JP5354173B2 - 三相インバータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、三相インバータのスイッチング損失や騒音の低減を可能にした制御装置に関するものである。

特許文献１には、三相インバータを信号波−搬送波（キャリア）比較方式によりパルス幅変調（ＰＷＭ）制御する場合、信号波（指令値）の変化量が少ないピーク値付近の領域（６０°〜１２０°，２４０°〜３００°など）においてキャリアの周波数をそれ以外の領域よりも低くして運転することにより、波形制御性能を損なわない範囲でスイッチング周波数を低下させ、スイッチング損失を低減させる技術が開示されている。

特開２００７−９７３８９号公報（段落［００１０］〜［００１３］、図１等）

上述した従来技術では、キャリアの周波数を切り換えるタイミングでインバータの出力波形に歪みが生じやすく、また、キャリアの周波数が低い領域では指令値の瞬時補正が反映されずに指令値通りの出力電圧が得られない場合もある。
更に、インバータの出力電流に、キャリアの周波数よりも低い特定の周波数成分が重畳され、これによって騒音が発生する等の問題も生じていた。

そこで、本発明の解決課題は、波形制御性能に優れ、しかもスイッチング損失や騒音の低減が可能な三相インバータの制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、三相インバータの各相の電圧指令値とキャリアとを比較して駆動パルスを生成し、この駆動パルスにより前記インバータ内の半導体スイッチング素子をオンオフする制御装置において、
各相の第１の電圧指令値から最高指令値及び最低指令値を選択する指令値選択部と、
前記キャリアの最大値及び最小値を検出する最大値／最小値検出手段と、
前記最大値と最高指令値との差分を第１の差分として検出し、かつ、前記最小値と前記最低指令値との差分を第２の差分として検出する差分検出手段と、
第１の電圧指令値に第１の差分を加算して第２の電圧指令値を算出する手段と、
第１の電圧指令値に第２の差分を加算して第３の電圧指令値を算出する手段と、
前記キャリアと比較して駆動パルスを生成するために、第２の電圧指令値または第３の電圧指令値の何れかを選択する指令値選択手段と、を備え、
前記指令値選択手段は、電気角６０°を一周期としてその一周期内で前記第２の電圧指令値と第３の電圧指令値とを選択するものである。

本発明によれば、キャリアの周波数を変化させる方法によらず、元の電圧指令値（第１の電圧指令値）の大きさを補正した第２または第３の電圧指令値を用いることにより、一定周期内のスイッチング回数を従来よりも減少させてスイッチング損失を低減することができる。また、出力波形に歪みを生じることもなく、低周波数領域における指令値の瞬時補正にも対応可能である。
更に、第２または第３の電圧指令値を用いる周期を変化させれば、キャリアの周波数より低い周波数成分が複数に分散し、各周波数成分の電流を減少させて騒音の発生を防止することができる。

本発明の実施形態の主要部を示す構成図である。 本発明の実施形態の動作を示すフローチャートである。 本発明の実施形態の動作を示す波形図である。 本発明の実施形態が適用される無停電電源システムの構成図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図４は、本実施形態の制御装置により制御される三相インバータ（三相三線インバータ）を備えた無停電電源システムの構成図である。図４において、１００は半導体スイッチング素子を備えた三相インバータ、２００は本実施形態に係る制御装置、３００は交流電源、４００はコンバータ（交流−直流変換器）、５００は充電回路、６００はバッテリー、７００は交流電動機等の負荷である。
なお、本実施形態の制御装置２００は、図４に示したような無停電電源システムを構成する三相インバータ１００ばかりでなく、あらゆる用途の三相インバータに適用可能である。

ここで、制御装置２００は、インバータ１００内の半導体スイッチング素子に与える駆動パルス（ＰＷＭパルス）を生成するに当たり、キャリアと比較される三相各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）の電圧指令値を生成する方法に特徴を有している。以下、この電圧指令値の作成方法を中心として、制御装置２００の主要部の構成、作用を説明する。

図１は、制御装置２００の主要部を示す構成図である。
すなわち、この制御装置は、三相各相の電圧指令値（第１の電圧指令値という）Ｕ^＊，Ｖ^＊，Ｗ^＊のうち最も高い指令値（最高指令値）を選択して端子ＭＡＸから出力し、最も低い指令値（最低指令値）を選択して端子ＭＩＮから出力する指令値選択部１０と、三角波キャリアを発生するキャリア発生器２０と、このキャリアの最大値を検出して端子ＴＯＰから出力し、最小値を検出して端子ＢＯＴＴＯＭから出力する最大値／最小値検出部２１と、キャリアの最大値と前記最高指令値との差分（第１の差分）ａを求める差分検出手段としての減算器３１と、キャリアの最小値と最低指令値との差分（第２の差分）ｂを求める差分検出手段としての減算器３２と、第１の電圧指令値Ｕ^＊，Ｖ^＊，Ｗ^＊に第１の差分ａをそれぞれ加算して第２の電圧指令値Ｕ_１ ^＊＊，Ｖ_１ ^＊＊，Ｗ_１ ^＊＊を求める加算器４１と、第１の電圧指令値Ｕ^＊，Ｖ^＊，Ｗ^＊に第２の差分ｂをそれぞれ加算して第３の電圧指令値Ｕ_２ ^＊＊，Ｖ_２ ^＊＊，Ｗ_２ ^＊＊を求める加算器４２と、これらの加算器４１，４２から出力される第２，第３の電圧指令値Ｕ_１ ^＊＊，Ｖ_１ ^＊＊，Ｗ_１ ^＊＊，Ｕ_２ ^＊＊，Ｖ_２ ^＊＊，Ｗ_２ ^＊＊から、アップダウン信号Ｕ／Ｄに応じて選択した信号を電圧指令値Ｕ^＊＊，Ｖ^＊＊，Ｗ^＊＊として出力する指令値選択手段としてのセレクタ５０と、これらの電圧指令値Ｕ^＊＊，Ｖ^＊＊，Ｗ^＊＊をキャリアと比較してインバータ１００内の半導体スイッチング素子に与える駆動パルス（ＰＷＭパルス）を生成するコンパレータ６０と、を備えている。

次に、本実施形態の動作を、上述した図１と、図２のフローチャートを参照しつつ説明する。
まず、図１における指令値選択部１０は、第１の電圧指令値Ｕ^＊，Ｖ^＊，Ｗ^＊から最高指令値及び最低指令値を選択し、それぞれ端子ＭＡＸ，ＭＩＮから出力する（図２のステップＳ１，Ｓ４）。一方、最大値／最小値検出部２１によって検出されたキャリアの最大値／最小値と指令値選択部１０の出力である最高指令値、最低指令値との差分ａ，ｂが、減算器３１，３２によってそれぞれ検出される（ステップＳ２，Ｓ５）。

次いで、加算器４１，４２により前記差分ａ，ｂが第１の電圧指令値Ｕ^＊，Ｖ^＊，Ｗ^＊にそれぞれ加算され、第２の電圧指令値Ｕ_１ ^＊＊，Ｖ_１ ^＊＊，Ｗ_１ ^＊＊及び第３の電圧指令値Ｕ_２ ^＊＊，Ｖ_２ ^＊＊，Ｗ_２ ^＊＊が算出されると共に（ステップＳ３，Ｓ６）、これら第２，第３の電圧指令値Ｕ_１ ^＊＊，Ｖ_１ ^＊＊，Ｗ_１ ^＊＊，Ｕ_２ ^＊＊，Ｖ_２ ^＊＊，Ｗ_２ ^＊＊はセレクタ５０に送られる。

セレクタ５０では、アップダウン信号Ｕ／Ｄの論理（“１”または“０”）に従い、これが“１”の場合には、電圧指令値Ｕ^＊＊，Ｖ^＊＊，Ｗ^＊＊として第２の電圧指令値Ｕ_１ ^＊＊，Ｖ_１ ^＊＊，Ｗ_１ ^＊＊を出力し（ステップＳ７ ＹＥＳ，Ｓ８）、アップダウン信号Ｕ／Ｄの論理が“０”の場合には、電圧指令値Ｕ^＊＊，Ｖ^＊＊，Ｗ^＊＊として第３の電圧指令値Ｕ_２ ^＊＊，Ｖ_２ ^＊＊，Ｗ_２ ^＊＊を出力する（ステップＳ７ ＮＯ，Ｓ９）。
コンパレータ６０は、上記の電圧指令値Ｕ^＊＊，Ｖ^＊＊，Ｗ^＊＊（第２の電圧指令値Ｕ_１ ^＊＊，Ｖ_１ ^＊＊，Ｗ_１ ^＊＊または第３の電圧指令値Ｕ_２ ^＊＊，Ｖ_２ ^＊＊，Ｗ_２ ^＊＊）とキャリアとを比較することにより、インバータ１００内の半導体スイッチング素子に与える駆動パルスを生成する。

図３は、この実施形態の動作を示す波形図であり、一例として、Ｕ相の第１の電圧指令値Ｕ^＊が最高指令値、Ｖ相の第１の電圧指令値Ｖ^＊が中間指令値、Ｗ相の第１の電圧指令値Ｗ^＊が最低指令値である場合の、第２，第３の電圧指令値Ｕ_１ ^＊＊，Ｖ_１ ^＊＊，Ｗ_１ ^＊＊，Ｕ_２ ^＊＊，Ｖ_２ ^＊＊，Ｗ_２ ^＊＊及びＵ，Ｖ，Ｗ相のパルスパターンＰ_Ｕ，Ｐ_Ｖ，Ｐ_Ｗを示している。
なお、各指令値における（シフト無し）は第１の電圧指令値を意味し、（トップシフト）は前述した図２のステップＳ３によって増加した第２の電圧指令値を意味し、更に、（ボトムシフト）は図２のステップＳ６によって減少した第３の電圧指令値を意味している。
また、図３の横軸は、時間軸を拡大したものである。

図３に示すように、アップダウン信号Ｕ／Ｄの論理が“１”である期間Ｔ１では、各相の電圧指令値Ｕ^＊＊，Ｖ^＊＊，Ｗ^＊＊が第２の電圧指令値Ｕ_１ ^＊＊，Ｖ_１ ^＊＊，Ｗ_１ ^＊＊となり、アップダウン信号Ｕ／Ｄの論理が“０”である期間Ｔ２では、各相の電圧指令値Ｕ^＊＊，Ｖ^＊＊，Ｗ^＊＊が第３の電圧指令値Ｕ_２ ^＊＊，Ｖ_２ ^＊＊，Ｗ_２ ^＊＊となる。
このため、各相共に電圧指令値Ｕ^＊＊，Ｖ^＊＊，Ｗ^＊＊が第１の電圧指令値Ｕ^＊，Ｖ^＊，Ｗ^＊のままである場合には、キャリアとの比較によって生成される駆動パルスのスイッチング回数（オン・オフ回数）は全体で１８回となるが、本実施形態のスイッチング回数は図３に○印で示す箇所の１４回となって従来よりも減少し、これによってスイッチング損失を低減させることができる。
なお、三相全ての関係が常に同じになるように、アップダウン信号Ｕ／Ｄの切換周期は６０°とすることが望ましい。

上記の動作を繰り返すことにより、スイッチング回数を減少させながら通常時と同等の特性を実現することができる。また、従来のようにキャリアの周波数を変化させる方法によらないので、出力波形に歪みを生じることもなく、低周波数領域における指令値の瞬時補正にも対応することができる。
更に、アップダウン信号Ｕ／Ｄの周期を変化させれば、キャリアの周波数より低い周波数成分が複数に分散し、各周波数成分の電流を減少させて騒音の発生を防止することも可能である。

本発明は、無停電電源装置だけでなく、各種用途の三相インバータに利用することができる。

１０：指令値選択部
２０：キャリア発生器
２１：最大値／最小値検出部
３１，３２：減算器
４１，４２：加算器
５０：セレクタ
６０：コンパレータ
１００：三相インバータ
２００：制御装置
３００：交流電源
４００：コンバータ
５００：充電回路

Claims (1)

1. 三相インバータの各相の電圧指令値とキャリアとを比較して駆動パルスを生成し、この駆動パルスにより前記インバータ内の半導体スイッチング素子をオンオフする制御装置において、
   各相の第１の電圧指令値から最高指令値及び最低指令値を選択する指令値選択部と、
   前記キャリアの最大値及び最小値を検出する最大値／最小値検出手段と、
   前記最大値と最高指令値との差分を第１の差分として検出し、かつ、前記最小値と前記最低指令値との差分を第２の差分として検出する差分検出手段と、
   第１の電圧指令値に第１の差分を加算して第２の電圧指令値を算出する手段と、
   第１の電圧指令値に第２の差分を加算して第３の電圧指令値を算出する手段と、
   前記キャリアと比較して駆動パルスを生成するために、第２の電圧指令値または第３の電圧指令値の何れかを選択する指令値選択手段と、
   を備え、
   前記指令値選択手段は、電気角６０°を一周期としてその一周期内で前記第２の電圧指令値と第３の電圧指令値とを選択することを特徴とする三相インバータの制御装置。

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