JP5342982B2 - レゾルバデジタルコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、レゾルバデジタルコンバータに関する。

レゾルバは、正弦波の励磁信号ｓｉｎωｔが入力されると、モーターの回転子の回転角度θに応じて励磁信号を振幅変調した２つの出力信号、ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔとｃｏｓθ・ｓｉｎωｔを出力する。

レゾルバデジタルコンバータは、レゾルバから入力される２つの信号ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔとｃｏｓθ・ｓｉｎωｔを演算処理し、出力角度φをデジタルデータとして出力する。この出力角度φの算出に際し、トラッキング方式のレゾルバデジタルコンバータでは、出力角度φが入力側にフィードバックされて制御偏差ε＝ｓｉｎ（θ−φ）が生成され、この制御偏差εが０となるよう、出力角度φが制御される（例えば、特許文献１参照。）。

このとき、制御偏差εは、出力角度φに対するｃｏｓφおよびｓｉｎφをテーブルから読み出し、それぞれを入力信号に乗じた後、減算を行って、
（ｓｉｎθ・ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｓｉｎφ）ｓｉｎωｔ＝ｓｉｎ（θ−φ）・ｓｉｎωｔ
を算出し、これを励磁信号ｓｉｎωｔから生成される同期クロックにて同期検波することにより得られる。

また、入力される２つの信号ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔとｃｏｓθ・ｓｉｎωｔをそれぞれＡＤ変換し、以降の処理を総てデジタル的に行うトラッキング方式のレゾルバデジタルコンバータも実用化されている（例えば、非特許文献１参照。）。

従来、上述のＡＤ変換には、１０〜１２ビットの逐次比較方式のＡＤコンバータが用いられている。ところが、一般に、逐次比較方式のＡＤコンバータは変換速度が２〜８μｓ程度と低速である。そのため、ＡＤ変換処理中にモーターの回転子の位置が変化し、現在のモーターの回転子の回転角度θとレゾルバデジタルコンバータの出力角度φとの間の誤差が大きくなるという問題があった。

また、逐次比較方式のＡＤコンバータは、その内部にアナログコンパレータなどのアナログ要素を含むため、さらなる多ビット化が困難である。

すなわち、従来のレゾルバデジタルコンバータには、高速、高精度の処理が困難、という問題があった。

また、従来のレゾルバデジタルコンバータでは、同期検波により得られた制御偏差ε＝ｓｉｎ（θ−φ）を、（θ−φ）の値が小さいときは、ほぼε＝（θ−φ）とみなし、制御偏差εを積分することにより角速度ｖを求め、この角速度ｖをさらに積分することにより出力角度φを求めている。出力角度φは、ｓｉｎ／ｃｏｓテーブルを介して入力側にフィードバックループされている。すなわち、フィードバックループが２つの積分器により形成されている。

しかし、フィードバックループが積分器のみで形成されている場合、フィードバック制御系が安定とならない、という問題があった。

特開２００８−２１９７５６号公報 （第４ページ、図１）

アナログデバイセズ社データシート、インターネット＜ＵＲＬhttp://www.analog.com/static/imported-files/jp/data_sheets/AD2S1205_jp.pdf＞

そこで、本発明の目的は、高速、高精度で、かつ安定した動作を行うことのできるレゾルバデジタルコンバータを提供することにある。

本発明の一態様によれば、回転機器に取り付けられたレゾルバから入力される２つの信号をデジタル信号に変換する第１および第２のΔΣ型ＡＤコンバータと、前記第１および第２のΔΣ型ＡＤコンバータから出力されるデジタル信号を受ける第１および第２の乗算部と、前記第１および第２の乗算部の出力を減算する減算器と、前記減算器の出力を、同期信号に基づき同期検波する同期検波部と、前記同期検波部の出力に対して、比例ゲインの調整および位相補償を行って、前記回転機器の角速度を算出する角速度算出手段と、前記角速度を積分することにより前記回転機器の回転角度を算出する回転角度算出手段と、前記回転角度に対応する余弦を前記第１の乗算部へ出力する余弦出力部と、前記回転角度に対応する正弦を前記第２の乗算部へ出力する正弦出力部とを備えることを特徴とするレゾルバデジタルコンバータが提供される。

本発明によれば、高速、高精度で、かつ安定した動作を行うことができる。

本発明の実施例に係るレゾルバデジタルコンバータの構成の例を示すブロック図。 レゾルバの入出力信号波形の例を示す波形図。 ΔΣ型ＡＤコンバータの内部構成の例を示すブロック図。 励磁信号と同期信号の関係を示す波形図。 本発明の実施例の角速度算出部の構成の例を示すブロック図。 本発明の実施例のフィードバックループの伝達関数のブロック図。

以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する。なお、図中、同一または相当部分には同一の符号を付して、その説明は繰り返さない。

図１は、本発明の実施例に係るレゾルバデジタルコンバータの構成の例を示すブロック図である。

本実施例のレゾルバデジタルコンバータは、回転機器に取り付けられたレゾルバからの出力Ｓ１、Ｓ２がそれぞれ入力されるΔΣ型ＡＤコンバータ１Ａ、１Ｂと、ΔΣ型ＡＤコンバータ１Ａ、１Ｂの出力がそれぞれ入力される乗算部２Ａ、２Ｂと、乗算部２Ａの出力から乗算部２Ｂの出力を減算する減算器３と、レゾルバへ与えられる励磁信号ＲＳから同期信号ＳＳを生成する同期信号生成部４と、減算器３の出力を同期信号ＳＳにより同期検波する同期検波部５と、同期検波部５の出力から回転機器の角速度ｖを算出する角速度算出部６と、角速度算出部６により算出された角速度ｖを積分器７１により積分して回転機器の回転角度φを算出する回転角度算出部７と、回転角度算出部７により算出された回転角度φに応じた余弦関数値ｃｏｓφを乗算部２Ａへ出力するＣＯＳテーブル８と、回転角度算出部７により算出された回転角度φに応じた正弦関数値ｓｉｎφを乗算部２Ｂへ出力するＳＩＮテーブル９と、を備える。

図２に、レゾルバへ入力される励磁信号ＲＳおよびレゾルバからの出力Ｓ１、Ｓ２の信号波形の例を示す。

図２（ａ）は、レゾルバへ入力される励磁信号ＲＳの信号波形の例である。ここでは、励磁信号ＲＳとして、角周波数ωと時間ｔで表される正弦波ｓｉｎωｔが入力される例を示す。

励磁信号ＲＳとして上述の正弦波ｓｉｎωｔを入力すると、回転機器の回転角度θに応じて励磁信号ＲＳを振幅変調した２つの出力信号、Ｓ１＝ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔと、Ｓ２＝ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔが、レゾルバから出力される。

図２（ｂ）にレゾルバ出力Ｓ１の波形の例を示し、図２（ｃ）にレゾルバ出力Ｓ２の波形の例を示す。

レゾルバ出力Ｓ１、Ｓ２は、それぞれΔΣ型ＡＤコンバータ１Ａ、１Ｂへ入力され、デジタル信号に変換される。

図３に、ΔΣ型ＡＤコンバータ１Ａ、１Ｂの内部構成の例を示す。

ΔΣ型ＡＤコンバータ１Ａ、１Ｂは、本来のサンプリング周波数よりも高いオーバーサンプリング周波数ｆｏｓで、入力されたアナログ信号をサンプリングして高速のパルス密度変調信号を出力するΔΣ変調器１１と、ΔΣ変調器１１の出力に含まれる高周波ノイズを除去するＬＰＦ（低域通過フィルタ）１２と、ＬＰＦ１２の出力データを間引いて、本来のサンプリングレーのデータを出力するデシメーションフィルタ１３と、を有する。

ΔΣ型ＡＤコンバータ１Ａ、１Ｂの出力ビット数は、デシメーションフィルタ１３のデシメーション比、すなわち、ΔΣ変調器１１のオーバーサンプリングレートと本来のサンプリングレートの比で決まる。

したがって、オーバーサンプリング周波数ｆｏｓと本来のサンプリング周波数の比であるオーバーサンプリング比を１６とすれば、ΔΣ型ＡＤコンバータ１Ａ、１Ｂの出力を１６ビットすることができる。

オーバーサンプリング比をさらに上げれば、出力ビット数をさらに増加させることもできる。

ΔΣ型ＡＤコンバータ１Ａの出力は、乗算部２Ａへ入力される。乗算部２Ａは、ＣＯＳテーブル８により帰還入力された前回演算結果の回転角度φに対する余弦関数値ｃｏｓφを乗じて、（ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ）・ｃｏｓφを出力する。

一方、ΔΣ型ＡＤコンバータ１Ｂの出力は、乗算部２Ｂへ入力される。乗算部２Ｂは、ＳＩＮテーブル９により帰還入力された前回演算結果の回転角度φに対する正弦関数値ｓｉｎφを乗じて、（ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ）・ｓｉｎφを出力する。

減算器３は、乗算部２Ａの出力から乗算部２Ｂの出力を減算し、
（ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ）・ｃｏｓφ−（ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ）・ｓｉｎφ
＝（ｓｉｎθ・ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｓｉｎφ）・ｓｉｎωｔ
＝ｓｉｎ（θ−φ）・ｓｉｎωｔ
を出力する。

同期信号生成部４は、レゾルバへ与えられる励磁信号ＲＳから同期信号ＳＳを生成する。図４に、励磁信号ＲＳと同期信号ＳＳの関係を示す。同期信号ＳＳは、励磁信号ＲＳの１周期ごとに出力されるタイミングパルスである。

同期検波部５は、同期信号ＳＳにより減算器３の出力をサンプリングし、励磁信号ＲＳに同期した同期検波を行う。これにより、減算器３の出力から励磁信号ＲＳの成分が除去され、同期検波部５からは、
ｓｉｎ（θ−φ）
が出力される。

（θ−φ）の値が小さいときは、ｓｉｎ（θ−φ）≒（θ−φ）である。（θ−φ）は、φ＝θとするための制御偏差εである。したがって、同期検波部５の出力を制御偏差ε
ε＝ｓｉｎ（θ−φ）
とみなすことができる。

角速度算出部６は、制御偏差εを積分することにより回転機器の角速度ｖを算出し、回転角度算出部７は、角速度算出部６により算出された角速度ｖを積分器７１により積分して回転機器の回転角度φを算出する。

このとき、角速度算出部６を積分器のみで構成すると、回転角度算出部７と、ＣＯＳテーブル８あるいはＳＩＮテーブル９とにより構成されるフィードバックループのフィードバックゲインが積分器のみとなり、特定周波数で発振を起こすなど、系が不安定となる。

そこで、本実施例では、角速度算出部６に比例要素のフィードバックゲインを挿入して、系の安定化を図っている。

図５に、角速度算出部６の内部構成の例を示す。

角速度算出部６は、制御偏差εを積分する積分器６１と、制御偏差εに対する比例ゲインを調整する比例ゲイン調整器６２と、を有し、加算器６３により積分器６１の出力に比例ゲイン調整器６２の出力を加算して、角速度ｖとして出力している。

そこで、本実施例のフィードバックループを伝達関数のブロック図で表すと、図６に示すような構成となる。

図６に示す制御系の伝達関数は、
Ｋ（ｓ）＝（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ）×１／ｓ
と表される。

すなわち、本実施例の角速度算出部６は、比例ゲイン調整器６２による比例ゲインの調整と積分器６１による位相補償とを行う、ＰＩ（比例＋積分）制御を行う。これにより、本実施例のフィードバックループは安定した動作を行うことができる。

このような本実施例によれば、レゾルバから入力される信号をΔΣ型ＡＤコンバータでデジタルデータに変換するため、ＡＤ変換の変換速度を１μｓ程度まで高速にすることができる。そのため、従来の低速の逐次比較方式のＡＤコンバータを用いていた場合に比較して、現在のモーターの回転子の回転角度θと出力する回転角度φとの間の誤差を小さくすることができる。また、ΔΣ型ＡＤコンバータを用いることにより、１６ビット以上の高精度でＡＤ変換を行うことができる。

このように、ＡＤ変換が高速、高精度で行われるため、以降の回転角度算出に至るまでの処理も高速、高精度で行うことができる。

また、回転角度を算出するフィードバックループがＰＩ制御であるため、安定した動作を行うことができる。

１Ａ、１Ｂ ΔΣ型ＡＤコンバータ
２Ａ、２Ｂ 乗算部
３ 減算器
４ 同期信号生成部
５ 同期検波部
６ 角速度算出部
７ 回転角度算出部
８ ＣＯＳテーブル
９ ＳＩＮテーブル
１１ ΔΣ変調器
１２ ＬＰＦ
１３ デシメーションフィルタ
６１ 積分器
６２ 比例ゲイン調整部
６３ 加算器

Claims (4)

1. 回転機器に取り付けられたレゾルバから入力される２つの信号をデジタル信号に変換する第１および第２のΔΣ型ＡＤコンバータと、
   前記第１および第２のΔΣ型ＡＤコンバータから出力されるデジタル信号を受ける第１および第２の乗算部と、
   前記第１および第２の乗算部の出力を減算する減算器と、
   前記減算器の出力を、同期信号に基づき同期検波する同期検波部と、
   前記同期検波部の出力に対して、比例ゲインの調整および位相補償を行って、前記回転機器の角速度を算出する角速度算出手段と、
   前記角速度を積分することにより前記回転機器の回転角度を算出する回転角度算出手段と、
   前記回転角度に対応する余弦を前記第１の乗算部へ出力する余弦出力部と、
   前記回転角度に対応する正弦を前記第２の乗算部へ出力する正弦出力部と
   を備えることを特徴とするレゾルバデジタルコンバータ。
2. 前記同期検波部は、前記第１および第２のΔΣ型ＡＤコンバータの出力に含まれる前記レゾルバの励磁信号成分を除去する検波手段を備える
   ことを特徴とする請求項１に記載のレゾルバデジタルコンバータ。
3. 前記回転角度算出手段は、
   前記検波手段の出力を積分する積分器と、
   前記検波手段の出力に対する比例ゲインを調整する比例ゲイン調整器と、
   前記積分器の出力と前記比例ゲイン調整器の出力を加算する加算器と
   を備えることを特徴とする請求項２に記載のレゾルバデジタルコンバータ。
4. 前記同期信号は、前記レゾルバの励磁信号に基づき生成されるタイミングパルスであることを特徴とする請求項１に記載のレゾルバデジタルコンバータ。

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