WO2006112433A1

WO2006112433A1 - 測距・通信複合システム

Info

Publication number: WO2006112433A1
Application number: PCT/JP2006/308031
Authority: WO
Inventors: Yasushi Aoyagi; Kazutaka Kamimura
Original assignee: The Furukawa Electric Co., Ltd.
Priority date: 2005-04-18
Filing date: 2006-04-17
Publication date: 2006-10-26
Also published as: US7817080B2; US20080304560A1; EP1884800A4; EP1884800A1; JP5342099B2; JP2007240511A; EP1884800B1

Abstract

　測距機能と通信機能とを一体化して処理可能な測距・通信複合システムを提供する。　本発明の測距・通信複合システム１は、送信部２と受信部３から構成されており、測距と通信の２つの機能を統合化している。送信部２は、送信回路４、搬送波変調手段５、及び送信アンテナ６から構成されており、受信部３は、受信回路７、検波器８、低雑音増幅器（LNA）９、及び受信アンテナ１０から構成されている。送信回路４で行われるデータ変調は、PPM方式を用いている。また、受信回路７は測距と通信の復調処理を並列して行えるよう、測距回路１１と通信回路１２を別々に設けている。

Description

明細書

測距'通信複合システム

技術分野

[0001] 本発明は、測距 '通信複合システムの技術分野に関するものである。

背景技術

[0002] 電波を用いた距離測定、すなわちレーダ機能は既に多くの技術が開示されている。

例えば、測距機能として単調に繰り返し送信されるノルスを用いたレーダ等が知られている。

[0003] また、近年新しいコンセプトの無線通信技術として、数 GHzの帯域を利用した超広帯域無線システムである UWB (Ultra Wide Band)無線システムが注目されている。

[0004] UWBは、パルス幅がナノ秒程度かそれ以下の超短パルス波を利用したインパルス無線方式である。該インノルスの位置や、位相、振幅などに情報を変調することで通信が可能となる。

[0005] さら〖こ、 UWB無線システムではインパルスの送信した時間と該送信波が所定の物体表面で反射し、再び送信源で受信されるまでの時間を計測することによって、所定の物体と UWB波送信源間の測距が高精度に可能であるという特徴がある。

[0006] 一方、測距機能と通信機能を同時に実現する装置の開発も進められており、例えば特許文献 1では両機能を同じ装置で実現している。特許文献 1では、無線通信装置を用いたデータ通信を行うにあたって、他の無線通信等との干渉を回避するために、予め測距機能を用いて通信範囲を決定し、それに基づいて送信出力を決定するようにしている。

特許文献 1 :特開 2003— 174368号

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0007] しかしながら、測距機能と通信機能を同時に実現する従来の装置では、測距機能を有する装置と通信機能を有する装置を別々に用意して糸且み合わせていた。あるいは、両機能を持つ装置を一体ィ匕しているが、両機能を同時に使用可能とするのではなぐ切り替えて用いるようにしていた。

[0008] そのため、装置を小型 ·軽量ィ匕するのが困難という問題があった。また、両者の機能を同時に使うことができないために、たとえば通信中に通信相手の移動を知る、といつたより高度な利用方法が実現できな力つた。

[0009] また、測距機能に用いる周波数帯と通信機能に用いる周波数帯とが異なるため、それぞれの送受信機能が必要になるといった問題もあった。

[0010] そこで、本発明はこれらの問題を解決するためになされたものであり、測距機能と通信機能とを一体化して処理可能な測距 '通信複合システムを提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0011] この発明の測距 '通信複合システムの第 1の態様は、所定のインパルス信号を生成する信号生成手段と、前記インパルス信号を所定の搬送波でアップコンバートして送信信号を生成する搬送波変調手段と、前記送信信号を送信する送信アンテナと、前記送信信号が対象物で反射されて再び到着した信号を受信する受信アンテナと、前記受信アンテナで受信した受信信号を増幅する増幅手段と、前記増幅手段の出力からインパルス信号を検波する検波手段と、前記検波手段で検波された前記インパルス信号を入力して所定の処理を行う受信回路とを備え、前記受信回路は測距手段と通信手段とを有していることを特徴とする測距 '通信複合システムである。

[0012] 第 2の態様は、前記受信回路が、前記測距手段と前記通信手段とを並行して処理できるようにしたことを特徴とする測距 '通信複合システムである。

[0013] 第 3の態様は、前記信号生成手段が、パルス幅が lnsec程度の超広帯域ベースバンドインパルスを生成することを特徴とする測距'通信複合システムである。

[0014] 第 4の態様は、前記信号生成手段が、 PPM (Pulse Position Modulation)インパルスを用いてデータを変調することを特徴とする測距 '通信複合システムである。

[0015] 第 5の様態は、前記インパルス信号のパルス繰り返し周期力前記 PPM変調のための時間スロットの内最大の遅延時間と、前記信号生成手段の最小パルス繰り返し周期の和より大きぐ且つ、前記最小パルス繰り返し周期より前記時間スロットの最大遅延時間が小さいことを特徴とする測距 '通信複合システムである。 [0016] 第 6の態様は、前記信号生成手段が、前記データを変調するのに先立って、所定の個数のインパルス列力なるプリアンブル信号を生成することを特徴とする測距 '通信複合システムである。

[0017] 第 7の態様は、前記測距手段が、アナログ 'ディジタル変換器と複数のレンジビンを備え、前記検波手段で検波された前記インパルス信号の振幅を、所定のタイミング毎に前記アナログ 'ディジタル変換器によりディジタル値に変換して前記各レンジビンにサンプリングし、前記レンジビンのサンプリング値のうち最大となる前記レンジビンから距離を算出することを特徴とする測距 '通信複合システムである。

[0018] 第 8の態様は、前記アナログ ·ディジタル変翻が、前記検波手段で検波された前記インパルス信号の振幅を離散多値データ (多ビットディジタル信号）に変換することを特徴とする測距 '通信複合システムである。

[0019] 第 9の態様は、前記測距手段によるサンプリングが、前記 PPM変調による遅延時間だけ遅らせて開始され、前記レンジビンに蓄積される振幅データの分解能を補完するよう決定された所定の時間幅 (オフセット）ずつ、タイミングをずらしながら行われることを特徴とする測距 '通信複合システムである。

[0020] 第 10の態様は、前記通信手段が、高速比較器と DACを備え、前記検波手段で検波された前記インパルス信号を、前記高速比較器で前記 DACの出力と比較して 2値ィ匕することによりデータ復調を行うことを特徴とする測距 '通信複合システムである。

[0021] 第 11の態様は、前記通信手段が、前記プリアンブル信号に基づいて前記データ復調を開始することを特徴とする測距 '通信複合システムである。

[0022] 第 12の態様は、前記信号生成手段が、連続する 2つのインノルスを 1組として第二番目のインパルスに対して前記データ変調を行うことを特徴とする測距 '通信複合システムである。

[0023] 第 13の態様は、前記連続する 2つのインパルスの第一番目のインパルスが、直前の前記 1組のインパルスの第二番目のインパルス乃至は、該第二番目のインパルスの次に生成されるパルスであることを特徴とする測距 '通信複合システムである。

[0024] 第 14の態様は、前記信号生成手段が、前記インパルス信号を生成すると同時にトリガパルスを生成して前記測距手段に送出することを特徴とする測距 '通信複合システムである。

[0025] 第 15の態様は、前記通信手段が、前記測距手段で算出された前記距離に基づいて前記送信信号の反射波を検知し、前記反射波を除ヽて前記データ復調を行うことを特徴とする測距 '通信複合システムである。

[0026] 第 16の態様は、前記通信手段が、前記高速比較器からの出力の立ち上がり間隔が適切となるよう前記高速比較器の閾値を制御することを特徴とする測距'通信複合システムである。

発明の効果

[0027] 以上説明したように本発明によれば、測距機能と通信機能とを一体ィ匕して処理可能な測距 '通信複合システムを提供することできる。その結果、測距機能によって通信相手を検知すると同時に通信を開始することが可能となる。

[0028] またこの発明によれば、通信中に通信相手が移動した場合にも、測距機能で通信相手の移動を直ちに検知することが可能となり、通信を適切に処理させることが可能となる。

[0029] さらにこの発明によれば、測距機能に使われる電力の面において、通信のための PP M変調により一種のディザ一効果 (電力がランダムに周波数拡散される）が得られることから、単調に繰り返し送信されるパルス方式に比べて、ピーク電力の平均値を下げることができ、スペクトルマスクの厳しい（許容される電力値が低い） UWBには有効な方法となる。

[0030] さらにこの発明によれば、パルス生成器の最小繰り返し周期が比較的長い場合においても、データ変調を高速に行うことが可能となる。

[0031] さらに、本発明の信号生成手段により、連続する 2つのインパルスを 1組として第二番目のインパルスに対してデータ変調を行わせるようにする場合には、低繰り返し周期のインパルスレーダにおいても、高速データレートに対応させた通信を実現することが可能となる。また、インパルスを変調することによりレーダパルスのスクランブル効果が得られ、その結果レーダセンサ間の干渉を低減できると、つた効果も得られる。図面の簡単な説明

[0032] [図 1]図 1は、本発明の実施の形態に係る測距 '通信複合システムの概略の構成を示すブロック図である。

[図 2]図 2は、 PPM方式により生成されるインパルス信号の例を示す図である。（a)は基本周期 Tで生成されるインパルスを示す図であり、（b)は基本周期 Tより dTだけ遅れて生成されるインパルスを示す図である。

圆 3]図 3は、測距回路の一実施形態を示すブロック図である。

[図 4]図 4は、サンプリングクロックにオフセットを付カ卩してサンプリングを行う一実施例を示す図である。

[図 5]図 5は、通信回路の概略構成を示すブロック図である。

[図 6]図 6は、通信回路の演算処理器における処理の流れを説明する図である。

[図 7]図 7は、通信回路の演算処理器における別の処理の流れを説明する図である。

[図 8]図 8は、逐次復号モードを用いた場合の演算処理器による処理の別の実施例におけるデータ復調の一例を示す図である。

[図 9]図 9は、逐次復号モードを用いた場合の演算処理器における処理の流れの別の実施例を示す図である。

[図 10]図 10は、追尾復号モードの場合の演算処理器における処理の流れの別の実施例を示す図である。

[図 11]図 11は、別の実施形態の送信回路で行われるデータ変調の 1実施例を示す図である。

[図 12]図 12は、別の実施形態において変調インパルスを送信するタイミングを決定するためのアルゴリズムを示す流れ図である。

[図 13]図 13は、別の実施形態の通信回路の演算処理器で行われる処理の流れを示す図である。

[図 14]図 14は、通信回路において反射インノルス信号を除去するようにした一実施例を示す図である。

[図 15]図 15は、干渉除去のための制御アルゴリズムを示す流れ図である。

[図 16]図 16は、送受信器の例の全体構成を示す概略図である。

[図 17]図 17はパルス生成部 111で用、られるパルスパターン 121及びパルス生成部 111で生成されるインパルス信号 122の一例を示す。 [図 18]図 18は、インパルス信号とスィッチを開閉させるための制御用信号及びスイツチの開閉動作の応答の一例を示す。

[図 19]図 19は、スィッチのアイソレーション特性の一例を示す。

[図 20]図 20は、 AD変^^でバイポーラパルスの山と谷をサンプリングするタイミングを模式的に示す。

[図 21]図 21は、レーダ復調部を追加した送受信器の例の全体構成を示す概略図でめ。

符号の説明

1·· '測距 '通信複合システム

2" •送信部

3·· •受信部

4·· •送信回路

5·· •搬送波変調手段

6·· '送信アンテナ

7" ，受信回路

8·· ，検波器

9·· '低雑音増幅器 (LNA)

lO- ··受信アンテナ

ll- ··測距回路

12· ··通信回路

13· • .对家物

21· ··タイミング設定手段

22· • ·アナログ ·ディジタル変換器

23、 23a- ·· レンジビン

24· ··距離検知手段

31、 32· · 'サンプリングクロック

33· • 'オフセット

1· ··高速比較器 42··，演算処理器

43·· •DAC

51·· '基準インパルス

52·· '変調インパルス

53·· ，期間

54·· •シリアルデータビット列

65·· '復調データ

71·· ，自局干渉波除去手段

101· • · 受信器

102、 172···デジタル回路部

103· ··送信回路部

104、 177···送信アンテナ

105、 161···受信回路部

106· ··受信アンテナ

107、 175···高周波発信器

108、 176···キャリア信号

111· ··パルス生成部

112、 132, 133、 174…ミキサ

113、 167· "スィッチ

121· • 'ノノレスノターン

122、 173···インパルス信号

123· • 'パルス幅

124· • 'インパルス信号間の時間間隔

125· ··制御用信号

126· • 'スィッチの閉状態の割合

127· ··アイソレーション特性

131、 164···Ι(3復調器

134· • ·位相調整部 135、 136---LPF

137、 138、 139、 140、 165、 166···Αϋ変^^

141、 142···遅延時間設定部

151···受信信号

152···Ι成分

153···<3成分

154、 168…タイミング

162···レーダ復調部

163···データ復調部

169…送信信号

発明を実施するための最良の形態

[0034] 図面を参照して本発明の好ましい実施の形態における測距 '通信複合システムの構成について詳細に説明する。なお、同一機能を有する各構成部については、図示及び説明簡略化のため、同一符号を付して示す。

[0035] 図 1は、本発明の実施の形態に係る測距'通信複合システムの概略の構成を示すブロック図である。本発明の測距 '通信複合システム 1は、送信部 2と受信部 3から構成されており、測距と通信の 2つの機能を統合ィ匕している。送信部 2は、送信回路 4、搬送波変調手段 5、及び送信アンテナ 6から構成されており、受信部 3は、受信回路 7、検波器 8、低雑音増幅器 (LNA)9、及び受信アンテナ 10から構成されている。

[0036] 本発明の測距 '通信複合システム 1では、超広帯域インパルス方式で送受信を行う。

送信回路 4において、所定のタイミングで 0.5〜lns程度のベースバンドインパルスを生成し、これを搬送波変調手段 5において所定の高周波数帯域、例えば 24GHzの搬送波でアップコンバートして送信アンテナ 6から送信する。

[0037] 一方、受信アンテナ 10で受信された受信信号は、低雑音増幅器 (LNA) 9で増幅され、検波器 8、例えばダイオード検波器に入力される。検波器 8で検波されたインパルス信号は、受信回路 7において測距と通信の復調処理が行われる。

[0038] 本発明の測距 '通信複合システム 1では、測距と通信の復調処理を並列して行えるようにしている。これを実現するために、受信回路 7では測距回路 11と通信回路 12を別々に設けている。

[0039] 送信回路 4で行われるデータ変調は、 PPM (Pulse Position Modulation)方式を用いて行っている。 PPM方式により生成されるインパルス信号の例を図 2に示す。 PPM方式のインパルス信号は、所定の基本周期 Tでインパルス (a)を生成、あるいは基本周期 Tより微小時間 dTだけ遅らせてインパルス (b)を生成している。ここで、微小時間 dT は基本周期 Tより十分短い時間である。

[0040] さらに、基本周期 Tは、「PPM変調のための時間スロット dT(2値の場合。多値では dT の整数倍)」と、パルス送信力次のパルス送信までの信号生成手段として定義できる、「最小パルス繰り返し周期」の和よりも大きい。

[0041] PPM方式では、図 2に示す通り、基本周期 Tで生成されるインパルス (a)と、基本周期 T より dTだけ遅れて生成されるインパルス (b)の 2種類があり、例えば前者のインパルス（ a)に" 0"、後者のインノルス (b)に" 1"を割り当てている。送信回路 4では、前記所定のタイミングで、変調するデータに応じてインパルス (a)力インパルス (b)の、ずれかを割り当てる。

[0042] PPM方式のインパルス信号は、図 2に示す" 0"か" 1"の 2値だけでなぐ dT単位で多値ィ匕することも可能である。例えば、 2桁のディジタル符号を送付する場合は、符号" 0 0"、 "01"、 "10"、 "11"にそれぞれ、送信タイミング n X T、 nX T+dT、 n X T+2 X dT、 n X T+3 X dT、を割り当てることで多値化できる。

[0043] この場合、時間スロットの最大値は 3dTとなり、このときの基本周期 Tは、 3dTと最小パルス繰り返し周期の和よりも大きい。

T≥{3dT+ [最小パルス繰り返し周期] }

また、 3dT《Tである。

[0044] また、通信回路 12がプリアンブルを認識するよう構成されている場合には、通信データ送信時に、該通信データに先立って周期 Tで同期補足用パルスを所定の回数送信する。

[0045] 次に測距回路 11について、図 3を用いて以下で説明する。本発明の測距'通信複合システム 1では、送信部 2から送信された前記インパルス信号力対象物 13で反射されて受信部 3で受信されるまでの所要時間を検知し、該所要時間から対象物 13までの距離を判定している。図 3は測距回路の一実施形態を示すブロック図であり、タイミング設定手段 21、アナログ 'ディジタル変換器 (ADC) 22、レンジビン 23、及び距離検知手段 24とを備えている。

[0046] タイミング設定手段 21は、送信部 2からインパルスが送信される時刻を 0として、所定のサンプリング周期で ADC22に対しサンプリングを行わせるためのクロック信号を出力する。但し、送信回路 4によるデータ変調において、 dTの遅延が付加された場合には、サンプリング開始時刻を dTだけ遅延させる。これによつて、パルス毎の PPMデータ変調の影響を除去することができる。

[0047] ADC22は、タイミング設定手段 21から前記サンプリング周期毎に出力されるクロック信号に従って、検波器 8からインノルス検波結果を入力してアナログ力もディジタルに変換する。 ADC22は、高速、広帯域のアナログ 'ディジタル変換器であり、該広帯域としては送信回路 4で生成されるインパルスのベースバンド帯域と同程度を有している必要がある。

[0048] 検波器 8から ADC22に入力される前記インパルス検波結果は、受信したインパルスの振幅値であり、該振幅値を ADC22でディジタル値に変換している。ディジタル変換された振幅値は、所定のビット数に離散化された離散多値振幅データ (多ビットディジタル信号)である。

[0049] ADC22のサンプリング速度が十分でない場合には、タイミング設定手段 21で設定されるサンプリングクロックに周期的なオフセットを付加することにより、等価的なサンプリングを行わせることが可能である。図 4に、前記サンプリングクロックに前記オフセットを付加してサンプリングを行わせる一実施例を示す。

[0050] 図 4において、第 1回目のサンプリングクロック 31に対し、第 2回目のサンプリングではクロック 32をクロック 31よりオフセット分 33だけ遅らせている。以下同様に、所定の回数だけサンプリングクロックをオフセット分 33ずつ遅らせてサンプリングを行う。これにより、 ADC22のサンプリング速度を考慮してサンプリングクロックの間隔を長くした場合でも、受信したインパルス信号を適切に検知することが可能となる。

[0051] レンジビン 23は、受信したインパルス信号を前記サンプリング周期でサンプリングする所定のサンプリング回数分だけ設けられている。該所定のサンプリング回数は、これにサンプリング周期を力 4ナて得られる時間長が、測距範囲とする最大距離に対応するように決められる。サンプリングが開始されると、 ADC22でディジタルィ匕された振幅値を先頭のレンジビン力順に記憶させていく。

[0052] 複数のインパルス信号を受信して測距を行う場合には、各インパルス信号のサンプリングを開始する度に、レンジビン 23の先頭力も順に前記振幅値を加算していく。そして、前記振幅値の加算を所定の回数実施すると、各レンジビン 23に蓄積された前記振幅値の各々の加算値を前記所定の回数で除することでレンジビン 23毎の平均値を算出し、これを同じレンジビン 23に記憶させる。前記振幅値の加算を行う前記所定の回数を、レンジビン 23毎に個別に設定してもよ!/、。

[0053] 上記の通り各レンジビン 23に記憶させた前記振幅値あるいは前記振幅値の平均値は、距離検知手段 24においてそれぞれ所定の閾値と比較され、該閾値を超える振幅値あるいは振幅値の平均値が検知されると、検知されたレンジビン 23の位置から距離が判定される。

[0054] 距離検知手段 24による別の測距方法として、レンジビン 23に保存された振幅値あるいは振幅値の平均値の中力前記閾値を超えるものが検知されると (該レンジビンを 23aとする)、該振幅値あるいは該振幅値の平均値の大きさから対象物 13までの距離を推定することが可能である。すなわち、対象物 13までの距離が大きくなるにつれて、前記振幅値あるいは前記振幅値の平均値は小さくなることから、前記振幅値あるいは前記振幅値の平均値力も対象物 13aまでの距離を推定することが可能となる。

[0055] よって、上記の検知されたレンジビン 23aの位置から推定される対象物 13までの距離と、レンジビンン 23aに保存されてヽる振幅値から推定される距離とを比較することにより、推定された距離が適切カゝ否かを判定することが可能となる。推定された距離が適切と判断されると、分解能の高!、方の距離を用いるのが望まヽ。

[0056] 本発明の測距 '通信複合システム 1では、上記のようにして検知されたレンジビンン 2 3aの位置は、通信回路 12に送出されて同期確立のための基礎データとして利用される。

[0057] 次に、通信回路 12について、図面を用いて以下で説明する。図 5は、通信回路 12の概略構成を示しており、高速比較器 (コンパレータ) 41と演算処理器 42、及び DAC4 3から構成されている。高速比較器 41は、受信信号をアナログ値のまま直接入力し、これを DAC43の出力である、所定の閾値と比較することによって、 1か 0の 2値ィ匕を行っている。ここで用いられる前記閾値は DAC43を制御することで可変としており、前記演算処理器 42により容易に変更できるようにして!/、る。

[0058] 通信の場合には、プリアンブル信号を用いて同期検出を行う追尾復号モードと、同期検出を行わない逐次復号モードがある。以下では、まず同期検出を行わない逐次復号モードを説明し、その後に同期検出を行う追尾復号モードを説明する。

[0059] 同期検出をしない逐次復号モードを用いた場合、演算処理器 42では図 6に示すような処理が所定の周期 (Τ'とする）で行われる。以下では、図 6を用いて演算処理器 42 における処理の流れを説明する。

[0060] 所定の周期 T'に達すると、ステップ S1ではまず「カウント開始トリガ」がすでに設定されている力否かを判定する。「カウント開始トリガ」がすでに設定されている場合には、ステツプ S6以降のデータ変調の処理に進む一方、「カウント開始トリガ」が未設定の場合にはステップ S2以降の「カウント開始トリガ」の設定処理に進む。

[0061] まず、「カウント開始トリガ」が未設定の場合には、ステップ S2において、高速比較器 4 1力も入力した 2値ィ匕されたデータ（以下では〃 Γを "Η〃で表し、〃0 "を'！/で表すものとする）が" Η"か否かを判定する。 "Η"でない場合は、処理を終了して次のデータの入力を待つ。

[0062] "Η"が入力された場合には、ステップ S3においてこの時のパルス立ち上がりタイミングを「カウント開始トリガ」として記憶する。

[0063] ステップ S5では、「周期カウンタ」（以下では Μとする）を 0に初期化することにより、カウントを開始する。ここでのカウントは、ステップ S6で周期 T'毎に毎回実施される。

[0064] 次に、「カウント開始トリガ」がすでに設定されている場合には、まずステップ S6で「周期カウンタ」 Μに 1を力！]算してカウントする。

[0065] 続いてステップ S7では、カウント値 Μが周期 Τに相当する回数であるか否かを判定する。即ち、 Μ Χ Τ' =Τが成立するか否かを判定し、成立する場合にはステップ S8へ、また成立しな、場合にはステップ S12へ進む。

[0066] ステップ S8では、「周期カウンタ」 Μを再び 0に初期化する。これは、一周期 Τ分のサンプリングを終了し、次の周期のサンプリングを開始するためである。

[0067] ステップ S9では、高速比較器 41から入力した 2値ィ匕されたデータが" H"か否かを判定する。そして、入力データが"その場合には、次のステップ S10において受信データとして" 0"を復調する。

[0068] 一方、ステップ S9にお、て入力データが" H"でな、と判定された場合には、ステップ S 11で「データ識別カウンタ」（以下では Nとする）を 0に初期化する。これは、 dT後のィンノルス、すなわち図 2 (b)の PPM信号をサンプリングするために設定するものである

[0069] 次に、ステップ S7において M X T' =Tが成立しない場合には、ステップ S12においてまず、通信相手、すなわち対象物 13の移動が検知され、且つカウント開始トリガが dT よりも小さな範囲のずれを生じた力否かを判定する。

[0070] ステップ S12の判定が成立する (Y)場合には、ステップ S13で「周期カウンタ」 Mをリセット（0に初期ィ匕）して終了する。また、ステップ S12の判定が成立しない (N)場合には、ステツプ S14以降の処理に進み、図 2 (b)に示す PPM信号のサンプリング処理を行う。

[0071] ステップ S14では、「周期カウンタ」 M及び「データ識另 Uカウンタ」 Nをそれぞれカウントする。そして、ステップ S15において「データ識別カウンタ」 Nが dTの時間に相当する回数であるか否かを判定する。即ち M X T' =dTが成立する力否かを判定する。

[0072] ステップ S15で判定が成立する場合には、次にステップ S16で高速比較器 41からの入力データが" H"か否かを判定する。そして、入力データが" H"の場合にはステップ S1 7において受信データとして" 1"を復調する。また、入力データ力 "H"でない場合には、図 2 (b)に示す PPM信号が検知されな力つたと判断して、ステップ S19で「カウント開始トリガ」をクリアする。

[0073] 一方ステップ S15で判定が成立しなかった場合には、ステップ S18でサンプリング時間が dTを経過しているか否かを判定し、経過している場合にはステップ S19で「カウント開始トリガ」をクリアする。「カウント開始トリガ」がクリアされると、再びステップ S2で高速比較器 41からの入力データが" H"となり、ステップ S3で「カウント開始トリガ」が設定されるのを待つ。

[0074] 通信方式として、プリアンブル信号を用いて同期検出を行う追尾復号モードの場合について、図 7を用いて演算処理器 42における処理の流れを説明する。

[0075] 図 7に示す処理の流れは、基本的には図 6の処理の流れと同じである力本通信方式では受信側で同期検出を行うためにブリアアンブルを利用して、る。プリアンブルを用いる場合、所定の信号を所定回数以上受信したことが確認できたときに、同期を確立したものと判断する。

[0076] また本通信方式の場合には、同期を確立した後 T + dTを超えてデータが検出されない場合であっても直ちに周期カウンタ等のリセットは行わず、データとして"" (NULL) を記録して同期を保持する。そして、 NULLの記録が所定回数続いた場合にはじめて、同期が外れたものと判断する。

[0077] 図 7に基づく本通信方式の説明として、以下では図 6の同期検出をしない逐次復号モードと異なる点を中心に説明する。

[0078] カウント開始トリガの設定が行われるステップ S2以下の処理では、ステップ S5に代えてステップ S21の処理を行う。すなわち、周期カウンタの開始 (初期ィ匕）〖こカ卩えて、パルス数カウンタ (Pとする）及び NULLカウンタ (NCとする）を開始する（初期化する）。パルス数カウンタは、上記のプリアンブルの信号をカウントするためのものであり、 NULL力ゥンタは NULLの記録回数をカウントするためのものである。

[0079] また、ステップ S7で周期カウンタ Mが周期 Tに相当する回数であり、ステップ S9で "H〃が検知されたと判断した場合には、ステップ S22でパルス数カウンタを加算し、ステツプ S23でパルス数カウンタが所定の回数 (PXとする）超えたときに受信データとして" 0 "を復調するようにしている。

[0080] 同様に、ステップ S15でデータ識別カウンタ Nが dTに相当する回数であり、ステップ S1 6で" H〃が検知されたと判断した場合には、ステップ S24でパルス数カウンタを加算し、ステップ S25でパルス数カウンタが所定の回数 (PX)超えたときに受信データとして" 1 "を復調するようにしている。

[0081] さらに、ステップ S18でデータ識別カウンタ Nが dTに相当する回数を超えてデータが検出されない場合には、 NULLカウンタを加算するとともにデータとして"" (NULL)を記録する。そして、ステップ S27で NULLカウンタが所定の回数 (NCXとする）を超えたと判断されたときに、ステップ S19でカウント開始トリガをクリアするようにしている。 [0082] 本発明の測距 '通信複合システム 1は、 PPM変調方式を適用することにより、測距機能と通信機能を一体ィ匕して持たせるようにしている。その結果、測距機能によって通信相手を検知すると同時に通信を開始することが可能となる。

[0083] また、通信中に通信相手が移動した場合には、測距機能で通信相手の移動を直ちに検知することが可能となり、通信を適切に処理させることが可能となる。

[0084] 同期検出を行わない逐次復号モードを用いた場合について、演算処理器 42における処理の別の実施例を以下に説明する。本実施例は、前記データ識別カウンタ Nを用いることなぐ周期カウンタ Mのみでデータ復調を行わせるようにしたものである。本実施例によるデータ復調の一例を図 8に示す。図 8において、高速比較器 41からの出力信号力 "H"となった時点 61をカウント開始トリガとし、該時点力も周期カウンタ Mのカウントを開始させる。

[0085] 本実施例では、前記基本周期 Tに対応するカウント数 Xを基準カウント数として用いており、前記入力信号力 ¾"となって力も次に再び" H"となるまでの間のカウント数 M力基準カウント数 Xより小さい場合には（例えば時点 62)復調データ 65を" 0"とし、基準カウント数 Xより大きい場合には (例えば時点 63)復調データ 65を "1 "としている。また、カウント数 Mが基準カウント数 Xと一致する場合には (例えば時点 64)、復調データ 65を前回と同じ値としている。

[0086] 本実施例では、同じ値の通信データを連続して受信する場合には、前回と同じ値を復調させるようにしている。高速比較器 41は、同じ値 (例えば" 0")の入力信号が長期間続いた場合には、次に異なる値 (例えば" 1")を連続して入力したときに最初の値の判定に失敗してしまう恐れがある（例えば" 0"と判定してしまう）。本実施例では、最初の値の判定に失敗してしまうと、以降の連続して同じ値の信号を前記失敗したときの値に復調してしまう（例えば" 0"と判定してしまう）。

[0087] そこで、送信回路 4で同じ値の送信信号が長期間生成されることのないよう、例えば送信回路 4で処理される通信データが 8ビットの場合には、 8B10B方式を用いて 10 ビットの送信信号に変換して出力させるようにすることができる。 8B10B方式による信号変換の例を表 1に示す。

[0088] 表 1 8B10B方式による信号変換の例 16進数 2進数 10ビット変換後

^F 00 00000000 100111 0100

^Γ 01 00000001 011101 0100

r 02 00000010 101101 0100

^Γ 03 00000011 110001 1011

^Γ 04 00000100 110101 0100

05 00000101 101001 1011

06 00000110 011001 1011

07 00000111 1110001011

08 00001000 111001 0100

09 00001001 100101 1011

OA 00001010 010101 1011

OB 00001011 1101001011

OC 00001100 001101 1011

OD 00001101 1011001011

OE 00001110 0111001011

OF 00001111 010111 0100

10 0001 0000 011011 0100

11 0001 0001 100011 1011

[0089] 本実施例における演算処理器 42の処理の流れを図 9に示す。演算処理器 42においてデータ復調の処理を開始すると、まずステップ S101で高速比較器 41からの出力信号が最初に" H"となるのを待ち続ける。そして、ステップ S101で" H"を検知した後は、周期カウンタ Mのカウントを開始するために、ステップ S 113で周期カウンタ M をリセットして終了する。以降の処理周期 T'では、ステップ S 102から処理が開始される。

[0090] ステップ S 102でまず周期カウンタ Mをカウントし、ステップ S 103で前記インパルス信号が検知されないまま所定の時間 2Tを超過したか否かの判定を行う。その結果、所定の時間 2Tを超過したと判定された場合には、ステップ S 104で周期カウンタ Mをリセットした後、以降の処理周期 T'では、再び S101の処理から開始する。

[0091] ステップ S103の判定で所定の時間 2Tを超過していないと判定された場合には、次にステップ S105で" H"が検知されたかを判定し、 "H"が検知されないと判定された場合には処理を終了して次の処理周期 T'を待つ。一方、ステップ S105で" H"が検知されたと判定された場合には、ステップ S 106以降でデータ復調を行う。

[0092] まず、ステップ S 106で周期カウンタ Mが基準カウント数 Xより小さいと判定された場合には、ステップ S 107で" 0"を復調する。また、ステップ S108で周期カウンタ Mが基準カウント数 Xより大きいと判定された場合には、ステップ S109で "1"を復調する。さらにステップ S108で周期カウンタ Mが基準カウント数 Xと等しいと判定された場合には、ステップ S111あるいは S112で前回と同じ値を復調する。

[0093] ステップ S106〜S 112でデータ復調を終了すると、ステップ S 113で周期カウンタ M をリセットして終了する。ステップ S113で周期カウンタ Mをリセットして終了した場合には、次回の処理周期 T'ではステップ S102から処理が開始される。

[0094] 次に、プリアンブル信号を用いて同期検出を行う追尾復号モードの場合について、演算処理器 42における処理の別の実施例を図 10を用いて説明する。本実施例においても、図 7に示した実施例と同様に、所定時間内に前記インパルス信号が検出されない場合には NULLを記録させ、 NULLの記録が所定回数続いた場合に同期が外れたと判断させるようにして、る。

[0095] 以下では、図 9に示す逐次復号モードの場合と相違する処理のみを説明する。ステツプ S105で" H"を検知したと判定された場合、ステップ S121でパルス数カウンタ Pが所定の回数 PXを超えたと判定されるまではデータ復調を行わず、ステップ S 122でのパルス数カウンタ Pのカウントとステップ S 123での周期カウンタ Mのリセットのみを行う。そして、ステップ S121でノルス数カウンタ Pが所定の回数 PXを超えたと判定されると、ステップ S 106以降でデータ復調を行う。

[0096] また、ステップ S 103で前記インパルス信号が検知されな、まま所定の時間 2Tを超過したと判定された場合には、ステップ S 124で NULLカウンタ NCをカウントし、ステツプ S 125で NULLカウンタ NCが所定回数 NCXを超えたと判定されるまでは、ステップ S 105以降の処理を継続させる。そして、ステップ S 125で NULLカウンタ NCが所定回数を超えたと判定されると、ステップ S 126で NULLカウンタ NC及びパルス数カウンタ Pをリセットした後、以降の処理周期 T'では再び S101の処理から開始させる。

[0097] 本発明の別の実施形態を図 11に基づいて以下に説明する。本実施形態では、通信方式として、連続する 2つのインパルスを 1組として第二番目のインパルスに対して P PM方式でデータ変調を行うようにしている。図 11は、送信回路 4において行われるデータ変調の 1実施例を示す図である。

[0098] 第一の実施形態と同様に本実施形態でも、 0. 5〜： Lns程度のパルス幅のインパルスを、所定のパルス繰り返し周波数 (PRF)で送信するようにしている。また、 2つのインパルスを 1組としてデータ変調を行っており、以下では、第 1番目のインパルス 51を基準インパルスと呼び、第 2番目のインパルス 52を変調インパルスと呼ぶこととする。

[0099] 本実施形態における測距手段について、以下に説明する。本実施形態の測距手段は、上記の基準インパルス 51あるいは変調インパルス 52が送信されてから、対象物で反射された反射波を受信するまでの時間を計測して該対象物までの距離を求めるインパルス型レーダである。

[0100] 測距回路 11において対象物までの距離を検知するためには、送信部 2からインノルスが送信される時刻を知る必要がある力本実施形態では上記の基準インパルス 51 及び変調インパルス 52をそれぞれ送信するのと同時に、トリガパルスを測距回路 11 に出力するようにしている。該トリガパルスは、送信回路 4で基準インノルス 51または変調インパルス 52が生成されるのと同時に生成され、所定のタイミングで測距回路 1 1に出力させるようにすることができる。

[0101] 測距回路 11では、送信部 2から入力した前記トリガパルスを基準として、基準インパルス 51または変調インノルス 52の反射波を受信するまでの時間を求めている。上記のように、前記トリガパルスを用いて測距する方法は、第一の実施形態においても適用できるのは言うまでもない。

[0102] 第一の実施形態と同様に、測距回路 11は、タイミング設定手段 21でクロックを制御してレンジビン 23毎に積分動作を行わせるアクティブ受信回路として、る。通信方式として、 2つのインパルスを 1組としてデータ変調を行わせるようにした力測距手段としては、前記 2つのインパルスをそれぞれ個別に処理しており、レンジビン 23において 2回の積分を行ったことに相当する。

[0103] 本実施形態では、測距機能を最優先するものとしており、通信機能を付加するために測距機能による検知範囲を縮小することは、最小限にとどめるものとしている。すなわち、検知範囲を広くするためにはレンジビン 23における積分回数を増やす必要がある一方、通信に用いるシンボル (符号)数を増やすためにはインパルス間の間隔を大きくする必要がある。通信機能を高めるためにインパルス間の間隔を大きくすると、所定の時間内でのレンジビン 23における積分回数が減少してしまうことになる。

[0104] そこで、本実施形態では、レンジビン 23での積分回数が必要回数だけ得られるようにインパルス間の間隔を決めるのを最優先としている。但し、通信が成立する範囲は、測距機能の検知範囲とは独立に設定することが可能である。

[0105] なお、 ADC22のサンプリング頻度はアプリケーションにより異なる力限られたデータ更新時間内に積分回数を増やし、検知距離ゃ検知物体ダイナミックレンジを拡大したい場合には、 1回のパルス送出に対する評価レンジビンを並列処理する必要がある。

[0106] 次に、本実施形態における通信機能について、以下に詳細に説明する。

本実施形態の通信は、送信部を有する他車とは常に対面することがないコネクションレス型を前提とし、 ACK、 NACK等のパケットを受信しないものとしている。そして、自車の情報を放送する形で送信し、受信した他車輛がそれらの情報を元にアクションを決定するものとしており、これらの前提は第一の実施形態の場合でも同様である。

[0107] 一般に、通信には同期動作が必要となるが、本実施形態では、第一の実施形態と同様、同期回路やトラッキング回路を特に有さず、逐次得られたパルス力データを解読できる方式としている。

[0108] 通信波はいつ来るかわからない上、送受信間の動作クロックは非同期であり、送受信間でクロックオフセットやジッタによる誤差を修正する必要がある。しかし、コネクションレス型通信ではこのような修正は困難であり、且つ、インパルスとインパルスの間でクロックを保持することは困難である。このため本実施形態は、クロックでサーチするようなアクティブ復調ではなぐ受信パルスをトリガに動作するパッシブな復調方式としている。

[0109] 本実施形態のデータ変調方式について、図 12を用いて以下でさらに詳細に説明する。図 11に示すように、基準インパルス 51が送信されると、それから所定の時間経過後に変調インパルス 52が送信される。図 12は、この変調インパルス 52を送信するタイミングを決定するためのアルゴリズムを示す流れ図であり、送信回路 4で実行される

[0110] 上記の基準インパルス 51が送信されてカゝら変調インパルス 52が送信されるまでの時間は、前記データ、すなわち図 12に示すシリアルデータビット列 54に基づいて決定される。ステップ S31でまず、シリアルデータビット列 54をパラレル変換し、ステップ S32 で各ビットを並列処理して符号ィ匕する。

[0111] ステップ S33では、ステップ S32で符号ィ匕されたデータを発生タイミング選択回路に入力して変調インパルス 52の発生タイミングを決定する。そして、ステップ S33で決定された発生タイミングを基に、ステップ S34で変調インパルス 52を発生させるようにしている。

[0112] 上記で説明した変調インパルス 52の発生タイミングは、少なくともパルス繰り返しの基本周期 Tが経過した後の図 11に示す期間 53の範囲としており、 T、 T+dT、 T + 2dT、 · ··、 T+Nd'dTのいずれかである。ここで、 dT (《T)はデータ変調のための時間スロット、 Ndは送信シンボル (符号)数である。また、 Nd = 2N (N;自然数）であり、 N=lのときは 2種類、 N=2のときは 4種類のポジション設定（PPM)が可能である。

[0113] 上記の通り、基準インパルス 51と変調インパルス 52の 2つを 1組として送信するようにすると、基準インパルス 51が送信されてから時間 2T後に、再び基準インパルス 51が送信される。以下同様にして、基準インパルス 51と変調インパルス 52とが交互に送信されていく。

[0114] 尚、基準インパルスは 51は、直前の変調インパルス 52としての動作も可能であることは明らかであり、かつ、このような情報変調により、情報速度の高速化の実現、及び、ランダム性の強化による、電力スペクトルの平均値のピーク低減の実現が可能である。この様な場合、基準インパルス 51の送信タイミングは直前の変調インパルス 52に変調されるデータにより変化するため、 2Tとはならない。また、基準インノルス 51と、変調インパルス 52の間隔は T、 T+dT、 T+2dT、 · ··、 T+Nd'dTのいずれかであることは変わりないが、基準インパルス 51の直前の変調インパルスとの間隔も T、 T+dT、 T + 2dT、 · ··、 T+Nd'dTのいずれかであることとなる。

[0115] 次に、本実施形態の通信受信アルゴリズムについて、図 13を用いて以下に詳細に説明する。図 13は、通信回路 12の演算処理器 42で行われる処理の流れを示す図である。

[0116] 本実施形態では、基準インパルス 51と、変調インパルス 52の間隔が所定の時間間隔内であるかを検知させるようにする必要がある。そこで、ステップ S41において最初にデータ識別カウンタ Ncを 0に設定しておく。

[0117] ステップ S42では、高速比較器 41の出力が HIGH (または 1)か否かを判定し、 HIGHの場合にはステップ S47でデータ識別カウンタ Ncが次式を満たすか否かを判定する。

int (T/ Cclk)≤Nc≤int{ (T+Nd'dT) / Cclk} (式 1) データ識別カウンタ Ncが上式を満たす場合には、変調インパルス 52を受信したと判定して、次にステップ S48で Ncに応じたデータ復調の処理を行う。

ステップ S49でデータ識別カウンタ Ncを 0にリセットする。

[0118] 2回目以降の処理は、サンプリング周期（カウントの周期） Cclkごとに図 13に示す Sの地点から開始する。そして、ステップ S42で再び HIGHが検知されるまでは、 Cclkごとに、ステップ S46でデータ識別カウンタ Ncを加算して、く。

[0119] 一方、ステップ S42で再び HIGHが検知された場合には、次にステップ S47に進む。

[0120] ステップ S47では、データ識別カウンタ Ncが（式 1)を満たすか否かを判定する。

データ識別カウンタ Ncが（式 1)を満たす場合には、変調インパルス 52を受信したと判定して、次にステップ S48で Ncに応じたデータ復調の処理を行う。

[0121] ステップ S48でデータ復調を行った後、ステップ S49でデータ識別カウンタ Ncを 0にリセットし、再び基準インパルスの受信を待つようにする。

[0122] 一方、ステップ S47にお、てデータ識別カウンタ Ncが（式 1)を満たさな!/、と判定した場合には、正常なインパルスではな!/ヽと判定してステップ S43設定のみを行う。

[0123] 上記説明の図 13に示す処理の流れにより、本実施形態においても PPMインパルスを用いた通信を実現することができる。そして、連続する 2つのインパルスを 1組として第二番目のインパルスに対してデータ変調を行わせるようにしたことにより、低繰り返し周期のインパルスレーダにおいても、高速データレートに対応することが可能となる

[0124] さらに、基準インパルスまたは、変調インパルスのいずれかのインパルスに対してデータ変調を行わせる場合には、同じデータ復調手続きで、さらに、高速なデータレートに対応することができる。

[0125] また、 PPM方式によるによるインパルスの変調により、レーダパルスのスクランブル効果が得られ、その結果レーダセンサ間の干渉を低減できると、つた効果も得られる。

[0126] さらに、基準インパルスまたは、変調インパルスのいずれかのインパルスに対してデータ変調を行わせる場合には、インパルスの変調により、さらなるレーダパルスのスクランブル効果が得られる。

[0127] なお、高速比較器 41においてインパルスを受信したときの HIGHの維持時間は、所定の回路により調整可能とすることができる。そのため、例えば演算処理器 42の処理が遅い場合には、 HIGHの維持時間を長くして演算処理器 42の処理が間に合うようにすることができる。前記所定の回路としては、例えばローパスフィルタを用いることができ、あるいは高速比較器 41のヒステリシス等の特性を変更して実現することも可能である。

[0128] 上記実施形態の測距 '通信複合システム 1では、送信部 2から送信された所定のインパルス信号力対象物 13で反射されて受信部 3で受信されるまでの所要時間を検知することで、対象物 13までの距離を判定させるようにしている。対象物 13で反射されて受信部 3で受信される前記インパルス信号 (以下では、反射インパルス信号と記す )は、測距回路 11だけでなく通信回路 12にも入力される。そのため、前記反射インパルス信号を通信用信号と混同してしまう恐れがある。

[0129] そこで、前記反射インパルス信号を通信信号としてデータ復調しないよう、通信回路 12における処理から除去するようにした一実施例を図 14に示す。本実施例では、通信回路 12に自局干渉波除去手段 71を追加している。自局干渉波除去手段 71は、対象物 13までの距離を測距回路 11から入力し、前記距離から前記反射インパルスの受信タイミングを推定している。そして、前記受信タイミングには、高速比較器 41への入力を遮断させるようにして、る。

[0130] 図 14に示す実施例では、自局干渉波除去手段 71を高速比較器 41の入力側に設けるようにした力これを高速比較器 41の出力側に設けるようにしてもよい。この場合には、前記反射インパルスの受信タイミングに高速比較器 41からの出力が、演算処理器 41に入力されないよう自局干渉波除去手段 71で遮断させることが可能となる。

[0131] 一方、受信アンテナ 10は、対象物 13以外の他局からも通信信号を受信してしまう恐れがある。そこで、上記実施形態では、高速比較器 41で用いられる閾値を制御することで、他局力もの干渉波を除去することが可能な構成としている。他局からの干渉波を除去するための前記閾値の制御方法を、図 5または図 14を用いて以下に説明する。

[0132] 高速比較器 41は、アナログ値である受信信号を DAC43から入力した閾値と比較して 2値ィ匕処理を行っている。そして、前記閾値は演算処理器 42で容易に変更可能となっている。そこで、他局からの干渉波を除去するために、演算処理器 42において以下のように前記閾値を制御させることが可能である。

[0133] 本実施形態の通信受信アルゴリズムについて、図 15を用いて以下に詳細に説明する。図 15は、前記演算処理器 42で行われる処理の流れを示す図である。先ず、ステップ S50にお、て最初に識別カウンタ値 N (インパルス間隔が広すぎる場合の回数を計測するカウンタ），及び識別カウンタ値 N' (インパルス間隔が狭すぎる場合の回数を計測するカウンタ)を 0に設定しておく。また、データ判定の初期値、すなわち、 DAC 43の設定値 VTHに所定の初期値を設定しておく。

[0134] ステップ S51〜S58では、演算処理器 42において、高速比較器 41から出力が立ち上力 Sつた（1となった)タイミングを記憶させ、前記立ち上がりタイミングの間隔に従って前記閾値を制御させる。

[0135] すなわち、ステップ S51にお、て、前記データ識別カウンタ値 Ncを計測値とする、前記連続するインパルスの立ち上がりタイミングの間隔力前記基本周期 Tを演算処理器 42の前記カウントの周期 Cclkで割った値、 int(T/Cclk)、に比べて小さい場合には、高速比較器 41が他局からの干渉波を処理している可能性があるとして、ステップ S5 2へ進み、識別カウンタ値 Nに 0が設定されるとともに、識別カウンタ値 N'が 1加算される。

[0136] ステップ S53で、前記識別カウンタ値 N'が所定の値 THと比較される。この結果、前記所定の値 THを上回る場合、高速比較器 41が他局からの干渉波を処理していると判定する。この場合にはステップ S54において、前記閾値が前記他局からの干渉波の振幅より大きくなるよう、前記閾値の値 VTHを所定の値 Δだけ大きくして DAC43に出力する。

[0137] これに対し、前記データ識別カウンタ値 Ncが、前記基本周期 Tとデータ変調時間の和に比べて十分長い期間、すなわち int{ (T+Nd-dT) / Cclk}を上回る値を示す場合には、前記閾値の値が大きすぎる可能性がある、と判断して、ステップ S55へ進み、識別カウンタ値 Nに 0が設定されるとともに、識別カウンタ値 N'が 1加算される。

[0138] ステップ S56で、前記識別カウンタ値 Nが所定の値 THと比較される。この結果、前記所定の値 THを上回る場合、高速比較器 41が他局からの干渉波を処理していると判定する。この場合にはステップ S57において、前記閾値の値 VTHを所定の値 Δだけ小さくして DAC43に出力する。

[0139] これらに対し、前記データ識別カウンタ値 Ncがデータ復調可能な範囲にある場合、すなわち、前記式 1を満たす場合は、適切な前記閾値 VTHを DAC43に設定している、と判断して、ステップ S58で、識別カウンタ Ν,Ν'に 0を設定する。

[0140] 上記のように、高速比較器 41の出力立ち上がりタイミングの間隔に基づいて前記閾値を制御させるようにすることによって、他局からの干渉波を適切に除去することが可能となる。

[0141] 本発明の測距 '通信複合システムは、数 GHzの帯域を利用した超広帯域無線システムである UWBのインパルス信号を用いている。前記 UWBのインパルス信号は、高周波発信器、広帯域ミキサ等を用いて発生させることが可能であるが、前記広帯域ミキサが高い性能のアイソレーションを有しない場合には、前記高周波発信器のキヤリァ信号が前記ミキサを経由して送信アンテナ側に漏れ、前記送信アンテナから放出されてしまうといった問題があった。

[0142] 以下では、前記キャリア信号のリークを低減した送信回路及び受信回路について説明する。前記送信回路及び受信回路は、バイポーラパルス力もなる高周波帯域のィンノルス信号に係るものである。

図 16は、送受信器 101の全体構成を示す概略図である。送受信器 101は、ディジタル回路部 102、送信回路部 103、送信アンテナ 104、受信回路部 105、受信アンテナ 106、及び高周波発信器 107から構成されている。

[0143] ディジタル回路部 102は、送信回路部 103及び受信回路部 105の制御や信号処理等を行うものであり、例えば FPGA (Field Programmable Gate Array)を用いることができる。また、ディジタル回路部 102にはノルス生成部 111が内設され、所定の周期で所定のパルス幅のインパルス信号を生成するためのパルスパターン 121を作成してパルス生成部 111に提供して！/、る。

[0144] パルス生成部 111で用いられるパルスパターン 121及びパルス生成部 111で生成されるインパルス信号 122の一実施例を図 17に示す。パルスパターン 121からインパルス信号 122を生成するために、パルス生成部 111として例えば LVDSを用いることができる。

[0145] 図 17では、インパルス信号 122としてバイポーラパルスを用いている。当該バイポーラパルスは、上に凸のパルス（山）と下に凸のパルス（谷）を組み合せた波形をしており、前記山の後に前記谷を組み合わせたものと前記谷の後に前記山を組み合わせたものの 2種類がある。

[0146] 高周波発信器 107は、所定の高周波数帯域で送受信を行わせるためのキャリア信号 108を発信するものである。前記所定の高周波数帯域として、例えば 24GHz帯が用いられる。

[0147] 以下ではまず、送信回路部 103について説明する。

送信回路部 103は、内部にミキサ 112とスィッチ 113を有する構成としている。ミキサ 112は、パルス生成部 111から出力されるインパルス信号 122と高周波発信器 107 力も出力されるキャリア信号 108とを掛け合わせることで、インノルス信号 122を所定の周波数帯にアップコンバートするためのものである。アップコンバートされたインパルス信号 122は、送信アンテナ 104から外部に送信される。送信回路部 103は、高周波発信器 107とミキサ 112との間にスィッチ 113を設けている。

[0148] 図 17に示すインパルス信号 122が、例えば 24GHz帯において 4GHz以上の広帯域を利用する場合には、インパルス信号 122のパルス幅 123は 500ps程度となる。このようなインパルス信号 122を 100MHzかそれ以下の頻度で発信させると、インパルス信号 122間の時間間隔 124が 10ns以上となる。すなわち、インパルス信号 122が発信されて!ヽな、時間は、インパルス信号 122が発信されて、る時間に比べて数十倍以上長いことになる。

[0149] キャリア信号 108がミキサ 112から漏洩して送信アンテナ 104から出力されている場合には、インパルス信号 122が発信されている期間に比べてはるかに長い期間、漏洩したキャリア信号 108が送信アンテナ 104から出力されその一部が受信アンテナ 1 06で受信されることになる。その結果、インパルス信号 122が反射して受信される本来の信号が、漏洩したキャリア信号 108が反射して受信される信号によってマスクされてしまう t ヽぅ問題があった。

[0150] そこで、送信回路部 103では、高周波発信器 107とミキサ 112との間にスィッチ 113 を設け、インパルス信号 122が出力される期間のみスィッチ 113を閉にしてキャリア信号 108がミキサ 112に出力されるようにし、インパルス信号 122が出力されていない期間はスィッチ 113を開にしてキャリア信号 108がミキサ 112に出力されな!、構成としている。これにより、インパルス信号 122が出力されていない期間に、キャリア信号 10 8がミキサ 112を漏洩して送信アンテナ 104から送信されるのを回避することが可能となる。

[0151] スィッチ 113を開閉させるための制御用信号 125は、ディジタル回路部 102においてパルス生成部 111に提供するパルスパターン 121に合わせて作成され、スィッチ 11 3に出力される。スィッチ 113を開閉させるための制御用信号 125及びスィッチ 113 の開閉動作の応答の一実施例を、パルス生成部 111で生成されるインパルス信号 1 22と対応させて図 18に示す。図 18において、グラフ 126は制御用信号 125に従つて開閉するスィッチ 113の閉状態の割合を示して！/、る。

[0152] スィッチ 113は、少なくともインノルス信号 122が出力されている期間は十分に閉となつているのが望ましい。従って、スィッチ 113の応答性を考慮して、制御用信号 125 は図 18に示すようなステップ状の信号とするのが好まし!/、。スィッチ 113のアイソレーシヨン特性の一実施例を図 19に示す力スィッチ 113のアイソレーション特性 127は、開閉の応答時間が長いほどアイソレーション性能が高くなり、応答時間を短くするに従って低下していく。

[0153] レーダ等に用いられる送信回路 103では、上記の通りキャリア信号 108の漏洩を回避することが重要である。従って、スィッチ 113のアイソレーション性能が高ければ高いほど望ましいことになる。

[0154] しかしながら、アイソレーション性能を高めるために応答時間を必要以上に長くすると、過渡時を含めたスィッチ 113の閉時間がインパルス信号 122のパルス幅に比べて大幅に長くなつてしまう。その結果、スィッチ 113の前記閉時間のうちインパルス信号 122が出力されていない時間が長くなり、その間キャリア信号 108がミキサ 112に出力され続け、ミキサ 112から漏洩して送信アンテナ 104から送信された信号の影響が大きくなつてしまう。

[0155] そこで、送信回路部 103では、スィッチ 113の応答時間を適切に選ぶことで、キャリア信号 108がミキサ 112に出力されるのを抑制している。すなわち、例えばインパルス信号 122のパルス幅が 500psの場合には、スィッチ 113の応答時間を l〜3ns程度にするのが好ましい。この程度の期間、ミキサ 112からキャリア信号 108が漏洩して送信アンテナ 104から送信されたとしても、その程度の漏洩はレーダの分解能に悪影響を与えることは無い。

[0156] むしろ、スィッチ 113の応答時間を l〜3ns程度にすることで、スィッチ 113のアイソレーシヨンを高めることができるだけでなぐ安価なスィッチを用いることができるという優れた効果が得られる。

[0157] なお、本実施例では、スィッチ 113を高周波発信器 107とミキサ 112間に設けたが、別の実施例として、ミキサ 112の下流側にスィッチ 13を設けることも可能である。インパルス信号 122が出力されていない期間、ミキサ 112からキャリア信号 108が漏洩するのを抑制できるものであれば、インパルス信号 122の波形等に悪影響を与えない限り、スィッチ 113の設置位置を上記実施例に限るものではなヽ。

[0158] 次に、受信回路の好ましい実施例を、図面に基づいて説明する。

送信アンテナ 104から送信された信号は、車両、人等の対象物で反射され受信アンテナ 106で受信される。図 16の受信回路部 105において、受信信号 151は IQ復調器 131に送られ、 IQ復調器 131で再びベースバンド帯域に戻されるとともに I成分 15 2と Q成分 153に分離される。

[0159] IQ復調器 131は、受信アンテナ 106で受信した受信信号 151を分岐して 2つのミキサ 132、 133に入力する一方、高周波発信器 107からキャリア信号 108をそれぞれのミキサ 132、 133に入力して受信信号 151を再びベースバンド帯域にダウンコンパートする。この際、ミキサ 133には、キャリア信号 108の位相を位相調整部 34で π Ζ2 だけずらしたものを入力する。

[0160] これにより、位相のずれに起因する受信信号 151の I成分及び Q成分を、それぞれのミキサ 132、 133で分離して抽出することができる。抽出された前記 I成分及び前記 Q 成分は、それぞれ LPF (Low Pass Filter) 135、 136で整形された後、 I成分 152 、 Q成分 153として IQ復調器 131から出力される。

[0161] IQ復調器 131から出力される I成分 152は分岐されて 2つの AD変翻 137, 138に入力される一方、 Q成分 153は分岐されて 2つ AD変翻 139、 140に入力される。

[0162] 図 16に示す受信回路 105の実施例では、バイポーラパルスの山と谷を正確に捉えるために、 2つの AD変^^を 1糸且とした 2糸且 4つの AD変^^ 137、 138、 139、 140を用いている。前記バイポーラパルスの山と谷を 1つの AD変^^でサンプリングさせることも可能ではある力そのためには 4GHzの帯域に対応できる ADを用いる必要がある。しかしながら、 4GHz対応の AD変 ^^は高価なため、コスト面で大きな問題となる。

[0163] これに対し、本実施例の受信回路 105のように 2つの AD変翻を用いて前記バイポーラパルスの山と谷を別々にサンプリングさせるようにすることにより、 40MHz程度に対応できる AD変を使用することが可能となり、コストを大幅に低減することが可能となる。さらに、ディジタル回路部 102における信号処理も迅速に行えるようになる

[0164] 各々 2つずつの AD変換器の組み合わせにおいて、一方の AD変換器 137及び 139 は、ディジタル回路部 102から与えられるタイミング 154で I成分 152及び Q成分 153 のサンプリングを行っている。これに対し、他方の AD変翻 138及び 140は、それぞれ遅延時間設定部 141及び 142においてディジタル回路部 102から与えられるタイミング 154を前記遅延時間分だけ遅らせたタイミングを求め、前記遅延時間分だけ遅らせたタイミングで I成分 152及び Q成分 153をサンプリングするようにしている。

[0165] 本実施例の送信回路部 103で生成され送信されるインパルス信号 122は、ディジタル回路部 102のクロックにより作成されたものであり、インパルス信号 122の波形である前記バイポーラパルスの山と谷との時間差、すなわち前記遅延時間は前記クロックの周期に相当する。当該クロック周期はディジタル回路部 102にディジタル値で記憶されていることから、前記遅延時間を遅延時間設定部 141、 142に正確に設定することが可能である。これにより、従来困難であった前記遅延時間の実現が、本実施例の受信回路部 105では遅延時間設定部 141、 142で正確に設定できるようになる。

[0166] I成分 152及び Q成分 153のサンプリングを行うタイミング 154は、ディジタル回路部 1 02において所定の時刻を基準に所定の周期 T毎に設定されて AD変換器 137、 13 9及び遅延時間設定部 141、 142に出力される。前記所定の時刻は、送信回路 103 からインパルス信号 122が送信されるタイミングとすることができる。また、周期 Tは、所定の距離にある対象物と通信するために一定とすることも可能であるし、レーダとして測距も行う場合には可変とすることができる。

[0167] また、前記遅延時間を τ 1としたとき、 AD変翻 138、 140は、ディジタル回路部 10 2から出力されるタイミング 154より遅延時間て 1だけ遅延させたタイミングでサンプリングを行う。 AD変^^ 137、 138、 139、 140で前記バイポーラパルスの山と谷をサンプリングするタイミングを、模式的に図 20に示す。

[0168] 図 20に示す通り、 I成分 152に対しては、前記バイポーラパルスの前のピークが AD 変 137でサンプリングされ、前記ノィポーラパルスの後ろのピークが AD変 138でサンプリングされる。同様に、 Q成分 153に対しては、前記バイポーラパルスの前のピークが AD変 139でサンプリングされ、前記バイポーラパルスの後ろのピークが AD変^ ^140でサンプリングされる。

[0169] 図 16に示す受信回路 105では、バイポーラパルスの山と谷の両方をサンプリングするために、 2台の AD変 ^^を 1組としてサンプリングを行わせるようにした力測距用としてレーダ復調のみを行う場合には 1台の AD変換器でも可能である。すなわち、レーダ復調のみを行う場合は、バイポーラパルスの 2つのピークをとらえる必要は必ずしも無ぐインノルス信号 22を受信したことがわかればよい。さらに、レーダ復調のみを行う場合は、送信波形はバイポーラパルスである必要は必ずしも無ぐュ-ポーラパルスでもよい。

[0170] また、受信信号 151の位相情報を保持するために図 16では IQ復調器 131を用いた力必ずしも IQ復調器を用いる必要は無ぐ特にレーダ用に測距のみを行う場合にはこれを用いないことも可能である。 IQ復調器を用いない場合は、それに代わって受信信号 151をダウンコンバートするためのミキサと LPFを設ける必要がある。また、通信用としてデータ復調を行う場合には 2台の AD変^^が必要である力レーダ復調のみを行う場合には 1台の AD変翻でよい。

[0171] 図 16では、受信回路部 105にもスィッチ 143を設けている。これは、ディジタル回路部 102から与えられるタイミング 154で受信信号 151のサンプリングを行うとき以外は、キャリア信号 108力ミキサ 132、 133から漏洩してサンプリング処理に何らかの悪影響を与えるのを回避するためである。

[0172] 受信回路の別の実施例を図面を用いて以下に説明する。

図 21では、図 16の受信回路部 105に測距用に受信信号 151を処理するレーダ復調部 162が追加されている。また、図 16に示された受信回路部 105は、本実施例では通信用のデータ復調部 163としている。従って、本実施例の受信回路部 161は、レーダ復調部 162とデータ復調部 163から構成されている。

[0173] レーダ復調部 162は、 IQ復調器 164と 2つの AD変^ ^165、 166から構成されている。また、受信信号 151をサンプリングするとき以外はキャリア信号 108の入力を遮断するためのスィッチ 167を設けてもよい。 AD変^ ^165、 166は、ディジタル回路部 102から与えられるタイミング 168でサンプリングを行う。

[0174] 測距用のレーダ送受信器では、対象物までの距離を測定するために、送信アンテナから信号が送信され、前記信号が前記対象物で反射され、反射された前記信号が受信アンテナで受信されサンプリングされるまでの時間差で対象物までの距離を測定している。具体的には送信信号 169を送信して力もサンプリングされるまでの時間（サンプリング周期）を所定の時間幅て 2で順次変更しながら送受信を繰り返し、前記対象物で反射された信号が検出されたときのサンプリング周期を求めている。

[0175] 図 21に示す本実施例では、送信回路部 103から送信される信号を測距用と通信用に兼用することができ、例えばレーダ復調部で受信信号 151を処理して前記対象物を検知させ、前記対象物が検知されたときのサンプリング周期をデータ復調部のサンプリング周期に設定することにより、前記対象物からの信号を受信できるようにすることが可能である。

[0176] また、図 16に示す実施例においては、受信回路 105を測距用としてサンプリング周期 Tを順次変更して対象物を検知させ、対象物が検知された後はサンプリング周期 T を固定して対象物との通信を行わせることも可能である。さらに、前記対象物が移動したことが、前記レーダ復調部により検知された場合は、固定した前記周期 Tを再度設定し、前記対象物と持続的に通信を行わせることも可能である。

[0177] 本明細書は、 2005年 4月 18日出願の特願 2005— 120111、 2006年 2月 7日出願の特願 2006— 029245および 2006年 4月 14日出願の特願 2006— 111599に基づく。この内容はすべてここに含めておく。

産業上の利用可能性

本発明は、測距機能と通信機能を同時に実現する測距'通信複合システムに容易に適用できる。

Claims

請求の範囲

[1] 所定のインパルス信号を生成する信号生成手段と、

前記インパルス信号を所定の搬送波でアップコンバートして送信信号を生成する搬送波変調手段と、

前記送信信号を送信する送信アンテナと、

前記送信信号が対象物で反射されて再び到着した信号を受信する受信アンテナと、前記受信アンテナで受信した受信信号を増幅する増幅手段と、

前記増幅手段の出力からインパルス信号を検波する検波手段と、

前記検波手段で検波された前記インパルス信号を入力して所定の処理を行う受信回路とを備え、

前記受信回路は測距手段と通信手段とを有して、る

ことを特徴とする測距 '通信複合システム。

[2] 前記受信回路は、

前記測距手段と前記通信手段とを並行して処理できるようにした

ことを特徴とする請求項 1に記載の測距 '通信複合システム。

[3] 前記信号生成手段は、

パルス幅が lnsec程度の超広帯域ベースバンドインパルスを生成する

ことを特徴とする請求項 1または請求項 2に記載の測距 '通信複合システム。

[4] 前記信号生成手段は、

PPM (Pulse Position Modulation)インパルスを用いてデータを変調する

ことを特徴とする請求項 1から請求項 3のいずれか 1項に記載の測距 '通信複合システム。

[5] 前記インパルス信号のパルス繰り返し周期は、

前記 PPM変調のための時間スロットの内最大の遅延時間と、前記信号生成手段の最小パルス繰り返し周期の和より大きぐ且つ、前記最小パルス繰り返し周期より前記時間スロットの最大遅延時間が小さい

ことを特徴とする請求項 1から請求項 4のいずれか 1項に記載の測距 '通信複合システム。

[6] 前記信号生成手段は、

前記データを変調するのに先立って、所定の個数のインパルス列力なるプリアンプル信号を生成する

ことを特徴とする請求項 1から請求項 5のいずれか 1項に記載の測距 '通信複合システム。

[7] 前記測距手段は、アナログ 'ディジタル変換器と複数のレンジビンを備え、

前記検波手段で検波された前記インパルス信号の振幅を、所定のタイミング毎に前記アナログ.ディジタル変換器によりディジタル値に変換して前記各レンジビンにサンプリングし、前記レンジビンのサンプリング値のうち最大となる前記レンジビンカも距離を算出する

[8] 前記アナログ ·ディジタル変翻は、

前記検波手段で検波された前記インパルス信号の振幅を離散多値データ (多ビットディジタル信号）に変換する

ことを特徴とする請求項 7に記載の測距 '通信複合システム。

[9] 前記測距手段によるサンプリングは、前記 PPM変調による遅延時間だけ遅らせて開始され、前記レンジビンに蓄積される振幅データの分解能を補完するよう決定された所定の時間幅 (オフセット）ずつ、タイミングをずらしながら行われる

ことを特徴とする請求項 7または請求項 8に記載の測距 '通信複合システム。

[10] 前記通信手段は、高速比較器と DACを備え、

前記検波手段で検波された前記インパルス信号を、前記高速比較器で前記 DACの出力と比較して 2値化することによりデータ復調を行う

[11] 前記通信手段は、

前記プリアンブル信号に基づいて前記データ復調を開始する

ことを特徴とする請求項 10に記載の測距 '通信複合システム。

[12] 前記信号生成手段は、連続する 2つのインパルスを 1組として第二番目のインパルスに対して前記データ変調を行う

[13] 前記連続する 2つのインパルスの第一番目のインパルスは、直前の前記 1組のインパルスの第二番目のインパルス乃至は、該第二番目のインパルスの次に生成されるパノレスである

[14] 前記信号生成手段は、前記インパルス信号を生成すると同時にトリガパルスを生成して前記測距手段に送出する

ことを特徴とする請求項 12に記載の測距 '通信複合システム。

[15] 前記通信手段は、

前記測距手段で算出された前記距離に基づいて前記送信信号の反射波を検知し、前記反射波を除、て前記データ復調を行う

[16] 前記通信手段は、

前記高速比較器からの出力の立ち上がり間隔が適切となるよう前記高速比較器の閾値を制御する