JP5264917B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Description

本発明は、放電灯の点灯を制御する放電灯点灯装置に関する。

図８は、従来の放電灯点灯装置の基本構成を示す回路図である。図８において、放電灯点灯装置１００は、直流電源１０１の直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ１０２、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２の出力電圧を矩形波交流に変換するＤＣ／ＡＣインバータ１０３、ＨＩＤバルブ（放電灯または高輝度放電灯）１０５を放電起動させるイグナイタ１０４、及び、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２とＤＣ／ＡＣインバータ１０３とを制御する制御部１０６を備える。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は、フライバックトランス１０７、ＭＯＳ形の電界効果トランジスタからなるスイッチング素子１０８、整流用ダイオード１０９及び平滑用コンデンサ１１０を備える。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は、制御部１０６によってスイッチング素子１０８をオンすることで、フライバックトランス１０７に直流電源１０１の直流電圧が印加され、フライバックトランス１０７に磁気エネルギを貯え、制御部１０６によってスイッチング素子１０８をオフすることで、フライバックトランス１０７に貯えた磁気エネルギを放出することによってフライバックトランス１０７に発生した電圧を整流用ダイオード１０９で整流して直流電圧を生成する。

ＤＣ／ＡＣインバータ１０３は、例えばＭＯＳ形の電界効果トランジスタあるいはＩＧＢＴを用いたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４とインバータドライバとを備える。図８において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、Ｈ形に接続され、Ｈブリッジ型インバータを構成する。この構成において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は高電位を出力し、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は低電位を出力する。このようなＨブリッジ形インバータ回路は、例えば特許文献１に開示されている。

また、インバータドライバには、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１（Ｑ３）を駆動させる構成として、ブートストラップ方式の回路が使用される。この回路は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１（Ｑ３）のゲート−ソース間に抵抗１１１ａ及びコンデンサＣ１（抵抗１１１ｂ及びコンデンサＣ２）を直列に接続し、コンデンサＣ１（Ｃ２）を直流電源１０１で充電するダイオード１１３ａ（１１３ｂ）と、スイッチング素子Ｑ１（Ｑ３）のゲートにコレクタが接続されたドライブトランジスタ１１２ａ（１１２ｂ）から構成される。

ドライブトランジスタ１１２ａ，１１２ｂは、例えばＮＰＮ型バイポーラトランジスタからなり、それぞれエミッタが接地される。また、ドライブトランジスタ１１２ａは、制御部１０６にベースを接続し、ドライブトランジスタ１１２ｂは、ＮＯＴ回路１１４を介して制御部１０６にベースを接続する。同様に、ロウサイドのスイッチング素子Ｑ２は、制御部１０６にゲートを接続し、スイッチング素子Ｑ４は、ＮＯＴ回路１１４を介して制御部１０６にゲートを接続する。

ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１（Ｑ３）がオフで、スイッチング素子Ｑ１（Ｑ３）に直列接続されたロウサイドのスイッチング素子Ｑ２（Ｑ４）がオンのとき、コンデンサＣ１（Ｃ２）が充電される。コンデンサＣ１（Ｃ２）で充電された電荷は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１（Ｑ３）がオンになると、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１（Ｑ３）のソース端子に対してコンデンサＣ１（Ｃ２）に充電された電荷分高い電位にゲート電圧を引き上げるため、図８中の矢印Ｘ方向に電流が流れてゲート電圧が確保され、スイッチング素子Ｑ１（Ｑ３）のオン状態を維持することができる。このようなブートストラップ方式の回路を適用したＤＣ／ＡＣインバータ１０３は、例えば特許文献２に開示されている。

ＨＩＤバルブ１０５の点灯を開始する場合、ＤＣ／ＡＣインバータ１０３は、制御部１０６からの制御信号によって、Ｈブリッジで対をなすハイサイドのスイッチング素子とロウサイドのスイッチング素子とをオンに保ち、これに対向するハイサイドのスイッチング素子とロウサイドのスイッチング素子とをオフに保って、所定の直流電圧をＨＩＤバルブ１０５に出力する。

イグナイタ１０４は、自身が発生させた高電圧パルス（イグナイタパルス）を上記直流電圧に重畳してＨＩＤバルブ１０５に印加することにより、ＨＩＤバルブ１０５の電極間が絶縁破壊して放電が開始される。イグナイタパルスが印加され放電が開始した後、ＤＣ／ＡＣインバータ１０３は、ＨＩＤバルブ１０５の放電現象が安定するまで、Ｈブリッジで対をなすハイサイドのスイッチング素子とロウサイドのスイッチング素子とをオンに保ち、これに対向するハイサイドのスイッチング素子とロウサイドのスイッチング素子とをオフに保って、上記直流電圧を出力し続ける。

放電が安定すると、ＤＣ／ＡＣインバータ１０３は、Ｈブリッジで対をなすスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とを交互に一定の繰り返し周波数（例えば、４００ヘルツ程度）でオン、オフさせる。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２から入力された直流電圧の極性が交互に反転されて矩形波交流が生成され、この矩形波交流がイグナイタ１０４を介してＨＩＤバルブ１０５に供給される。

また、上述したブートストラップ方式のＤＣ／ＡＣインバータのコンデンサＣ１及びＣ２の消費電流を低減させる従来のインバータドライバとして、ＲＳフリップフロップ（以下、Ｆ／Ｆと記す）を用いたものがある（例えば、特許文献３参照）。なお、このようなＦ／Ｆを用いたインバータ用ドライバのＩＣには、ＩＲ（International Rectifier）社のＩＲ２１１０等が挙げられる。

図９は、Ｆ／Ｆを用いたインバータドライバの要部の基本構成を示す回路図であり、図８中で符号Ｃを付したハイサイドのスイッチング素子Ｑ１を駆動させる回路部分の代わりに設けられる（スイッチング素子Ｑ３側も同様）。図９において、制御部１０６からの制御信号は、パルス発生器１１７へ入力され、ＮＯＴ回路１１８を介してパルス発生器１１９へ入力される。

レベルシフト回路１１６は、パルス発生器１１７からの入力信号をレベルシフトするトランジスタ１２０と、パルス発生器１１９からの入力信号をレベルシフトするトランジスタ１２１とを備える。トランジスタ１２０，１２１のエミッタは、抵抗１２２，１２３を介して接地されており、コレクタ側にはコンデンサＣ１で充電された電荷が抵抗１２４，１２５を介して供給される。

Ｆ／Ｆ１１５の出力端子Ｑは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続しており、セット端子ＳにはＮＯＴ回路１２６を介してレベルシフト回路１１６のセット信号出力が接続し、リセット端子ＲにはＮＯＴ回路１２７を介してレベルシフト回路１１６のリセット信号出力が接続している。

パルス発生器１１７は、制御部１０６からの制御信号の立ち上がりエッジに同期してハイレベルとなるパルス信号を発生し、トランジスタ１２０へ出力する。このパルス信号がハイレベルの期間にトランジスタ１２０がオンとなってコレクタ電位が低下し、ＮＯＴ回路１２６の入力がロウレベルになると、ＮＯＴ回路１２６の出力がハイレベルになる。
つまり、制御信号の立ち上がりエッジに同期してハイレベルとなる短時間にパルス電流がセット端子Ｓ側のレベルシフト回路１１６を流れ、Ｆ／Ｆ１１５のセット端子Ｓがハイレベルにセットされる。これにより、Ｆ／Ｆ１１５の出力Ｑがハイレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１がオンする。
要約すれば、制御信号の立ち上がりエッジに同期して、Ｆ／Ｆ１１５の出力Ｑがハイレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１がオンする。
なお、パルス発生器１１７，１１９は、入力信号の立ち上がりエッジに同期して短時間のパルス信号を発生させるワンショットマルチバイブレータである。

一方、パルス発生器１１９は、制御部１０６からの制御信号を、ＮＯＴ回路１１８を介して入力し、上記と同様にしてその入力信号の立ち上がりエッジに同期したパルス信号を発生し、トランジスタ１２１へ出力する。このパルス信号がハイレベルの期間にトランジスタ１２１がオンとなってコレクタ電位が低下し、ＮＯＴ回路１２７の入力がロウレベルになると、ＮＯＴ回路１２７の出力がハイレベルになる。
従って、パルス信号がハイレベルとなる短時間にパルス電流がリセット端子Ｒ側のレベルシフト回路１１６を流れ、Ｆ／Ｆ１１５のリセット端子Ｒの電位がハイレベルになり、Ｆ／Ｆ１１５の出力Ｑがロウレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる。
要約すれば、制御信号の立ち下がりエッジに同期して、Ｆ／Ｆ１１５の出力Ｑがロウレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１がオフする。

また、ロウサイドのスイッチング素子Ｑ２には、制御部１０６からの制御信号をＮＯＴ回路１２８で反転した矩形波が入力される。これにより、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１とは逆の動作、すなわちスイッチング素子Ｑ１がオンのとき、Ｑ２はオフとなる。

なお、コンデンサＣ１は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１がオフで、スイッチング素子Ｑ１の低電位側に接続されたロウサイドのスイッチング素子Ｑ２がオンのとき、直流電源１０１の直流電圧により充電される。

このように、図９に示す回路では、スイッチング素子Ｑ１（Ｑ３）がオン、オフ切り換わる際にのみレベルシフト回路１１６に回路電流が流れ、その間の期間ではＦ／Ｆ１１５が出力レベルを保持する。これにより、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３を駆動させるために必要な消費電流を低減でき、ＤＣ／ＡＣインバータ１０３の電源周りの回路構成を簡素化することができる。

特開２００１−４３９８６号公報 特開２０００−１６６２５８号公報 特開２００４−２７４８６６号公報

しかしながら、放電灯点灯装置１００においては、高電圧パルス（イグナイタパルス）を発生する回路ブロック（イグナイタ１０４）が、ＤＣ／ＡＣインバータ１０３の近傍に存在する。このため、図９に示すインバータドライバにおいて、イグナイタ１０４が高電圧パルスを発生するときに生じる大きなサージやノイズによってＦ／Ｆ１１５の出力が反転する可能性があった。

このとき、Ｆ／Ｆ１１５は、セット端子Ｓの入力パルスに応じて出力極性が設定されるため、入力パルスが再度入力されない限り自らの動作で出力極性を変更できない。従って、ＨＩＤバルブ１０５の点灯動作中にＦ／Ｆ１１５の出力が不測の反転を起こすと、この出力極性が維持されて、ＤＣ／ＡＣインバータ１０３を正常動作に戻すことができず、ＨＩＤバルブ１０５を点灯できない可能性があるという課題があった。

これに対し、大きなサージやノイズを吸収する部品を使用したり、イグナイタ１０４等の回路ブロックからＤＣ／ＡＣインバータ１０３を遠ざけて配置して、Ｆ／Ｆ１１５の不測の出力反転を予防することも考えられるが、配線を含む部品配置のずれや部品特性のばらつきにより伝播する不確定要素を考慮すれば、上記Ｆ／Ｆの出力極性反転に起因するＤＣ／ＡＣインバータ１０３の異常動作を完全に回避できるものではない。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、スイッチング素子の駆動に用いるＦ／Ｆ等の双安定回路における不測の出力反転に起因した異常動作から正常動作に適確に復帰させることができる放電灯点灯装置を得ることを目的とする。

この発明に係る放電灯点灯装置は、直流電源からの入力電圧を昇圧して出力するコンバータと、スイッチング素子のオンオフ制御によって前記コンバータからの入力電圧の極性を切り換えて矩形波の交流電圧に変換し、放電灯に供給するＨブリッジ型インバータと、前記コンバータ及び前記Ｈブリッジ型インバータのスイッチング素子をオンオフ制御する制御部と、前記制御部からの制御信号で前記Ｈブリッジ型インバータのスイッチング素子をオンオフ駆動させるインバータドライバ回路によって構成される。前記インバータドライバ回路は、高電位側のスイッチング素子のオフ駆動時に充電され、オン駆動時には駆動用の電源となるブートストラップコンデンサを有したブートストラップ回路を用いるもので、前記制御信号の極性反転タイミングに同期して出力極性が設定され、当該入力信号に応じた極性で保持した出力信号により前記Ｈブリッジ型インバータの高電位側のスイッチング素子をオンオフ駆動する双安定回路を備える。さらに当該インバータドライバ回路に所定の間隔ごとに当該再設定信号を発することによって前記双安定回路の出力極性を再設定して、当該双安定回路の出力を本来出力すべき極性に再度設定する復帰部を備える。つまり、当該復帰部を備え、高電位側のスイッチング素子のオンオフ動作を保持する双安定回路に対し、再設定信号を発生することによって当該双安定回路の出力を再設定して、当該双安定回路の出力を本来出力すべき極性に再度設定し、インバータのスイッチング素子を本来出力すべき極性に保持するものである。

この発明によれば、不測の事態による出力反転が双安定回路に生じ、これに起因するスイッチング素子の異常動作が発生しても、復帰信号によって双安定回路の出力を再設定して、双安定回路の出力信号を本来出力すべき極性に復帰させるので、放電灯点灯装置を正常動作に適確に復帰させることができるという効果がある。

この発明の実施の形態１による放電灯点灯装置の構成を示す図である。 図１中のインバータドライバのハーフブリッジ部分及び復帰部の構成を示す回路図である。 実施の形態１による放電灯点灯装置の点灯動作におけるＤＣ／ＡＣインバータの出力電圧波形を示す図である。 実施の形態１による放電灯点灯装置が点灯動作中に再設定処理を施したときのＤＣ／ＡＣインバータの出力電圧波形を示す図である。 この発明の実施の形態２による放電灯点灯装置のインバータドライバのハーフブリッジ部分及び復帰部の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態３による放電灯点灯装置の構成を示す図である。 実施の形態３による放電灯点灯装置が点灯動作中に復帰処理を施したときのＤＣ／ＡＣインバータの出力電圧波形を示す図である。 従来の放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。 Ｆ／Ｆを用いたインバータドライバの要部の構成を示す回路図である。

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による放電灯点灯装置の構成を示す図である。図１において、放電灯点灯装置１は、直流電源２からの直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ（コンバータ）３、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧を矩形波交流に変換するＤＣ／ＡＣインバータ（インバータ）４、ＤＣ／ＡＣインバータ４を駆動させるインバータドライバ（インバータドライバ回路）５、ＨＩＤバルブ７を放電起動させるイグナイタ６、ＤＣ／ＤＣコンバータ３とＤＣ／ＡＣインバータ４とを制御する制御部８、及び、インバータドライバ５内のＲＳフリップフロップの出力を再設定する復帰部９を備える。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、図８と同様の構成を有しており、フライバックトランス、ＭＯＳ形の電界効果トランジスタからなるスイッチング素子、整流用ダイオード及び平滑用コンデンサから構成される。ＤＣ／ＤＣコンバータ３では、制御部８がスイッチング素子をスイッチング制御することで、フライバックトランス磁気エネルギを貯え、放出することによってフライバックトランス発生した電圧を整流用ダイオードで整流して直流電圧を生成する。

ＤＣ／ＡＣインバータ４は、図８と同様に、ＭＯＳ形の電界効果トランジスタを用いたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、インバータドライバ５とを備える。ＤＣ／ＡＣインバータ４において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、Ｈ形に接続され、Ｈブリッジ形インバータを構成する。なお、この構成において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は高電位を出力し、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は低電位を出力する。

インバータドライバ５は、図９と同様に、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３を駆動させる回路にＲＳフリップフロップを用いた構成を有しており、レベルシフト回路の入力側に復帰部９を備える。詳細な構成は、図２を用いて後述する。

イグナイタ６は、起動用の高電圧パルス（イグナイタパルス）を発生し、発生した高電圧パルスを、ＤＣ／ＡＣインバータ４の出力電圧に重畳させ、ＨＩＤバルブ７に印加する。ＨＩＤバルブ７は、イグナイタパルスが印加されると、内部に充填したガスが絶縁破壊して放電を開始する。

制御部８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３及びＤＣ／ＡＣインバータ４の動作を制御する。この制御部８は、例えば本発明の趣旨に従う制御プログラムをマイクロコンピュータのＣＰＵに実行させることにより、このマイクロコンピュータ上でソフトウエアとハードウエアとが協働した具体的な手段として実現することができる。

復帰部９では、不測の事態によりインバータドライバ５のＲＳフリップフロップの出力が反転することに起因したＤＣ／ＡＣインバータ４の異常動作を正常動作に復帰させるための再設定信号を発生する。詳細な構成は、図２を用いて後述する。

図２は、図１中のＤＣ／ＡＣインバータ４の片側ハーフブリッジ部分及び復帰部の構成を示す回路図である。図２では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２によって構成されるハーフブリッジ部分を駆動するインバータドライバ５の回路部分を示しているが、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を駆動させるハーフブリッジ回路側も同様に構成される。

図２において、インバータドライバ５におけるスイッチング素子Ｑ１を駆動させる回路は、図９と同様にＲＳフリップフロップ（双安定回路）（以下、Ｆ／Ｆと記す）１０がスイッチング素子Ｑ１とレベルシフト回路１１との間に設けられる。また、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１を駆動させる回路部分にはブートストラップ回路が接続される。

復帰部９は、レベルシフト回路１１におけるＦ／Ｆ１０のセット端子Ｓに接続する側の回路入力に設けられ、発振器１２、ＡＮＤ回路１３、パルス発生器１４ａ，１４ｂ、及びＯＲ回路１５を備える。発振器１２は、周期的な矩形波を発生する。ＡＮＤ回路１３は、発振器１２の出力と入力端子ＩＮを介した制御部８からの制御信号とを入力し、これらの論理積の矩形波をパルス発生器１４ａに出力する。

パルス発生器１４ａは、ＡＮＤ回路１３から入力した論理積の矩形波の立ち上がりエッジに同期してハイレベルとなるパルス信号を発生する。パルス発生器１４ｂは、入力端子ＩＮを介して制御部８から入力した制御信号の立ち上がりエッジに同期して短時間のパルス信号を発生する。ＯＲ回路１５は、パルス発生器１４ａ，１４ｂの出力値の論理和を算出し、レベルシフト回路１１のトランジスタ１８のベースに出力する。

パルス発生器１７は、制御部８からの制御信号をＮＯＴ回路１６を介して入力し、この入力信号の立ち上がりエッジに同期して短時間のパルス信号を発生する。パルス発生器１７により生成されたパルス信号は、レベルシフト回路１１のトランジスタ２０のベースに出力される。

ロウサイドのスイッチング素子Ｑ２を駆動させる回路は、スイッチング素子Ｑ２のゲートと入力端子ＩＮとをＮＯＴ回路２７を介して接続して構成され、制御部８からの制御信号をＮＯＴ回路２７により極性反転してスイッチング素子Ｑ２のゲートに入力する。

レベルシフト回路１１は、ＯＲ回路１５の出力をレベルシフトするトランジスタ１８と、パルス発生器１７の出力をレベルシフトするトランジスタ２０とを備える。トランジスタ１８，２０は、例えばＮＰＮ型バイポーラトランジスタからなり、それぞれエミッタが抵抗１９，２１を介して接地されており、各コレクタ側にはコンデンサＣ１（ブートストラップコンデンサ）で充電された電荷が抵抗２２，２３を介して供給される。

Ｆ／Ｆ１０は、セット端子Ｓへの入力によって出力信号Ｑをハイレベルに設定し保持し、リセット端子Ｒへの入力によって出力信号Ｑをロウレベルに設定し保持する。Ｆ／Ｆ１０の出力端子Ｑは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続しており、セット端子ＳにはＮＯＴ回路２４を介してレベルシフト回路１１のセット信号出力が接続し、リセット端子ＲにはＮＯＴ回路２５を介してレベルシフト回路１１のリセット信号出力が接続している。

次に動作について説明する。
制御部８は、ＨＩＤバルブ７に交流電流を通電すべく、ＤＣ／ＡＣインバータ４内のスイッチング素子を制御する制御信号を生成し、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電流をＨＩＤバルブ７のランプ電流として検出し、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧をＨＩＤバルブ７のランプ電圧として検出して、これらの検出値からＨＩＤバルブ７を所定の電力によって点灯する制御をおこなう。
ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、制御部８からの制御信号をゲート信号としてスイッチング素子に入力してスイッチング制御することにより、フライバックトランス磁気エネルギを貯え、放出することによってフライバックトランス発生した電圧を整流用ダイオードで整流して直流電圧を生成する。

インバータドライバ５では、入力端子ＩＮを介して制御部８からの制御信号を入力し、この制御信号のハイ／ロウレベルに応じてＤＣ／ＡＣインバータ４の出力を切り換える。本発明では、上述のようにＨＩＤバルブを正常に点灯するために行うＤＣ／ＡＣインバータ４の出力を切り換える（矩形波交流を生成する）制御信号を「主信号」と定義し、以下、当基本的な点灯動作のＤＣ／ＡＣインバータ制御信号を主信号と表記する。

先ず、制御部８から発せられる主信号の立ち上がりにおいては、制御部８から発せられる主信号を入力するパルス発生器１４ｂによって、主信号の立ち上がりエッジに同期して短いハイレベルのパルス信号を発生し、当短時間のハイレベルパルス信号をＯＲ回路１５を介してトランジスタ１８に入力する。このパルス信号の短いハイレベルの期間にトランジスタ１８がオンとなってコレクタ電位が低下し、抵抗２２の電圧降下が発生し、ＮＯＴ回路２４の入力がロウレベルになる。このときＮＯＴ回路２４の出力がハイレベルになり、Ｆ／Ｆ１０のセット端子Ｓがハイレベルとなる。これにより、Ｆ／Ｆ１０の出力が反転して出力Ｑがハイレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる。

次に、制御部８から発せられる主信号の立ち下がりにおいては、制御部８から発せられる主信号をＮＯＴ回路１６を介して入力するパルス発生器１７は、ＮＯＴ回路１６の立ち上がりエッジ、つまりは主信号の立ち下がりエッジに同期して短いハイレベルのパルス信号を発生し、トランジスタ２０へ出力する。このパルス信号の短いハイレベルの期間にトランジスタ２０がオンとなってコレクタ電位が低下し、抵抗２３の電圧降下が発生し、ＮＯＴ回路２５の入力がロウレベルになる。このときＮＯＴ回路２５の出力がハイレベルになり、Ｆ／Ｆ１０のリセット端子Ｒがハイレベルとなる。これにより、Ｆ／Ｆ１０の出力が反転して出力Ｑがロウレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１がオフする。

また、制御部８から発せられる主信号がハイレベルの期間においては、ＡＮＤ回路１３の出力は、常時矩形波を発振している復帰部９の発振器１２の発する矩形波と同等の矩形波を出力する。そして、パルス発生器１４ａは、当発振器１２の矩形波の立ち上がりエッジに同期したパルス信号を連続的に生成する。
従って、パルス発生器１４ａとパルス発生器１４ｂの出力を論理和するＯＲ回路１５の出力は、主信号の立ち上がりと、当主信号がハイレベルの間発振器１２の立ち上がりに同期した短いパルスを連続的に出力する。つまり、主信号がハイレベルの間は、Ｆ／Ｆ１０にはＳＥＴパルスが繰返し入力され、不測の事態により当Ｆ／Ｆ１０の出力Ｑが反転してロウレベルになってスイッチング素子Ｑ１がオフしても、繰り返される発振器１２の出力矩形波の立ち上がりタイミングで再びＦ／Ｆ１０にＳＥＴ信号が入力され、当Ｆ／Ｆ１０の出力Ｑが反転復帰してハイレベルになり、スイッチング素子Ｑ１がオンするので、ＤＣ／ＡＣインバータ４の異常動作が継続することなく、ＨＩＤバルブ７の点灯を続行することができる。

ロウサイドのスイッチング素子Ｑ２には、制御部８からの主信号をＮＯＴ回路２７で反転した矩形波が入力される。これにより、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１とは逆の動作、すなわちスイッチング素子Ｑ１がオンのとき、スイッチング素子Ｑ２はオフとなる。

なお、コンデンサＣ１は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１がオフで、スイッチング素子Ｑ１の低電位側に接続されたロウサイドのスイッチング素子Ｑ２がオンのとき、直流電源２の直流電圧により充電される。

図３は上記回路構成による放電灯点灯装置において、Ｆ／Ｆ１０が異常な動作をすることなく、正常にＨＩＤバルブ７を点灯したときの、放電灯点灯装置のＤＣ／ＡＣインバータ４の出力電圧波形を示す図である。以下に当図を用いて、放電灯点灯装置の動作を説明する。なお、図３においては、ＤＣ／ＡＣインバータ４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電圧が出力Ａであり、対向するスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点の電圧が出力Ｂである。

ＨＩＤバルブ７の電極間をブレークダウンして点灯を開始する前に、ＤＣ／ＡＣインバータ４は、制御部８からの主信号に従って、Ｈブリッジで対をなすハイサイドのスイッチング素子Ｑ１とロウサイドのスイッチング素子Ｑ４とをオンに保ち、これに対向するハイサイドのスイッチング素子Ｑ３とロウサイドのスイッチング素子Ｑ２とをオフに保って、例えば４００（Ｖ）程度の直流電圧をＨＩＤバルブ７に出力する。
換言すれば、ＨＩＤバルブ７の点灯を開始するときの出力極性は、Ｈブリッジで対をなすスイッチング素子を経由して一方の出力（図３においては出力Ａ）は高電位に、他方の出力（図３においては出力Ｂ）は低電位に極性固定される。

イグナイタ６は、上記ＤＣ／ＡＣインバータ４が出力する直流電圧に自身が発生させた高電圧パルス（イグナイタパルス）を重畳してＨＩＤバルブ７に供給することにより、ＨＩＤバルブ７の電極間を絶縁破壊して放電を開始する（点灯開始）。ＨＩＤバルブ７の電極間がブレークダウンして、電流が流れて点灯を開始すると、ＤＣ／ＡＣインバータ４の出力電圧はＨＩＤバルブ７の点灯電圧に低下する。
イグナイタパルスが供給され点灯した後、ＤＣ／ＡＣインバータ４は、ＨＩＤバルブ７の放電が安定な放電になるまで、制御部８からの主信号によって、定常点灯時の交流矩形波の周期（例えば４００ヘルツ程度）より長い周期の極性切り換え動作をおこなう。

制御部８は放電が安定するタイミングを見計らって、定常点灯周期の交流矩形波を出力すべく、Ｈブリッジで対をなすハイサイドのスイッチング素子Ｑ１とロウサイドのスイッチング素子Ｑ４とのオンと、これに対向するハイサイドのスイッチング素子Ｑ３とロウサイドのスイッチング素子Ｑ２のオフとの組み合わせと、前記動作を反転させたＨブリッジで対をなすハイサイドのスイッチング素子Ｑ１とロウサイドのスイッチング素子Ｑ４のオフと、これに対向するハイサイドのスイッチング素子Ｑ３とロウサイドのスイッチング素子Ｑ２のオンとの組み合わせを、交互に定常点灯の周波数（例えば４００ヘルツ程度）によって切り換えて出力する。制御部８の信号とＤＣ／ＡＣインバータ４により交流矩形波に変換された出力は、イグナイタ６を介してＨＩＤバルブ７に供給され、ＨＩＤバルブ７は点灯する。

なお、上述の説明では、発振器１２はＦ／Ｆ１０の異常動作発生の有無によらず、常時矩形波を発生させてＡＮＤ回路１３に入力しているが、例えば放電開始前の出力極性固定期間等の、所定のタイミングにおいて発振する構成にしても構わない。

図４は、実施の形態１による放電灯点灯装置の点灯動作中にイグナイタパルスが発生したときにＦ／Ｆ１０の出力Ｑが反転してしまった場合に、復帰処理を施したＤＣ／ＡＣインバータ４の出力電圧波形を示す図であり、図３と同様に出力Ａ，ＢがＨブリッジで対をなすスイッチング素子を経由した各出力を示している。
上述したように、イグナイタパルスを使用してＨＩＤバルブ７の点灯を開始するときの出力は、出力Ａを高電位側に固定し、出力Ｂを低電位側に固定する出力極性固定期間Ｄを設けて点灯動作を開始する。

出力極性固定期間Ｄにおいて、イグナイタパルスの発生によるサージやノイズによってＦ／Ｆ１０の出力Ｑが極性反転しロウレベルになると、スイッチング素子Ｑ１がオンからオフとなり、図４中で破線に示すように正常な電圧が出力されずに異常動作となる。

従来の放電灯点灯装置では、上述のように出力極性が反転してスイッチング素子Ｑ１がオフになっても主信号がハイレベルに固定されているため、立ち上がりエッジが入力されず正常な極性に復帰させることができなかった。
これに対して、この実施の形態１では、当出力極性固定期間Ｄにおいて、パルス発生器１４ｂは、主信号がハイレベルに固定されているので、パルス信号を発生しないが、主信号がハイレベルに固定されている間、ＡＮＤ回路１３は、発振器１２で発生した矩形波を出力し、パルス発生器１４ａが、ＡＮＤ回路１３の出力信号の立ち上がりエッジに同期した再設定信号をＯＲ回路１５に出力している。このため、ＯＲ回路１５は、上述した発振器１２で発生した矩形波に同期したパルス信号を出力する。この信号によって、前述したように、スイッチング素子Ｑ１をオフからオンに本来出力すべき極性に保持することができる。

以上のように、この実施の形態１によれば、復帰部９を備えたことで、不測の事態が発生しＦ／Ｆ１０の出力Ｑが反転しても、元の本来出力すべき極性に復帰させることができる。

実施の形態２．
上記実施の形態１では、異常動作の発生の有無によらず、常時発振する発振器１２で発生させた矩形波に基づく再設定信号を利用する場合を示したが、この実施の形態２は、ＤＣ／ＡＣインバータ４の動作を監視し、この監視結果に応じて復帰信号を発生しＦ／Ｆ１０の出力を本来出力すべき極性に復帰させるものである。

図５は、この発明の実施の形態２による放電灯点灯装置におけるインバータドライバのハーフブリッジ部分及び復帰部の構成を示す回路図であり、図２と同一若しくはそれに相当する構成要素には同一符号を付して説明を省略する。図５において、動作監視部２８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧ａとＤＣ／ＡＣインバータ４の出力電圧ｂとの比較結果から異常動作（例えば、出力極性固定期間にハイサイドのスイッチング素子Ｑ１がオフしているか否か）を判定し、異常動作（例えば、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１がオフしている）と判定した場合に矩形波をＡＮＤ回路１３へ出力する。

なお、制御部８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧ａ及び出力電流ｃを検出し、この検出結果に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータ３を操作して点灯電力を制御し、ＤＣ／ＡＣインバータ４の切り換え動作を制御しているので、新たに出力電圧ｂの検出機能を追加することで動作監視部２８を具現化してもよい。例えば、マイクロコンピュータを制御部８として機能させる制御プログラムに、動作監視部２８として機能させるためのプログラムモジュールを組み込み、この制御プログラムを上記マイクロコンピュータのＣＰＵに実行させることにより、ソフトウエアとハードウエアとが協働した具体的な手段として動作監視部２８を実現するようにしてもよい。

次に動作について説明する。
上記実施の形態１の図４で示したように、出力電圧極性固定期間Ｄにおいてイグナイタパルス発生によるサージやノイズによってＦ／Ｆ１０の出力Ｑが反転してハイサイドのスイッチング素子Ｑ１がオフすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧ａに対してＤＣ／ＡＣインバータ４の出力電圧ｂが極端に低くなる。そこで、この実施の形態２による動作監視部２８では、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧ａとＤＣ／ＡＣインバータ４の出力電圧ｂとの比較結果から当該挙動を検出して、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１がオフ駆動した異常動作であると判定する。

異常動作を判定すると、動作監視部２８は、所定の周期で矩形波を生成して、ＡＮＤ回路１３へ入力する。ＡＮＤ回路１３は、動作監視部２８からの矩形波に同期した信号を出力し、パルス発生器１４ａが、このＡＮＤ回路１３の出力信号の立ち上がりエッジに同期したパルス信号をＯＲ回路１５に出力する。これ以降は、上記実施の形態１の発振器１２による動作と同様である。

以上のように、この実施の形態２では、ＤＣ／ＤＣコンバータ３とＤＣ／ＡＣインバータ４との出力電圧の比較結果から、Ｆ／Ｆ１０の出力Ｑの反転によってハイサイドのスイッチング素子Ｑ１（Ｑ３）が誤動作したか否かを判定し、誤動作したと判定したときに復帰信号を発生する動作監視部２８を備えたことで、不測の事態によるＦ／Ｆ１０の出力Ｑが反転しても、適確に正常動作に復帰させることができる。また、制御部８としてマイクロコンピュータを機能させるための制御プログラム中のプログラムモジュールで動作監視部２８の機能を実現することにより、ＣＰＵの演算処理によって復帰信号を発生できるため、動作監視部２８として新たな専用回路を設ける必要がなく、回路構成を簡素化することができる。

実施の形態３．
上記実施の形態１，２では、主信号とは別個の補助信号として復帰信号を発生入力する構成を示したが、この実施の形態３は主信号に復帰信号の機能を持たせて復帰処理を行う場合を示す。

図６は、この発明の実施の形態３による放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。図６において、この実施の形態３による放電灯点灯装置１Ａは、直流電源２の直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ３、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧を矩形波交流に変換するＤＣ／ＡＣインバータ４、ＨＩＤバルブ７を放電起動させるイグナイタ６、及びＤＣ／ＤＣコンバータ３とＤＣ／ＡＣインバータ４とを制御する制御部８Ａを備える。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、図８と同様に、フライバックトランス３ａ、ＭＯＳ形の電界効果トランジスタからなるスイッチング素子３ｂ、整流用ダイオード３ｃ及び平滑用コンデンサ３ｄから構成される。ＤＣ／ＤＣコンバータ３では、制御部８Ａによってスイッチング素子３ｂをスイッチング制御することで、フライバックトランス３ａに直流電源２の直流電圧が印加され、フライバックトランス３ａに磁気エネルギを貯え、制御部８Ａによってスイッチング素子３ｂをオフすることで、フライバックトランス３ａに貯えた磁気エネルギを放出することによってフライバックトランス３ａに発生した電圧を整流用ダイオード１０９で整流して直流電圧を生成する。また、電流検出用抵抗３ｅは、ＤＣ／ＤＣコンバータ３とＤＣ／ＡＣインバータ４との間に設けられ、この電流検出用抵抗３ｅによってＨＩＤバルブ７へ供給されるランプ電流ｃを検出することができる。

ＤＣ／ＡＣインバータ４は、例えばＭＯＳ形の電界効果トランジスタやＩＧＢＴを用いたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４とインバータドライバ５とを備える。図６において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、Ｈ形に接続され、Ｈブリッジ形インバータを構成する。この構成において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は高電位を出力し、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は低電位側を出力する。ここまでの構成は、上記実施の形態１，２と同様である。なお、ドライブ回路部１０Ａ，１０Ｂは、例えば図２や図５で示したＦ／Ｆ１０、ＮＯＴ回路２４，２５及びレベルシフト回路１１からなる回路である。

この実施の形態３では、動作監視部２８、及びスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のそれぞれに対応した主信号を生成する信号生成部２９を、制御部８Ａの機能構成部として設ける。例えば、マイクロコンピュータを制御部８Ａとして機能させる制御プログラム中に動作監視部２８及び信号生成部２９として機能させるためのプログラムモジュールを組み込み、この制御プログラムを上記マイクロコンピュータのＣＰＵに実行させることにより、ソフトウエアとハードウエアとが協働した具体的な手段として動作監視部２８及び信号生成部２９を実現する。

このように構成される実施の形態３では、上記実施の形態１，２において主信号やこれと別個に復帰信号を生成するためにインバータドライバ５に追加したＡＮＤ回路１３やパルス発生器１４ａ，１４ｂ，１７、ＮＯＴ回路１６，２７を省略している。

市販されている一般的なインバータ用ドライバのＩＣは主信号の入力端子しか有していないものが多いため、上述のように制御部８Ａを構成し、後述するようにして復帰信号と同様な機能を主信号で実現することにより、この実施の形態３では、ドライバＩＣに新たな回路を追加することなく、上記一般的なインバータ用ドライバＩＣをそのまま利用することができる。

次に動作について説明する。
図７は、実施の形態３による放電灯点灯装置の点灯動作中にイグナイタパルスが発生したときにＦ／Ｆ１０の出力Ｑが反転してしまった場合に、復帰処理を施したＤＣ／ＡＣインバータの出力電圧波形を示す図である。

出力極性固定期間Ｄにおいて、図７中に破線で示すようにＦ／Ｆ１０の出力Ｑの極性が反転してハイサイドのスイッチング素子Ｑ１がオフすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧ａに対してＤＣ／ＡＣインバータ４の出力電圧ｂが極端に低くなる。動作監視部２８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧ａとＤＣ／ＡＣインバータ４の出力電圧ｂとの比較結果から当該挙動を検出すると、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１がオフした異常動作であると判定する。

出力極性固定期間Ｄにおいて、Ｆ／Ｆ１０の出力Ｑを正常に復帰させるには、Ｆ／Ｆ１０にセット信号を入力することが必要である。
そこで、信号生成部２９は、動作監視部２８により異常動作が判定されると、先ず、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１をオフ、ロウサイドのスイッチング素子Ｑ２をオンする主信号、すなわちＤＣ／ＡＣインバータ４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４対をオフ駆動し、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３対をオン駆動させる主信号（第１の制御信号）を出力する（主信号の反転１）。

ＤＣ／ＡＣインバータ４の出力極性が反転させた後で、信号生成部２９が、再びスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４対をオン駆動させ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３対をオフ駆動させる主信号（第２の制御信号）を出力することにより（主信号の反転２）、図７に示すようにＤＣ／ＡＣインバータ４の出力を正常な本来出力すべき出力極性に復帰させることができる。

以上のように、この実施の形態３では、制御部８Ａが、ＤＣ／ＤＣコンバータ３とＤＣ／ＡＣインバータ４との出力電圧の比較結果から、Ｆ／Ｆ１０の出力Ｑの極性が反転したか否かを判定する動作監視部２８を備えて、Ｆ／Ｆ１０の出力Ｑの極性が反転したと判定されると、出力極性を反転させる主信号（第１の制御信号）をインバータドライバ５へ出力した後、元の本来出力すべき出力極性に再び反転させる主信号（第２の制御信号）をインバータドライバ５へ出力して、Ｆ／Ｆ１０の出力Ｑを再設定することにより、Ｆ／Ｆ１０の出力Ｑを元の本来出力すべき極性に復帰させる信号生成部２９とを備えることによって、不測の事態によりＦ／Ｆ１０の出力Ｑが反転し、これに起因する異常動作が発生しても、Ｆ／Ｆ１０の出力Ｑの極性を再設定して本来出力すべき極性に適確に復帰させることができる。

また、制御部８Ａの機能構成部として動作監視部２８及び信号生成部２９を構築して、上記実施の形態１，２で示した復帰信号と同様の機能を主信号で実現することにより、主信号の入力端子のみを有する一般的なインバータ用ドライバＩＣをそのまま利用することができ、制御部８Ａを具現化するマイクロコンピュータのＣＰＵの演算処理によって復帰処理が可能なことから、装置構成を簡素化することができる。

なお、上記実施の形態１〜３において、インバータドライバ５にＦ／Ｆ１０を用いる構成を説明したが、ＲＳフリップフロップに限定されるものではなく、Ｆ／Ｆとしてはハイサイドのスイッチング素子のオンオフを保持する２つの安定出力状態を有する回路であればよい。

上記実施の形態１〜３では、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４からなるＨフルブリッジ型のインバータを利用した場合を示したが、ハーフブリッジ型の回路構成であっても構わない。

この発明に係る放電灯点灯装置は、不測の事態による出力反転が双安定回路に生じ、これに起因するスイッチング素子の異常動作が発生しても、復帰信号によって双安定回路の出力を再設定して、双安定回路の出力信号を本来出力すべき極性に復帰させるので、放電灯点灯装置を正常動作に的確に復帰させることができるという効果があるので、放電灯の点灯を制御する放電灯点灯装置などに用いるのに適している。

Claims (7)

1. 直流電源からの入力電圧を昇圧して直流電圧を出力するコンバータと、
   スイッチング素子のオンオフ制御によって前記コンバータから出力される電圧の極性を切り換えて矩形波の交流電圧に変換し、放電灯に供給するインバータと、
   前記コンバータ及び前記インバータのスイッチング素子をオンオフ制御する制御部と、
   前記制御部からの制御信号によって前記インバータのスイッチング素子をオンオフ駆動するインバータドライバ回路とを備え、当該インバータドライバ回路には、前記インバータの高電位側スイッチング素子のオフ駆動時に充電され、オン駆動時には駆動用電源となるブートストラップコンデンサを有したブートストラップ回路を用いる放電灯点灯装置であって、
   前記インバータドライバ回路には、前記制御信号に同期して出力極性を設定し、当該制御信号に応じた極性に保持した出力により前記インバータの高電位側のスイッチング素子のオンオフ動作を保持する双安定回路を備え、
   さらに、再設定信号を前記インバータドライバ回路に出力することによって、当該双安定回路の出力を本来出力すべき極性に再度設定する復帰部を備え、
   所定の間隔ごとに当該再設定信号を発することによって、
   前記インバータのスイッチング素子のオンオフ動作を再設定しながら、当該インバータのスイッチング素子の出力を前記制御信号に同期して、本来出力すべき極性に保持することを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 復帰部は、インバータドライバ回路が、放電灯の放電開始前にインバータから前記放電灯へ供給する出力を一方の極性に定常点灯時の周期に対して長時間固定する出力極性固定期間に、前記出力極性固定期間より短い間隔で、再設定信号を前記インバータドライバ回路に出力することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
3. 再設定信号は、双安定回路の出力極性を反転させる第１の制御信号と、再び反転させて元の本来出力すべき出力極性に戻す第２の制御信号による１対の信号であることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
4. 復帰部は、コンバータとインバータとの出力電圧の比較結果から、双安定回路の出力が異常な反転をしたか否かを判定し、異常に反転したと判定すると、信号を発生する動作監視部を備え、前記動作監視部からの信号を基に再設定信号を生成することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
5. 直流電源からの入力電圧を昇圧して出力するコンバータと、
   スイッチング素子のオンオフ制御によって前記コンバータの出力電圧の極性を切り換えて矩形波の交流電圧に変換し、放電灯に供給するインバータと、
   前記コンバータ及び前記インバータのスイッチング素子をオンオフ制御する制御部と、
   前記制御部からの制御信号によって前記インバータのスイッチング素子をオンオフ駆動するインバータドライバ回路とを備え、当該インバータドライバ回路には、前記インバータの高電位側スイッチング素子のオフ駆動時に充電され、オン駆動時には駆動用電源となるブートストラップコンデンサを有したブートストラップ回路を用いる放電灯点灯装置であって、
   前記インバータドライバ回路には、前記制御信号に同期して出力極性を設定し、当該制御信号に応じた極性で保持した出力により前記インバータの高電位側スイッチング素子のオンオフ動作を保持する双安定回路を備え、
   前記制御部には、前記コンバータと前記インバータとの出力電圧の比較結果から、前記双安定回路の出力が異常な反転をしたか否かを判定する動作監視部と、
   前記動作監視部により前記双安定回路の出力が異常に反転したと判定されると、前記双安定回路の出力を本来出力すべき出力極性に対して反転させる第１の制御信号を前記インバータドライバ回路へ出力した後、元の本来出力すべき出力極性に再び反転させる第２の制御信号を前記インバータドライバ回路へ出力して、前記双安定回路の出力を再設定することにより、当該双安定回路の出力を本来出力すべき極性に復帰させる制御信号を発生する信号生成部とを備え、
   前記信号生成部は、前記双安定回路の動作が異常なときに、第１の制御信号と第２の制御信号を発生することによってインバータのスイッチング素子の出力を再設定して、当該インバータのスイッチング素子の出力を本来出力すべき極性に復帰させることを特徴とする放電灯点灯装置。
6. インバータは、４個のスイッチング素子からなるＨブリッジ型の回路であり、前記４個のスイッチング素子を２対に分けて交互にオンオフ制御することによりコンバータの出力電圧の極性を切り換えて矩形波の交流電圧に変換し、
   信号生成部は、動作監視部により双安定回路の出力極性が異常に反転したと判定されると、本来オンであるべきスイッチング素子対の各スイッチング素子をオフし、もう一方の本来オフであるべきスイッチング素子対の各スイッチング素子をオンにする第１の制御信号をインバータドライバ回路へ出力した後、本来オンであるべきスイッチング素子対の各スイッチング素子をオンし、前記もう一方の本来オフであるべきスイッチング素子対の各スイッチング素子をオフにする第２の制御信号を前記インバータドライバ回路へ出力することにより、双安定回路の出力を再設定して、当該双安定回路の出力を本来出力すべき極性に復帰させることを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
7. 双安定回路は、ＲＳフリップフロップであることを特徴とする請求項１から請求項６のうちいずれか１項記載の放電灯点灯装置。

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