０は、スイッチング素子２３がオフのときの電圧検出部６０の動作状態を、回路図を用いて表すものである。

図１１は、電圧検出部６０のタイミング波形図を表すものであり、（Ａ）はＳＷ制御信号Ｖｇの波形を示し、（Ｂ）は１次側巻線４１Ａの電流Ｉ４１Ａの波形を示し、（Ｃ）は２次側巻線４１Ｂの電流Ｉ４１Ｂの波形を示し、（Ｄ）は２次側巻線４１Ｂの電圧Ｖ４１Ｂの波形を示し、（Ｅ）は保持部２５の出力電圧ＶＢの波形を示し、（Ｆ）は２次側巻線４１Ｃの電圧Ｖ４１Ｃの波形を示し、（Ｇ）は保持部２６の出力電圧ＶＣの波形を示し、（Ｈ）は２次側巻線４１Ｄの電圧Ｖ４１Ｄの波形を示す。

まず、タイミングｔ１１において、ＳＷ制御信号Ｖｇが高レベルになると（図１１（Ａ））、スイッチング素子２３がオン状態になり、図９に示したように、電流Ｉ４１Ａが流れ始める。その後、電流Ｉ４１Ａは、直流入力電圧Ｖinと１次側巻線４１ＡのインダクタンスＬ４１Ａで決まる傾き（Ｖin／Ｌ４１Ａ）の割合で増加する（図１１（Ｂ））。これにより、スイッチング素子２３がオンの間、トランス４１に励磁エネルギーが蓄積されるとともに、２次側巻線４１Ｂの両端間に電圧Ｖ４１Ｂが誘起され（図１１（Ｄ））、２次側巻線４１Ｃの両端間に電圧Ｖ４１Ｃが誘起され（図１１（Ｆ））、２次側巻線４１Ｄの両端間に電圧Ｖ４１Ｄが誘起される（図１１（Ｈ））。

このとき、２次側巻線４１Ｃの両端間の電圧Ｖ４１Ｃは（Ｎｃ／Ｎａ）×Ｖinになり、これがピーク電圧ＶＰＣになる（図１１（Ｆ））。このピーク電圧ＶＰＣは、スイッチング制御回路４７によってＳＷ制御信号Ｖｇのパルス幅が変調されても変化することはない。保持部２６は、ピーク電圧ＶＰＣからダイオード２６Ａの順方向電圧Ｖｆを減じた電圧（（Ｎｃ／Ｎａ）×Ｖin−Ｖｆ）を保持し、電圧ＶＣとして比較部３０に供給するとともに（図１１（Ｇ））、検出電圧Ｖdetとして出力端子Ｔ５から出力する。よって、この電圧ＶＣもまた、ＳＷ制御信号Ｖｇのパルス幅に依存しない。

２次側巻線４１Ｄの両端間の電圧Ｖ４１Ｄは、（Ｎｄ／Ｎａ）×Ｖinになる（図１１（Ｈ））。このとき、ダイオード４５Ａに対して順方向になるため、２次側巻線４１Ｄからダイオード４５Ａを通って２次側ラインＬ２に電流Ｉ４１Ｄが流れる（図９）。

次に、タイミングｔ１２において、ＳＷ制御信号Ｖｇが低レベルになると（図１１（Ａ））、スイッチング素子２３がオフ状態になり、図１０に示したように、２次側巻線４１Ｂの他端から一端へ電流Ｉ４１Ｂが流れ始め、ダイオード２５Ａおよびダイオード２４Ａに供給される。その後、電流Ｉ４１Ｂは、電圧Ｖｌ、ダイオード２５Ａ，２４Ａの順方向電圧Ｖf、および２次側巻線４１ＢのインダクタンスＬ４１Ｂで決まる傾き（−（Ｖｌ＋２×Ｖｆ）／Ｌ４１Ｂ）の割合で減少する（図１１（Ｃ））。これにより、トランス４１に蓄積された励磁エネルギーが放出される。ダイオード２４Ａに供給された電流は、２次側ラインＬ２に流れ、平滑回路４６に回生される。

このとき、２次側巻線４１Ｂの両端間の電圧Ｖ４１Ｂは、Ｖｌ＋２×Ｖｆになり、これがピーク電圧ＶＰＢになる（図１１（Ｄ））。このピーク電圧ＶＰＢは、スイッチング制御回路４７によってＳＷ制御信号Ｖｇのパルス幅が変調されても変化することはない。保持部２５は、電圧ＶＰＢからダイオード２５Ａの順方向電圧Ｖｆを減じた電圧（Ｖｌ＋Ｖｆ）を保持し、電圧ＶＢとして比較部３０に供給する（図１１（Ｅ））。よって、この電圧ＶＢもまた、ＳＷ制御信号Ｖｇのパルス幅に依存しない。

その後、タイミングｔ１３において、トランス４１に蓄積された励磁エネルギーが全て放出され、トランス４１のコアがリセットされた後、再びタイミングｔ１１においてＳＷ制御信号Ｖｇが高レベルとなり、以上の動作が繰り返される。その際、２次側巻線４１Ｄの両端間の電圧Ｖ４１Ｄは、整流回路４５で整流され、平滑回路４６で平滑化されることにより、電圧Ｖｌが生成される。そして、スイッチング制御回路４７によってＳＷ制御信号Ｖｇのパルス幅が変調されることにより、電圧Ｖｌが所定の電圧を保つように制御される。

比較部３０は、第１の実施の形態と同様に動作する。すなわち、比較部３０は、保持部２５の出力電圧ＶＢ、および保持部２６の出力電圧ＶＣが、以下の２つの条件のうちのどちらかを満たし、かつその状態が所定の時間続いた場合において、比較出力Ｖcompとして高レベルの電圧を出力する。第１の条件は、保持部２５の出力電圧ＶＢがリファレンス電圧Ｖref1（例えば２６Ｖ）より大きいことである。これは、上述したように、トランス４１の２次側巻線４１Ｃがショートした場合に対応する。第２の条件は、保持部２５の出力電圧ＶＢがリファレンス電圧Ｖref2（例えば１Ｖ）より小さく、かつ保持部２６の出力電圧ＶＣがリファレンス電圧Ｖref3（例えば２．３Ｖ）より大きいことである。これは、上述したように、トランス４１の２次側巻線４１Ｂがショートした場合に対応する。

比較部３０におけるこれらの比較動作は、電圧Ｖｌが所定の電圧を保つように制御されている間、安定に動作することができる。すなわち、保持部２５の出力電圧ＶＢ、および保持部２６の出力電圧ＶＣは、上述したようにＳＷ制御信号Ｖｇのパルス幅に依存しないため、これらの比較動作が、ＳＷ制御信号Ｖｇのパルス幅に影響されることはない。

スイッチング制御回路４７は、比較出力Ｖcompが高レベル電圧の状態になったときに、ＳＷ制御信号Ｖｇの生成を停止し、低レベルの電圧を出力する。これにより、スイッチング素子２３はスイッチング動作を停止し、オフ状態を維持するようになる。その結果、２次側巻線４１Ｂ，４１Ｃのショートの影響を最小限に食い止めることができる。

トランス４１の１次側巻線４１Ａのショートは、第１の実施の形態と同様に、ヒューズ１８により検出できる。すなわち、１次側巻線４１Ａがショートした場合、スイッチング素子２３がオン状態になると、過大な電流が１次側高圧ラインＬ１Ｈから１次側低圧ラインＬ１Ｌに流れる。このとき、この電流は高圧バッテリＨＢからヒューズ１８を介して供給されるため、その過大な電流によりヒューズ１８が切断され、電流供給経路が遮断される。これにより、１次側巻線４１Ａにはいかなる電流も供給されなくなり、トランス４１は発煙や発火を免れることができ、結果として、１次側巻線４１Ａのショートの影響を最小限に食い止めることができる。

なお、例えば、トランス４１の２次側巻線４１Ｂや４１Ｃがショートした場合には、平滑回路４６の出力電圧Ｖｌが低下するおそれがあるが、この場合でも、ダイオード６１を介して電圧が供給される。よって、比較部３０やスイッチング制御回路４７など、この電圧Ｖｌが電源電圧として供給される回路は、停止することなく正常に動作することができる。

［効果］
以上のように本実施の形態では、補助電源と電圧検出部を一体化して構成するようにしたので、部品点数を削減でき、シンプルな回路構成を実現できる。

本実施の形態では、保持部２６において、２次側巻線４１Ｃのピーク電圧ＶＰＣにより直流入力電圧Ｖinを検出するようにしたので、ＳＷ制御信号Ｖｇのパルス幅に影響されずに、安定してトランス４１の各巻線のショートを検出することができる。

その他の効果は、上記第１の実施の形態の場合と同様である。

以上、いくつかの実施の形態および変形例を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態等には限定されず、種々の変形が可能である。

例えば、第２の実施の形態では、第１の実施の形態と同様に、ダイオード２４Ａに代えて、放出回路２４を用いるようにしてもよい。

例えば、第２の実施の形態では、第１の実施の形態と同様に、ダイオード２４Ａを２次側巻線４１Ｂに接続するようにしてもよい。

１，１Ｂ，２，２Ｂ…スイッチング電源装置、１０…電源本体部、１１…トランス（メイントランス），１１Ａ，２１Ａ，４１Ａ…１次側巻線、１１Ｂ，１１Ｃ，２１Ｂ，２１Ｃ，４１Ｂ〜４１Ｄ…２次側巻線、１２…入力平滑コンデンサ、１３…インバータ回路、１３Ａ〜１３Ｄ，２３…スイッチング素子、１４…共振用インダクタ、１５，４５…整流回路、１５Ａ，１５Ｂ，２４Ａ，２４Ｂ，２５Ａ，２６Ａ，４５Ａ，４５Ｂ，６１…ダイオード、１６，４６…平滑回路、１６Ａ，４６Ａ…チョークコイル、１６Ｂ，４６Ｂ…平滑コンデンサ、１７…制御回路、１８…ヒューズ、２０，２０Ｂ，２０Ｃ，６０…電圧検出部、２１，４１…トランス、２４…放出回路、２５，２６…保持部、２４Ｄ，２５Ｂ，２６Ｂ…容量素子、２４Ｃ，２５Ｃ，２６Ｃ…抵抗、３０…比較部、３１〜３３…リファレンス電圧生成回路、３４〜３６…コンパレータ、３７…ＡＮＤ回路、３８…ＯＲ回路、３９…判定回路、４０，４０Ｂ…スイッチング電源、４７…スイッチング制御回路、５０…補助電源、Ｃ…センタタップ、ＨＢ…高圧バッテリ、ＬＢ…低圧バッテリ、ＬＧ…接地ライン、ＬＯ…出力ライン、Ｌ１Ｈ…１次側高圧ライン、Ｌ１Ｌ…１次側低圧ライン、Ｌ２…２次側ライン、Ｉ２１Ａ〜Ｉ２１Ｃ，Ｉ４１Ａ〜Ｉ４１Ｄ…電流、Ｌ２１Ａ，Ｌ２１Ｂ…インダクタンス、Ｔ１，Ｔ２…入力端子、Ｔ３〜Ｔ５…出力端子、ＶＰＢ，ＶＰＣ…ピーク電圧、ＶＢ，ＶＣ，Ｖ２１Ｂ，Ｖ２１Ｃ，Ｖ４１Ｂ〜Ｖ４１Ｄ…電圧、Ｖcomp…比較出力、Ｖdet…検出電圧、Ｖｇ、Ｖsw…ＳＷ制御信号、Ｖin…直流入力電圧、Ｖout…直流出力電圧、Ｖref1〜Ｖref3…リファレンス電圧

Claims (8)

1. 直流入力電圧を電圧変換し、前記直流入力電圧に対応した電圧を検出電圧として出力端子より出力する電圧検出回路であって、
   １次側巻線と、第１および第２の２次側巻線とを有するトランスと、
   前記１次側巻線に接続され、スイッチング動作により前記直流入力電圧を交流電圧に変換するスイッチング素子と、
   前記トランスに蓄えられた励磁エネルギーを、前記第１の２次側巻線を介して放出する放出回路と、
   前記第１の２次側巻線に接続され、その両端間の交流電圧のピーク値を保持する第１の保持回路と、
   前記第２の２次側巻線に接続され、その両端間の交流電圧のピーク値を保持し、このピーク値を前記検出電圧として前記出力端子より出力する第２の保持回路と、
   前記第１の保持回路の出力電圧が第１の参照電圧よりも高いという第１の条件、および前記第１の保持回路の出力電圧が前記第１の参照電圧よりも低い電圧レベルをもつ第２の参照電圧よりも低く、かつ前記第２の保持回路の出力電圧が第３の参照電圧よりも高いという第２の条件のうちの、少なくとも一方を満たすときに前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止するスイッチング制御回路と
   を備えた電圧検出回路。
2. 前記１次側巻線の極性と前記第１の２次側巻線の極性とが、互いに反対の向きになるように磁気結合され、
   前記１次側巻線の極性と前記第２の２次側巻線の極性とが、互いに同じ向きになるように磁気結合された
   請求項１に記載の電圧検出回路。
3. 前記スイッチング制御回路は、前記第１の条件および前記第２の条件のうちの少なくとも一方を満たす状態が所定時間続いた場合において、前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止する
   請求項１または請求項２に記載の電圧検出回路。
4. 前記放出回路は、
   外部に対して順方向に電流を流すダイオードを有する
   請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電圧検出回路。
5. 直流入力電圧を電圧変換し直流電圧として出力するスイッチング電源回路と、
   前記直流入力電圧を電圧変換し、前記直流入力電圧に対応した電圧を検出電圧として出力端子より出力する電圧検出回路と、
   を備え、
   前記電圧検出回路は、
   １次側巻線と、第１および第２の２次側巻線とを有するトランスと、
   前記１次側巻線に接続され、スイッチング動作により前記直流入力電圧を交流電圧に変換するスイッチング素子と、
   前記トランスに蓄えられた励磁エネルギーを、前記第１の２次側巻線を介して放出する放出回路と、
   前記第１の２次側巻線に接続され、その両端間の交流電圧のピーク値を保持する第１の保持回路と、
   前記第２の２次側巻線に接続され、その両端間の交流電圧のピーク値を保持し、このピーク値を前記検出電圧として前記出力端子より出力する第２の保持回路と、
   前記第１の保持回路の出力電圧が第１の参照電圧よりも高いという第１の条件、および前記第１の保持回路の出力電圧が前記第１の参照電圧よりも低い電圧レベルをもつ第２の参照電圧よりも低く、かつ前記第２の保持回路の出力電圧が第３の参照電圧よりも高いという第２の条件のうちの、少なくとも一方を満たすときに前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止するスイッチング制御回路と
   を有するスイッチング電源装置。
6. 前記スイッチング電源回路および前記電圧検出回路に電源を供給する補助電源回路をさらに備え、
   前記放出回路は、
   前記励磁エネルギーを前記補助電源回路に回生する回生回路を有する
   請求項５に記載のスイッチング電源装置。
7. 直流入力電圧を電圧変換し、前記直流入力電圧に対応した電圧を検出電圧として出力端子より出力する電圧検出回路であって、
   １次側巻線と、第１から第３の２次側巻線とを有するトランスと、
   前記１次側巻線に接続され、スイッチング動作により前記直流入力電圧を交流電圧に変換するスイッチング素子と、
   前記第３の２次側巻線に接続され、その両端間の交流電圧を直流電圧に変換して、前記電圧検出回路を構成する各回路に電源電圧として供給する整流平滑回路と、
   前記整流平滑回路の出力電圧が所定の電圧になるように前記スイッチング素子のスイッチング動作状態を制御するスイッチング制御回路と、
   前記トランスに蓄えられた励磁エネルギーを、前記第１の２次側巻線を介して放出する放出回路と、
   前記第１の２次側巻線に接続され、その両端間の交流電圧のピーク値を保持する第１の保持回路と、
   前記第２の２次側巻線に接続され、その両端間の交流電圧のピーク値を保持し、このピーク値を前記検出電圧として出力する第２の保持回路と、
   を備え、
   前記スイッチング制御回路が、前記第１および第２の保持回路の出力電圧に基づいて、前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止する
   電圧検出回路。
8. 直流入力電圧を電圧変換し直流電圧として出力するスイッチング電源回路と、
   前記直流入力電圧を電圧変換し、前記直流入力電圧に対応した電圧を検出電圧として出力端子より出力する電圧検出回路と、
   を備え、
   前記電圧検出回路は、
   １次側巻線と、第１から第３の２次側巻線とを有するトランスと、
   前記１次側巻線に接続され、スイッチング動作により前記直流入力電圧を交流電圧に変換するスイッチング素子と、
   前記第３の２次側巻線に接続され、その両端間の交流電圧を直流電圧に変換して、前記スイッチング電源回路および前記電圧検出回路を構成する各回路に電源電圧として供給する整流平滑回路と、
   前記整流平滑回路の出力電圧が所定の電圧になるように前記スイッチング素子のスイッチング動作状態を制御するスイッチング制御回路と、
   前記トランスに蓄えられた励磁エネルギーを、前記第１の２次側巻線を介して放出する放出回路と、
   前記第１の２次側巻線に接続され、その両端間の交流電圧のピーク値を保持する第１の保持回路と、
   前記第２の２次側巻線に接続され、その両端間の交流電圧のピーク値を保持し、このピーク値を前記検出電圧として出力する第２の保持回路と、
   を備え、
   前記スイッチング制御回路が、前記第１および第２の保持回路の出力電圧に基づいて、前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止する
   スイッチング電源装置。

Images