JP3740899B2

JP3740899B2 - 放電灯装置

Info

Publication number: JP3740899B2
Application number: JP21789199A
Authority: JP
Inventors: 昇山本; 正道石川; 悟市小田; 行伸平中
Original assignee: Koito Manufacturing Co Ltd; Denso Corp
Current assignee: Koito Manufacturing Co Ltd; Denso Corp
Priority date: 1999-07-30
Filing date: 1999-07-30
Publication date: 2006-02-01
Anticipated expiration: 2019-07-30
Also published as: JP2001043986A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高圧放電灯を点灯する放電灯装置に関し、特に車両前照灯に用いて好適なるものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、高圧放電灯（以下、ランプという）を車両用前照灯に適用し、車載バッテリの電圧をトランスにて高電圧化したのち、この高電圧の極性をインバータ回路にて切り換えて、ランプを交流点灯させるようにしたものが種々提案されている（特開平９−１８０８８８号公報、特開平８−３２１３８９号公報など）。
【０００３】
このインバータ回路には、スイッチング素子（例えば、ＭＯＳトランジスタ）で構成したＨブリッジ回路が用いられ、このＨブリッジ回路によって矩形波を形成することによって交流点灯が行われるようにしている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来装置では、Ｈブリッジ回路を構成するスイッチ素子としてＭＯＳトランジスタを使用している。このＨブリッジに使用するＭＯＳトランジスタは、耐圧、電流容量、オン抵抗等から選定され、車両用前照灯としての放電灯装置では耐圧５００Ｖ以上、電流容量５〜１０Ａ、オン抵抗１Ω前後のものが使用されている。これは、装置の性能、信頼性を確保でき且つ、低コストの素子であるという観点から選定されている。つまり、耐圧や電流容量は高いほど好ましく、オン抵抗は小さいほど好ましいが、コストとのトレードオフの関係にあるため、上記した選定がなされている。
【０００５】
車両用前照灯の放電灯装置においては、点灯スイッチオンと同時に明るく前方を照らすことが必要とされるため、点灯開始時には、定格３５Ｗのランプに７５Ｗ程度の電力を印加し、光束の立ち上がりを早くするよう制御している。このように点灯開始時に７５Ｗの電力を印加した場合、ランプには２．５Ａ程度の電流が流れる。この時には上記仕様のＭＯＳトランジスタにも２．５Ａの電流が流れることになる。
【０００６】
ここで、ＭＯＳトランジスタのオン抵抗が２５℃で１Ωであるとした場合には、ＭＯＳトランジスタの消費電力は２５℃において６．２５Ｗとなり、１２０℃において１１．２５Ｗ程度となる。なお、温度によってＭＯＳトランジスタの消費電力が変動するのは、ＭＯＳトランジスタのオン抵抗が温度依存性を持っているためである。
【０００７】
そして、ランプにはＨブリッジの対角線に配置される２個の素子を介してランプ電流を流しているため、ＭＯＳの消費電力合計は上述した消費電力の２倍となり、２５℃で１２．５Ｗとなり、１２０℃で２２．５Ｗとなる。
【０００８】
従って、ランプに７５Ｗ印加するためには、ランプへの供給電力に加えてＨブリッジの２つのＭＯＳトランジスタへの供給電力が必要となるため、放電灯装置として、２５℃で８７．５Ｗ、１２０℃で９７．５Ｗの電力供給能力が少なくとも要求される。従来では、この要求に応じた電力を供給できるＤＣ−ＤＣコンバータを使用していたため、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する部品が大型となり、コスト高になっているという問題がある。
【０００９】
このＨブリッジを構成するスイッチ素子の消費電力を減らす方法として、スイッチ素子にＩＧＢＴを使用する方法が考えられる。このようにＩＧＢＴを使用した場合、Ｈブリッジの対角線に配置される２個のＩＧＢＴ消費電力合計は、２５℃で６Ｗとなり、１２０℃で６Ｗ以下となる。
【００１０】
従って、ランプに７５Ｗ印加するためには、放電灯装置として、２５℃で８１Ｗ、１２０℃でも８１Ｗ程度の電力供給能力があればよいことになる。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する部品はＭＯＳトランジスタ使用時と比べて、小型化でき、低コスト化が図れる。
【００１１】
また、ＩＧＢＴとＭＯＳトランジスタとの耐圧、電流容量が同一の状態で各チップサイズを比較すると、ＩＧＢＴの方がチップサイズが小さい。例えば、ＩＧＢＴが９ｍｍ²である場合に、ＭＯＳトランジスタが１８ｍｍ²程度となり、約１／２倍の大きさとなる。よって、Ｈブリッジを構成するスイッチ素子にＩＧＢＴを使用することにより、スイッチ素子を低コスト化することもできる。
【００１２】
このような理由により、発明者らはＨブリッジにＩＧＢＴ素子を使用したものを試作し、検討を行った。この種のランプは、通常、車両前方部に設けられたリフレクタ内に取り付けられているが、ランプの電気配線部が何らかの原因で地絡すると、つまり放電灯装置とランプとを接続する電気配線が地絡すると、地絡電流として過電流が放電灯装置内を流れ、Ｈブリッジを構成するＩＧＢＴの駆動回路が破壊されるという問題が生じることが判った。
【００１３】
この問題について検討を進めたところ、Ｈブリッジを構成するスイッチング素子としてＭＯＳトランジスタを使用していた場合には地絡電流が数十Ａであったのに対し、ＩＧＢＴを使用した場合には地絡電流が２００Ａ前後となることが原因となっていた。そして、この地絡電流の違いは素子構造の違いに起因しており、ＩＧＢＴがＭＯＳトランジスタに比べて大電流を流す能力を持った素子であるが故に発生する問題であることが判った。
【００１４】
本発明は上記問題に鑑みたもので、Ｈブリッジを構成するスイッチ素子にＩＧＢＴを使用した場合において、ランプの電気配線部が何らかの原因で地絡し、地絡電流として過電流が流れた場合においても、Ｈブリッジを構成するＩＧＢＴの駆動回路が破壊されることのない放電灯装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明においては、４つの駆動回路部のうちの２つは負極側基準電位となる端子（ＶＳ端子）にＨブリッジ回路の中点電位点（Ｘ、Ｙ）が接続され、他の２つは負極側基準電位となる端子（ＣＯＭ端子）に接地電位点が接続されており、Ｈブリッジ回路の中点電位点の電位が負になったときに、Ｈブリッジ回路の中点電位点と接続された負極側基準電位となる端子の電位を所定電位にクランプするダイオード（６４６、６５６）が負極側基準電位となる端子と接地電位点との間に設けられ、さらに、負極側基準電位となる端子とＨブリッジ回路の中点電位点との間に抵抗（６４４、６５４）が設けられており、Ｈブリッジ回路の中点電位点の電位が負になったときに、中点電位点に流れ込む電流を前記抵抗で制限し、前記ダイオードには前記抵抗で制限された電流が流れるようになっていることを特徴としている。
【００１６】
このように、Ｈブリッジ回路の半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた場合において、ランプの配線部が地絡した場合においても、中点電位点に流れ込む電流を抵抗（６４４、６５４）で制限し、ダイオード（６４６、６５６）には抵抗（６４４、６５４）で制限された電流が流れるだけとなるため、ダイオード（６４６、６５６）の順方向電圧降下を十分低い値にでき、Ｈブリッジ回路の中点電位に接続された負極側電位となる端子の電位を所定電位以上にすることができるため、地絡によってＩＧＢＴの駆動回路が破壊されるのを防止することができる。
【００２０】
なお、上記した括弧内の符号は、後述する実施形態記載の具体的手段との対応関係を示すものである。
【００２１】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明にかかる放電灯装置を車両用前照灯に適用した実施形態の全体構成を示す。
【００２２】
放電灯装置は、直流電源である車載バッテリ１に接続されており、点灯スイッチ３がオンされると、自動車用前照灯として用いられるランプ（例えば、メタルハライドランプ等）２に電力供給を行うように構成されている。この放電灯装置は、直流電源回路としてのＤＣ−ＤＣコンバータ４、点灯補助回路５、インバータ回路６、高電圧発生回路７等の回路機能部を有している。
【００２３】
ＤＣ／ＤＣコンバータ４は、バッテリ１側に配された一次巻線４１ａとランプ２側に配された二次巻線４１ｂを有するフライバックトランス４１と、一次巻線４１ａに接続されたＭＯＳトランジスタ４２と、二次巻線４１ｂに接続された整流用のダイオード４３および平滑用コンデンサ４４から構成され、バッテリ電圧ＶＢを昇圧した昇圧電圧を出力する。すなわち、ＭＯＳトランジスタ４２がオンすると、一次巻線４１ａに一次電流が流れて一次巻線４１ａにエネルギーが蓄えられ、ＭＯＳトランジスタ４２がオフすると、一次巻線４１ａのエネルギーが二次巻線４１ｂに供給される。そして、このような動作を繰り返すことにより、ダイオード４３と平滑用コンデンサ４４の接続点から高電圧を出力する。
【００２４】
なお、フライバックトランス４１は、図に示すように一次巻線４１ａと二次巻線４１ｂとが電気的に導通するように構成されている。
【００２５】
点灯補助回路５は、コンデンサ５１と抵抗５２から構成され、点灯スイッチ３がオンした後にコンデンサ５１が充電されることによって、ランプ２を電極間での絶縁破壊から速やかにアーク放電に移行させる。
【００２６】
インバータ回路６は、ランプ２を交流点灯させるもので、Ｈブリッジ回路６１とブリッジ駆動回路６２、６３から構成されている。Ｈブリッジ回路６１は、Ｈブリッジ状に配置されたスイッチング素子をなすＩＧＢＴ６１ａ〜６１ｄからなる。ブリッジ駆動回路６２、６３は、後述するＨブリッジ制御回路４００からの制御信号によって、ＩＧＢＴ６１ａ、６１ｄとＩＧＢＴ６１ｂ、６１ｃを交互にオンオフ駆動する。この結果、ランプ２の放電電流の向きが交互に切り換わり、ランプ２の印加電圧（放電電圧）の極性が反転してランプ２が交流点灯する。
【００２７】
なお、コンデンサ６１ｅ、６１ｆは、点灯始動時に発生する高圧パルスからＨブリッジ回路６１を保護する保護用のコンデンサである。
【００２８】
高電圧発生回路７は、Ｈブリッジ回路６１の中点電位点Ｘ、Ｙとバッテリ１の負極端子との間に設置され、一次巻線７１ａと二次巻線７１ｂを有するトランス７１、ダイオード７２、抵抗７４、コンデンサ７５、および一方向性半導体素子であるサイリスタ７６から構成されており、ランプ２を点灯始動させる。すなわち、点灯スイッチ３がオンすると、コンデンサ７５が充電を開始し、この後、サイリスタ７６がオンすると、コンデンサ７５が放電を開始し、トランス７１を通じて、ランプ２に高電圧を印加する。その結果、ランプ２が、電極間で絶縁破壊し点灯する。
【００２９】
上記したＭＯＳトランジスタ４２、ブリッジ駆動回路６２、６３、サイリスタ７６は、制御回路１０によって制御される。この制御回路１０には、ＤＣ−ＤＣコンバータ４とインバータ回路６の間のランプ電圧（すなわちインバータ回路６に印加される電圧）ＶＬおよびインバータ回路６からバッテリ１の負極側に流れるランプ電流ＩＬなどが入力されている。なお、ランプ電流ＩＬは電流検出用抵抗８により電圧として検出される。
【００３０】
図２に、制御回路１０のブロック構成を示す。制御回路１０は、ＭＯＳトランジスタ４２をＰＷＭ信号によってオンオフさせるＰＷＭ制御回路１００と、ランプ電圧ＶＬをサンプルホールドするサンプルホールド回路２００と、サンプルホールドされたランプ電圧ＶＬとランプ電流ＩＬに基づいてランプ電力を所望値に制御するランプパワー制御回路３００と、Ｈブリッジ回路６１を制御するＨブリッジ制御回路４００と、サイリスタ７６をオンさせてランプ２に高電圧を発生させる高電圧発生制御回路５００から構成されている。
【００３１】
上記構成において、放電灯装置の点灯動作を説明する。
【００３２】
点灯スイッチ３がオンすると、図１に示す各部に電源が供給される。そして、ＰＷＭ制御回路１００はＭＯＳトランジスタ４２をＰＷＭ制御する。その結果、フライバックトランス４１の作動によって、バッテリ電圧ＶＢを昇圧した電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ４から出力される。また、Ｈブリッジ制御回路４００は、Ｈブリッジ回路６１におけるＩＧＢＴ６１ａ〜６１ｄを対角線の関係で交互にオンオフさせる。このことにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ４から出力された高電圧が、Ｈブリッジ回路６１を介して高電圧パルス発生回路７のコンデンサ７５に供給され、コンデンサ７５が充電される。
【００３３】
この後、高電圧発生制御回路５００は、Ｈブリッジ制御回路４００から出力されるＩＧＢＴ６１ａ〜６１ｄの切換えタイミングを知らせる信号に基づいて、サイリスタ７６にゲート駆動信号を出力し、サイリスタ７６をオンさせる。そして、サイリスタ７６がオンすると、コンデンサ７５が放電し、トランス７１を通じて、ランプ２に高電圧が印加される。その結果、ランプ２が電極間で絶縁破壊し、点灯始動する。
【００３４】
この後、Ｈブリッジ回路６１によりランプ２への放電電圧の極性（放電電流の向き）を交互に切り換えることで、ランプ２が交流点灯される。また、ランプパワー制御回路３００は、ランプ電流ＩＬとランプ電圧ＶＬ（サンプルホールド回路２００によってサンプルホールドされたもの）とに基づいて、ランプ電力が所望値となるように制御し、ランプ２を安定点灯させる。
【００３５】
なお、サンプルホールド回路２００は、Ｈブリッジ回路６１の切換タイミングに同期しその切換時に発生する過渡電圧をマスクし、過渡電圧発生時以外のランプ電圧ＶＬをサンプリングしてホールドする。
【００３６】
次に、上記構成の放電灯装置の組付け構造を図３に示す、この図に基づき該組付け構造について説明する。
【００３７】
放電灯装置は、上記回路構成が配置されたバスバーケース２０を、カバー部材２１及びベース２２によって覆い、放電灯装置のケースを構成するカバー部材２１及びベース２２をネジ２３によって固定することによって構成される。
【００３８】
バスバーケース２０の表面には、上記回路構成の各部を電気的に接続するターミナル２４がインサート形成されている。
【００３９】
上記回路構成において、Ｈブリッジ回路６１、制御回路１０、ＭＯＳトランジスタ４２、ダイオード４３、７２、抵抗８、５２、７４という半導体装置として形成可能な部分は、ハイブリッドＩＣ（以下、ＨＩＣという）１０１としてＩＣ化されて一体形成される。そして、その他の部分（本回路構成では、トランス４１、７１やコンデンサ４４、７５、及びサイリスタ７６）がＨＩＣ１０１とは別体で構成される。
【００４０】
このため、ＨＩＣ１０１とその他の部分とをターミナル２４にて電気的に接続させることによって上記回路構成が構成される。これにより、図１に示した回路機能部が構成される。
【００４１】
そして、ターミナル２４は、バスバーケース２０に固定されたグロメット内に配設された出力線２５、２６に接続されており、この出力線２５、２６を介してランプ２に接続される。
【００４２】
また、ターミナル２４はバッテリ１の正極側と接続される端子（＋端子）２７ａと、負極側（すなわちアース側）に接続される端子（−端子）２７ｂとを有しており、端子２７ｂは放電灯装置のアースを取るアース接続部２７ｃに接続されている。そして、ターミナル２４の端子２７ａ、２７ｂは、バスバーケース２０に形成されたコネクタ部２８よりバスバーケース２０の外部に引き出されており、このコネクタ部２８においてバッテリ１に接続された配線と接続される。
【００４３】
上記したネジ２３は、このアース接続部２７ｃにおいてバスバーケース２０とベース２２とをネジ締め固定し、アース接続部２７ｃとベース２２とをアース接続している。
【００４４】
このように、本実施形態における放電灯装置では、同一のケース（カバー部材２１及びベース２２）によって高電圧パルス発生回路７及びインバータ回路６とを収容している。なお、カバー２１及びベース２２は、これらに収納される回路機能部を放射ノイズから保護すべく、金属で構成されている。
【００４５】
図４にインバータ回路６の詳細を示し、インバータ回路６について説明する。
【００４６】
インバータ回路６は、上述したように４つのＩＧＢＴ６１ａ〜６１ｄによって構成されたＨブリッジ回路６１を備えている。また、インバータ回路６は、ＩＧＢＴ６１ａ、６１ｂの制御信号を出力するブリッジ駆動回路６２、ＩＧＢＴ６１ｃ、６１ｄの制御信号を出力するブリッジ駆動回路６３、コンデンサ６４０、６４２、６４５、６４８、６４９、６５２、６５５、６５８、６５９、ダイオード６４１、６４６、６５１、６５６、及び抵抗６４３、６４４、６４７、６５３、６５４、６５７を備えている。なお、符号６５、６６は、図示しない共通の電源に接続される電源端子である。
【００４７】
ブリッジ駆動回路６２は、ハイアンドロードライバー回路（ＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＲｅｃｔｉｆｉｅｒ社製、ＩＲ２１０１）を使用している。このブリッジ駆動回路６２は、共に入力端子を構成するＨｉｎ端子とＬｉｎ端子、共に出力端子を構成するＨｏ端子とＬｏ端子と、負極側基準電位とされるＶＳ端子とＣＯＭ端子、及び所定電源が接続されるＶｃｃ端子とＶＢ端子とを備えている。
【００４８】
このブリッジ駆動回路６２は、２つの駆動回路部を構成するハイサイド側回路６２１とローサイド側回路６２２、及びこれらそれぞれからの信号を受けてオンオフ制御されるＭＯＳトランジスタ６２３〜６２６を有している。上記Ｈｉｎ端子及びＬｉｎ端子はローサイド側回路６２２に接続されるものであり、Ｈｉｎ端子とＬｉｎ端子がそれぞれ、制御回路１０（図１参照）に繋がる端子Ｃと端子Ｅにそれぞれ接続されている。これらの端子Ｃ、Ｅを介してＨブリッジ制御回路４００（図２参照）からの制御信号が入力されると、ローサイド側回路６２２は、この制御信号を波形整形し、その波形整形した信号を直列接続されたＭＯＳトランジスタ６２５、６２６の駆動信号として出力すると共にハイサイド側回路６２１に伝達する。そして、ＭＯＳトランジスタ６２５、６２６の接続点をＬｏ端子（出力端子）として、この端子電位がＩＧＢＴ６１ｂのオンオフの制御信号として出力されるようになっている。
【００４９】
一方、ハイサイド側回路６２１は、ローサイド側回路６２２からの伝達信号を受けて直列接続されたＭＯＳトランジスタ６２３、６２４の駆動信号を出力する。そして、ＭＯＳトランジスタ６２３、６２４の接続点をＨｏ端子（出力端子）として、この端子電位がＩＧＢＴ６１ａのオンオフの制御信号として出力されるようになっている。
【００５０】
ブリッジ駆動回路６３の構成は、ブリッジ回路６２と全く同じであるが、ローサイド側回路６３２のＨｉｎ端子と端子Ｅ、Ｌｉｎ端子と端子Ｃとが接続されるようになっており、これらの接続がブリッジ回路６２とは逆となっている。このため、ローサイド側回路６２２とハイサイド側回路６３１とが同様の信号を出力し、ハイサイド側回路６２１とローサイド側回路６３２とが同様の信号を出力するようになっている。
【００５１】
ここに示した４つの駆動回路部（ハイサイド側回路６２１、６３１及びローサイド側回路６２２、６３２、及びＭＯＳトランジスタ６２３〜６２６、６３３〜６３６）は、これらに含まれたロー側のＭＯＳトランジスタ６２４、６２６、６３４、６３６のソースが接続された配線を負極側基準電位とし、各出力端子と各負極側基準電位との電位差に基づいてＨブリッジ回路６１の各ＩＧＢＴ６１ａ〜６１ｄを駆動するようになっている。本ブリッジ駆動回路６２、６３では、ＶＳ端子がハイサイド側回路６２１、６３１の負極側基準電位とされ、ＣＯＭ端子がローサイド側回路６２２、６３２の負極側基準電位とされる。
【００５２】
なお、ＩＧＢＴ６１ｂがオン時に、ダイオード６４１、コンデンサ６４２、抵抗６４４、ＩＧＢＴ６１ｂ、抵抗８を介して、ブートストラップコンデンサ６４２の充電電流が流れ、ブートストラップコンデンサ６４２が充電されるようになっている。このコンデンサ６４２に充電された電荷がハイサイド側回路６２１の電源として使われる。
【００５３】
また、インバータ回路６は、各ブリッジ駆動回路６２、６３のＶＳ端子とＣＯＭ端子との間を接続するクランプ手段としてのダイオード６４６、６５６を備えている。ダイオード６４６、６５６は、ＶＳ端子側にカソード端子を向けると共にＣＯＭ端子側にアノード端子を向けた状態で、ＶＳ端子とＣＯＭ端子間に接続されている。これにより、ＶＳ端子にかかる負電位が所定電位になるようにクランプしている。
【００５４】
また、インバータ回路６は、抵抗６４３、６４７、６５３、６５７とコンデンサ６４５、６４８、６５５、６５８を備えている。抵抗６４３、６４７、６５３、６５７はそれぞれ、ブリッジ駆動回路６２、６３のＨｏ端子及びＬｏ端子と各ＩＧＢＴ６１ａ〜６１ｄとの間に配置されており、これらの抵抗を介してハイサイド側回路６２１、６３１及びローサイド側回路６２２、６３２の制御信号がＩＧＢＴ６１ａ〜６１ｄに出力されるようになっている。
【００５５】
また、各コンデンサ６４５、６４８、６５５、６５８は、直列接続された各ＭＯＳトランジスタ６２３〜６２６、６３３〜６３６のロー側のＭＯＳトランジスタ６２４、６２６、６３４、６３６のソースとドレインとの間に接続されている。これらのコンデンサと抵抗６４３、６４７、６５３、６５７によって積分回路が構成されている。このような回路構成により、コンデンサ６４５、６４８、６５５、６５８がサージ吸収用としての保護コンデンサの役割を果たすようになっている。
【００５６】
さらに、Ｈブリッジ回路６１の中点電位点Ｘ、Ｙ（すなわちＩＧＢＴ６１ａとＩＧＢＴ６１ｂとの接続点及びＩＧＢＴ６１ｃとＩＧＢＴ６１ｄとの接続点）と各ブリッジ駆動回路６２、６３のＶＳ端子との間が抵抗６４４、６５４を介して接続されている。そして、各ブリッジ駆動回路６２、６３のＶＳ端子とＣＯＭ端子との間がコンデンサ６４９、６５９を介して接続されている。これにより、抵抗６４４、６５４とコンデンサ６４９、６５９にて積分回路が構成されている。このような回路構成により、コンデンサ６４９、６５９がサージ吸収用としての保護コンデンサの役割を果たすようになっている。
【００５７】
このように構成されたインバータ回路６は、端子Ｃ、Ｅを介して送られるＨブリッジ制御回路４００からの制御信号に基づいて、ハイサイド側回路６２１、６３１及びローサイド側回路６２２、６３２にて制御信号を出力させ、ＩＧＢＴ６１ａ〜６１ｄを対角線の関係で交互にオンオフさせる。
【００５８】
ここで、上記構成の放電灯装置が何らかの理由によって地絡した場合について説明する。放電灯装置は、例えばランプ２の取り替え時において、ランプ２を放電灯装置のコネクタに接続したときに、ランプ２の接続配線がコネクタに噛み込まれることによって地絡する。このような場合、ランプ２に接続される配線Ｌ１が接地状態（短絡状態）となり、地絡した瞬間にそれまで９０Ｖ程度に充電されていた平滑用コンデンサ４４の電荷がＩＧＢＴ６１ａを介して短絡放電される。
【００５９】
この時のコンデンサ４４の放電電流はピーク２００Ａ程度の減衰振動電流波形となる。これは、コンデンサ４４の容量と放電経路の配線によるインダクタンスとで共振するためである。この共振による減衰振動電流によりＨブリッジの中点電位点Ｘ、Ｙの電位はアース電位に対し、正負の数十Ｖの振動電圧が発生する。中点電位点Ｘ、Ｙの電位が正の電位になった場合については何ら問題ない（正常な使用状態でかかる電圧を越えることはないため）が、負の電圧が問題となる。以下、この問題について説明する。
【００６０】
ＨブリッジにＩＧＢＴを使用した放電灯装置を試作し、検討を行った。この試作による放電灯装置では、図４に示すインバータ回路６において、抵抗６４４、６５４をゼロΩとし、ダイオード６４６、６５６をなくした。
【００６１】
この試作のものでは、地絡を理由として中点電位点Ｘの電位が負になると、駆動回路６２が破壊された。これは、中点電位点Ｘの電位が負になるとその負電圧が駆動回路６２のＣＯＭ端子とＶＳ端子間に印加されるため、ＩＣ内部のブレークダウンによって駆動回路６２が破壊されたのである。
【００６２】
また、この試作のものを改造して、抵抗６４４、６５４がゼロΩの状態でダイオード６４６、６５６を追加し、負電圧をクランプすることを行ってみた。この場合においても、中点電位点Ｘの電圧は数十Ｖ発生し、駆動回路６２が破壊された。これは、ダイオード６４６に大電流が流れることによる順方向電圧降下が大きく、結果として中点電位点Ｘが数十Ｖの負電圧となるために駆動回路６２が破壊されたのである。
【００６３】
これに対して、本実施形態では、抵抗６４４をＨブリッジの中点電位点Ｘと駆動回路６２のＶＳ端子間に挿入し、ＶＳ端子とＣＯＭ端子間にダイオード６４６を接続していると共に、抵抗６５４をＨブリッジの中点電位点Ｙと駆動回路６３のＶＳ端子間に挿入し、ＶＳ端子とＣＯＭ端子間にダイオード６５６を接続している。
【００６４】
このような構成により、例えば中点電位点Ｘが負電圧になった場合に、中点電位点Ｘに流れ込む電流を抵抗６４４で制限することができる。従って、ダイオード６４６には抵抗６４４で制限された電流が流れるだけとなり、ダイオード６４６の順方向電圧降下を十分低い値にでき、ＶＳ端子とＣＯＭ端子間への印加電圧を低い値にクランプできるため、駆動回路６２、６３が破壊されることはない。また、Ｈブリッジの中点電位点Ｙとランプ２を接続する配線が地絡した場合おいても、上述の中点電位点Ｘが負電圧となった場合と同様な作動となり、駆動回路６３が破壊することもない。
このように、地絡時にＨブリッジのＸ、Ｙ点が負電圧になっても駆動回路６２が破壊することを防止することができる。
【００６５】
なお、地絡した場合は、当然その時点でランプは消え、コンデンサ４４の放電に引き続き直流電源１から、トランス４１、ダイオード４３を介した電流が流れる。このような状態になったことを、ランプ電圧ＶＬ、ランプ電流ＩＬから検出し、所定時間その状態が持続したら図示しないフェイルセーフ回路が作動しＨブリッジ回路（６１ａ〜６１ｄ）の全ての素子をオフすることにより、地絡電流が流れ続けることがないようにしている。
【００６６】
次に、このように構成されたインバータ回路６において、ランプ２の点灯開始のための高電圧パルス時に発生するサージ電流による影響について説明する。
【００６７】
点灯スイッチ３がオンすると、各部回路が作動しコンデンサ７５が充電を開始する。この後サイリスタ７６がオンになると、コンデンサ７５がトランス７１の１次側巻線７１ａを介して放電する。この時、２次巻線７１ｂの両端に高電圧パルスが発生し、この高電圧パルスがランプ２に印加される。これにより、ランプ２の電極間で絶縁破壊（火花放電）し、ランプ２が点灯する。
【００６８】
この点灯前において、高電圧パルス発生回路とインバータ回路が近接した状態になっていることから、高電圧部分とその他の電位部との間に分布容量ができており、さらにランプ２への電気配線Ｌ１とこの電気配線Ｌ１を覆っているアースシールドとの間にも分布容量ができた状態になっている。そして、これらの分布容量に充電された電荷が、高電圧パルスによるランプ２の絶縁破壊によってランプ２を介して放電される。
【００６９】
この分布容量の放電電流はサージ電流として、ランプ２と電気配線Ｌ２を介してＨブリッジ回路６１に流入する。このサージ電流は数十ＭＨｚの減衰振動波形で、ピーク電流値はランプ２の絶縁破壊電圧および上記分布容量によって変わるが数十〜２００Ａ程度の電流である。このサージ電流は回路機能部の何れかの箇所を通りアースに抜ける経路で流れる。このときサージ電流がアースに抜ける経路には何らかのインピーダンスが存在しているため、そのインピーダンスによる電圧降下によってサージ電流経路にサージ電圧が発生する。このように発生するサージ電流は高周波電流であるため、サージ電流経路を特定することは難しく、実際には至る所にサージ電流は分流して流れる。例えば、電気配線Ｌ２→Ｈブリッジ回路６１の各ＩＧＢＴ６１ａ〜６１ｄ→ブリッジ駆動回路６２の順の経路で電流が流れる。
【００７０】
なお、Ｈブリッジ回路にコンデンサ６１ｅ、６１ｆを設けることによって、サージ電流の多くが高電圧パルス発生回路７及び分布容量に戻るようにし、サージ電圧の発生を抑制しているが、サージ電圧をすべて抑制することができない。すなわち、サージ電流がコンデンサ６１ｅ、６１ｆを通じて戻るときに、コンデンサ６１ｅ、６１ｆの両端にはサージ電流による充放電によりサージ電圧が発生する。例えば、ランプ２を点灯させるために高電圧パルス発生時にランプ２に４００Ｖ程度の電圧を印加することになり、このときにＨブリッジ回路６１がＩＧＢＴ６１ａ、６１ｄがオン、ＩＧＢＴ６１ｂ、６１ｃがオフに制御されることから、コンデンサ６１ｅの両端に４００Ｖの電圧が印加された状態でサージ電流が発生することになる。このため、コンデンサ６１ｅの両端で発生するサージ電圧は、４００Ｖを基準にプラスマイナスに振動する電圧となる。そして、このサージ電圧がＨブリッジ中点電位点Ｘに印加され、ＩＧＢＴ６１ａ〜６１ｄを介して各ブリッジ駆動回路６２、６３のＨｏ端子やＬｏ端子にサージ電流が流れ込んだり、ＶＳ端子にサージ電流が流れ込んだりする。
【００７１】
これに対して、本実施形態では、Ｈブリッジ回路６１のＩＧＢＴ６１ａ〜６１ｂの各ゲート端子とＩＧＢＴ６１ａ〜６１ｄを駆動するブリッジ駆動回路６２、６３の各出力端子とが抵抗６４３、６４７、６５３、６５７を介して接続されているため、これらによってＩＧＢＴ６１ａ〜６１ｄを介してブリッジ駆動回路６２、６３のＨｏ端子及びＬｏ端子に流れ込むサージ電流を押さえることができる。また、Ｈブリッジ回路６１の中点電位点Ｘ、Ｙとブリッジ駆動回路６２、６３のＶＳ端子との間が抵抗６４４、６５４を介して接続されているため、これらによってブリッジ駆動回路６２、６３のＶＳ端子に流れ込むサージ電流を押さえることができる。
【００７２】
さらに、本実施形態では、ブリッジ駆動回路６２、６３の出力部を成すＭＯＳトランジスタ６２４、６２６、６３４、６３６の各ドレインとソース間にコンデンサ６４５、６４８、６５５、６５８を接続している。これにより、ＩＧＢＴ６１ａ〜６１ｄのゲート端子とＭＯＳトランジスタを駆動する駆動回路を接続する配線にサージ電流が流れた場合に、抵抗６４３、６４７、６５３、６５７とコンデンサ６４５、６４８、６５５、６５８による積分回路がローパスフィルタとして働き、高周波電流を吸収し、これら各コンデンサの両端に発生するサージ電圧を押さえることができる。
【００７３】
つまり、ＩＧＢＴ６１ａ〜６１ｄのドレインとソース間に発生するサージ電圧が素子の耐電圧（３０Ｖ）以下に収まるように各抵抗６４３、６４７、６５３、６５７の抵抗値及びコンデンサ６４５、６４８、６５５、６５８の容量を設定している。この設定値は、上記分布容量の大きさとランプ２の絶縁破壊時に発生する電圧（ブレークダウン電圧）、及び回路機能部の配線パターンや実装構造などによって決定される。実験によれば、各抵抗６４３、６４７、６５３、６５７の抵抗値Ｒとコンデンサ６４５、６４８、６５５、６５８の容量Ｃについて、時定数（Ｃ×Ｒ）を０．２マイクロ秒以上にすればサージ電圧を素子の耐電圧以下に押さえることができた。
【００７４】
また、同様に、各ブリッジ駆動回路６２、６３のＶＳ端子とＣＯＭ端子との間にコンデンサ６４９、６５９を接続している。これにより、Ｈブリッジ回路６１の中点電位点Ｘ、Ｙと各ブリッジ駆動回路６２、６３のＶＳ端子との間を結ぶ配線にサージ電流が流れた場合に、抵抗６４４、６５４とコンデンサ６４９、６５９による積分回路がローパスフィルタとして働き、高周波電流を吸収し、これらコンデンサの両端に発生するサージ電圧を減衰させることができる。
【００７５】
つまり、ＶＳ端子及びＣＯＭ端子の間に発生するサージ電圧が、これらの間の耐圧以下に収まるように各抵抗６４４、６５４の抵抗値及びコンデンサ６４９、６５９の容量を設定している。この設定値も、上記分布容量の大きさとランプ２の絶縁破壊時に発生する電圧（ブレークダウン電圧）、及び回路機能部の配線パターンや実装構造などによって決定される。実験によれば、各抵抗６４４、６５４の抵抗値Ｒとコンデンサ６４９、６５９の容量Ｃについて、時定数（Ｃ×Ｒ）を０．０１マイクロ秒以上にすればサージ電圧をＶＳ端子及びＣＯＭ端子の間の耐電圧以下に押さえることができた。
【００７６】
さらに、本実施形態においては、抵抗６４３、６４７、６５３、６５７とＨブリッジ回路６１のＩＧＢＴ６１ａ〜６１ｄのゲートとエミッタ間の容量（ＭＯＳ容量）とによって積分回路からなるローパスフィルタが構成される。このため、この積分回路においても上記と同様に、サージ電圧がＩＧＢＴ６１ａ〜６１ｄの耐電圧以下となるようにすればよい。実験によると、抵抗６４３、６４７、６５３、６５７とＨブリッジ回路６１のＩＧＢＴ６１ａ〜６１ｄのゲートとエミッタ間の容量における時定数を０．２マイクロ秒以上にすればサージ電圧を素子の耐電圧以下に押さえることができた。
（他の実施形態）
上記実施形態では、ブリッジ駆動回路６２、６３にハイアンドロードライバー回路（ＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＲｅｃｔｉｆｉｅｒ社製、ＩＲ２１０１）を使用しているが、これに限定されるものではなく、Ｈブリッジの駆動回路であれば他のものでも適用できる。例えば、ＭＯＳトランジスタ６２３〜６２６、６３３〜６３６を２つ直列接続させたものではなく、その一方を抵抗やコイルにしたものであってもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示す放電灯装置の全体構成図である。
【図２】図１中の制御回路１０を示すブロック構成図である。
【図３】図１に示す放電灯装置の組付け構造を示す図である。
【図４】図１に示す放電灯装置のインバータ回路６の回路構成を示す図である。
【符号の説明】
１…車載バッテリ、２…ランプ、４…ＤＣ−ＤＣコンバータ、
６…インバータ回路、７…始動回路、６１…Ｈブリッジ回路、
１００…ＰＷＭ制御回路、４００…Ｈブリッジ制御回路、
６４３、６４４、６４７、６５３、６５４、６５７…抵抗、
６４５、６４８、６４９、６５５、６５８、６５９…コンデンサ、
６４６、６５６…ダイオード。

Claims

４つのＩＧＢＴ（６１ａ〜６１ｄ）をＨブリッジ状に配置してなるＨブリッジ回路（６１）、及び、前記４つのＩＧＢＴを駆動するブリッジ駆動回路（６２、６３）を含むインバータ回路（６）を有する放電灯装置であって、
前記ブリッジ駆動回路は、前記４つのＩＧＢＴのそれぞれを駆動する４つの駆動回路部を有し、これら４つの駆動回路部の出力端子（Ｈｏ端子、Ｌｏ端子）が前記４つのＩＧＢＴの各ゲート端子に接続され、該出力端子と各駆動回路部の負極側基準電位との電位差に基づいて前記４つのＩＧＢＴのそれぞれを駆動するようになっており、
前記４つの駆動回路部のうちの２つは負極側基準電位となる端子（ＶＳ端子）に前記Ｈブリッジ回路の中点電位点（Ｘ、Ｙ）が接続され、他の２つは負極側基準電位となる端子（ＣＯＭ端子）に接地電位点が接続されており、
前記Ｈブリッジ回路の中点電位点の電位が負になったときに、前記Ｈブリッジ回路の中点電位点と接続された前記負極側基準電位となる端子の電位を所定電位にクランプするダイオード（６４６、６５６）が前記負極側基準電位となる端子と前記接地電位点との間に設けられ、さらに、前記負極側基準電位となる端子と前記Ｈブリッジ回路の中点電位点との間に抵抗（６４４、６５４）が設けられており、前記Ｈブリッジ回路の中点電位点の電位が負になったときに、前記中点電位点に流れ込む電流を前記抵抗で制限し、前記ダイオードには前記抵抗で制限された電流が流れるようになっていることを特徴とする放電灯装置。