WO2007034956A1 - 無線受信装置及び無線受信方法 - Google Patents

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WO2007034956A1
WO2007034956A1 PCT/JP2006/319013 JP2006319013W WO2007034956A1 WO 2007034956 A1 WO2007034956 A1 WO 2007034956A1 JP 2006319013 W JP2006319013 W JP 2006319013W WO 2007034956 A1 WO2007034956 A1 WO 2007034956A1
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WO
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signal
section
unit
level
radio
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PCT/JP2006/319013
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English (en)
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Inventor
Atsushi Okita
Satosi Sugino
Masanori Hayasi
Original Assignee
Matsushita Electric Works, Ltd.
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    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/7163—Spread spectrum techniques using impulse radio
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    • H—ELECTRICITY
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    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/7163—Spread spectrum techniques using impulse radio
    • H04B1/7183—Synchronisation

Definitions

  • the present invention relates to a radio reception apparatus and radio reception method for receiving radio signals for ultra-wideband communication.
  • ultra-wide band Ultra-wide band
  • This UWB communication system performs ultra-wideband communication using a pulse train having a pulse signal power synchronized with a predetermined cycle timing.
  • UWB communication it is known that communication is performed using a pulse train composed of pulse signals without using a carrier wave, for example, a pulse width of lnsec or less, etc. (for example, Patent Document 1 and See Patent Document 2.) 0
  • FIG. 18 is a block diagram showing a wireless receiver 1000 for UWB communication according to the background art.
  • 18 includes an antenna 1001 that receives a UWB communication signal transmitted from a wireless transmitter using UWB communication, an amplifier 1002 that amplifies the UWB communication signal received by the antenna 1001, and a control unit 1005.
  • an integrated voltage Sz indicating the correlation between the template signal Sx and the signal Sy is generated.
  • Integrating circuit 1003 that performs analog-to-digital conversion (hereinafter abbreviated as “AD converter”) that converts the integrated voltage Sz into a digital value 1004 and a template based on the correlation value obtained by AD converter 1004
  • a signal Sx is output to the integration circuit 1003 in synchronization with the UWB communication signal, and a control unit 1005 is provided for demodulating the correlation value obtained from the AD conversion 1004.
  • Radio reception apparatus 1000 configured in this manner periodically generates template signal Sx in synchronization with a pulse signal of UWB communication, and in a predetermined period indicated by template signal Sx, for example, a window period of lOnsec Only by receiving a pulse signal of UWB communication, a background noise that does not have a certain period like a pulse signal of UWB communication. Receive significant UWB communication pulse signals.
  • UWB communication does not use a carrier wave and, for example, uses a pulse signal that is extremely short, such as a pulse width of lnsec or less, so that the spectral density of transmission power is compared with other wireless communication systems.
  • the internal circuit such as the amplifier 1002, the integration circuit 1003, the AD conversion 1004, and the control unit 1005 is configured with high sensitivity, noise generated by these internal circuits is picked up as a signal. May end up.
  • the clock signal used in these internal circuits for example, the noise caused by the reference clock signal used to generate the template signal SX in the control unit 1005 has periodicity, and thus has such a periodicity. If the noise with the characteristics is synchronized with the window period indicated by the template signal Sx, the noise may be misidentified as a received pulse, so that the reliability of communication is lowered.
  • Patent Document 3 states that the gain of the amplifier is too low when the received signal pattern (pulse train) is always 0. It is shown that when the received signal pattern is always 1, the gain of the amplifier is too high and the gain is decreased to search for the synchronization signal pattern and obtain synchronization.
  • Patent Document 3 The prior art of Patent Document 3 is supported by the gain of the amplifier, and is suitable for extracting the pulse train by optimizing the noise floor level due to the thermal noise of the wireless reception device with respect to the received signal level. It is. However, when there is an interference wave in the reception band, especially when the power of the interference wave is large, reception becomes impossible.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 2005-217899
  • Patent Document 2 Japanese Patent Publication No. 10-508725
  • Patent Document 3 Japanese Unexamined Patent Publication No. 2006-94169
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to provide a radio receiving apparatus capable of improving communication reliability.
  • a radio reception apparatus is a radio reception apparatus that receives a radio signal having a pulse-like signal at a predetermined period, and is in a state when a radio signal is received.
  • the signal level for each section received during communication is corrected based on the signal level for each section obtained by dividing the period into a plurality of sections. By this correction, the wireless reception device according to one embodiment of the present invention can reduce the influence of noise and improve the reliability of communication.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of a configuration of a wireless reception device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a signal waveform diagram for explaining the operation of the wireless reception device shown in FIG.
  • FIG. 3 is a signal waveform diagram for explaining the operation of the section level acquisition unit shown in FIG. 1.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of a correction signal obtained by the correction unit shown in FIG.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a wireless reception apparatus according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a waveform diagram of a radio signal used for UWB communication.
  • FIG. 7 is a waveform diagram for explaining reception timing for a radio signal of UWB communication.
  • FIG. 8 is a waveform diagram for explaining a radio signal demodulation method for UWB communication.
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating an example of a configuration of a filter unit.
  • FIG. 10 is a graph showing an example of a pass characteristic of a filter for a radio signal of UWB communication.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining an operation of adjusting a pass frequency band of a filter unit.
  • FIG. 12 is a waveform diagram for explaining the pass characteristics of a filter with respect to a transmission signal and an interference wave.
  • FIG. 13 is a graph for explaining pass characteristics of a filter with respect to a transmission signal and an interference wave.
  • FIG. 14 is a waveform diagram for explaining a demodulated signal when an interference wave cannot be attenuated by a filter.
  • FIG. 15 is a waveform diagram for explaining a demodulated signal when an interference wave can be attenuated by a filter.
  • FIG. 16 is a waveform diagram for explaining gain adjustment of an amplifier with respect to an interference wave.
  • FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of a wireless reception apparatus according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 18 is a block diagram showing a wireless receiver for UWB communication according to the background art.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of a configuration of a wireless reception device 1 according to an embodiment of the present invention.
  • the radio receiver 1 shown in FIG. 1 includes an antenna 2, a pulse demodulator 3, an integrator 4,
  • AD converter 5 signal processing unit 6, reference clock generation unit 7, and phase control unit 8.
  • the antenna 2 receives a radio signal RF by UWB communication.
  • the pulse demodulator 3 is a circuit that demodulates the radio signal RF received by the antenna 2 into pulses.
  • the pulse demodulator 3 includes, for example, an amplifier 31 that amplifies the signal received by the antenna 2, a filter 32 that is a bandpass filter that filters the signal amplified by the amplifier 31, and an envelope of the signal filtered by the filter 32 And a detector 33 that outputs to the integrator 4 as a detection signal S1 by detection or peak detection. Then, the pulse demodulator 3 performs frequency conversion to a frequency of about 500 MHz by detecting a signal in the band of 3.2 GHz, for example, received by the antenna 2.
  • the integrator 4 integrates the detection signal S1 frequency-converted by the pulse demodulator 3 and outputs the integration value to the AD converter 5.
  • the AD converter 5 is, for example, an 8-bit (255 stages) AD converter, converts the signal frequency-converted by the pulse demodulator 3 into a digital signal, and outputs it to the signal processor 6 as a signal level value AD.
  • the signal processing unit 6 includes, for example, a CPU (Central Processing Unit
  • the signal processing unit 6 executes the control program stored in the ROM, thereby acquiring the signal level value AD for each section obtained by dividing the cycle of the pulse signal into a plurality of sections, and generating the radio signal RF by the antenna 2.
  • Received signal level for each section Is stored in the section level storage unit 61 for each section, and the signal level for each section received by the antenna 2 is based on the signal level for each section stored in the section level storage unit 61.
  • the reference clock generation unit 7 is configured using, for example, a crystal oscillator, and generates a clock signal having the same cycle as that of the pulse signal in UWB communication and outputs the clock signal to the phase control unit 8.
  • the phase control unit 8 outputs a gate signal GT for controlling the operation timing of the pulse demodulation unit 3 to the amplifier 31 and the integrator 4 based on the clock signal output from the reference clock generation unit 7. More specifically, the phase control unit 8 uses a pulse signal that is the same as or slightly larger than the pulse width of the noise signal in UWB communication, for example, lOnsec, as a signal indicating the window period, in UWB communication. The signal is output to the amplifier 31 and the integrator 4 as a gate signal GT at a cycle of the pulse signal, for example, 50 nsec. Further, the phase control unit 8 changes the timing of the pulse signal indicating the window period in the gate signal GT in accordance with the control signal from the signal processing unit 6.
  • the amplifier 31 and the integrator 4 execute signal amplification and integration in synchronization with the timing of the pulse signal in the gate signal GT, and do not perform signal amplification and integration at other timings.
  • the pulse signal timing in the gate signal GT that is, the radio signal RF received by the antenna 2 during the window period is detected by the noise demodulator 3 and integrated by the integrator 4, and the integrated value is further converted to AD.
  • the signal level value AD is converted into the signal level value AD by the change 5 and output to the signal processing unit 6.
  • FIG. 2 is a signal waveform diagram for explaining the operation of radio receiving apparatus 1 shown in FIG. Figure 2 (a) shows an example of a signal waveform in an ideal environment that is not affected by noise.
  • Figure 2 (b) shows the signal waveform when periodic circuit noise is superimposed on the received signal. An example is shown.
  • the signal waveforms of the detection signal Sl, the gate signal GT, and the output signal of the integrator 4 are shown in order of increasing force.
  • the pulse demodulator 3 demodulates the radio signal RF received by the antenna 2 into pulses, and performs pulse demodulation.
  • Demodulated pulse P1 is output as detection signal S1 from unit 3 to integrator 4. Then, in the timing of the pulse signal in the gate signal GT output from the phase control unit 8, that is, in the window period T 1, the demodulated pulse P 1 is integrated by the integrator 4 and output to the AD converter 5.
  • the detection signal S1 of the pulse demodulator 3 has periodic noise other than the demodulated pulse P1.
  • the average level of noise rises.
  • the peak value of the demodulated pulse P1 is the value from the average value level of the noise to the peak of the demodulated pulse P1, and therefore the peak value of the demodulated pulse P1 decreases as the average level of noise increases. .
  • the integrated value obtained by integrating the demodulating pulse P 1 by the integrator 4 is lowered, and the signal level value AD obtained by the AD conversion 5 is also lowered.
  • the signal of AD change 5 in a state where the wireless signal RF is not transmitted from the UWB wireless transmission device (not shown) and therefore the wireless signal RF is not received by the antenna 2 is used.
  • the level value AD that is, the signal level value AD for each window period caused by the periodic noise in the internal circuit is acquired by the section level acquisition unit 62.
  • FIG. 3 is a signal waveform diagram for explaining the operation of the section level acquisition unit 62 shown in FIG.
  • the signal waveforms of the detection signal S1 and the gate signal GT are also shown in order.
  • the detection signal S1 of the pulse demodulator 3 power does not include the demodulated pulse P1.
  • the detection signal S1 due to noise is output to the integrator 4.
  • the gate signal GT is output from the phase control unit 8 to the amplifier 31 and the integrator 4 at the phase of the window period T1, and the integrator 4
  • the detection signal S1 is integrated at the timing of the window period T1, and the signal level value AD force AD change 5 corresponding to the integrated value is output to the section level acquisition unit 62.
  • the interval level acquisition unit 62 causes the phase control unit 8 to output the gate signal GT in the phase of the window period T1 for a predetermined time set in advance, for example, 8 seconds. Then, the section level acquisition unit 62 averages the signal level value AD in the window period Tl obtained during 8 ⁇ sec, and the average value is set as the average level value AVT1 in the window period T1.
  • the section level acquisition unit 62 determines the gate signal GT from the phase control unit 8 at a timing that is out of phase with the window period T1, for example, the phase of the window period T2 that is lnsec behind the window period T1. Output for a time, eg 8 sec. Then, the section level acquisition unit 62 averages the signal level value AD in the window period T2 obtained over a plurality of periods for 8 sec, and stores the average value as the average level value AVT2 in the window period T2. Stored in part 61.
  • the interval level acquisition unit 62 sequentially shifts the window period by lnsec, and the average level obtained for each of the 50 window periods provided within 50nsec that is the period of the demodulation pulse P1.
  • Values AVT1 to AVT50 that is, signal level values for each window period resulting from periodic noise in the internal circuit are stored in the section level storage unit 61.
  • the window periods T1 to T50 correspond to an example of a plurality of sections in the claims.
  • the section level acquisition unit 62 sets each window period to the address of the section level storage unit 61.
  • Level A section level storage unit that correlates identification data indicating each window period and average level values AVT1 to AVT50, which may store average level values AVT1 to AVT50 for each window period. Let me remember in 61.
  • the radio signal RF power received by the antenna 2 is demodulated by the RF power pulse demodulating unit 3, integrated by the integrator 4, and output to the correcting unit 63 as a signal level value AD by AD conversion 5.
  • the signal level in each window period ⁇ 1 to ⁇ 50 is corrected by the correction unit 63.
  • the average level values AVT1 to AVT50 stored in the section level storage unit 61 from the value AD are corrected by subtracting the signal level value for each window period caused by periodic noise in the internal circuit.
  • the corrected correction signal S2 is demodulated by the demodulator 64 and output to the outside as received data RD.
  • the correction unit 63 causes the section level to be leveled.
  • the average level values AVT1 to AVT50 stored in the data storage unit 61 that is, the signal level value power for each window period caused by the periodic noise in the internal circuit. Since the influence is reduced, the reliability of communication can be improved.
  • the section level acquisition unit 62 is not limited to the example in which the average level values AVT1 to AVT50 are stored in the section level storage unit 61, and the signal level value AD in the window periods T1 to T50 is directly stored in the section level storage unit 61.
  • the correction unit 63 corrects the received signal using the signal level value AD in the window period T1 to T50, but the correction unit 63 uses the average level value AVT1 to AVT50 to The measurement accuracy of the signal level value in each window period due to periodic noise is improved, and this can improve the reliability of communication.
  • the correction unit 63 determines the difference between the preset reference value REF and the average level values AVT1 to AVT50 stored in the section level storage unit 61 as the signal level in each window period T1 to T50.
  • the correction signal S2 may be generated by adding each to the value AD. More specifically, for example, when the signal level value AD in each window period ⁇ 1 to ⁇ 50 is expressed as AD1 to AD50, the correction unit 63 generates the correction signal S2 based on the following equation (1). Also good.
  • the correction signal S2 in a state where the radio signal RF is not received is approximately equal to the reference value REF and becomes “240”. Then, for example, even if the demodulation pulse P1 takes a negative value, the correction signal S2 Becomes a positive value, the signal processing unit 6 can easily perform signal processing without having to process a negative value.
  • the section level acquisition unit 62 calculates the difference between the preset reference value REF and the average level values AVT1 to AVT50 in each window period T1 to T50.
  • Correction values C1 to C50 may be stored in the section level storage unit 61.
  • the correction unit 63 sets the correction values C1 to C50 for each window period stored in the section level storage unit 61 in each window period T1 to T50. It may be configured to generate correction signal S2 by adding to signal level values AD1 to AD50 respectively.
  • the correction unit 63 only needs to execute the calculation process of Expression (3) when correcting the radio signal RF, and therefore, the reception operation of the radio signal RF is performed more than when the calculation process of Expression (1) is executed.
  • the calculation processing load of the correction unit 63 at the time can be reduced.
  • the number of window periods may be set as appropriate. As the number of window periods is increased by reducing the phase difference of each window period, the correction accuracy is improved and the reliability of communication is improved.
  • adjacent window periods may be set so as not to overlap each other. In this case, the number of window periods in the pulse period of the radio signal RF can be reduced.
  • the radio signal RF can be increased by increasing the window period.
  • the number of window periods in the pulse period can be reduced.
  • the window period is set appropriately according to the balance between the increase in circuit load and the decrease in the SZN ratio caused by increasing the window period.
  • a filter unit that can extract at least a part of a frequency band used in the radio signal RF by using the fact that a pulse signal in UWB communication has a wide band is used.
  • the wireless reception device 1 may be configured to reduce the influence of noise and further improve the reliability of communication.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a radio reception apparatus according to another embodiment of the present invention.
  • this wireless receiver 10 includes an antenna 2, a pulse demodulator 11, an integrator 4, an AD converter 5, a signal processor 12, a reference clock generator 7, a phase controller 8, And a sensitivity control unit 13. That is, the radio receiver 10 shown in FIG. 5 includes a pulse demodulator 11 instead of the pulse demodulator 3 in the radio receiver 1 shown in FIG. 1 is provided with a signal processing unit 12 in place of the signal processing unit 6 in the wireless receiving device 1 shown in the figure, and further provided with a sensitivity control unit 104.
  • the wireless receiving device 1 shown in FIG. is there.
  • the pulse demodulating unit 11 includes an amplifier 31, a filter unit 101, an amplifier 102, and a detector 33. That is, the pulse demodulator 11 includes a filter unit 101 in place of the filter 32 of the pulse demodulator 3 shown in FIG. 1 as compared with the pulse demodulator 3 shown in FIG. 1 is different from the wireless reception device 1 shown in FIG. 1 in that it further includes an amplifier 102 interposed therebetween.
  • the signal processing unit 12 includes a section level storage unit 61, a section level acquisition unit 62, a correction unit 63, and a demodulation unit 121. That is, the signal processor 12 differs from the radio receiver 1 shown in FIG. 1 in that the signal processor 12 includes a demodulator 121 instead of the demodulator 64 shown in FIG. 1 compared to the signal processor 6 shown in FIG. The other points are the same.
  • FIG. 6 is a waveform diagram of a radio signal used for UWB communication.
  • Fig. 6 (a) shows the radio signal
  • Fig. 6 (b) shows the pulse of the radio signal.
  • FIG. 7 is a waveform diagram for explaining reception timing for a radio signal of UWB communication.
  • Figure 7 (a) shows the output of the wireless transmitter
  • Fig. 7 (b) shows the output of the detector
  • Fig. 7 (c) shows the integration control signal Tint.
  • FIG. 8 is a waveform diagram for explaining a radio signal demodulation method for UWB communication.
  • FIG. 8 (a) shows a radio signal (transmission signal)
  • FIG. 8 (b) shows the value AD converted by the AD converter 5
  • FIG. 8 (c) shows a demodulated signal.
  • a radio signal RF transmitted from a radio transmission device is a pulse signal as shown in Fig. 6 (a), and a synchronization pulse train for the radio reception device 10 to synchronize with the pulse and And a pulse train corresponding to data to be transmitted (baseband signal).
  • the synchronization pulse train is a signal in which a pulse of UWB communication is repeated at a predetermined cycle Trep. The number of pulse repetitions is set so that the pulse position can be detected on the wireless receiver 10 side. Then, the synchronization pulse train has a configuration in which the presence or absence of a pulse train indicating the end of pulse synchronization is added.
  • FIG. 6 (a) the synchronization pulse train is a signal in which a pulse of UWB communication is repeated at a predetermined cycle Trep. The number of pulse repetitions is set so that the pulse position can be detected on the wireless receiver 10 side.
  • the synchronization pulse train has a configuration in which the presence or absence of a pulse train indicating the end of pulse synchronization is added
  • This period TD is a 1-bit period of the data to be transmitted (baseband signal).
  • the data to be transmitted is indicated by on-off keying, but may be expressed by other modulation schemes such as bi-phase modulation.
  • the radio signal RF from the radio transmission device is received by the broadband antenna 2, the frequency band components used in the radio signal RF are extracted by the filter unit 101, and the envelope detection or After peak detection, input to integrator 4.
  • the integrator 4 is output from the demodulating unit 121 of the signal processing unit 12 and responds to the integration control signal Tint that controls the timing of the integration period within the period Trep, and the integration control signal Tint is at the high level of the active level. At this time, the operation of integrating the detection output of the detector 33 is performed N times by the integral control signal Tint.
  • the integrated value is converted from analog to digital in the AD converter 5, and the pulse determination unit of the demodulating unit 121] _2la compares the AD converted value with a predetermined threshold. Thus, it is determined as the data “1” or “0”.
  • the pulse determining unit 12 la of the demodulating unit 121 further transmits the obtained data power of “1” or “0” to the baseband signal. In the period when the synchronization pulse train is not detected, the timing of the integration period is controlled so that the synchronization pulse train is detected.
  • the UWB communication pulse transmitted by the wireless transmission device is a pulse of, for example, about 2 to 3 nsec, which repeats every cycle Trep.
  • the demodulation unit 121 controls the integration period of the integrator 4 by the integration control signal Tint, and outputs the detection output from the detector 33 as shown in FIG. every ⁇ , over the period TD, that is, the total integration is performed to obtain an integrated value. If the AD converted value of the integrated value is greater than or equal to a predetermined threshold value ⁇ ⁇ as shown in FIG. 8 (b), the demodulating unit 121 determines that the data is “1”, and the value is If it is less than the threshold value ⁇ , the demodulator 121 determines that the data is “0”. As a result, the demodulator 121 obtains a demodulated signal as shown in FIG. 8 (c) corresponding to the radio signal RF (transmission signal) as shown in FIG. 8 (a).
  • the panorres determination unit 121a performs integration by shifting the time slots by a period Ton between synchronization panelless sequences, and searches for the synchronization timing.
  • the following search is stopped when the phase of ⁇ 3 is detected (in the example 7 shown in the figure, the search is performed up to the phase of ⁇ 4 and the AD converted value at the phase of ⁇ 3 is The phase that is larger is determined as a synchronization slot).
  • power consumption for searching for the synchronization timing can be reduced.
  • the filter unit 101 extracts at least part of a frequency band used in the radio signal RF.
  • the sensitivity control unit 13 is provided.
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating an example of the configuration of the filter unit.
  • FIG. 10 is a graph showing an example of the pass characteristic of a filter for a radio signal of UWB communication.
  • Fig. 10 (a) shows the frequency characteristics of transmission power in radio signals for UWB communication, and the horizontal axis represents frequency. The vertical axis is power.
  • Figure 10 (b) shows the frequency characteristics of the filter, and the horizontal axis is the frequency.
  • the filter unit 101 is a switch element that switches the signal path to one of the filters 101a and 10 lb before and after the two filters 101a and 101b provided in parallel with each other.
  • 101c and 101d are provided.
  • the switch elements 101c and 101d are controlled to be switched in conjunction with each other by a filter switching signal SEL from the sensitivity control unit 13.
  • the transmission signal (radio signal RF) from the radio transmission device is an innoculus signal having a wide band of 3 to 5 GHz as shown in FIG. 10 (a), for example. Accordingly, as the characteristics of the filters 101a and 101b, for example, as shown in FIG. 10 (b), the filter 101a passes the low-frequency component, and the filter 101b passes the high-frequency component. .
  • the filter 101 may pass the entire band shown in FIG. 10A, and the filter 101b may generate an interference wave in the low frequency side or the high frequency side.
  • the lower component may be allowed to pass through.
  • the filter unit 101 is provided with three filters, a filter that passes the entire band, and a filter that passes each of the low-frequency side and the high-frequency side. It may be configured to switch. In other words, the filter unit 101 only needs to be able to extract at least a part of the frequency band used in the radio signal RF as described above.
  • the filter unit 101 may be configured such that the filters 101a and 101b are provided in series with each other, and the switch elements 101c and 101d bypass the filters 101a and 101b, respectively.
  • the sensitivity control unit 13 first detects a pulse in response to a pulse detection signal SEN that is input from the pulse determination unit 121a and indicates whether or not the pulse determination unit 121a is synchronized with the received pulse. In the meantime, the variance value of the AD converted value in AD conversion 5 is obtained. Then, the sensitivity control unit 13 outputs a filter switching signal SEL according to the obtained dispersion value, and adjusts the pass frequency band of the filter unit 101.
  • FIG. 11 to FIG. 15 are diagrams for explaining the adjustment operation.
  • Figure 13 (a) shows the relationship between the frequency spectrum of the transmitted signal and the frequency spectrum of the jamming wave, and the horizontal axis represents the frequency. The vertical axis is power.
  • Figure 13 (b) shows the frequency characteristics of the filter, and the horizontal axis represents the frequency.
  • Fig. 14 (a) and Fig. 15 (a) show the transmitted signal
  • Fig. 14 (b) and Fig. 15 (b) show the received signal
  • Fig. 14 (c) and Fig. 15 (c) show AD The converted values are shown
  • FIGS. 14 (d) and 15 (d) show the demodulated signals.
  • the transmission signal (radio signal RF) from the transmission antenna 201 of the wireless transmission device includes an interference wave (noise) that becomes a CW wave from the interference wave generation source 202 in the filter 101a.
  • the signal waveforms of the transmission signal and the interference wave reaching the receiving antenna 2 are as shown in Fig. 12 (a) in order from the top, and the frequency spectrum is as shown in Fig. 13 (a). become.
  • the filter unit 101 is configured by the low-pass filter 101a and the high-pass filter 101b as shown in FIG. 13 (b).
  • the low-pass filter 101a a composite wave of the transmission signal and the interference wave as shown in FIG. 12 (b) passes, and when the interference wave has a higher electric field strength than the transmission signal.
  • the transmission signal will be buried in the interference wave. Therefore, when the relationship of the electric field strength is “interfering wave” >> transmitted signal, the interfering wave is not output.
  • the signal output from the amplifier 102 through the filter 101a of the filter unit 101 with respect to the transmission signal shown in FIG. 14 (a) is as shown in FIG. 14 (b). For this reason, the signal shown in Fig.
  • the interference wave attenuates as shown in Fig. 12 (c), and the relationship of the electric field strength in that band is that the transmission signal >>> interference
  • the signal output from the amplifier 102 through the filter 101b of the filter unit 101 with respect to the transmission signal shown in FIG. 15 (a) is as shown in FIG. 15 (b).
  • the signal shown in Fig. 15 (b) is detected by the detector 33, integrated N times by the integrator 4, and further converted by the AD converter 5 as shown in Fig. 15 (c).
  • the component at the phase ⁇ 3 is greater than or equal to the threshold value ⁇ .
  • the pulse determination unit 121a of the demodulation unit 121 can acquire synchronization and obtain a demodulated signal corresponding to the transmission signal from the subsequent transmission data string as shown in FIG. 15 (d).
  • the sensitivity control unit 13 periodically selects the filters 101a and 101b for a predetermined period of time, searches for the state of the interference wave in each band, and switches to receive the signal with less interference wave!
  • the sensitivity control unit 13 may be configured to switch to the other filter when synchronization acquisition cannot be performed with the currently switched filter.
  • the wireless reception device 10 can embed V or N in a wideband wireless signal.
  • the baseband component of the transmission signal can be demodulated from the band component.
  • the gain of amplifier 102 is adjusted by amplification factor switching signal CTL from sensitivity control unit 13, which may be a variable gain amplifier.
  • sensitivity control unit 13 switches between the two filters 101a and 101b, and the dispersion value of the AD converted value in each case, that is, the fluctuation width is both greater than or equal to a predetermined level, and both are disturbing waves. If it is determined that there is less interference power, that is, the one with the smaller dispersion value is selected, the gain of the amplifier 102 increases as the dispersion value increases with the gain switching signal CTL. Change to smaller.
  • the variance value of the AD value of unit time W1 when there is no power received by antenna 2 is given in advance as an initial value.
  • the dispersion value increases in accordance with the power level of the interference wave, as shown by time W2 in FIG.
  • the demodulator 121 determines that the dispersion value of the AD value is the time It is the same as the initial setting value indicated by W1.
  • the reception sensitivity is reduced by the power of the jamming wave, but if a jamming signal is unavoidable and a transmission signal greater than the power of the jamming wave is received, synchronization acquisition and signal demodulation are performed. Therefore, the UWB communication wireless receiver 10 can perform a receiving operation stably. Further, the radio reception device 10 can suppress the level of decrease in the reception sensitivity to a minimum level according to the power of the interference wave.
  • the sensitivity control unit 13 obtains the dispersion value while no pulse is detected in response to the pulse detection signal SEN from the pulse determination unit 121a as described above.
  • the fluctuation of the dispersion value due to the fluctuation of the value ( ⁇ 3 section in Fig. 8) can be eliminated, and the dispersion value of noise components such as thermal noise and jamming wave in the period when there is no received signal can be obtained accurately be able to.
  • the pass frequency band adjustment of the filter unit 101 and the gain adjustment of the amplifier 102 can be appropriately performed.
  • FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of a radio reception apparatus according to another embodiment of the present invention.
  • the wireless reception device 10 including the filter unit 101 and the like in the wireless reception device 1 has been described.
  • the wireless reception device 10 has a pulse with a predetermined period as illustrated in FIG. Is a wireless reception device 10A that receives a wireless signal at a timing synchronized with the period and demodulates a baseband signal from the pulse train, and receives at least a frequency band used for the wireless signal when the reception signal is input.
  • a filter unit 101 that can extract a part of the components, a detector 33 that detects an envelope or peak of an output from the filter unit 101, and an output of the detector 33 integrated over a predetermined integration period Integrator 4 to which the output voltage of the integrator 4 is converted from analog to digital, and the integration period of the integrator 33 is adjusted based on the AD-converted value in the AD converter.
  • a signal demodulator 121 that demodulates the baseband signal
  • a sensitivity controller that adjusts the pass frequency band of the filter unit 101 according to the dispersion value of the AD-converted value in the AD converter 5 13 may be configured as a wireless reception device 10A.
  • the radio receiver 10A further includes an amplifier 102 interposed between the filter unit 101 and the detector 33, and the gain of the amplifier 102 is adjusted by a signal from the sensitivity control unit 13. It may be configured. Even if configured in this way, the radio receiving device 10A can increase the tolerance to the interference wave without reducing the reception sensitivity by avoiding the band of the interference wave. For this reason, the influence of noise is reduced, and communication reliability can be further improved.
  • a radio reception apparatus is a radio reception apparatus that receives a radio signal having a pulse-like signal at a predetermined period, the reception unit receiving the radio signal, and the period For each section divided into a plurality of sections, a section level acquisition section for acquiring the signal level obtained by the receiving section, and the section level acquisition section in a state in which the wireless signal is not received by the receiving section.
  • the section level storage unit that stores the signal level for each section that is received for each section, and the signal level for each section that is received by the reception unit is stored in the section level storage unit!
  • a correction unit that performs correction based on each signal level; and a demodulation unit that demodulates the radio signal according to the signal level of each section corrected by the correction unit.
  • a radio signal having a pulsed signal at a predetermined cycle is received by the receiving unit, and the radio signal obtained by the receiving unit is obtained for each section obtained by dividing the pulse cycle into a plurality of sections.
  • the signal level of the signal is obtained.
  • the signal level for every section acquired in the state where the radio signal is not received is memorize
  • the signal level for each section received by the receiving unit is corrected based on the signal level for each section stored in the section level storage unit, and a radio signal is generated according to the corrected signal level for each section. Is demodulated. For this reason, the influence of noise having periodicity is reduced by the correction, and communication reliability can be improved.
  • the radio reception apparatus is the radio reception apparatus according to the first aspect described above, wherein the section level acquisition unit sequentially shifts the sections for acquiring the signal level while The signal level in the section is acquired.
  • the section level acquisition unit that acquires the signal level in a plurality of sections while sequentially shifting the section in which the signal level is acquired is provided, and the influence of periodic noise is reduced.
  • a wireless reception device that improves reliability.
  • a radio reception apparatus is the radio reception apparatus according to the first or second aspect described above, wherein the section level acquisition unit sets a plurality of signal levels for each section. The average value of the acquired signal level is calculated for each section corresponding to each section in the plurality of periods, and the average value for each section is calculated as the signal level for each section. Is stored in the section level storage unit.
  • a radio reception apparatus is the radio reception apparatus according to any one of the first to third aspects described above, wherein the correction unit is the section received by the reception unit.
  • the correction is performed by subtracting the signal level for each section stored in the section level storage unit from the signal level for each section.
  • the correction unit is configured to perform correction by subtracting the signal level for each section stored in the section level storage unit from the signal level for each section received by the reception unit.
  • a wireless receiver that reduces the influence of periodic noise and improves the reliability of communication.
  • a radio reception apparatus is the radio reception apparatus according to any one of the first to third aspects described above, wherein the correction unit includes a preset reference value and the interval.
  • the correction is performed by adding the difference from the signal level for each section stored in the level storage section to the signal level for each section received by the receiving section.
  • the radio reception apparatus is the radio reception apparatus according to the first aspect described above, wherein the section level acquisition unit acquires a preset reference value and each of the sections. The difference from the signal level is stored in the section level storage unit as the signal level for each section, and the correction unit uses the signal level for each section stored in the section level storage unit as the reception unit. The correction is performed by adding to the signal level of each section received by the above.
  • the section level acquisition unit stores the difference between the preset reference value and the signal level acquired for each section in the section level storage unit as the signal level for each section.
  • the calculation processing load of the correction unit during the reception operation of the radio signal can be reduced.
  • a radio reception apparatus is the radio reception apparatus according to the first to sixth aspects described above, wherein the reception unit receives the radio signal and outputs a reception signal
  • An antenna unit a filter unit that receives the received signal and can extract at least a part of a frequency band used in the radio signal, and an envelope or peak of an output from the filter unit.
  • a frequency band component used in a radio signal is extracted in the filter unit, and envelope detection or peak detection is performed in the detection unit.
  • the output of the detection unit is integrated over a predetermined integration period in the integration unit, and is converted from analog to digital in the analog-to-digital conversion unit.
  • the analog-to-digital conversion value of the analog-to-digital conversion unit is compared with a predetermined threshold value in the demodulating unit, it can be determined as “1” or “0” data.
  • the demodulator demodulates the baseband signal from the obtained “1” or “0” data, and if the synchronization pulse train is not detected, the synchronization pulse train is The timing of the integration period is controlled so as to be detected.
  • the filter unit is configured to be able to extract a component of at least a part of the frequency band used in the radio signal, and is provided with a sensitivity control unit, and the sensitivity control unit performs analog-digital conversion.
  • the pass frequency band of the filter unit is adjusted according to the variance value of the AD converted value in the unit. For example, when the filter unit is configured to include a filter that passes a low-frequency component of a frequency band used in a radio signal and a filter that passes a high-frequency component, When a filter that passes the component is selected and the dispersion value of the AD conversion value, that is, the width of the fluctuation increases due to the disturbing wave, a pulse is detected in addition to the original synchronization timing.
  • the filter unit is configured to include a filter that allows the entire frequency band used in the radio signal to pass and a filter that allows the low-frequency or high-frequency components to pass, the entire frequency band is passed. If the filter to be used is selected and the dispersion value of the AD conversion value becomes large due to the disturbing wave, and a pulse is detected in addition to the original synchronization timing, the low-frequency component or high-frequency component is detected. For example, switching to a filter to be passed.
  • a radio reception apparatus is the radio reception apparatus according to the seventh aspect described above, wherein the reception unit includes an amplification unit interposed between the filter unit and the detection unit. Further, the amplifying unit is adjusted in gain by a signal from the sensitivity control unit.
  • the gain of the amplification unit is preferably reduced after the pass frequency band of the filter unit is adjusted, and the dispersion value becomes substantially constant. To be controlled. As a result, the reception sensitivity decreases, but When a received signal having a level larger than that is input, it can be demodulated. Therefore, when the interference wave is unavoidable, the wireless reception device can receive the wireless signal if the reception signal exceeds the power of the interference wave.
  • a wireless reception device is the wireless reception device according to the seventh or eighth aspect described above, wherein the sensitivity control unit is configured to convert an AD conversion value in the analog-digital conversion unit. The presence / absence of a received signal is determined from the variance value, and the acquisition of the variance value during the integration period in which the received signal is present is limited.
  • the radio reception method is a radio reception method for receiving a radio signal having a pulsed signal at a predetermined cycle, and receiving the radio signal by a receiving unit; Obtaining a signal level obtained by the receiving unit for each section obtained by dividing the cycle into a plurality of sections, and the acquired section in a state in which no radio signal is received by the receiving unit. Storing the signal level for each section in the section level storage section, and storing the received signal level for each section in the section level storage section to the signal level for each section. Respectively, and a step of demodulating the radio signal in accordance with the corrected signal level for each section.
  • a radio signal having a pulse-like signal is received at a predetermined cycle by the receiving unit, and the radio signal obtained by the receiving unit is obtained for each section obtained by dividing the pulse cycle into a plurality of sections.
  • the signal level of the signal is obtained.
  • the signal level for every section acquired in the state where the radio signal is not received is memorize
  • the signal level for each section received by the receiving unit is corrected based on the signal level for each section stored in the section level storage unit, and each corrected section is corrected.
  • the radio signal is demodulated according to the signal level. For this reason, the influence of noise having periodicity is reduced by the correction, and communication reliability can be improved.
  • the present invention it is possible to provide a radio reception apparatus and method that can improve the reliability of communication, with respect to the radio reception apparatus and method that receive radio signals for ultra-wideband communication. .

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Abstract

　本発明の受信無線装置１は、所定の周期でパルス状の信号を有する無線信号を受信する無線受信装置１であって、無線信号が受信されていない状態において受信された、前記周期を複数の区間に分割した区間毎の信号レベルに基づいて、通信中に受信された区間毎の信号レベルをそれぞれ補正する。この補正によって、本発明の受信無線装置１は、周期性を有するノイズの影響を低減することができ、通信の信頼性を向上させることができる。

Description

明 細 書
無線受信装置及び無線受信方法
技術分野
[0001] 本発明は、ウルトラワイドバンド通信の無線信号を受信する無線受信装置及び無線 受信方法に関する。
背景技術
[0002] 近年、高速無線伝送方式の一つとして、ウルトラワイドバンド（UWB： Ultra
Wide Band)通信方式が注目されている。この UWB通信方式は、所定の周期タイミン グに同期したパルス信号力 なるパルス列を用いて超広帯域な通信を行うものである 。 UWB通信の一態様として、搬送波を用いず、例えばパルス幅が lnsec以下等の 極めて細か!/、パルス信号からなるパルス列を用いて通信を行うものが知られて 、る ( 例えば、特許文献 1及び特許文献 2参照。 )0
[0003] 図 18は、背景技術に係る UWB通信の無線受信装置 1000を示すブロック図である 。図 18に示す無線受信装置 1000は、 UWB通信による無線送信装置から送られて きた UWB通信信号を受信するアンテナ 1001と、アンテナ 1001で受信された UWB 通信信号を増幅するアンプ 1002と、制御部 1005から出力された時系列上の所定の タイミングを示すテンプレート信号 Sxに基づいてアンプ 1002で増幅された信号 Syを 積分することにより、テンプレート信号 Sxと信号 Syとの相関を示す積分電圧 Szを生 成する積分回路 1003と、その積分電圧 Szをディジジタル値に変換するアナログ— ディジタル変換器 (以下、「AD変換器」と略記する。 ) 1004と、 AD変換器 1004で得 られた相関値に基づきテンプレート信号 Sxを UWB通信信号と同期させて積分回路 1003へ出力すると共に、 AD変翻1004で得られた相関値カゝらデータを復調する 制御部 1005とを備えている。
[0004] このように構成された無線受信装置 1000は、 UWB通信のパルス信号と同期して テンプレート信号 Sxを周期的に生成し、テンプレート信号 Sxによって示される所定 の期間、例えば lOnsecのウィンドウ期間においてのみ UWB通信のパルス信号を受 信することによって、 UWB通信のパルス信号のように一定の周期を有さない背景ノィ ズを排除して、有意な UWB通信のパルス信号を受信する。
[0005] ところで、 UWB通信は、搬送波を用いず、例えばパルス幅が lnsec以下等の極め て短 、パルス信号を用いるために、他の無線通信方式と比較して送信電力のスぺク トル密度が非常に低いため、アンプ 1002を始めとして積分回路 1003、 AD変翻 1 004及び制御部 1005等の内部回路が高感度に構成されており、これら内部回路に よって生じたノイズを信号として拾ってしまう場合がある。特に、これら内部回路にお いて用いられているクロック信号、例えば、制御部 1005においてテンプレート信号 S Xを生成するために用いられる基準クロック信号に起因するノイズは、周期性を有する ため、このような周期性を有するノイズがテンプレート信号 Sxによって示されるウィンド ゥ期間と同期すると、ノイズを受信パルスと誤認する場合があるため、通信の信頼性 が低下するという不都合があった。
[0006] また、パルス列のパルス信号に無線受信装置の受信タイミングを同期させる際に、 特許文献 3には、受信信号のパターン (パルス列）が常に 0の場合はアンプのゲイン が低すぎるものとしてゲインをアップし、受信信号のパターンが常に 1の場合はアンプ のゲインが高すぎるものとしてゲインをダウンすることによって、同期信号パターンを 探索し、同期を得ることが示されている。
[0007] 特許文献 3の従来技術は、アンプのゲインで対応しており、受信信号レベルに対し て、無線受信装置の熱雑音などによるノイズフロアレベルを最適化し、前記パルス列 を抽出するのに好適である。し力しながら、受信帯域内に妨害波があり、特にその妨 害波のパワーが大きい時には、受信不能になってしまう。
特許文献 1：特開 2005— 217899号公報
特許文献 2：特表平 10— 508725号公報
特許文献 3：特開 2006 - 94169号公報
発明の開示
[0008] 本発明は、このような事情に鑑みて為された発明であり、通信の信頼性を向上させ ることができる無線受信装置を提供することを目的とする。
[0009] 本発明の一態様に係る無線受信装置は、所定の周期でパルス状の信号を有する 無線信号を受信する無線受信装置であって、無線信号が受信されて 、な 、状態に おいて受信された、前記周期を複数の区間に分割した区間毎の信号レベルに基づ いて、通信中に受信された区間毎の信号レベルをそれぞれ補正する。この補正によ つて、本発明の一態様に係る無線受信装置は、ノイズの影響を低減することができ、 通信の信頼性を向上させることができる。
図面の簡単な説明
[図 1]本発明の一実施形態に係る無線受信装置の構成の一例を示すブロック図であ る。
[図 2]図 1に示す無線受信装置の動作を説明するための信号波形図である。
[図 3]図 1に示す区間レベル取得部の動作を説明するための信号波形図である。
[図 4]図 1に示す補正部により得られる補正信号の一例を示す図である。
[図 5]本発明の他の一形態に係る無線受信装置の構成を示すブロック図である。
[図 6]UWB通信に用いられる無線信号の波形図である。
[図 7]UWB通信の無線信号に対する受信タイミングを説明するための波形図である
[図 8]UWB通信の無線信号の復調方法を説明するための波形図である。
[図 9]フィルタ部の構成の一例を示すブロック図である。
[図 10]UWB通信の無線信号に対するフィルタの通過特性の一例を示すグラフであ る。
[図 11]フィルタ部の通過周波数帯域の調整動作を説明するための図である。
[図 12]送信信号および妨害波に対するフィルタの通過特性を説明するための波形図 である。
[図 13]送信信号および妨害波に対するフィルタの通過特性を説明するためのグラフ である。
[図 14]妨害波がフィルタで減衰できない場合の復調信号を説明するための波形図で ある。
[図 15]妨害波をフィルタで減衰できた場合の復調信号を説明するための波形図であ る。
[図 16]妨害波に対する増幅器のゲイン調整を説明するための波形図である。 [図 17]本発明の他の一形態に係る無線受信装置の構成を示すブロック図である。
[図 18]背景技術に係る UWB通信の無線受信装置を示すブロック図である。
発明を実施するための最良の形態
[0011] 以下、本発明に係る実施形態を図面に基づいて説明する。なお、各図において同 一の符号を付した構成は、同一の構成であることを示し、その説明を省略する。
[0012] 図 1は、本発明の一実施形態に係る無線受信装置 1の構成の一例を示すブロック 図である。図 1に示す無線受信装置 1は、アンテナ 2と、パルス復調部 3と、積分器 4と
、 AD変換器 5と、信号処理部 6と、基準クロック生成部 7と、位相制御部 8とを備えて いる。
[0013] アンテナ 2は、 UWB通信による無線信号 RFを受信する。パルス復調部 3は、アン テナ 2で受信された無線信号 RFをパルスに復調する回路である。パルス復調部 3は 、例えば、アンテナ 2で受信された信号を増幅するアンプ 31と、アンプ 31で増幅され た信号を濾波する帯域フィルタであるフィルタ 32と、フィルタ 32で濾波された信号を 包絡線検波あるいはピーク検波することによって検波信号 S1として積分器 4へ出力 する検波器 33とを備える。そして、パルス復調部 3は、アンテナ 2で受信された、例え ば 3. 2GHzの帯域の信号を検波することによって、約 500MHz程度の周波数に周 波数変換を行う。
[0014] 積分器 4は、パルス復調部 3によって周波数変換された検波信号 S1を積分し、その 積分値を AD変換器 5へ出力する。 AD変換器 5は、例えば 8ビット（255段）の AD変 換器で、パルス復調部 3で周波数変換された信号をディジタル信号に変換し、信号 レベル値 ADとして信号処理部 6へ出力する。
[0015] 信号処理部 6は、例えば、所定の演算処理を実行する CPU (Central
Processing Unit)と、所定の制御プログラムが記憶された ROM (Read Only Memory) と、データを一時的に記憶したり区間レベル記憶部 61として用いられたりする RAM ( Random Access Memory)と、これら周辺回路等とを備えて構成される。信号処理部 6 は、 ROMに記憶された制御プログラムを実行することによって、パルス信号の周期を 複数の区間に分割した各区間毎に、信号レベル値 ADを取得すると共にアンテナ 2 により無線信号 RFが受信されて 、な 、状態にぉ 、て取得した区間毎の信号レベル を区間レベル記憶部 61に区間毎に記憶させる区間レベル取得部 62と、アンテナ 2 により受信された区間毎の信号レベルを、区間レベル記憶部 61に記憶されている区 間毎の信号レベルに基づいて、それぞれ補正する補正部 63と、補正部 63によって 補正された各区間毎の信号レベルに応じて無線信号 RFの復調を行 ヽ、受信データ RDとして外部に出力する復調部 64として機能する。
[0016] 基準クロック生成部 7は、例えば、水晶発振器を用いて構成されており、 UWB通信 におけるパルス信号の周期と同じ周期のクロック信号を生成し、位相制御部 8へ出力 する。
[0017] 位相制御部 8は、基準クロック生成部 7から出力されたクロック信号に基づき、パル ス復調部 3の動作タイミングを制御するゲート信号 GTをアンプ 31及び積分器 4へ出 力する。より具体的には、位相制御部 8は、 UWB通信におけるノ ルス信号のパルス 幅と同程度若しくは若干パルス幅が大きい、例えば lOnsecにされたパルス信号を、 ウィンドウ期間を示す信号として、 UWB通信におけるパルス信号の周期、例えば 50 nsec周期でゲート信号 GTとしてアンプ 31及び積分器 4へ出力する。また、位相制御 部 8は、信号処理部 6からの制御信号に応じてゲート信号 GTにおけるウィンドウ期間 を示すパルス信号のタイミングを変化させるようになって 、る。
[0018] アンプ 31及び積分器 4は、ゲート信号 GTにおけるパルス信号のタイミングと同期し て信号の増幅及び積分を実行し、他のタイミングでは信号増幅及び積分を行わな ヽ 。これにより、ノ ルス復調部 3によって、ゲート信号 GTにおけるパルス信号のタイミン グ、すなわちウィンドウ期間においてアンテナ 2で受信された無線信号 RFが検波され 、積分器 4で積分され、さらにその積分値が AD変 5によって信号レベル値 AD に変換されて信号処理部 6へ出力されるようになって ヽる。
[0019] 次に、上述のように構成された無線受信装置 1の動作について説明する。
[0020] 図 2は、図 1に示す無線受信装置 1の動作を説明するための信号波形図である。図 2 (a)は、ノイズの影響を受けない理想的な環境下における信号波形の一例を示し、 図 2 (b)は、周期的な回路ノイズが受信信号に重畳された場合の信号波形の一例を 示している。図 2 (a)及び図 2 (b)には、検波信号 Sl、ゲート信号 GT及び積分器 4の 出力信号の各信号波形が上力 順に示されて 、る。 [0021] 図 2 (a)に示すように、ノイズの影響を受けな 、理想的な環境下では、パルス復調 部 3によって、アンテナ 2で受信された無線信号 RFがパルスに復調され、パルス復調 部 3から積分器 4へ、検波信号 S1として復調パルス P1が出力される。そして、位相制 御部 8から出力されたゲート信号 GTにおけるパルス信号のタイミング、即ちウィンドウ 期間 T1において、積分器 4によって復調ノ ルス P1が積分され、 AD変 5へ出力 される。
[0022] 一方、図 2 (b)に示すように、周期的な回路ノイズが受信信号に重畳された場合に は、パルス復調部 3の検波信号 S1には、復調パルス P1以外にノイズが周期的に重 畳され、ノイズの平均値レベルが上昇する。この場合、復調パルス P1の波高値は、ノ ィズの平均値レベルから復調パルス P1のピークまでの値となるので、ノイズの平均値 レベルが上昇することにより復調パルス P1の波高値が減少する。このため、復調パ ルス P 1のエネルギーが減少する結果、復調パルス P 1が積分器 4により積分されて得 られる積分値が、低下し、 AD変 5によって得られる信号レベル値 ADも低下する
[0023] また、図 2 (b)に示すように、復調パルス P1の波高値とノイズの波高値との差が小さ くなるので、ゲート信号 GTにおけるウィンドウ期間 T1がノイズと同期してノイズを受信 パルスと誤認するおそれがある。
[0024] そこで、無線受信装置 1では、まず、図略の UWB無線送信装置から無線信号 RF が送信されておらず、従ってアンテナ 2により無線信号 RFが受信されていない状態 における AD変 5の信号レベル値 AD、すなわち内部回路における周期ノイズに 起因する各ウィンドウ期間毎の信号レベル値 ADが区間レベル取得部 62によって取 得される。
[0025] 図 3は、図 1に示す区間レベル取得部 62の動作を説明するための信号波形図であ る。図 3では、検波信号 S1及びゲート信号 GTの各信号波形が上力も順に示されて いる。
[0026] まず、アンテナ 2により無線信号 RFが受信されて ヽな 、状態では、パルス復調部 3 力もの検波信号 S1には、復調パルス P1は含まれておらず、従って、パルス復調部 3 力もは、ノイズに起因する検波信号 S1が積分器 4へ出力される。 [0027] そして、まず、区間レベル取得部 62からの制御信号に応じて、位相制御部 8からゥ インドウ期間 T1の位相でゲート信号 GTがアンプ 31と積分器 4とへ出力され、積分器 4によって、ウィンドウ期間 T1のタイミングで検波信号 S1が積分され、その積分値に 応じた信号レベル値 AD力 AD変 5から区間レベル取得部 62へ出力される。区 間レベル取得部 62は、予め設定された所定時間、例えば 8 secの間、位相制御部 8からウィンドウ期間 T1の位相でゲート信号 GTを出力させる。そして、区間レベル取 得部 62は、 8 μ secの間に得られたウィンドウ期間 Tlにおける信号レベル値 ADを平 均し、その平均値をウィンドウ期間 T1における平均レベル値 AVT1として区間レベル 記憶部 61に記憶させる。
[0028] 次に、区間レベル取得部 62は、位相制御部 8からウィンドウ期間 T1とは、位相のず れたタイミング、例えばウィンドウ期間 T1より lnsec遅れたウィンドウ期間 T2の位相で ゲート信号 GTを所定時間、例えば 8 secの間出力させる。そして、区間レベル取得 部 62によって、 8 secの間複数周期に亘つて得られたウィンドウ期間 T2における信 号レベル値 ADが平均され、その平均値がウィンドウ期間 T2における平均レベル値 AVT2として区間レベル記憶部 61に記憶される。
[0029] 同様にして、区間レベル取得部 62によって、ウィンドウ期間が lnsecずつ逐次ずら されて、復調パルス P1の周期である 50nsec内に設けられた 50個の各ウィンドウ期間 毎に得られた平均レベル値 AVT1〜AVT50、即ち内部回路における周期ノイズに 起因する各ウィンドウ期間毎の信号レベル値が、区間レベル記憶部 61に記憶される 。この場合、ウィンドウ期間 T1〜T50が、請求項における複数の区間の一例に相当 している。
[0030] なお、区間レベル取得部 62は、区間レベル記憶部 61のアドレスに各ウィンドウ期間
(区間）を対応させて、各ウィンドウ期間毎の平均レベル値 AVT1〜AVT50を記憶さ せてもよぐ各ウィンドウ期間を示す識別データと平均レベル値 AVT1〜AVT50とを 対応させて区間レベル記憶部 61に記憶させてもょ 、。
[0031] 次に、アンテナ 2によって受信された無線信号 RF力 パルス復調部 3でパルス復調 され、積分器 4で積分され、 AD変 5で信号レベル値 ADとして補正部 63へ出力 される。そして、補正部 63によって、各ウィンドウ期間 Τ1〜Τ50における信号レベル 値 ADから区間レベル記憶部 61に記憶されて!、る平均レベル値 AVT1〜AVT50、 即ち内部回路における周期ノイズに起因する各ウィンドウ期間毎の信号レベル値が それぞれ減算されることにより補正され、その補正後の補正信号 S2が復調部 64で復 調されて受信データ RDとして外部へ出力される。
[0032] これにより、 AD変換器 5から出力される信号レベル値 ADに、内部回路で生じた周 期性を有するノイズが重畳されている場合であっても、補正部 63によって、区間レべ ル記憶部 61に記憶された平均レベル値 AVT1〜AVT50、即ち内部回路における 周期ノイズに起因する各ウィンドウ期間毎の信号レベル値力 信号レベル値 ADから 減算されて補正され、周期性を有するノイズの影響が低減されるので、通信の信頼 性を向上させることができる。
[0033] なお、区間レベル取得部 62は、平均レベル値 AVT1〜AVT50を区間レベル記憶 部 61に記憶させる例に限られず、ウィンドウ期間 T1〜T50における信号レベル値 A Dをそのまま区間レベル記憶部 61に記憶させ、補正部 63がウィンドウ期間 T1〜T50 における信号レベル値 ADを用いて受信信号の補正を行ってもょ 、が、補正部 63が 平均レベル値 AVT1〜AVT50を用いることによって、内部回路における周期ノイズ に起因する各ウィンドウ期間毎における信号レベル値の測定精度が向上され、これ によって通信の信頼性が向上可能となる。
[0034] また、補正部 63は、予め設定された基準値 REFと区間レベル記憶部 61に記憶さ れている平均レベル値 AVT1〜AVT50との差分を、各ウィンドウ期間 T1〜T50に おける信号レベル値 ADにそれぞれ加算することによって補正信号 S2を生成するよ うに構成されてもよい。より具体的には、例えば、各ウィンドウ期間 Τ1〜Τ50における 信号レベル値 ADを AD1〜AD50として表すと、補正部 63は、以下の式（1)に基づ いて、補正信号 S2を生成してもよい。
[0035] S2=ADn+ (REF-AVTn) · · · (1)
(ただし、 n= l, 2, 3, · · · , 50)
この場合、基準値 REFを例えば「240」とすると、図 4に示すように、無線信号 RFが 受信されていない状態における補正信号 S2は、およそ基準値 REFに等しく「240」と なる。そうすると、例えば、復調パルス P1が負の値を取る場合であっても補正信号 S2 は、正の値となるので、信号処理部 6は、負の値を処理する必要がなぐ信号処理が 容易となる。
[0036] また、区間レベル取得部 62は、以下の式（2)で示すように、予め設定された基準値 REFと平均レベル値 AVT1〜AVT50との差分を、各ウィンドウ期間 T1〜T50にお ける補正値 C1〜C50として区間レベル記憶部 61に記憶させてもよい。
[0037] Cn=REF-AVTn · · · (2)
(ただし、 n= l, 2, 3, · · · , 50)
そして、補正部 63は、以下の式（3)で示すように、区間レベル記憶部 61に記憶さ れている各ウィンドウ期間毎の補正値 C1〜C50を、各ウィンドウ期間 T1〜T50にお ける信号レベル値 AD1〜AD50にそれぞれ加算することによって補正信号 S2を生 成するように構成されてもょ 、。
[0038] S2=ADn+Cn · · · (3)
(ただし、 n= l, 2, 3, · · · , 50)
これにより、補正部 63は、無線信号 RFを補正する際に、式 (3)の演算処理を実行 すればよいので、式（1)の演算処理を実行する場合よりも無線信号 RFの受信動作 時における補正部 63の演算処理負荷が軽減可能となる。
[0039] なお、無線信号 RFにおけるパルス周期において、 50個のウィンドウ期間（区間）を 設ける例を示したが、ウィンドウ期間の数 (位相差)は、適宜に設定すればよい。各ゥ インドウ期間の位相差を縮小してウィンドウ期間の数が増加するほど、補正精度が向 上されるので、通信の信頼性が向上される。
[0040] また、隣接するウィンドウ期間を重複させる例を示したが、隣接するウィンドウ期間が 重複せず、連続するように設定されてもよい。この場合、無線信号 RFのパルス周期 におけるウィンドウ期間の数が減少可能となる。
[0041] また、ウィンドウ期間を、 UWB通信におけるパルス信号のパルス幅と同程度若しく は若干パルス幅が大きい lOnsecに設定する例を示したが、ウィンドウ期間を増大さ せることによって、無線信号 RFのパルス周期におけるウィンドウ期間の数が減少可能 となる。この場合、ウィンドウ期間を増大させるとノイズ成分が積分される時間も増大し 、 SZN比 (信号対ノイズ比）が低下するので、ウィンドウ期間の数を増大させることに よる回路負荷の増大と、ウィンドウ期間を増大させることによる SZN比の低下とのバ ランスによって、適宜にウィンドウ期間が設定される。
[0042] さらに、上述の実施形態において、 UWB通信におけるパルス信号が広帯域である ことを利用して、無線信号 RFで使用される周波数帯域の少なくとも一部分の成分を 抽出することができるフィルタ部を用いることによって、ノイズの影響を低減し、通信の 信頼性をさらに向上させるように、無線受信装置 1が構成されてもよい。
[0043] 図 5は、本発明の他の一形態に係る無線受信装置の構成を示すブロック図である。
図 5において、この無線受信装置 10は、アンテナ 2と、パルス復調部 11と、積分器 4 と、 AD変換器 5と、信号処理部 12と、基準クロック生成部 7と、位相制御部 8と、感度 制御部 13とを備えて構成される。即ち、図 5に示す無線受信装置 10は、図 1に示す 無線受信装置 1と較べると、図 1に示す無線受信装置 1におけるパルス復調部 3に代 えてパルス復調部 11を備え、図 1に示す無線受信装置 1における信号処理部 6に代 えて信号処理部 12を備え、そして、感度制御部 104をさらに備える点で、図 1に示す 無線受信装置 1と相違し、他の点では同様である。
[0044] また、パルス復調部 11は、アンプ 31と、フィルタ部 101と、アンプ 102と、検波器 33 とを備えて構成される。即ち、パルス復調部 11は、図 1に示すパルス復調部 3と較べ ると、図 1に示すパルス復調部 3のフィルタ 32に代えてフィルタ部 101を備え、フィル タ部 101と検波器 33との間に介在されるアンプ 102をさらに備える点で、図 1に示す 無線受信装置 1と相違し、他の点では同様である。
[0045] そして、信号処理部 12は、区間レベル記憶部 61と、区間レベル取得部 62と、補正 部 63と、復調部 121とを備えて構成される。即ち、信号処理部 12は、図 1に示す信 号処理部 6と較べると、図 1に示す復調部 64に代えて復調部 121を備える点で、図 1 に示す無線受信装置 1と相違し、他の点では同様である。
[0046] このため、無線受信装置 10における無線受信装置 1と同様の諸点は、同一の符号 を付すことによってその説明を省略する。
[0047] 図 6は、 UWB通信に用いられる無線信号の波形図である。図 6 (a)は、無線信号を 示し、図 6 (b)は、無線信号のパルスを示す。図 7は、 UWB通信の無線信号に対す る受信タイミングを説明するための波形図である。図 7 (a)は、無線送信装置の出力（ 無線信号のパルス）を示し、図 7 (b)は、検波器の出力を示し、図 7 (c)は、積分制御 信号 Tintを示す。図 8は、 UWB通信の無線信号の復調方法を説明するための波形 図である。図 8 (a)は、無線信号 (送信信号)を示し、図 8 (b)は、 AD変換器 5で AD 変換された値 ADを示し、図 8 (c)は、復調信号を示す。
[0048] 図略の無線送信装置から送信される無線信号 RFは、図 6 (a)に示すようにパルス 状の信号であり、無線受信装置 10がそのパルスに同期するための同期用パルス列と 、送信すべきデータ (ベースバンド信号）に対応したノ ルス列とを備えて構成される。 同期用パルス列は、図 6 (b)に示すように、 UWB通信のパルスが所定周期 Trepで 繰返される信号である。パルスの繰返し回数は、無線受信装置 10側でパルス位置が 検出可能になるように設定されている。そして、同期用パルス列は、その後に、パル ス同期の終わりを示すパルス列の有無が追加された構成となっている。また、送信デ ータは、この図 6の例では、データ値力「l」の場合は UWB通信のパルスを前記周期 Trepで N回繰返し、データ値が「0」の場合は何も出力されな 、時間が Trep X Nの 期間 TDだけ継続される構成となっている。この期間 TDは、前記送信すべきデータ（ ベースバンド信号）の 1ビット期間である。上述の例では、送信すべきデータは、オン オフキーイングで示されて 、るけれども、バイフエイズ変調などの他の変調方式で表 現されてもよい。
[0049] 前記無線送信装置からの無線信号 RFは、広帯域なアンテナ 2で受信され、フィル タ部 101において無線信号 RFで使用される周波数帯域の成分が抽出され、検波器 33において包絡線検波あるいはピーク検波された後、積分器 4に入力される。積分 器 4は、信号処理部 12の復調部 121から出力され、前記周期 Trep内での積分期間 のタイミングを制御する積分制御信号 Tintに応答し、該積分制御信号 Tintがァクテ イブのハイレベルのとき、検波器 33の検波出力を積算する動作を、積分制御信号 Ti ntによって N回行う。
[0050] その積算値は、 AD変換器 5においてアナログ ディジタル変換され、復調部 121 のパルス判定部 ]_ 2 laがその AD変換された値を予め設定されて 、る所定の閾値と 比較することで、前記「1」または「0」のデータとして判定される。復調部 121のパルス 判定部 12 laは、さらに得られた前記「 1」または「0」のデータ力も前記ベースバンド信 号の復調を行うとともに、前記同期用パルス列が検出されない期間は、その同期用 パルス列が検出されるように前記積分期間のタイミングを制御する。
[0051] より詳しくは、前記無線送信装置力 送信される UWB通信のパルスは、図 7 (a)に 示すように、前記周期 Trep毎に繰返す、たとえば 2〜3nsec程度のパルスである。ま た、この UWB通信のパルスの発生タイミング（タイムスロット =ウィンドウ位相）は、図 7 (c)で示すように、前記周期 Trep内で、前記 2〜3nsecより長い所定期間 Tonずつ ずれた φ ΐ, 2, · · · , φ πι (たとえば m= 50)の位相で設定されている。
[0052] そこで、復調部 121は、前記積分制御信号 Tintによって積分器 4の積分期間を制 御し、図 7 (b)で示すような検波器 33からの検波出力を、位相 φ 1〜 φ πι毎に、前記 期間 TDに亘つて、即ち前記 Ν回積算させ、積算値を求めさせる。その積算値の AD 変換された値が図 8 (b)で示すように所定の閾値 ΤΗ以上である場合には、復調部 1 21は、前記「1」のデータとして判定し、その値が前記閾値 ΤΗ未満である場合には、 復調部 121は、「0」のデータとして判定する。これによつて復調部 121は、図 8 (a)で 示すような無線信号 RF (送信信号）に対応した、図 8 (c)で示すような復調信号を得 る。
[0053] なお、パノレス判定部 121aが、同期用パノレス列の間に前記タイムスロットを期間 Ton ずつずらして積算を行い、同期タイミングを探索するにあたって、自機に対応したタイ ムスロット（図 7に示す例では φ 3の位相）が検出されると、以降の探索は、中止される (図に示す例 7では、 φ 4の位相まで探索して、 φ 3の位相での AD変換された値の 方が大きぐその位相を同期スロットと判定している)。これによつて、同期タイミングを 探索するための消費電力が削減可能となる。
[0054] 上述のように構成される UWB通信の無線受信装置 10にお 、て、注目すべきは、 前記フィルタ部 101が無線信号 RFで使用される周波数帯域の少なくとも一部分の成 分を抽出することができるように構成されるとともに、前記感度制御部 13が設けられ ていることである。
[0055] 図 9は、フィルタ部の構成の一例を示すブロック図である。図 10は、 UWB通信の無 線信号に対するフィルタの通過特性の一例を示すグラフである。図 10 (a)は、 UWB 通信の無線信号における送信電力の周波数特性を示し、その横軸は周波数であり、 その縦軸は電力である。図 10 (b)は、フィルタの周波数特性を示し、その横軸は周波 数である。
[0056] この図 9の例では、フィルタ部 101は、相互に並列に設けられる 2つのフィルタ 101a 、 101bの前後に、それらのフィルタ 101a、 10 lbのいずれか一方に信号経路を切換 えるスィッチ素子 101c、 101dが設けられて構成される。スィッチ素子 101c、 101dは 、感度制御部 13からのフィルタ切換え信号 SELによって相互に連動して切換え制御 される。
[0057] 前記無線送信装置からの送信信号 (無線信号 RF)は、例えば図 10 (a)で示すよう な 3〜5GHzの広帯域を有するインノ ルス信号である。これに応じて、前記フィルタ 1 01a、 101bの特性としては、例えば図 10 (b)で示すように、フィルタ 101aが低域側 の成分を通過させ、フィルタ 101bが高域側の成分を通過させる。
[0058] また、フィルタ部 101としては、例えばフィルタ 101aが図 10 (a)で示す全帯域を通 過させ、フィルタ 101bが、低域側または高域側の内、妨害波の発生の可能性が低い 方の成分を通過させるように構成されてもよい。さらにまた、フィルタ部 101としては、 フィルタ部 101としては、全帯域を通過させるフィルタに低域側と高域側とのそれぞ れを通過させるフィルタとの、 3つのフィルタが設けられ、それらを切換えるように構成 されてもよい。即ち、フィルタ部 101としては、上述のように無線信号 RFで使用される 周波数帯域の少なくとも一部分の成分を抽出することができるようになっていればよ い。さらにまた、フィルタ部 101は、前記フィルタ 101a、 101bが相互に直列に設けら れ、前記スィッチ素子 101c、 101dがそれらのフィルタ 101a、 101bをそれぞれバイ パスするように構成されてもょ 、。
[0059] 感度制御部 13は、まず、パルス判定部 121aから入力され、該パルス判定部 121a 力 受信パルスを同期している力否かを示すパルス検出信号 SENに応答して、パル スが検出されない間において、 AD変 5での AD変換された値の分散値を求める 。そして、感度制御部 13は、その求めた分散値に応じてフィルタ切換え信号 SELを 出力し、フィルタ部 101の通過周波数帯域を調整する。
[0060] 図 11〜図 15は、その調整動作を説明するための図である。図 13 (a)は、送信信号 の周波数スペクトルと妨害波の周波数スペクトルとの関係を示し、その横軸は周波数 であり、その縦軸は電力である。図 13 (b)は、フィルタの周波数特性を示し、その横 軸は周波数である。図 14 (a)及び図 15 (a)は、送信信号を示し、図 14 (b)及び図 15 (b)は、受信信号を示し、図 14 (c)及び図 15 (c)は、 AD変換された値を示し、そして 、図 14 (d)及び図 15 (d)は、復調信号を示す。
[0061] この調整動作について説明する。例えば、図 11で示すように、前記無線送信装置 の送信アンテナ 201からの送信信号 (無線信号 RF)に、妨害波発生源 202から、フィ ルタ 101a内では CW波となる妨害波（ノイズ)が発生されるとする。この場合の受信ァ ンテナ 2へ到達する送信信号及び妨害波の各信号波形は、上から順にそれぞれ図 1 2 (a)で示すようになり、その周波数スペクトルは、図 13 (a)で示すようになる。
[0062] したがって、前述の図 10 (b)と同様に、フィルタ部 101が、図 13 (b)で示すように低 域側のフィルタ 101aと高域側のフィルタ 101bとによって構成されている場合、低域 側のフィルタ 101aでは、図 12 (b)で示すような送信信号と妨害波との合成波が通過 することになり、送信信号よりも妨害波の方が電界強度が高い場合には、送信信号が 妨害波に埋もれてしまうことになる。従って、電界強度の関係が、妨害波》送信信号 、である場合には、妨害波しカゝ出力されなくなる。この場合、図 14 (a)で示す送信信 号に対して、フィルタ部 101のフィルタ 101aを通過して、アンプ 102から出力される 信号は、図 14 (b)で示すようになる。このため、この図 14 (b)に示す信号が検波器 3 3で検波され、積分器 4で N回積分され、さらに AD変 5で変換された AD値は、 図 14 (c)で示すように、その多くが前記閾値 ΤΗ以上となる。この結果、復調部 121 のパルス判定部 121aは、同期も捕捉できず、図 14 (d)で示すように、復調信号を得 ることができない。
[0063] これに対して、高域側のフィルタ 101bでは、図 12 (c)で示すように妨害波が減衰す ることになり、その帯域で、電界強度の関係が、送信信号〉〉妨害波、である場合には 、送信信号のみを抽出することが可能になる。この場合、図 15 (a)で示す送信信号 に対して、フィルタ部 101のフィルタ 101bを通過して、アンプ 102から出力される信 号は、図 15 (b)で示すようになる。このため、この図 15 (b)に示す信号が検波器 33で 検波され、積分器 4で N回積分され、さらに AD変 5で変換された AD値は、図 1 5 (c)で示すように、先ず前記位相 φ 3での成分が前記閾値 ΤΗ以上となる。この結果 、復調部 121のパルス判定部 121aは、同期を捕捉し、その後の送信データ列から、 図 15 (d)で示すように、送信信号に対応した復調信号を得ることができる。
[0064] 感度制御部 13は、フィルタ 101a、 101bを定期的に所定時間ずつ選択し、それぞ れの帯域での妨害波の状況を探索して、妨害波の少な!、方に切換えて受信を行うよ うに構成されてもよぐまた感度制御部 13は、現在切換わっている方のフィルタで同 期捕捉ができなくなると、他方のフィルタへ切換えるように構成されてもよい。
[0065] このように構成されることで、妨害波のレベルが大きぐ送信信号が埋もれてしまうよ うな場合でも、無線受信装置 10は、広帯域の無線信号において、妨害波に埋もれて V、な ヽ帯域の成分から送信信号のベースバンド成分を復調することができる。これに よって、無線信号 RFで使用される周波数帯域内に妨害波がある場合に、その妨害 波の帯域を避けることで、受信感度を落とすことなぐ妨害波に対する耐性を高めるこ とができる。このため、ノイズの影響が低減され、通信の信頼性をさらに向上させるこ とがでさる。
[0066] また、アンプ 102は、可変ゲインアンプであってもよい、感度制御部 13からの増幅 率切換え信号 CTLによって、そのゲインが調整される。感度制御部 13は、前述のよ うに 2つのフィルタ 101a、 101bを切換えてみて、それぞれの場合の AD変換された 値の分散値、即ちゆらぎの幅が共に所定レベル以上であり、両方に妨害波があると 判定される場合、妨害波の電力の少ない、即ち分散値が小さくなる方を選択した上 で、さらにこの増幅率切換え信号 CTLによって、この分散値が大きくなる程、アンプ 1 02のゲインを小さく切換える。
[0067] ここで、アンテナ 2の受信する信号のない場合は、受信電力は、熱雑音である力 ァ ンプ 102が発生する雑音は、これより大きくなる。このため、前記 AD変換された値は 、図 16に示すように、アンプ 102の自己雑音によって時間的に変動し、その変動量 は、ガウス分布となる。
[0068] 一方、初期値として、アンテナ 2の受信する電力のない場合における単位時間 W1 の AD値の分散値が予め与えられているものとする。この状態で妨害波が発生すると 、図 16において、時間 W2で示すように、前記分散値は、その妨害波の電力レベル に応じて増加することになる。し力しながら、その増加した分散値に応じて、前述のよ うにフィルタ 101a、 101bを干渉波電力の小さい方 (感度が良く出る周波数側）に切 換えた上に、アンプ 102の増幅率を低下させるので、復調部 121では、 AD値の分散 値は、時間 W1で示す初期設定値と同じになる。これによつて、妨害波の電力によつ て受信感度は、低下するが、妨害波が避けられない場合に、妨害波の電力以上の送 信信号が受信されれば、同期捕捉および信号復調が可能となり、 UWB通信の無線 受信装置 10は、安定して受信動作を行うことができる。また、無線受信装置 10は、前 記受信感度の低下レベルを前記妨害波の電力に応じた最小限のレベルに抑えるこ とがでさる。
[0069] さらにまた、感度制御部 13は、上述のようにパルス判定部 121aからのパルス検出 信号 SENに応答して、パルスが検出されない間において前記分散値を求めるので、 送信パルス発生状態時に AD値が変動する（図 8の φ 3区間）ことによる分散値の変 動をなくすことができ、受信信号が存在しない期間における熱雑音や妨害波などのノ ィズ成分の分散値を正確に求めることができる。これによつて、フィルタ部 101の通過 周波数帯域調整やアンプ 102のゲイン調整を適正に行うことができる。
[0070] 図 17は、本発明の他の一形態に係る無線受信装置の構成を示すブロック図である
[0071] なお、上述の変形形態では、無線受信装置 1にフィルタ部 101等を備えた無線受 信装置 10について説明したが、無線受信装置 10は、図 17に示すように、所定周期 のパルス状の無線信号を当該周期と同期したタイミングで受信し、そのパルス列から ベースバンド信号を復調する無線受信装置 10Aであって、受信信号が入力され、前 記無線信号で使用される周波数帯域の少なくとも一部分の成分を抽出することがで きるフィルタ部 101と、前記フィルタ部 101からの出力の包絡線あるいはピークを検出 する検波器 33と、前記検波器 33の出力を所定の積分期間に亘つて積算する積分器 4と、前記積分器 4の出力電圧をアナログ ディジタル変換する AD変換器 5と、前記 AD変換器での AD変換された値に基づき、前記積分器 33の前記積分期間を調整 するとともに、前記ベースバンド信号の復調を行う信号復調部 121と、前記 AD変換 器 5での AD変換された値の分散値に応じて、前記フィルタ部 101の通過周波数帯 域を調整する感度制御部 13とを含む無線受信装置 10Aとして構成されてもよい。そ して、さらに、フィルタ部 101と検波器 33との間に介在されるアンプ 102をさらに備え 、該アンプ 102が感度制御部 13からの信号によってゲイン調整されるように無線受 信装置 10Aは、構成されてもよい。このように構成されても無線受信装置 10Aは、妨 害波の帯域を避けることで、受信感度を落とすことなぐ妨害波に対する耐性を高め ることができる。このため、ノイズの影響が低減され、通信の信頼性をさらに向上させ ることがでさる。
[0072] 本明細書は、上記のように様々な発明を開示している力 そのうち主な発明を以下 に纏める。
[0073] 第 1の態様に係る無線受信装置は、所定の周期でパルス状の信号を有する無線信 号を受信する無線受信装置であって、前記無線信号を受信する受信部と、前記周期 を複数の区間に分割した各区間毎に、前記受信部により得られた信号レベルを取得 する区間レベル取得部と、前記受信部により前記無線信号が受信されていない状態 において前記区間レベル取得部により取得された前記区間毎の信号レベルを前記 区間毎に記憶する区間レベル記憶部と、前記受信部により受信された前記区間毎の 信号レベルを、前記区間レベル記憶部に記憶されて!、る前記区間毎の信号レベル に基づいてそれぞれ補正する補正部と、前記補正部により補正された各区間毎の信 号レベルに応じて前記無線信号の復調を行う復調部とを備える。
[0074] この構成によれば、受信部により所定の周期でパルス状の信号を有する無線信号 が受信され、パルスの周期を複数の区間に分割した各区間毎に、受信部で得られた 無線信号の信号レベルが取得される。そして、無線信号が受信されていない状態に おいて取得された区間毎の信号レベルが区間毎に区間レベル記憶部に記憶される 。さらに、受信部により受信された区間毎の信号レベルが、区間レベル記憶部に記憶 されている区間毎の信号レベルに基づいてそれぞれ補正され、補正された各区間毎 の信号レベルに応じて無線信号が復調される。このため、補正により周期性を有する ノイズの影響が低減され、通信の信頼性を向上させることができる。
[0075] 第 2の態様に係る無線受信装置は、上述の第 1の態様に係る無線受信装置であつ て、前記区間レベル取得部は、前記信号レベルを取得する区間を逐次ずらしながら 前記複数の区間における前記信号レベルを取得するものである。 [0076] この構成によれば、信号レベルを取得する区間を逐次ずらしながら複数の区間に おける信号レベルを取得する区間レベル取得部を備えて、周期性を有するノイズの 影響を低減し、通信の信頼性を向上する無線受信装置が提供される。
[0077] 第 3の態様に係る無線受信装置は、上述の第 1又は第 2の態様に係る無線受信装 置であって、前記区間レベル取得部は、前記各区間毎の信号レベルを複数の前記 周期に亘つて取得し、前記複数の周期における前記各区間に対応する区間毎に、 当該取得した信号レベルの平均値を算出し、当該算出した区間毎の平均値を前記 区間毎の信号レベルとして前記区間レベル記憶部に記憶させるものである。
[0078] この構成によれば、区間毎の平均値が区間毎の信号レベルとされるので、内部回 路における周期ノイズに起因する各ウィンドウ期間毎における信号レベル値の測定 精度が向上される。このため、通信の信頼性が向上する。
[0079] 第 4の態様に係る無線受信装置は、上述の第 1乃至第 3の何れかの態様に係る無 線受信装置であって、前記補正部は、前記受信部により受信された前記区間毎の信 号レベルから、前記区間レベル記憶部に記憶されて 、る前記区間毎の信号レベルを それぞれ減算することによって前記補正を行うものである。
[0080] この構成によれば、受信部により受信された区間毎の信号レベルから、区間レベル 記憶部に記憶されている区間毎の信号レベルをそれぞれ減算することにより補正を 行う補正部を備えて、周期性を有するノイズの影響を低減し、通信の信頼性を向上 する無線受信装置が提供される。
[0081] 第 5の態様に係る無線受信装置は、上述の第 1乃至第 3の何れかの態様に係る無 線受信装置であって、前記補正部は、予め設定された基準値と前記区間レベル記 憶部に記憶されている前記区間毎の信号レベルとの差分を、前記受信部により受信 された前記区間毎の信号レベルにそれぞれ加算することにより前記補正を行うもので ある。
[0082] この構成によれば、無線信号が受信されて 、な 、状態における補正された信号は 、およそ基準値に等しくなる。このため、例えば、復調パルスが負の値を取る場合で あっても補正された信号は、正の値となるので、負の値を処理する必要がないから、 信号処理が容易となる。 [0083] 第 6の態様に係る無線受信装置は、上述の第 1の態様に係る無線受信装置であつ て、前記区間レベル取得部は、予め設定された基準値と前記各区間毎に取得した信 号レベルとの差分を、前記区間毎の信号レベルとして前記区間レベル記憶部に記憶 させ、前記補正部は、前記区間レベル記憶部に記憶されている前記区間毎の信号 レベルを、前記受信部により受信された前記区間毎の信号レベルにそれぞれ加算す ることによって前記補正を行うものである。
[0084] この構成によれば、区間レベル取得部は、予め設定された基準値と各区間毎に取 得した信号レベルとの差分を、区間毎の信号レベルとして区間レベル記憶部に記憶 させるので、無線信号の受信動作時における補正部の演算処理負荷が軽減され得 る。
[0085] 第 7の態様に係る無線受信装置は、上述の第 1乃至第 6の態様に係る無線受信装 置であって、前記受信部は、前記無線信号を受信して受信信号を出力するアンテナ 部と、前記受信信号が入力され、前記無線信号で使用される周波数帯域の少なくと も一部分の成分を抽出することができるフィルタ部と、前記フィルタ部からの出力の包 絡線あるいはピークを検出する検波部と、前記検波部の出力を所定の積分期間に亘 つて積算する積分部と、前記積分部の出力電圧をアナログ ディジタル変換するァ ナログ—ディジタル変換部とを備え、前記復調部は、さらに、前記アナログ ディジタ ル変換部での AD変換値に基づき、前記積分部の前記積分期間を調整し、前記ァ ナログーディジタル変換部での AD変換値の分散値に応じて、前記フィルタ部の通過 周波数帯域を調整する感度制御部をさらに備えるものである。
[0086] この構成によれば、例えば広帯域なアンテナで受信された信号成分は、フィルタ部 において無線信号で使用される周波数帯域の成分が抽出され、検波部において包 絡線検波あるいはピーク検波される。その後、検波部の出力は、積分部において所 定の積分期間に亘つて積算され、アナログ ディジタル変換部においてアナログ ディジタル変換される。復調部にお ヽてアナログ—ディジタル変換部の AD変換され た値を所定の閾値と比較すると、「1」または「0」のデータとして判定することが可能と なる。復調部は、得られた「1」または「0」データから、ベースバンド信号の復調を行う とともに、同期用のパルス列が検出されていない場合には、その同期用パルス列が 検出されるように前記積分期間のタイミングを制御する。
[0087] そして、フィルタ部は、無線信号で使用される周波数帯域の少なくとも一部分の成 分を抽出することができるように構成されると共に、感度制御部を設け、この感度制御 部がアナログ ディジタル変換部での AD変換された値の分散値に応じて、フィルタ 部の通過周波数帯域を調整する。例えば、フィルタ部が、無線信号で使用される周 波数帯域の低域側の成分を通過させるフィルタと、高域側の成分を通過させるフィル タとを備えて構成される場合、低域側の成分を通過させるフィルタを選択して ヽて、 妨害波によって AD変換値の分散値、即ちゆらぎの幅が大きくなり、本来の同期タイミ ング以外にもパルスが検出されるようになってしまうと、高域側の成分を通過させるフ ィルタに切換える。或いは、フィルタ部が、無線信号で使用される周波数帯域の全帯 域を通過させるフィルタと、低域側又は高域側の成分を通過させるフィルタとを備え て構成される場合、全帯域を通過させるフィルタを選択していて、妨害波によって AD 変換値の分散値が大きくなり、本来の同期タイミング以外にもパルスが検出されるよう になってしまうと、低域側又は高域側の成分を通過させるフィルタに切換える等であ る。
[0088] 従って、妨害波のレベルが大きぐ送信信号が埋もれてしまうような場合でも、広帯 域の無線信号にぉ 、て、妨害波に埋もれて 、な 、帯域の成分から送信信号のベー スバンド成分を復調することができる。こうして、無線信号で使用される周波数帯域内 に妨害波がある場合に、その妨害波の帯域を避けることで、受信感度を落とすことな ぐ妨害波に対する耐性を高めることができる。このため、ノイズの影響が低減され、 通信の信頼性をさらに向上させることができる。
[0089] 第 8の態様に係る無線受信装置は、上述の第 7の態様に係る無線受信装置であつ て、前記受信部は、前記フィルタ部と検波部との間に介在される増幅部をさらに備え 、前記増幅部は、前記感度制御部からの信号によって、ゲイン調整されるものである
[0090] この構成によれば、妨害波によって AD変換値の分散値が大きくなると、好ましくは フィルタ部の通過周波数帯域が調整された後に増幅部のゲインが低下され、分散値 が略一定になるように制御される。これによつて、受信感度は、低下するが、妨害波よ り大きいレベルの受信信号が入力されると、それを復調することができる。従って、妨 害波が避けられない場合に、その妨害波のパワーを超える受信信号であれば、無線 受信装置は、無線信号を受信可能となる。
[0091] 第 9の態様に係る無線受信装置は、上述の第 7又は第 8の態様に係る無線受信装 置であって、前記感度制御部は、前記アナログ ディジタル変換部での AD変換値 の分散値から受信信号の有無を判定し、受信信号が有る積分期間での分散値の取 得を制限するものである。
[0092] この構成によれば、上述のように AD変換された値の分散値が大きくなると妨害波 が発生しているものと判定してフィルタ部の通過周波数帯域を調整するにあたって、 分散値から受信信号の有無が判定され、受信信号が有る積分期間での分散値の取 得を制限することによって、受信信号が存在しない期間における熱雑音や妨害波等 のノイズ成分の分散値が正確に求められ、フィルタ部の通過周波数帯域調整や増幅 部のゲイン調整が適正に行われる。
[0093] そして、第 10の態様に係る無線受信方法は、所定の周期でパルス状の信号を有 する無線信号を受信する無線受信方法であって、前記無線信号を受信部により受信 する工程と、前記周期を複数の区間に分割した各区間毎に、前記受信部により得ら れた信号レベルを取得する工程と、前記受信部により無線信号が受信されていない 状態において前記取得された前記区間毎の信号レベルを前記区間毎に区間レベル 記憶部に記憶させる工程と、前記受信された前記区間毎の信号レベルを、前記区間 レベル記憶部に記憶されて!、る前記区間毎の信号レベルに基づ!、てそれぞれ補正 する工程と、前記補正された各区間毎の信号レベルに応じて前記無線信号の復調 を行う工程とを備える。
[0094] この構成によれば、受信部により所定の周期でパルス状の信号を有する無線信号 が受信され、パルスの周期を複数の区間に分割した各区間毎に、受信部で得られた 無線信号の信号レベルが取得される。そして、無線信号が受信されていない状態に おいて取得された区間毎の信号レベルが区間毎に区間レベル記憶部に記憶される 。さらに、受信部により受信された区間毎の信号レベルが、区間レベル記憶部に記憶 されている区間毎の信号レベルに基づいてそれぞれ補正され、補正された各区間毎 の信号レベルに応じて無線信号が復調される。このため、補正により周期性を有する ノイズの影響が低減され、通信の信頼性を向上させることができる。
[0095] 本発明を表現するために、上述において図面を参照しながら実施形態を通じて本 願発明を適切且つ十分に説明したが、当業者であれば上述の実施形態を変更及び Z又は改良することは、容易に為し得ることであると認識すべきである。従って、当業 者が実施する変更形態又は改良形態が、請求の範囲に記載された請求項の権利範 囲を離脱するれべるのものでない限り、当該変更形態又は当該改良形態は、当該請 求項の権利範囲に包括されると解釈される。
産業上の利用可能性
[0096] 本発明によれば、ウルトラワイドバンド通信の無線信号を受信する無線受信装置及 び該方法に関し、通信の信頼性を向上させることができる無線受信装置及び該方法 を提供することができる。

Claims

請求の範囲
[1] 所定の周期でパルス状の信号を有する無線信号を受信する無線受信装置であつ て、
前記無線信号を受信する受信部と、
前記周期を複数の区間に分割した各区間毎に、前記受信部により得られた信号レ ベルを取得する区間レベル取得部と、
前記受信部により前記無線信号が受信されて!、な!、状態にお!、て前記区間レべ ル取得部により取得された前記区間毎の信号レベルを前記区間毎に記憶する区間 レベル記憶部と、
前記受信部により受信された前記区間毎の信号レベルを、前記区間レベル記憶部 に記憶されて 、る前記区間毎の信号レベルに基づ 、てそれぞれ補正する補正部と、 前記補正部により補正された各区間毎の信号レベルに応じて前記無線信号の復 調を行う復調部と
を備えることを特徴とする無線受信装置。
[2] 前記区間レベル取得部は、前記信号レベルを取得する区間を逐次ずらしながら前 記複数の区間における前記信号レベルを取得すること
を特徴とする請求項 1記載の無線受信装置。
[3] 前記区間レベル取得部は、前記各区間毎の信号レベルを複数の前記周期に亘っ て取得し、前記複数の周期における前記各区間に対応する区間毎に、当該取得し た信号レベルの平均値を算出し、当該算出した区間毎の平均値を前記区間毎の信 号レベルとして前記区間レベル記憶部に記憶させること
を特徴とする請求項 1又は請求項 2に記載の無線受信装置。
[4] 前記補正部は、前記受信部により受信された前記区間毎の信号レベルから、前記 区間レベル記憶部に記憶されている前記区間毎の信号レベルをそれぞれ減算する ことにより前記補正を行うこと
を特徴とする請求項 1乃至請求項 3の何れか 1項に記載の無線受信装置。
[5] 前記補正部は、予め設定された基準値と前記区間レベル記憶部に記憶されている 前記区間毎の信号レベルとの差分を、前記受信部により受信された前記区間毎の信 号レベルにそれぞれ加算することにより前記補正を行うこと
を特徴とする請求項 1乃至請求項 3の何れか 1項に記載の無線受信装置。
[6] 前記区間レベル取得部は、予め設定された基準値と前記各区間毎に取得した信 号レベルとの差分を、前記区間毎の信号レベルとして前記区間レベル記憶部に記憶 させ、
前記補正部は、前記区間レベル記憶部に記憶されて!、る前記区間毎の信号レべ ルを、前記受信部により受信された前記区間毎の信号レベルにそれぞれ加算するこ とにより前記補正を行うこと
を特徴とする請求項 1記載の無線受信装置。
[7] 前記受信部は、前記無線信号を受信して受信信号を出力するアンテナ部と、前記 受信信号が入力され、前記無線信号で使用される周波数帯域の少なくとも一部分の 成分を抽出することができるフィルタ部と、前記フィルタ部力 の出力の包絡線あるい はピークを検出する検波部と、前記検波部の出力を所定の積分期間に亘つて積算 する積分部と、前記積分部の出力電圧をアナログ ディジタル変換するアナログ ディジタル変換部とを備え、
前記復調部は、さらに、前記アナログ ディジタル変換部での AD変換値に基づき 、前記積分部の前記積分期間を調整し、
前記アナログ ディジタル変換部での AD変換値の分散値に応じて、前記フィルタ 部の通過周波数帯域を調整する感度制御部をさらに備えること
を特徴とする請求項 1乃至請求項 6の何れか 1項に記載の無線受信装置。
[8] 前記受信部は、前記フィルタ部と検波部との間に介在される増幅部をさらに備え、 前記増幅部は、前記感度制御部からの信号によって、ゲイン調整されること を特徴とする請求項 7に記載の無線受信装置。
[9] 前記感度制御部は、前記アナログ—ディジタル変換部での AD変換値の分散値か ら受信信号の有無を判定し、受信信号が有る積分期間での分散値の取得を制限す ること
を特徴とする請求項 7又は請求項 8に記載の無線受信装置。
[10] 所定の周期でパルス状の信号を有する無線信号を受信する無線受信方法であつ て、
前記無線信号を受信部により受信する工程と、
前記周期を複数の区間に分割した各区間毎に、前記受信部により得られた信号レ ベルを取得する工程と、
前記受信部により無線信号が受信されて 、な 、状態にぉ 、て前記取得された前記 区間毎の信号レベルを前記区間毎に区間レベル記憶部に記憶させる工程と、 前記受信された前記区間毎の信号レベルを、前記区間レベル記憶部に記憶され て ヽる前記区間毎の信号レベルに基づ!ヽてそれぞれ補正する工程と、
前記補正された各区間毎の信号レベルに応じて前記無線信号の復調を行う工程と を備えることを特徴とする無線受信方法。
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