JP5342099B2 - 測距・通信複合システム - Google Patents

Description

本発明は、測距・通信複合システムの技術分野に関するものである。

電波を用いた距離測定、すなわちレーダ機能は既に多くの技術が開示されている。例えば、測距機能として単調に繰り返し送信されるパルスを用いたレーダ等が知られている。

また、近年新しいコンセプトの無線通信技術として、数ＧＨｚの帯域を利用した超広帯域無線システムであるＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ）無線システムが注目されている。

ＵＷＢは、パルス幅がナノ秒程度かそれ以下の超短パルス波を利用したインパルス無線方式である。該インパルスの位置や、位相、振幅などに情報を変調することで通信が可能となる。

さらに、ＵＷＢ無線システムではインパルスの送信した時間と該送信波が所定の物体表面で反射し、再び送信源で受信されるまでの時間を計測することによって、所定の物体とＵＷＢ波送信源間の測距が高精度に可能であるという特徴がある。

一方、測距機能と通信機能を同時に実現する装置の開発も進められており、例えば特許文献１では両機能を同じ装置で実現している。特許文献１では、無線通信装置を用いたデータ通信を行うにあたって、他の無線通信等との干渉を回避するために、予め測距機能を用いて通信範囲を決定し、それに基づいて送信出力を決定するようにしている。
特開２００３−１７４３６８号

しかしながら、測距機能と通信機能を同時に実現する従来の装置では、測距機能を有する装置と通信機能を有する装置を別々に用意して組み合わせていた。あるいは、両機能を持つ装置を一体化しているが、両機能を同時に使用可能とするのではなく、切り替えて用いるようにしていた。

そのため、装置を小型・軽量化するのが困難という問題があった。また、両者の機能を同時に使うことができないために、たとえば通信中に通信相手の移動を知る、といったより高度な利用方法が実現できなかった。

また、測距機能に用いる周波数帯と通信機能に用いる周波数帯とが異なるため、それぞれの送受信機能が必要になるといった問題もあった。

そこで、本発明はこれらの問題を解決するためになされたものであり、測距機能と通信機能とを一体化して処理可能な測距・通信複合システムを提供することを目的とする。

この発明の測距・通信複合システムの第１の態様は、所定のインパルス信号を生成する信号生成手段と、前記インパルス信号を所定の搬送波でアップコンバートして送信信号を生成する搬送波変調手段と、前記送信信号を送信する送信アンテナと、を有する送信部と、前記送信信号が対象物で反射されて再び到着した信号を受信する受信アンテナと、前記受信アンテナで受信した受信信号を増幅する増幅手段と、前記増幅手段の出力からインパルス信号を検波する検波手段と、前記検波手段で検波されたインパルス検波結果を入力して前記対象物までの距離を検知する測距回路と、前記インパルス検波結果を入力して前記対処物との通信を行う通信回路と、を有する受信部と、を備え、前記信号生成手段は、インパルスの出力タイミングをデータに従って所定の基本周期あるいは該基本周期から所定の微小時間の整数倍に相当する遅延時間だけ遅延させるＰＰＭ方式により決定して前記インパルス信号を出力し、前記測距回路は、前記インパルス信号の各々のインパルスを用いて前記対象物までの距離を検知し、前記通信回路は、前記測距回路で前記対象物までの距離が検知されたときに通信を開始し、並列処理された前記測距回路から前記対象物までの距離を入力して前記送信信号が前記対象物で反射された反射インパルスの受信タイミングを推定して該反射インパルスの入力を遮断し、さらに前記測距回路で前記対象物の移動が検知されたときは前記インパルス検波結果によるデータ復調を中止することを特徴とする測距・通信複合システムである。

第２の態様は、前記測距回路は、前記インパルス検波結果をサンプリングしてアナログ値からディジタル値に変換するアナログ・ディジタル変換器と、前記送信部から前記インパルス信号が送信される時刻を基準として前記アナログ・ディジタル変換器でサンプリングを行わせるためのクロック信号を所定のサンプリング周期で出力するタイミング設定手段と、対象物までの距離毎に設けられて前記アナログ・ディジタル変換器から前記ディジタル値を入力して蓄積する複数のレンジビンと、前記蓄積されたディジタル値が所定の閾値を超える前記レンジビンを検知して前記対象物までの距離を判定する距離検知手段と、を有していることを特徴とする測距・通信複合システムである。

第３の態様は、前記検波手段は、前記インパルス検波結果として前記インパルス信号の振幅を出力し、前記アナログ・ディジタル変換器は、前記インパルス信号の振幅を離散多値データ（多ビットディジタル信号）に変換することを特徴とする測距・通信複合システムである。

第４の態様は、前記タイミング設定手段は、前記アナログ・ディジタル変換器に等価的なサンプリングを行わせるための所定の時間幅（オフセット）を順次加算した時間長だけ前記クロック信号を遅らせて出力することを特徴とする測距・通信複合システムである。

第５の態様は、前記通信回路は、前記インパルス検波結果を入力してデータ復調を行う高速比較器と、前記インパルス検波結果を２値化するための閾値を前記高速比較器に出力するＤＡＣと、を備え、前記高速比較器は、前記ＤＡＣから入力した前記閾値と前記インパルス検波結果とを比較して２値化することによりデータ復調を行うことを特徴とする測距・通信複合システムである。

第６の態様は、前記信号生成手段は、前記ＰＰＭ方式によりインパルス信号を生成するのに先立って、所定の個数のインパルス列からなるプリアンブル信号を生成することを特徴とする測距・通信複合システムである。

第７の態様は、前記通信回路は、前記プリアンブル信号を検出するとデータ復調を開始することを特徴とする測距・通信複合システムである。

以上説明したように本発明によれば、測距機能と通信機能とを一体化して処理可能な測距・通信複合システムを提供することできる。その結果、測距機能によって通信相手を検知すると同時に通信を開始することが可能となる。

またこの発明によれば、通信中に通信相手が移動した場合にも、測距機能で通信相手の移動を直ちに検知することが可能となり、通信を適切に処理させることが可能となる。

さらにこの発明によれば、測距機能に使われる電力の面において、通信のためのPPM変調により一種のディザー効果（電力がランダムに周波数拡散される）が得られることから、単調に繰り返し送信されるパルス方式に比べて、ピーク電力の平均値を下げることができ、スペクトルマスクの厳しい（許容される電力値が低い）UWBには有効な方法となる。

さらにこの発明によれば、パルス生成器の最小繰り返し周期が比較的長い場合においても、データ変調を高速に行うことが可能となる。

さらに、本発明の信号生成手段により、連続する２つのインパルスを１組として第二番目のインパルスに対してデータ変調を行わせるようにする場合には、低繰り返し周期のインパルスレーダにおいても、高速データレートに対応させた通信を実現することが可能となる。また、インパルスを変調することによりレーダパルスのスクランブル効果が得られ、その結果レーダセンサ間の干渉を低減できるといった効果も得られる。

図面を参照して本発明の好ましい実施の形態における測距・通信複合システムの構成について詳細に説明する。なお、同一機能を有する各構成部については、図示及び説明簡略化のため、同一符号を付して示す。

図１は、本発明の実施の形態に係る測距・通信複合システムの概略の構成を示すブロック図である。本発明の測距・通信複合システム１は、送信部２と受信部３から構成されており、測距と通信の２つの機能を統合化している。送信部２は、送信回路４、搬送波変調手段５、及び送信アンテナ６から構成されており、受信部３は、受信回路７、検波器８、低雑音増幅器（LNA）９、及び受信アンテナ１０から構成されている。

本発明の測距・通信複合システム１では、超広帯域インパルス方式で送受信を行う。送信回路４において、所定のタイミングで0.5〜1ns程度のベースバンドインパルスを生成し、これを搬送波変調手段５において所定の高周波数帯域、例えば24GHzの搬送波でアップコンバートして送信アンテナ６から送信する。

一方、受信アンテナ１０で受信された受信信号は、低雑音増幅器（LNA）９で増幅され、検波器８、例えばダイオード検波器に入力される。検波器８で検波されたインパルス信号は、受信回路７において測距と通信の復調処理が行われる。

本発明の測距・通信複合システム１では、測距と通信の復調処理を並列して行えるようにしている。これを実現するために、受信回路７では測距回路１１と通信回路１２を別々に設けている。

送信回路４で行われるデータ変調は、PPM（Pulse Position Modulation）方式を用いて行っている。PPM方式により生成されるインパルス信号の例を図２に示す。PPM方式のインパルス信号は、所定の基本周期Tでインパルス(a)を生成、あるいは基本周期Tより微小時間dTだけ遅らせてインパルス(b)を生成している。ここで、微小時間dTは基本周期Tより十分短い時間である。

さらに、基本周期Ｔは、「PPM変調のための時間スロットｄＴ（2値の場合。多値ではｄＴの整数倍）」と、パルス送信から次のパルス送信までの信号生成手段として定義できる、「最小パルス繰り返し周期」の和よりも大きい。

PPM方式では、図２に示す通り、基本周期Tで生成されるインパルス(a)と、基本周期TよりdTだけ遅れて生成されるインパルス(b)の２種類があり、例えば前者のインパルス(a)に“０”、後者のインパルス(b)に“１”を割り当てている。送信回路４では、前記所定のタイミングで、変調するデータに応じてインパルス(a)かインパルス(b)のいずれかを割り当てる。

PPM方式のインパルス信号は、図２に示す“０”か“１”の2値だけでなく、dT単位で多値化することも可能である。例えば、2桁のディジタル符号を送付する場合は、符号”00”、”01”、”10”、”11”にそれぞれ、送信タイミングn×T、ｎ×T+dT、n×T+2×dT、n×T+3×dT、を割り当てることで多値化できる。

この場合、時間スロットの最大値は3ｄＴとなり、このときの基本周期Ｔは、3ｄＴと最小パルス繰り返し周期の和よりも大きい。

Ｔ≧｛３ｄＴ＋［最小パルス繰り返し周期］｝
また、３ｄＴ≪Ｔである。

また、通信回路１２がプリアンブルを認識するよう構成されている場合には、通信データ送信時に、該通信データに先立って周期Tで同期補足用パルスを所定の回数送信する。

次に測距回路１１について、図３を用いて以下で説明する。本発明の測距・通信複合システム１では、送信部２から送信された前記インパルス信号が、対象物１３で反射されて受信部３で受信されるまでの所要時間を検知し、該所要時間から対象物１３までの距離を判定している。図３は測距回路の一実施形態を示すブロック図であり、タイミング設定手段２１、アナログ・ディジタル変換器（ADC）２２、レンジビン２３、及び距離検知手段２４とを備えている。

タイミング設定手段２１は、送信部２からインパルスが送信される時刻を0として、所定のサンプリング周期でADC２２に対しサンプリングを行わせるためのクロック信号を出力する。但し、送信回路４によるデータ変調において、dT の遅延が付加された場合には、サンプリング開始時刻をdTだけ遅延させる。これによって、パルス毎のPPMデータ変調の影響を除去することができる。

ADC２２は、タイミング設定手段２１から前記サンプリング周期毎に出力されるクロック信号に従って、検波器８からインパルス検波結果を入力してアナログからディジタルに変換する。ADC２２は、高速、広帯域のアナログ・ディジタル変換器であり、該広帯域としては送信回路４で生成されるインパルスのベースバンド帯域と同程度を有している必要がある。

検波器８からADC２２に入力される前記インパルス検波結果は、受信したインパルスの振幅値であり、該振幅値をADC２２でディジタル値に変換している。ディジタル変換された振幅値は、所定のビット数に離散化された離散多値振幅データ（多ビットディジタル信号）である。

ADC２２のサンプリング速度が十分でない場合には、タイミング設定手段２１で設定されるサンプリングクロックに周期的なオフセットを付加することにより、等価的なサンプリングを行わせることが可能である。図４に、前記サンプリングクロックに前記オフセットを付加してサンプリングを行わせる一実施例を示す。

図４において、第１回目のサンプリングクロック３１に対し、第２回目のサンプリングではクロック３２をクロック３１よりオフセット分３３だけ遅らせている。以下同様に、所定の回数だけサンプリングクロックをオフセット分３３ずつ遅らせてサンプリングを行う。これにより、ADC２２のサンプリング速度を考慮してサンプリングクロックの間隔を長くした場合でも、受信したインパルス信号を適切に検知することが可能となる。

レンジビン２３は、受信したインパルス信号を前記サンプリング周期でサンプリングする所定のサンプリング回数分だけ設けられている。該所定のサンプリング回数は、これにサンプリング周期をかけて得られる時間長が、測距範囲とする最大距離に対応するように決められる。サンプリングが開始されると、ADC２２でディジタル化された振幅値を先頭のレンジビンから順に記憶させていく。

複数のインパルス信号を受信して測距を行う場合には、各インパルス信号のサンプリングを開始する度に、レンジビン２３の先頭から順に前記振幅値を加算していく。そして、前記振幅値の加算を所定の回数実施すると、各レンジビン２３に蓄積された前記振幅値の各々の加算値を前記所定の回数で除することでレンジビン２３毎の平均値を算出し、これを同じレンジビン２３に記憶させる。前記振幅値の加算を行う前記所定の回数を、レンジビン２３毎に個別に設定してもよい。

上記の通り各レンジビン２３に記憶させた前記振幅値あるいは前記振幅値の平均値は、距離検知手段２４においてそれぞれ所定の閾値と比較され、該閾値を超える振幅値あるいは振幅値の平均値が検知されると、検知されたレンジビン２３の位置から距離が判定される。

距離検知手段２４による別の測距方法として、レンジビン２３に保存された振幅値あるいは振幅値の平均値の中から前記閾値を超えるものが検知されると(該レンジビンを２３ａとする)、該振幅値あるいは該振幅値の平均値の大きさから対象物１３までの距離を推定することが可能である。すなわち、対象物１３までの距離が大きくなるにつれて、前記振幅値あるいは前記振幅値の平均値は小さくなることから、前記振幅値あるいは前記振幅値の平均値から対象物１３ａまでの距離を推定することが可能となる。

よって、上記の検知されたレンジビン２３ａの位置から推定される対象物１３までの距離と、レンジビンン２３ａに保存されている振幅値から推定される距離とを比較することにより、推定された距離が適切か否かを判定することが可能となる。推定された距離が適切と判断されると、分解能の高い方の距離を用いるのが望ましい。

本発明の測距・通信複合システム１では、上記のようにして検知されたレンジビンン２３ａの位置は、通信回路１２に送出されて同期確立のための基礎データとして利用される。

次に、通信回路１２について、図面を用いて以下で説明する。図５は、通信回路１２の概略構成を示しており、高速比較器（コンパレータ）４１と演算処理器４２、及びＤＡＣ４３から構成されている。高速比較器４１は、受信信号をアナログ値のまま直接入力し、これをＤＡＣ４３の出力である、所定の閾値と比較することによって、１か０の2値化を行っている。ここで用いられる前記閾値はＤＡＣ４３を制御することで可変としており、前記演算処理器４２により容易に変更できるようにしている。

通信の場合には、プリアンブル信号を用いて同期検出を行う追尾復号モードと、同期検出を行わない逐次復号モードがある。以下では、まず同期検出を行わない逐次復号モードを説明し、その後に同期検出を行う追尾復号モードを説明する。

同期検出をしない逐次復号モードを用いた場合、演算処理器４２では図６に示すような処理が所定の周期（T'とする）で行われる。以下では、図６を用いて演算処理器４２における処理の流れを説明する。

所定の周期T'に達すると、ステップS1ではまず「カウント開始トリガ」がすでに設定されているか否かを判定する。「カウント開始トリガ」がすでに設定されている場合には、ステップS6以降のデータ変調の処理に進む一方、「カウント開始トリガ」が未設定の場合にはステップS2以降の「カウント開始トリガ」の設定処理に進む。

まず、「カウント開始トリガ」が未設定の場合には、ステップS2において、高速比較器４１から入力した2値化されたデータ（以下では"1"を"H"で表し、"0"を"L"で表すものとする）が”H”か否かを判定する。”H”でない場合は、処理を終了して次のデータの入力を待つ。

”H”が入力された場合には、ステップS3においてこの時のパルス立ち上がりタイミングを「カウント開始トリガ」として記憶する。

ステップS5では、「周期カウンタ」（以下ではMとする）を0に初期化することにより、カウントを開始する。ここでのカウントは、ステップS6で周期T’毎に毎回実施される。

次に、「カウント開始トリガ」がすでに設定されている場合には、まずステップS6で「周期カウンタ」Mに1を加算してカウントする。

続いてステップS7では、カウント値Mが周期Tに相当する回数であるか否かを判定する。即ち、M×T’＝Tが成立するか否かを判定し、成立する場合にはステップS8へ、また成立しない場合にはステップS12へ進む。

ステップS8では、「周期カウンタ」Mを再び0に初期化する。これは、一周期T分のサンプリングを終了し、次の周期のサンプリングを開始するためである。

ステップS9では、高速比較器４１から入力した2値化されたデータが”H”か否かを判定する。そして、入力データが”H”の場合には、次のステップS10において受信データとして“０”を復調する。

一方、ステップS9において入力データが”H”でないと判定された場合には、ステップS11で「データ識別カウンタ」（以下ではNとする）を0に初期化する。これは、dT後のインパルス、すなわち図２（ｂ）のPPM信号をサンプリングするために設定するものである。

次に、ステップS7においてM×T’＝Tが成立しない場合には、ステップS12においてまず、通信相手、すなわち対象物１３の移動が検知され、且つカウント開始トリガがdTよりも小さな範囲のずれを生じたか否かを判定する。

ステップS12の判定が成立する(Y)場合には、ステップS13で「周期カウンタ」Mをリセット（0に初期化）して終了する。また、ステップS12の判定が成立しない(N)場合には、ステップS14以降の処理に進み、図２（ｂ）に示すPPM信号のサンプリング処理を行う。

ステップS14では、「周期カウンタ」M及び「データ識別カウンタ」Nをそれぞれカウントする。そして、ステップS15において「データ識別カウンタ」NがdTの時間に相当する回数であるか否かを判定する。即ちM×T’＝ｄTが成立するか否かを判定する。

ステップS15で判定が成立する場合には、次にステップS16で高速比較器４１からの入力データが”H”か否かを判定する。そして、入力データが”H”の場合にはステップS17において受信データとして“１”を復調する。また、入力データが”H”でない場合には、図２（ｂ）に示すPPM信号が検知されなかったと判断して、ステップS19で「カウント開始トリガ」をクリアする。

一方ステップS15で判定が成立しなかった場合には、ステップS18でサンプリング時間がdTを経過しているか否かを判定し、経過している場合にはステップS19で「カウント開始トリガ」をクリアする。「カウント開始トリガ」がクリアされると、再びステップS2で高速比較器４１からの入力データが”H”となり、ステップS3で「カウント開始トリガ」が設定されるのを待つ。

通信方式として、プリアンブル信号を用いて同期検出を行う追尾復号モードの場合について、図７を用いて演算処理器４２における処理の流れを説明する。

図７に示す処理の流れは、基本的には図６の処理の流れと同じであるが、本通信方式では受信側で同期検出を行うためにプリアアンブルを利用している。プリアンブルを用いる場合、所定の信号を所定回数以上受信したことが確認できたときに、同期を確立したものと判断する。

また本通信方式の場合には、同期を確立した後T＋dTを超えてデータが検出されない場合であっても直ちに周期カウンタ等のリセットは行わず、データとして“”（NULL）を記録して同期を保持する。そして、NULLの記録が所定回数続いた場合にはじめて、同期が外れたものと判断する。

図7に基づく本通信方式の説明として、以下では図６の同期検出をしない逐次復号モードと異なる点を中心に説明する。

カウント開始トリガの設定が行われるステップS2以下の処理では、ステップS5に代えてステップS21の処理を行う。すなわち、周期カウンタの開始（初期化）に加えて、パルス数カウンタ（Pとする）及びNULLカウンタ（NCとする）を開始する（初期化する）。パルス数カウンタは、上記のプリアンブルの信号をカウントするためのものであり、NULLカウンタはNULLの記録回数をカウントするためのものである。

また、ステップS7で周期カウンタMが周期Tに相当する回数であり、ステップS9で"H"が検知されたと判断した場合には、ステップS22でパルス数カウンタを加算し、ステップS23でパルス数カウンタが所定の回数（PXとする）超えたときに受信データとして“０”を復調するようにしている。

同様に、ステップS15でデータ識別カウンタNがdTに相当する回数であり、ステップS16で"H"が検知されたと判断した場合には、ステップS24でパルス数カウンタを加算し、ステップS25でパルス数カウンタが所定の回数（PX）超えたときに受信データとして“１”を復調するようにしている。

さらに、ステップS18でデータ識別カウンタNがdTに相当する回数を超えてデータが検出されない場合には、NULLカウンタを加算するとともにデータとして“”（NULL）を記録する。そして、ステップS27でNULLカウンタが所定の回数（NCXとする）を超えたと判断されたときに、ステップS19でカウント開始トリガをクリアするようにしている。

本発明の測距・通信複合システム１は、PPM変調方式を適用することにより、測距機能と通信機能を一体化して持たせるようにしている。その結果、測距機能によって通信相手を検知すると同時に通信を開始することが可能となる。

また、通信中に通信相手が移動した場合には、測距機能で通信相手の移動を直ちに検知することが可能となり、通信を適切に処理させることが可能となる。

同期検出を行わない逐次復号モードを用いた場合について、演算処理器４２における処理の別の実施例を以下に説明する。本実施例は、前記データ識別カウンタＮを用いることなく、周期カウンタＭのみでデータ復調を行わせるようにしたものである。本実施例によるデータ復調の一例を図８に示す。図８において、高速比較器４１からの出力信号が”Ｈ”となった時点６１をカウント開始トリガとし、該時点から周期カウンタＭのカウントを開始させる。

本実施例では、前記基本周期Ｔに対応するカウント数Ｘを基準カウント数として用いており、前記入力信号が”Ｈ”となってから次に再び”Ｈ”となるまでの間のカウント数Ｍが、基準カウント数Ｘより小さい場合には（例えば時点６２）復調データ６５を”０”とし、基準カウント数Ｘより大きい場合には（例えば時点６３）復調データ６５を”１”としている。また、カウント数Ｍが基準カウント数Ｘと一致する場合には（例えば時点６４）、復調データ６５を前回と同じ値としている。

本実施例では、同じ値の通信データを連続して受信する場合には、前回と同じ値を復調させるようにしている。高速比較器４１は、同じ値（例えば”０”）の入力信号が長期間続いた場合には、次に異なる値（例えば”１”）を連続して入力したときに最初の値の判定に失敗してしまう恐れがある（例えば”０”と判定してしまう）。本実施例では、最初の値の判定に失敗してしまうと、以降の連続して同じ値の信号を前記失敗したときの値に復調してしまう（例えば”０”と判定してしまう）。

そこで、送信回路４で同じ値の送信信号が長期間生成されることのないよう、例えば送信回路４で処理される通信データが８ビットの場合には、８Ｂ１０Ｂ方式を用いて１０ビットの送信信号に変換して出力させるようにすることができる。８Ｂ１０Ｂ方式による信号変換の例を表１に示す。

表１ ８Ｂ１０Ｂ方式による信号変換の例

本実施例における演算処理器４２の処理の流れを図９に示す。演算処理器４２においてデータ復調の処理を開始すると、まずステップＳ１０１で高速比較器４１からの出力信号が最初に”Ｈ”となるのを待ち続ける。そして、ステップＳ１０１で”Ｈ”を検知した後は、周期カウンタＭのカウントを開始するために、ステップＳ１１３で周期カウンタＭをリセットして終了する。以降の処理周期Ｔ’では、ステップＳ１０２から処理が開始される。

ステップＳ１０２でまず周期カウンタＭをカウントし、ステップＳ１０３で前記インパルス信号が検知されないまま所定の時間２Ｔを超過したか否かの判定を行う。その結果、所定の時間２Ｔを超過したと判定された場合には、ステップＳ１０４で周期カウンタＭをリセットした後、以降の処理周期Ｔ’では、再びＳ１０１の処理から開始する。

ステップＳ１０３の判定で所定の時間２Ｔを超過していないと判定された場合には、次にステップＳ１０５で”Ｈ”が検知されたかを判定し、”Ｈ”が検知されないと判定された場合には処理を終了して次の処理周期Ｔ’を待つ。一方、ステップＳ１０５で”Ｈ”が検知されたと判定された場合には、ステップＳ１０６以降でデータ復調を行う。

まず、ステップＳ１０６で周期カウンタＭが基準カウント数Ｘより小さいと判定された場合には、ステップＳ１０７で”０”を復調する。また、ステップＳ１０８で周期カウンタＭが基準カウント数Ｘより大きいと判定された場合には、ステップＳ１０９で”１”を復調する。さらにステップＳ１０８で周期カウンタＭが基準カウント数Ｘと等しいと判定された場合には、ステップＳ１１１あるいはＳ１１２で前回と同じ値を復調する。

ステップＳ１０６〜Ｓ１１２でデータ復調を終了すると、ステップＳ１１３で周期カウンタＭをリセットして終了する。ステップＳ１１３で周期カウンタＭをリセットして終了した場合には、次回の処理周期Ｔ’ではステップＳ１０２から処理が開始される。

次に、プリアンブル信号を用いて同期検出を行う追尾復号モードの場合について、演算処理器４２における処理の別の実施例を図１０を用いて説明する。本実施例においても、図７に示した実施例と同様に、所定時間内に前記インパルス信号が検出されない場合にはNULLを記録させ、NULL の記録が所定回数続いた場合に同期が外れたと判断させるようにしている。

以下では、図９に示す逐次復号モードの場合と相違する処理のみを説明する。ステップＳ１０５で”Ｈ”を検知したと判定された場合、ステップＳ１２１でパルス数カウンタＰが所定の回数ＰＸを超えたと判定されるまではデータ復調を行わず、ステップＳ１２２でのパルス数カウンタＰのカウントとステップＳ１２３での周期カウンタＭのリセットのみを行う。そして、ステップＳ１２１でパルス数カウンタＰが所定の回数ＰＸを超えたと判定されると、ステップＳ１０６以降でデータ復調を行う。

また、ステップＳ１０３で前記インパルス信号が検知されないまま所定の時間２Ｔを超過したと判定された場合には、ステップＳ１２４でNULLカウンタNCをカウントし、ステップＳ１２５でNULLカウンタNCが所定回数NCXを超えたと判定されるまでは、ステップＳ１０５以降の処理を継続させる。そして、ステップＳ１２５でNULLカウンタNCが所定回数を超えたと判定されると、ステップＳ１２６でNULLカウンタNC及びパルス数カウンタＰをリセットした後、以降の処理周期Ｔ’では再びＳ１０１の処理から開始させる。

本発明の別の実施形態を図１１に基づいて以下に説明する。本実施形態では、通信方式として、連続する２つのインパルスを１組として第二番目のインパルスに対してＰＰＭ方式でデータ変調を行うようにしている。図１１は、送信回路４において行われるデータ変調の１実施例を示す図である。

第一の実施形態と同様に本実施形態でも、０．５〜１ｎｓ程度のパルス幅のインパルスを、所定のパルス繰り返し周波数（ＰＲＦ）で送信するようにしている。また、２つのインパルスを１組としてデータ変調を行っており、以下では、第１番目のインパルス５１を基準インパルスと呼び、第２番目のインパルス５２を変調インパルスと呼ぶこととする。

本実施形態における測距手段について、以下に説明する。本実施形態の測距手段は、上記の基準インパルス５１あるいは変調インパルス５２が送信されてから、対象物で反射された反射波を受信するまでの時間を計測して該対象物までの距離を求めるインパルス型レーダである。

測距回路１１において対象物までの距離を検知するためには、送信部２からインパルスが送信される時刻を知る必要があるが、本実施形態では上記の基準インパルス５１及び変調インパルス５２をそれぞれ送信するのと同時に、トリガパルスを測距回路１１に出力するようにしている。該トリガパルスは、送信回路４で基準インパルス５１または変調インパルス５２が生成されるのと同時に生成され、所定のタイミングで測距回路１１に出力させるようにすることができる。

測距回路１１では、送信部２から入力した前記トリガパルスを基準として、基準インパルス５１または変調インパルス５２の反射波を受信するまでの時間を求めている。
上記のように、前記トリガパルスを用いて測距する方法は、第一の実施形態においても適用できるのは言うまでもない。

第一の実施形態と同様に、測距回路１１は、タイミング設定手段２１でクロックを制御してレンジビン２３毎に積分動作を行わせるアクティブ受信回路としている。通信方式として、２つのインパルスを１組としてデータ変調を行わせるようにしたが、測距手段としては、前記２つのインパルスをそれぞれ個別に処理しており、レンジビン２３において２回の積分を行ったことに相当する。

本実施形態では、測距機能を最優先するものとしており、通信機能を付加するために測距機能による検知範囲を縮小することは、最小限にとどめるものとしている。すなわち、検知範囲を広くするためにはレンジビン２３における積分回数を増やす必要がある一方、通信に用いるシンボル（符号）数を増やすためにはインパルス間の間隔を大きくする必要がある。通信機能を高めるためにインパルス間の間隔を大きくすると、所定の時間内でのレンジビン２３における積分回数が減少してしまうことになる。

そこで、本実施形態では、レンジビン２３での積分回数が必要回数だけ得られるようにインパルス間の間隔を決めるのを最優先としている。但し、通信が成立する範囲は、測距機能の検知範囲とは独立に設定することが可能である。

なお、ＡＤＣ２２のサンプリング頻度はアプリケーションにより異なるが、限られたデータ更新時間内に積分回数を増やし、検知距離や検知物体ダイナミックレンジを拡大したい場合には、１回のパルス送出に対する評価レンジビンを並列処理する必要がある。

次に、本実施形態における通信機能について、以下に詳細に説明する。
本実施形態の通信は、送信部を有する他車とは常に対面することがないコネクションレス型を前提とし、ACK、NACK等のパケットを受信しないものとしている。そして、自車の情報を放送する形で送信し、受信した他車輌がそれらの情報を元にアクションを決定するものとしており、これらの前提は第一の実施形態の場合でも同様である。

一般に、通信には同期動作が必要となるが、本実施形態では、第一の実施形態と同様、同期回路やトラッキング回路を特に有さず、逐次得られたパルスからデータを解読できる方式としている。

通信波はいつ来るかわからない上、送受信間の動作クロックは非同期であり、送受信間でクロックオフセットやジッタによる誤差を修正する必要がある。しかし、コネクションレス型通信ではこのような修正は困難であり、且つ、インパルスとインパルスの間でクロックを保持することは困難である。このため本実施形態は、クロックでサーチするようなアクティブ復調ではなく、受信パルスをトリガに動作するパッシブな復調方式としている。

本実施形態のデータ変調方式について、図１２を用いて以下でさらに詳細に説明する。図１１に示すように、基準インパルス５１が送信されると、それから所定の時間経過後に変調インパルス５２が送信される。図１２は、この変調インパルス５２を送信するタイミングを決定するためのアルゴリズムを示す流れ図であり、送信回路４で実行される。

上記の基準インパルス５１が送信されてから変調インパルス５２が送信されるまでの時間は、前記データ、すなわち図１２に示すシリアルデータビット列５４に基づいて決定される。ステップS31でまず、シリアルデータビット列５４をパラレル変換し、ステップS32で各ビットを並列処理して符号化する。

ステップS33では、ステップS32で符号化されたデータを発生タイミング選択回路に入力して変調インパルス５２の発生タイミングを決定する。そして、ステップS33で決定された発生タイミングを基に、ステップS34で変調インパルス５２を発生させるようにしている。

上記で説明した変調インパルス５２の発生タイミングは、少なくともパルス繰り返しの基本周期Tが経過した後の図１１に示す期間５３の範囲としており、T、T+dT、T＋2dT、…、T+Nd・dTのいずれかである。ここで、dT （<<T）はデータ変調のための時間スロット、Ndは送信シンボル（符号）数である。また、Nd＝2N （N;自然数）であり、N=1のときは2種類、N=2のときは４種類のポジション設定（ＰＰＭ）が可能である。

上記の通り、基準インパルス５１と変調インパルス５２の２つを１組として送信するようにすると、基準インパルス５１が送信されてから時間2T後に、再び基準インパルス５１が送信される。以下同様にして、基準インパルス５１と変調インパルス５２とが交互に送信されていく。

尚、基準インパルスは５１は、直前の変調インパルス５２としての動作も可能であることは明らかであり、かつ、このような情報変調により、情報速度の高速化の実現、及び、ランダム性の強化による、電力スペクトルの平均値のピーク低減の実現が可能である。この様な場合、基準インパルス５１の送信タイミングは直前の変調インパルス５２に変調されるデータにより変化するため、２Ｔとはならない。また、基準インパルス５１と、変調インパルス５２の間隔はT、T+dT、T＋2dT、…、T+Nd・dTのいずれかであることは変わりないが、基準インパルス５１の直前の変調インパルスとの間隔もT、T+dT、T＋2dT、…、T+Nd・dTのいずれかであることとなる。

次に、本実施形態の通信受信アルゴリズムについて、図１３を用いて以下に詳細に説明する。図１３は、通信回路１２の演算処理器４２で行われる処理の流れを示す図である。

本実施形態では、基準インパルス５１と、変調インパルス５２の間隔が所定の時間間隔内であるかを検知させるようにする必要がある。そこで、ステップS41において最初にデータ識別カウンタNcを0に設定しておく。

ステップS42では、高速比較器４１の出力がHIGH（または１）か否かを判定し、HIGHの場合にはステップS47でデータ識別カウンタNcが次式を満たすか否かを判定する。

int（T/ Cclk）≦Nc≦int｛（T＋Nd・ｄT）/ Cclk｝ （式１）
データ識別カウンタNcが上式を満たす場合には、変調インパルス５２を受信したと判定して、次にステップS48でNcに応じたデータ復調の処理を行う。
ステップS49でデータ識別カウンタNcを０にリセットする。

２回目以降の処理は、サンプリング周期（カウントの周期）Cclkごとに図１３に示すＳの地点から開始する。そして、ステップS42で再びHIGHが検知されるまでは、Cclkごとに、ステップS46でデータ識別カウンタNcを加算していく。

一方、ステップS42で再びHIGHが検知された場合には、次にステップS47に進む。

ステップS47では、データ識別カウンタNcが（式１）を満たすか否かを判定する。
データ識別カウンタNcが（式１）を満たす場合には、変調インパルス５２を受信したと判定して、次にステップS48でNcに応じたデータ復調の処理を行う。

ステップS48でデータ復調を行った後、ステップS49でデータ識別カウンタNcを０にリセットし、再び基準インパルスの受信を待つようにする。

一方、ステップS47においてデータ識別カウンタNcが（式１）を満たさないと判定した場合には、正常なインパルスではないと判定してステップS43設定のみを行う。

上記説明の図１３に示す処理の流れにより、本実施形態においてもＰＰＭインパルスを用いた通信を実現することができる。そして、連続する２つのインパルスを１組として第二番目のインパルスに対してデータ変調を行わせるようにしたことにより、低繰り返し周期のインパルスレーダにおいても、高速データレートに対応することが可能となる。

さらに、基準インパルスまたは、変調インパルスのいずれかのインパルスに対してデータ変調を行わせる場合には、同じデータ復調手続きで、さらに、高速なデータレートに対応することができる。

また、ＰＰＭ方式によるによるインパルスの変調により、レーダパルスのスクランブル効果が得られ、その結果レーダセンサ間の干渉を低減できるといった効果も得られる。

さらに、基準インパルスまたは、変調インパルスのいずれかのインパルスに対してデータ変調を行わせる場合には、インパルスの変調により、さらなるレーダパルスのスクランブル効果が得られる。

なお、高速比較器４１においてインパルスを受信したときのHIGHの維持時間は、所定の回路により調整可能とすることができる。そのため、例えば演算処理器４２の処理が遅い場合には、HIGHの維持時間を長くして演算処理器４２の処理が間に合うようにすることができる。前記所定の回路としては、例えばローパスフィルタを用いることができ、あるいは高速比較器４１のヒステリシス等の特性を変更して実現することも可能である。

上記実施形態の測距・通信複合システム１では、送信部２から送信された所定のインパルス信号が、対象物１３で反射されて受信部３で受信されるまでの所要時間を検知することで、対象物１３までの距離を判定させるようにしている。対象物１３で反射されて受信部３で受信される前記インパルス信号（以下では、反射インパルス信号と記す）は、測距回路１１だけでなく通信回路１２にも入力される。そのため、前記反射インパルス信号を通信用信号と混同してしまう恐れがある。

そこで、前記反射インパルス信号を通信信号としてデータ復調しないよう、通信回路１２における処理から除去するようにした一実施例を図１４に示す。本実施例では、通信回路１２に自局干渉波除去手段７１を追加している。自局干渉波除去手段７１は、対象物１３までの距離を測距回路１１から入力し、前記距離から前記反射インパルスの受信タイミングを推定している。そして、前記受信タイミングには、高速比較器４１への入力を遮断させるようにしている。

図１４に示す実施例では、自局干渉波除去手段７１を高速比較器４１の入力側に設けるようにしたが、これを高速比較器４１の出力側に設けるようにしてもよい。この場合には、前記反射インパルスの受信タイミングに高速比較器４１からの出力が、演算処理器４１に入力されないよう自局干渉波除去手段７１で遮断させることが可能となる。

一方、受信アンテナ１０は、対象物１３以外の他局からも通信信号を受信してしまう恐れがある。そこで、上記実施形態では、高速比較器４１で用いられる閾値を制御することで、他局からの干渉波を除去することが可能な構成としている。他局からの干渉波を除去するための前記閾値の制御方法を、図５または図１４を用いて以下に説明する。

高速比較器４１は、アナログ値である受信信号をＤＡＣ４３から入力した閾値と比較して２値化処理を行っている。そして、前記閾値は演算処理器４２で容易に変更可能となっている。そこで、他局からの干渉波を除去するために、演算処理器４２において以下のように前記閾値を制御させることが可能である。

本実施形態の通信受信アルゴリズムについて、図１５を用いて以下に詳細に説明する。図１５は、前記演算処理器４２で行われる処理の流れを示す図である。先ず、ステップS50において最初に識別カウンタ値N（インパルス間隔が広すぎる場合の回数を計測するカウンタ）,及び識別カウンタ値N’（インパルス間隔が狭すぎる場合の回数を計測するカウンタ）を0に設定しておく。また、データ判定の初期値、すなわち、ＤＡＣ４３の設定値VTHに所定の初期値を設定しておく。

ステップS51〜S58では、演算処理器４２において、高速比較器４１から出力が立ち上がった（１となった）タイミングを記憶させ、前記立ち上がりタイミングの間隔に従って前記閾値を制御させる。

すなわち、ステップS51において、前記データ識別カウンタ値Ncを計測値とする、前記連続するインパルスの立ち上がりタイミングの間隔が、前記基本周期Ｔを演算処理器４２の前記カウントの周期Cclkで割った値、int(T/Cclk)、に比べて小さい場合には、高速比較器４１が他局からの干渉波を処理している可能性があるとして、ステップS52へ進み、識別カウンタ値Nに0が設定されるとともに、識別カウンタ値N’が１加算される。

ステップS53で、前記識別カウンタ値N’が所定の値THと比較される。この結果、前記所定の値THを上回る場合、高速比較器４１が他局からの干渉波を処理していると判定する。この場合にはステップS54において、前記閾値が前記他局からの干渉波の振幅より大きくなるよう、前記閾値の値VTHを所定の値Δだけ大きくしてＤＡＣ４３に出力する。

これに対し、前記データ識別カウンタ値Ncが、前記基本周期Ｔとデータ変調時間の和に比べて十分長い期間、すなわちint｛（T＋Nd・ｄT）/ Cclk｝を上回る値を示す場合には、前記閾値の値が大きすぎる可能性がある、と判断して、ステップS55へ進み、識別カウンタ値Nに0が設定されるとともに、識別カウンタ値N’が１加算される。

ステップS56で、前記識別カウンタ値Nが所定の値THと比較される。この結果、前記所定の値THを上回る場合、高速比較器４１が他局からの干渉波を処理していると判定する。この場合にはステップS57において、前記閾値の値VTHを所定の値Δだけ小さくしてＤＡＣ４３に出力する。

これらに対し、前記データ識別カウンタ値Ncがデータ復調可能な範囲にある場合、すなわち、前記式１を満たす場合は、適切な前記閾値VTHをＤＡＣ４３に設定している、と判断して、ステップS58で、識別カウンタN,N’に0を設定する。

上記のように、高速比較器４１の出力立ち上がりタイミングの間隔に基づいて前記閾値を制御させるようにすることによって、他局からの干渉波を適切に除去することが可能となる。

図１は、本発明の実施の形態に係る測距・通信複合システムの概略の構成を示すブロック図である。 図２は、PPM方式により生成されるインパルス信号の例を示す図である。(a)は基本周期Tで生成されるインパルスを示す図であり、(b)は基本周期TよりdTだけ遅れて生成されるインパルスを示す図である。 図３は、測距回路の一実施形態を示すブロック図である。 図４は、サンプリングクロックにオフセットを付加してサンプリングを行う一実施例を示す図である。 図５は、通信回路の概略構成を示すブロック図である。 図６は、通信回路の演算処理器における処理の流れを説明する図である。 図７は、通信回路の演算処理器における別の処理の流れを説明する図である。 図８は、逐次復号モードを用いた場合の演算処理器による処理の別の実施例におけるデータ復調の一例を示す図である。 図９は、逐次復号モードを用いた場合の演算処理器における処理の流れの別の実施例を示す図である。 図１０は、追尾復号モードの場合の演算処理器における処理の流れの別の実施例を示す図である。 図１１は、別の実施形態の送信回路で行われるデータ変調の１実施例を示す図である。 図１２は、別の実施形態において変調インパルスを送信するタイミングを決定するためのアルゴリズムを示す流れ図である。 図１３は、別の実施形態の通信回路の演算処理器で行われる処理の流れを示す図である。 図１４は、通信回路において反射インパルス信号を除去するようにした一実施例を示す図である。 図１５は、干渉除去のための制御アルゴリズムを示す流れ図である。

符号の説明

１・・・測距・通信複合システム
２・・・送信部
３・・・受信部
４・・・送信回路
５・・・搬送波変調手段
６・・・送信アンテナ
７・・・受信回路
８・・・検波器
９・・・低雑音増幅器（LNA）
１０・・・受信アンテナ
１１・・・測距回路
１２・・・通信回路
１３・・・対象物
２１・・・タイミング設定手段
２２・・・アナログ・ディジタル変換器
２３、２３ａ・・・ レンジビン
２４・・・距離検知手段
３１、３２・・・サンプリングクロック
３３・・・オフセット
４１・・・高速比較器
４２・・・演算処理器
４３・・・ＤＡＣ
５１・・・基準インパルス
５２・・・変調インパルス
５３・・・期間
５４・・・シリアルデータビット列
６５・・・復調データ
７１・・・自局干渉波除去手段

Claims (7)

1. 所定のインパルス信号を生成する信号生成手段と、前記インパルス信号を所定の搬送波でアップコンバートして送信信号を生成する搬送波変調手段と、前記送信信号を送信する送信アンテナと、を有する送信部と、
   前記送信信号が対象物で反射されて再び到着した信号を受信する受信アンテナと、前記受信アンテナで受信した受信信号を増幅する増幅手段と、前記増幅手段の出力からインパルス信号を検波する検波手段と、前記検波手段で検波されたインパルス検波結果を入力して前記対象物までの距離を検知する測距回路と、前記インパルス検波結果を入力して前記対象物との通信を行う通信回路と、を有する受信部と、を備え、
   前記信号生成手段は、インパルスの出力タイミングをデータに従って所定の基本周期あるいは該基本周期から所定の微小時間の整数倍に相当する遅延時間だけ遅延させるＰＰＭ方式により決定して前記インパルス信号を出力し、
   前記測距回路は、前記インパルス信号の各々のインパルスを用いて前記対象物までの距離を検知し、
   前記通信回路は、前記測距回路で前記対象物までの距離が検知されたときに通信を開始し、並列処理された前記測距回路から前記対象物までの距離を入力して前記送信信号が前記対象物で反射された反射インパルスの受信タイミングを推定して該反射インパルスの入力を遮断し、さらに前記測距回路で前記対象物の移動が検知されたときは前記インパルス検波結果によるデータ復調を中止する
   ことを特徴とする測距・通信複合システム。
2. 前記測距回路は、前記インパルス検波結果をサンプリングしてアナログ値からディジタル値に変換するアナログ・ディジタル変換器と、前記送信部から前記インパルス信号が送信される時刻を基準として前記アナログ・ディジタル変換器でサンプリングを行わせるためのクロック信号を所定のサンプリング周期で出力するタイミング設定手段と、対象物までの距離毎に設けられて前記アナログ・ディジタル変換器から前記ディジタル値を入力して蓄積する複数のレンジビンと、前記蓄積されたディジタル値が所定の閾値を超える前記レンジビンを検知して前記対象物までの距離を判定する距離検知手段と、を有している
   ことを特徴とする請求項１に記載の測距・通信複合システム。
3. 前記検波手段は、前記インパルス検波結果として前記インパルス信号の振幅を出力し、
   前記アナログ・ディジタル変換器は、前記インパルス信号の振幅を離散多値データ（多ビットディジタル信号）に変換する
   ことを特徴とする請求項２に記載の測距・通信複合システム。
4. 前記タイミング設定手段は、前記アナログ・ディジタル変換器に等価的なサンプリングを行わせるための所定の時間幅（オフセット）を順次加算した時間長だけ前記クロック信号を遅らせて出力する
   ことを特徴とする請求項２に記載の測距・通信複合システム。
5. 前記通信回路は、
   前記インパルス検波結果を入力してデータ復調を行う高速比較器と、
   前記インパルス検波結果を２値化するための閾値を前記高速比較器に出力するＤＡＣと、を備え、
   前記高速比較器は、前記ＤＡＣから入力した前記閾値と前記インパルス検波結果とを比較して２値化することによりデータ復調を行う
   ことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の測距・通信複合システム。
6. 前記信号生成手段は、
   前記ＰＰＭ方式によりインパルス信号を生成するのに先立って、所定の個数のインパルス列からなるプリアンブル信号を生成する
   ことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の測距・通信複合システム。
7. 前記通信回路は、
   前記プリアンブル信号を検出するとデータ復調を開始する
   ことを特徴とする請求項６に記載の測距・通信複合システム。

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