JP5170259B2 - 歪補償回路、送信装置、および歪補償方法 - Google Patents

Description

本発明は増幅器によって信号に生じる歪を補償する技術に関する。

近年のディジタル高速無線通信システムの分野では、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）変調やＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）変調が利用されている。それらの変調方式による多重変調波には、平均電力に対して瞬時電力（ピークファクタ、クレストファクタ）が非常に大きいという特徴がある。

そのため、無線通信装置の送信部に搭載される送信用電力増幅器には、信号を増幅する際、隣接チャネルへの漏洩電力を低く抑えることが要求される。そのため、送信用電力増幅器には、非常に高い出力レベルまで線形性を維持し、非線形歪みによる送信スペクトルの広がりを抑えることが要求される。

しかしながら、非常に大きな振幅成分に到るまで良好な線形性を有する電力増幅器は、規模が大きくなり、高価で消費電力も大きくなってしまう。

そのため一般には、ある程度までの小さな振幅成分においては良好な線形であるが、それ以上に大きな振幅成分においては非線形となるという特性の電力増幅器が用いられる場合が多い。非線形性を有する電力増幅器を使用する場合、バックオフを大きくすれば動作領域の線形性は保てるが効率が良くない。逆に、バックオフを小さくすれば、効率は良くなるが、出力信号の波形が歪んでしまう。その結果、無線送信信号の歪成分が隣接チャネルに漏洩してしまう。

そこで、電力増幅器の非線形歪による隣接チャネル漏洩電力を抑圧するために、様々な歪補償技術が提案されている。その中で、近年最もよく採用されている歪補償技術として、ディジタルプリディストーション方式がある。

ディジタルプリディストーション方式による歪補償は、電力増幅器において発生するＡＭ／ＡＭ特性（振幅特性）及びＡＭ／ＰＭ特性（位相特性）における非線形歪を補償するものである。歪補償回路は、送信信号と帰還信号をディジタルで比較することにより、電力増幅器の非線形特性を得る。そして、その非線形特性の逆特性を表す歪補償係数を求め、その歪補償係数を送信信号に複素乗算する。この複素乗算で得られた信号が電力増幅器に入力される。その結果、電力増幅器から出力される信号の特性は線形に近いものとなる。

特開２００４−３２６０９号公報および特開２００８−２５８７１４号公報には、ディジタルプレディストーション方式により、非線形歪を補償する回路が開示されている。

特開２００４−３２６０９号公報に記載された非線形歪補償回路は、入力振幅に応じた補償値を入力信号に乗算することにより、非線形歪を補償する。特に、この非線形歪補償回路では、１個飛ばしの歪補償係数だけを予め保持しておき、保持されている歪補償係数の中間の歪補償係数を補間することにより、メモリ容量を削減している。

特開２００８−２５８７１４号公報に記載された電力増幅装置は、入力データの振幅に応じてルックアップテーブルから出力される補償データを用いて補償を行う。特に、この電力増幅器では、入力データの振幅に応じて、大信号領域用と小信号領域用のルックアップテーブルを使い分けることにより、増幅器のダイナミックレンジを拡大している。

無線通信装置の送信部に搭載される電力増幅器には様々な特性のものがあり、それらの飽和出力点におけるコンプレッション量は電力増幅器によって異なる。コンプレッション量は理想的な線形利得から実際の利得への圧縮量である。飽和出力点におけるコンプレッション量が異なれば、電力増幅器から出力される信号の特性が異なるので、電力増幅器に入力すべき歪補償演算後の信号の電力値が異なる。そのため、飽和出力点におけるコンプレッション量が異なれば、ディジタル信号の振幅として表現すべき数値の範囲が異なってくる。

ディジタルプリディストーション方式による歪補償で用いられるようなディジタル信号はディジタル回路内では所定ビット数で表現される。信号の振幅をディジタルで所定のビット数で表現する場合、表現の精度と、表現できる数値の範囲とがトレードオフとなる。ビット数を増やせば、それら表現の精度と、表現できる数値の範囲とを両立させることができるが、回路規模やコストが増大してしまう。

実際の無線通信装置への適用においては、電力増幅器の非線形特性を予め検証しておき、その結果を基にしてビット数およびビットフォーマットが決められる。特に、固定小数点演算を用いる場合、演算結果が表現できる範囲を超えて飽和してしまい、正しい結果が得られない場合があるため、事前の検証が重要である。

ここでは、一例として、信号を１６ビットの固定小数点形式で表現することを考える。

図１は、１６ビット固定小数点形式の符号付Ｑ１３フォーマットを示す図である。このビットフォーマットでは、符号を表現するのに１ビットが用いられ、整数部を表現するのに２ビットが用いられ、小数部を表現するのに１３ビットが用いられている。そして、このビットフォーマットによれば、−３．９９・・・〜＋３．９９・・・の範囲の数値を表現することができる。

一方、図２は１６ビット固定小数点形式の符号付Ｑ１２フォーマットを示す図である。このビットフォーマットでは、符号を表現するのに１ビットが用いられ、整数部を表現するのに３ビットが用いられ、小数部を表現するのに１２ビットが用いられている。このビットフォーマットによれば、−７．９９・・・〜＋７．９９・・・の範囲の数値を表現することができる。

図３は、第１の例の電力増幅器における非線形特性および非線形歪補償後の信号の特性を示すグラフである。図４は、第２の例の電力増幅器における非線形特性および非線形歪補償後の信号の特性を示すグラフである。図３、４の横軸は入力振幅を表し、縦軸は出力振幅を表す。入力振幅および出力振幅は平均入力振幅１．０で正規化されている。

図３に示された第１の例では、電力増幅器の入出力特性における歪補償可能な上限の入力振幅は約２．５である。そして、電力増幅器の入力振幅３．５で飽和する。図３から分かるように、電力増幅器の飽和出力点におけるコンプレッション量は電力レベルで約３ｄＢである。一般に、歪補償の特性としては、電力増幅器の非線形特性の逆特性が用いられる。そのような歪補償の特性を用いるとすると、歪補償演算の入出力特性は図３に示されているような特性となる。ピークの入力振幅２．５に対する歪補償演算後の振幅は３．５（＝２．５×１．４）となる。

この歪補償演算後の振幅３．５を１６ビットの固定小数点形式で表現するとしたとき、最も精度良く表現できるビットフォーマットは、図１の符号付Ｑ１３フォーマットである。

一方、図４に示された第２の例でも、電力増幅器の入出力特性における歪補償可能な上限の入力振幅は約２．５である。しかし、第２の例では電力増幅器の入力振幅５．０で飽和する。したがって、図４から分かるように、電力増幅器の飽和出力点におけるコンプレッション量は電力レベルで約６ｄＢになる。そのため、歪補償演算の入出力特性は図４に示されているような特性となる。ピークの入力振幅２．５に対する歪補償演算後の振幅は５．０（＝２．５×２）となる。

この振幅５．０は図１の符号付Ｑ１３フォーマットでは表現できない。振幅５．０を最も精度良く表現できるビットフォーマットは、図２の符号付Ｑ１２フォーマットである。

以上のように、電力増幅器の特性によって歪補償回路の適切なビットフォーマットが変わってしまい、所望の精度で歪補償を行うことができなくなる場合があった。例えば電力増幅器の仕様を変更するために、歪補償回路自体の回路変更をしなければならないことがあった。

また、特開２００８−２５８７１４号公報に記載された電力増幅装置では入力データの振幅に応じてルックアップテーブルを変更しているが、電力増幅器の特性の変更に対応することはできなかった。そのため、やはり、電力増幅器の変更に伴って歪補償回路全体の変更が必要となる場合がある。

本発明の目的は、増幅器の歪補償に、増幅器の特性に応じた適切なビットフォーマットを適用することを可能にする技術を提供することである。

上記目的を達成するために、本発明の歪補償回路は、増幅器の歪特性を補償する歪補償回路であって、
入力信号と前記増幅器で増幅された出力信号とを比較することにより、前記歪特性の補償に用いる歪補償係数を算出する歪補償係数算出手段と、
変更できるように設定されたビットフォーマットと、前記歪補償係数算出手段で算出された前記歪補償係数とを用いて、前記入力信号に対する前記歪補償の演算を行う歪補償演算手段と、を有している。

本発明の送信装置は、歪特性を補償した信号を送信する送信装置であって、
入力信号と、送信信号をフィードバックした信号とを比較することにより、前記歪特性の補償に用いる歪補償係数を算出する歪補償係数算出手段と、
変更できるように設定されたビットフォーマットと、前記歪補償係数算出手段で算出された前記歪補償係数とを用いて、前記入力信号に対して前記歪補償の演算を行い、歪補償演算後の信号を出力する歪補償演算手段と、
前記歪補償演算手段から出力された前記歪補償演算後の信号を増幅することにより、前記送信信号を生成する増幅器と、を有している。

本発明の歪補償方法は、増幅器の歪特性を補償するための歪補償方法であって、
入力信号と前記増幅器で増幅された出力信号とを比較することにより、前記歪特性の補償に用いる歪補償係数を算出し、
変更できるように設定されたビットフォーマットと、算出した前記歪補償係数とを用いて、前記入力信号に対する前記歪補償の演算を行うものである。

１６ビット固定小数点形式の符号付Ｑ１３フォーマットを示す図である。 １６ビット固定小数点形式の符号付Ｑ１２フォーマットを示す図である。 第１の例の電力増幅器における非線形特性および非線形歪補償後の信号の特性を示すグラフである。 第２の例の電力増幅器における非線形特性および非線形歪補償後の信号の特性を示すグラフである。 本実施形態による歪補償回路の概略構成を示すブロック図である。 第１の実施例による送信装置の構成を示すブロック図である。 第１の実施例による歪補償回路の主要部分の構成を示すブロック図である。 第１の実施例におけるビットフォーマットを決定するための具体的な処理の一例を示すフローチャートである。 第２の実施例におけるビットフォーマットを決定するための具体的な処理の一例を示すフローチャートである。 第３の実施例による歪補償回路の主要部分の構成を示すブロック図である。

本発明を実施するための形態について図面を参照して詳細に説明する。

図５は、本実施形態による歪補償回路の概略構成を示すブロック図である。図５を参照すると、歪補償回路１００は、歪補償係数算出部１０１と歪補償演算部１０２とを有している。

歪補償回路１００は、増幅器１０３の歪特性を補償する回路である。

歪補償係数算出部１０１は、入力信号と増幅器１０３で増幅された出力信号とを比較することにより、歪特性の補償に用いる歪補償係数を算出する。

歪補償演算部１０２は、変更できるように設定されたビットフォーマットと、歪補償係数算出部１０１で算出された歪補償係数とを用いて、入力信号に対する歪補償の演算を行う。

本実施形態によれば、設定されたビットフォーマットを用いて歪補償の演算が行われるので、増幅器１０３の特性に応じた適切なビットフォーマットを設定し、そのビットフォーマットを歪補償に適用することが可能である。

上述した本実施形態の歪補償回路１００は、適切なビットフォーマットを自身で判断して設定する構成であってもよく、あるいは外部から設定される構成であってもよい。

ビットフォーマットを自身で判断する場合、歪補償回路１００は、歪補償係数算出部１０１で算出された歪補償係数に基づいて、増幅器１０３の飽和出力点におけるコンプレッション量に応じて決まる、増幅器１０３へ入力される歪補償後の信号の最大振幅を算出し、算出した最大振幅を表現することができるようにビットフォーマットを設定する構成を更に備えればよい。これによれば、増幅器１０３へ入力される歪補償後の信号の最大振幅を表現できるようなビットフォーマットが自動的に設定されるので、ユーザが設定しなくても増幅器１０３の特性に応じた適切なビットフォーマットを歪補償に適用することができる。

また、その場合、歪補償回路１００は、例えば、予め定められたビットフォーマットの複数の候補のうち、最大振幅を表現することができるものの中で最も高い精度で振幅を表現することができるものを設定することにすればよい。これによれば、増幅器１０３へ入力される歪補償後の信号の最大振幅を表現でき、かつ振幅を高い精度で表現することができるフォーマットを設定することができる。

また、歪補償回路１００は、歪補償を行っている間継続して、非線形歪補償演算部１０２で用いるビットフォーマットを適応的に制御することにしてもよい。これによれば、増幅器１０３が変更された場合や増幅器１０３の特性が変化した場合に、その変更や変化に適応して、増幅器１０３の特性に適したビットフォーマットを用いることができる。

（第１の実施例）
図６は、第１の実施例による送信装置の構成を示すブロック図である。図６を参照すると、送信装置３０は、歪補償回路２０、送信データ生成部２１、直交変調器２２、基準信号生成部２３、および電力増幅器２４を有している。歪補償回路２０は、振幅制限回路１、非線形歪補償演算部７、ＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ−Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１３、非線形歪補償演算部７、方向性結合器２５、直交復調器２６、ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ−Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）２７、および歪補償係数更新部２８、および電力計算部６を有している。なお、本実施例では、歪補償回路２０におけるディジタル信号処理演算は固定小数点形式であるものとする。固定小数点形式は、浮動小数点形式と比べると、表現できる値の範囲が狭いが、処理が容易なので高速な演算が可能である。

振幅制限回路１は、送信データ生成部２１からのディジタル直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑをある電力閾値Ｐｔｈ以下になるように制限する。振幅制限回路１は一般的な振幅制限方法を用いればよい。一般的な振幅制限方法の例として、円形クリッピングによる方法と、窓関数を用いた方法がよく知られている。

円形クリッピングによる方法では、直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑの電力値を算出し、電力閾値を超える信号に対して、信号の位相を維持したまま振幅制限する。

また、窓関数を用いた振幅制限方法では、直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑの電力値ｘが、電力閾値ｙより大きい場合には、（ｙ／ｘ）１／２が極となる下に凸の窓関数を生成し、閾値を越えた電力点とその周辺信号に対して、一定の時間幅を持った上記窓関数で逓倍する。窓関数の例としてハニング窓やカイザー窓がよく知られている。

非線形歪補償演算部７は、振幅制限回路１によって振幅が制限された直交ベースバンド信号Ｉ’、Ｑ’に対して複素乗算による歪補償演算を行う。その歪補償演算においては、信号の振幅は歪補償係数更新部２８から設定されたビットフォーマットＳで表現され、複素乗算には歪補償係数更新部２８からの歪補償係数Ｋ，θが用いられる。

ＤＡＣ１３は、非線形歪補償演算部７による歪補償演算が行われた後の直交ベースバンド信号Ｉ”、Ｑ”をアナログ信号に変換することにより、アナログ直交ベースバンド信号を生成する。ＤＡＣ１３に入力される直交ベースバンド信号Ｉ”、Ｑ”は歪補償係数更新部２８から設定されたビットフォーマットＳで表現されているので、ＤＡＣ１３は、そのビットフォーマットＳに応じた変換処理を行う。

直交変調器２２は、ＤＡＣ１３で生成されたアナログ直交ベースバンド信号を、基準信号生成部２３からの基準信号を用いた直交変調により、直交変調信号に変換する。

電力増幅器２４は、直交変調器２２で生成された直交変調信号を電力増幅し、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号として出力する。この電力増幅器２４の出力の一部は方向性結合器２５を介して直交復調器２６に帰還される。

直交復調器２６は、方向性結合器２５によって帰還されたＲＦ信号を、基準信号生成部２３からの基準信号を用いて、アナログ直交ベースバンド信号に復調する。

ＡＤＣ２７は、直交復調器２６からのアナログ直交ベースバンド信号をディジタル信号に変換することにより、ディジタル直交ベースバンド帰還信号Ｉｂ、Ｑｂを生成する。

歪補償係数更新部２８は、ＡＤＣ２７からのディジタル直交ベースバンド帰還信号Ｉｂ、Ｑｂと、振幅制限回路１からの直交ベースバンド信号Ｉ’、Ｑ’を比較し、歪補償係数Ｋ，θを更新する。また、歪補償係数更新部２８は、その歪補償係数Ｋ，θに基づいて、歪補償後の信号の最大振幅を算出し、その最大振幅を表現することができるようにビットフォーマットＳを決定する。歪補償係数更新部２８からの歪補償係数Ｋ，θとビットフォーマットＳは非線形歪補償演算部７に通知される。

具体的には、歪補償係数更新部２８で算出された歪補償係数Ｋ，θは、電力値に対する歪補償係数Ｋ，θという形式でメモリに蓄積される。また、電力計算部６は、振幅制限回路１からの直交ベースバンド信号Ｉ’、Ｑ’の電力値を算出する。非線形歪補償演算部７は、電力計算部６からの電力値をアドレスとしてメモリにアクセスし、歪補償係数Ｋ，θを取得する。この歪補償係数Ｋ，θが歪補償演算に用いられる。

なお、図６は本発明の一構成例であり、他の構成に本発明を適用することも可能である。例えば、直交変調および直交復調をディジタル方式でおこなってもよい。また、直交変調の代わりに周波数変換を行ってもよい。また、電力計算部６による電力値をアドレスとする替わりに、電力値の平方根である振幅値を計算し、振幅値をアドレスとして歪補償係数を取得する構成を用いてもよい。

図７は、第１の実施例による歪補償回路の主要部分の構成を示すブロック図である。本実施例の振幅制限回路１は円形クリッピング方式の例であり、図７を参照すると、電力計算部２、振幅制限判定及び係数算出部３、閾値設定部４、および振幅最大値制限部５を有している。また、歪補償係数更新部２８は、歪補償係数算出部９、歪補償係数データメモリ１０、歪補償演算後最大電力値算出部１１、およびビットフォーマット決定部１２を有している。

振幅制限回路１は、一例として円形クリッピング方式を用いて、ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑを電力閾値Ｐｔｈ以下に制限するものとする。

電力計算部２は、直交ベースバンド信号Ｉ、Ｑの電力値Ｐ（＝Ｉ^２＋Ｑ^２）を計算し、振幅制限判定及び係数算出部３へ出力する。

振幅制限判定及び係数算出部３は、電力計算部２からの電力値Ｐと、閾値設定部４から与えられる電力閾値Ｐｔｈとを比較し、電力値Ｐが電力閾値Ｐｔｈ以下となるような係数を算出して、振幅最大値制限部５へ出力する。例えば、電力値Ｐが電力閾値Ｐｔｈ以下の場合、振幅制限判定及び係数算出部３は振幅制限を行わないと判定し、１を乗算係数として出力する。一方、電力値Ｐが電力閾値Ｐｔｈより大きい場合、振幅制限判定及び係数算出部３は振幅制限を行うと判定し、（Ｐｔｈ／Ｐ）１／２を乗算係数として出力する。

振幅最大値制限部５では、直交ベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分のそれぞれに対して、振幅制限判定及び係数算出部３からの乗算係数を乗算することにより、振幅最大値制限を行う。

非線形歪補償演算部７は、振幅最大値制限部５による制限が行われた後の直交ベースバンド信号Ｉ’、Ｑ’に対して、歪補償係数更新部２８で算出された歪補償係数Ｋ，θとビットフォーマット制御信号Ｓに基づく複素乗算（歪補償演算）を行い、歪補償演算後の信号Ｉ”、Ｑ”をＤＡＣ１３へ出力する。

ＤＡＣ１３は、ビットフォーマット決定部１２から通知されたビットフォーマット制御信号Ｓに従って歪補償演算後のディジタル信号Ｉ”、Ｑ”のビットフォーマットを認識する。そして、ＤＡＣ１３は、そのビットフォーマットで表現されたディジタル信号Ｉ”、Ｑ”をアナログ信号に変換し、アナログ信号処理部（不図示）へ出力する。アナログ信号処理部は図７に図示されていないが、図６に示された直交変調器２２や電力増幅器２４を含むアナログ回路部分である。

なお、ここでは、ＤＡＣ１３がＤＡＣ入力部のビットフォーマットを適宜変更することができるタイプである例を示している。したがって、ＤＡＣ１３は、ビットフォーマット決定部１２から通知されるビットフォーマット制御信号Ｓに示されたビットフォーマットを設定し、そのビットフォーマットに適合した正しいレベルのディジタル―アナログ変換を行う。しかし、本発明はこの例に限定されるものではない。

他の例として、ＤＡＣ１３がＤＡＣ入力部のビットフォーマットを変更できない固定のタイプであってもよい。その場合、ＤＡＣ１３は、入力信号のビットフォーマットに関係なく、入力信号がその決められた固定ビットフォーマットの信号であるという認識で入力信号に対して変換処理を行う。そして、ＤＡＣ１３から出力された信号が電力増幅器２４に入力されるまでに、固定ビットフォーマットと実際の入力信号のビットフォーマットとの違いによるレベル差を、ビットフォーマット決定部１２から通知されたビットフォーマットに基づいて調整すればよい。

歪補償係数算出部９は、直交ベースバンド入力信号Ｉ’、Ｑ’と、電力増幅器の出力の一部がディジタル信号に変調された直交ベースバンド帰還信号Ｉｂ、Ｑｂを、極座標上で比較して振幅誤差と位相誤差を算出し、それに基づいて歪補償係数を算出する。極座標上の振幅誤差と位相誤差はコンプレッション量に相当する。

歪補償係数データメモリ１０は、歪補償係数算出部９で算出された歪補償係数を、電力計算部６で計算された電力値Ｐ’に対応させて記憶する。

電力計算部６は、振幅制限された直交ベースバンド信号Ｉ’、Ｑ’から電力値Ｐ’（＝Ｉ’^２＋Ｑ’^２）を計算し、歪補償係数データメモリ１０へ出力する。

歪補償演算後最大電力値算出部１１は、歪補償係数データメモリ１０を参照して、閾値設定部４から与えられる電力閾値Ｐｔｈに対する歪補償演算後の電力値を算出する。入力電力は、電力閾値Ｐｔｈ以下に制限されているため、電力閾値Ｐｔｈに対する歪補償演算後の電力値が歪補償演算後の最大の電力値Ｐｍａｘとなる。歪補償演算後最大電力値算出部１１は、この最大電力値Ｐｍａｘを、ビットフォーマット決定部１２へ出力する。

ビットフォーマット決定部１２は、この最大電力値Ｐｍａｘを、予め決められたビット数のなかで最も精度良く表現できるビットフォーマットを求める。最大電力値Ｐｍａｘの整数部を、できるだけ少ないビット数で表現し、残りのビット数を最大電力値Ｐｍａｘの小数部に割り当てるビットフォーマットが、最も精度が高いビットフォーマットとなる。ビットフォーマット決定部１２は、決定したビットフォーマット情報をビットフォーマット制御信号として非線形歪補償演算部７とＤＡＣ１３へ通知する。

図８は、第１の実施例におけるビットフォーマットを決定するための具体的な処理の一例を示すフローチャートである。ここでは、１６ビットの固定小数点演算について例示するが、他のビット数であっても処理の手順は同様である。

まず、ビットフォーマット決定部１２は、ステップ２０１において、歪補償演算後の最大電力値Ｐｍａｘの整数部ｎを求める。図８のステップ２０１に示されている関数ｆｌｏｏｒ（）は、引数の小数点第一位以下を切り捨て、引数以下の最大の整数値を返す関数である。最大電力値Ｐｍａｘは０以上であるため、整数ｎは０を含む正の整数となる。

次に、ビットフォーマット決定部１２は、ステップ２０２において、変数ｘを０で初期化する。続いて、ビットフォーマット決定部１２は、ステップ２０３において、２のｘ乗と整数ｎの大小関係を求める。これは、整数ｎを表すのに何ビット必要かを算出する処理である。

２^ｘ＞ｎであれば、ビットフォーマット決定部１２は、ステップ２０５に遷移して、ビットフォーマットを決定する。２^ｘ≦ｎであれば、ビットフォーマット決定部１２は、ステップ２０４に遷移して変数ｘをインクリメントし、ステップ２０３に戻る。

上記処理において２のｘ乗が整数ｎより大きくなったときのｘが、最大電力値Ｐｍａｘの整数部を表す最も少ないビット数である。整数部をできるだけ少ないビット数で表現し、残りのビット数で符号と小数部を表現すれば、表現される数値の精度が最も高くなる。

そこで、ビットフォーマット決定部１２は、ステップ２０５において、整数部をｘビットとし、小数部を（１６−ｘ−１）ビットとした、符号付Ｑ（１６−ｘ−１）フォーマットを求める。

なお、図８に示した方法の他にも最大電力値Ｐｍａｘの整数部を表すビット数を求める方法はある。他の方法として、最大電力値ＰｍａｘのＬｏｇ（底＝２）を計算する方法や、Ｐｍａｘをビットシフトする方法がある。

また、最大電力値Ｐｍａｘの整数部からビットフォーマットを直接求めることにしてもよい。例えば、Ｐｍａｘの整数部とビットフォーマットとが対応付けられたテーブルを予め用意しておき、そのテーブルを参照することにより、ビットフォーマットを決定してもよい。

このように、あるいはその他にも、ある値の整数部を求める方法やその整数を表すのに何ビット必要かを算出する方法は多数知られている。本発明においては、どのような方法を用いることにしても構わない。

以上説明したように、本実施例によれば、電力増幅器２４によって異なる任意のコンプレッション特性に対して、最大電力値を表現可能でありかつ最も精度の良いビットフォーマットを適応的に求めることができる。その結果、歪補償演算による飽和を発生させることなく、かつ、丸め誤差の影響を最小限に抑えた、精度の高い歪補償を実現することができる。

（第２の実施例）
第２の実施例による送信装置の基本的な構成は、図５〜７に示した第１の実施例による送信装置と同様である。ただし、第１の実施例は、図８に示した処理によりビットフォーマットが決定したが、第２の実施例は、ビットフォーマットを第１の実施例と異なる処理でビットフォーマットを決定する。

第２の実施例では、歪補償演算後最大電力値算出部１１とビットフォーマット決定部１２の連携動作によりビットフォーマットが決定される。

図９は、第２の実施例におけるビットフォーマットを決定するための具体的な処理の一例を示すフローチャートである。ここでは、１６ビットの固定小数点演算について例示するが、他のビット数であっても処理の手順は同様である。

まず、ビットフォーマット決定部１２は、ステップ３０１において、変数ｘ＝２とする。続いて、ビットフォーマット決定部１２は、ステップ３０２において、符号付Ｑ（１６−ｘ）フォーマットを選択する。符号付Ｑ（１６−ｘ）フォーマットは、符号を１ビットで表現し、整数部をｘ−１ビットで表現し、小数部を１６−ｘビットで表現するビットフォーマットである。例えば、変数ｘ＝２の場合、符号付Ｑ１４フォーマットが選択されることになる。

次に、歪補償後最大電力値算出部１１は、ステップ３０３において、ステップ３０２で選択した符号付Ｑ（１６−ｘ）フォーマットによって表現した歪補償演算後の最大電力値Ｐｍａｘを算出する。

次に、ビットフォーマット決定部１２は、歪補償後最大電力値算出部１１によって算出された最大電力値Ｐｍａｘと、０ｘ４０００とを、ステップ３０４において比較する。

Ｐｍａｘ＜０ｘ４０００であれば、ビットフォーマット決定部１２は、Ｑ（１６−ｘ＋１）フォーマットを、非線形歪補償演算部７で用いるものとして確定させる（ステップ３０６）。また、Ｐｍａｘ≧０ｘ４０００であれば、ビットフォーマット決定部１２は、ステップ３０５において変数ｘをインクリメントした後、ステップ３０２に戻る。

以上説明した本実施例によるビットフォーマット決定処理の意味を以下に説明する。

１６ビット固定小数点形式ではＭＳＢが符号を表現するので、その次のビットが整数部を表現するビットの中で最上位である。したがって、０ｘ４０００は、整数部を表すビットのうち最上位のビットだけが１で、他のビットが０である電力値を表現している。ただし、０ｘ４０００が表現している実際の値は小数点の位置によって変化する。

あるビットフォーマットで表現した最大電力値Ｐｍａｘが０ｘ４０００以上であるということは、そのビットフォーマットか、そのビットフォーマットよりも整数部のビットが多いビットフォーマットでなければ、最大電力値Ｐｍａｘを表現できないことを意味する。逆に、あるビットフォーマットで表現した最大電力値Ｐｍａｘが０ｘ４０００より小さいということは、そのビットフォーマットよりも整数部のビットを１つ少なくしたビットフォーマットで最大電力値Ｐｍａｘを表現することができることを意味する。

例えば１６ビット固定小数点形式であれば、符号付Ｑ１４フォーマットから、最大電力値Ｐｍａｘを表現できるようになるまで、整数部のビット数を増やしていくことにより、最大電力値Ｐｍａｘの整数部をできるだけ少ないビット数で表現することができるビットフォーマットを求めればよい。

よって、本実施例では、ステップ３０４で最大電力値Ｐｍａｘ＜０ｘ４０００となったとき、ステップ３０６で、そのときの変数ｘを用いて符号付Ｑ（１６−ｘ＋１）フォーマットを確定すれば、そのフォーマットが最大電力値Ｐｍａｘを最も精度良く表現できるビットフォーマットとなる。

なお、本実施例では、１６ビットの符号付ビットフォーマットの例を示したが、他のビット数であっても同様の手順でビットフォーマットを決定することができる。その場合、本実施例における０ｘ４０００の代わりに、整数部を表すビットのうち最上位のビットだけを１とし、他のビットを０とした数値を用いればよい。

（第３の実施例）
第１、２の実施例では、歪補償回路が歪補償を行っている間、ビットフォーマットを適応的に制御する例を示したが、本発明はこれに限定されるものではない。歪補償回路は、電力増幅器のコンプレッション特性に合ったビットフォーマットを使用することを可能にする機能を有していればよく、必ずしも適応的にビットフォーマットを更新するものでなくてもよい。

電力増幅器のコンプレッション特性が動作中に大きく変動することがなければ、適応的にビットフォーマットを更新する必要はない。例えば、起動時にだけビットフォーマットを決定することにしてもよい。あるいは、起動時にビットフォーマットを決定し、その後は何らか電力増幅器のコンプレッション特性が変化する要因が生じたときにだけビットフォーマットを更新することにしてもよい。

第３の実施例として、変更可能に設定されたビットフォーマットを歪補償演算に用いる歪補償回路を示す。図１０は、第３の実施例による歪補償回路の主要部分の構成を示すブロック図である。

図１０を参照すると、第３の実施例による歪補償回路は、図７に示した第１の実施例による歪補償回路における歪補償演算後最大電力値算出部１１およびビットフォーマット決定部１２の代わりに、ビットフォーマット制御部１４を有している。それ以外の部分では第３の実施例の構成は第１の実施例の構成と同様である。

ビットフォーマット制御部１４には予めビットフォーマットが設定される。このビットフォーマットの設定は適宜変更することができるものである。ビットフォーマット制御部１４は、設定されたビットフォーマットＳを、ビットフォーマット制御信号によって非線形歪補償部７とＤＡＣ１３へ通知する。

非線形歪補償部７とＤＡＣ１３は、第１の実施例と同様に、ビットフォーマット制御信号で通知されたビットフォーマットＳを用いる。

本実施例によれば、適応的にビットフォーマットを変更することはできないが、電力増幅器の特性に応じたビットフォーマットを設定することで、歪補償演算で飽和を生じずかつ精度の高い適切なビットフォーマットを容易に増幅器の歪補償に適用することができる。また、本実施例では、第１、２の実施例よりも単純な回路で実現できるので、電力増幅器の特性が動作中に大きく変動しない場合に用いて回路規模を削減することができる。

以上、本発明の実施形態および実施例について述べてきたが、本発明は、これらの実施形態だけに限定されるものではなく、本発明の技術思想の範囲内において、これらの実施形態および実施例を組み合わせて使用したり、一部の構成を変更したりしてもよい。

この出願は、２００８年１２月２２日に出願された日本出願特願２００８−３２５６１７を基礎として優先権の利益を主張するものであり、その開示の全てを引用によってここに取り込む。

Claims (21)

1. 増幅器の歪特性を補償する歪補償回路であって、
   入力信号と前記増幅器で増幅された出力信号とを比較することにより、前記歪特性の補償に用いる歪補償係数を算出する歪補償係数算出手段と、
   予め定められたビット数で、数値を異なる小数点精度で表現するビットフォーマットを設定するビットフォーマット決定手段と、
   前記ビットフォーマット決定手段で設定されたビットフォーマットと、前記歪補償係数算出手段で算出された前記歪補償係数とを用いて、前記入力信号に対する前記歪補償の演算を行う歪補償演算手段と、を有する歪補償回路。
2. 前記歪補償係数算出手段で算出された前記歪補償係数に基づいて、前記増幅器の飽和出力点におけるコンプレッション量に応じて決まる、前記増幅器へ入力される歪補償後の信号の最大振幅を算出する歪補償演算後最大振幅算出手段を更に有し、
   前記ビットフォーマット決定手段は、前記歪補償演算後最大振幅算出手段で算出された前記最大振幅に応じて、前記ビットフォーマットを設定する、請求項１に記載の歪補償回路。
3. 前記ビットフォーマット決定手段は、ビットフォーマットの複数の候補のうち、前記最大振幅を表現することができるものの中で最も高い精度で振幅を表現することができるものを設定する、請求項２に記載の歪補償回路。
4. 前記ビットフォーマット決定手段は、前記ビットフォーマットを決定するとき、変数ｘを１ずつインクリメントしていき、２のｘ乗が前記最大振幅の整数部より大きくなったときの変数ｘの値を、前記ビットフォーマットの整数部のビット数に確定する、請求項２または３に記載の歪補償回路。
5. 前記歪補償演算後最大振幅算出手段は、変数ｘ−１を整数部のビット数とするビットフォーマットで前記最大振幅を表現し、
   前記ビットフォーマット決定手段は、前記ビットフォーマットを決定するとき、前記変数ｘを１ずつインクリメントしていき、前記歪補償演算後最大振幅算出手段によって前記最大振幅が表現された値が、前記歪補償後の信号の振幅を表現するビットのうち最上位ビットだけを１とし他のビットを０とした値よりも小さくなったときの前記変数ｘ−２を、前記ビットフォーマットの整数部のビット数に確定する、請求項２または３に記載の歪補償回路。
6. 前記歪補償回路が歪補償を行っている間、前記歪補償演算後最大振幅算出手段と前記ビットフォーマット決定手段が継続的に動作することにより、前記非線形歪補償演算手段で用いるビットフォーマットを適応的に制御する、請求項２から５のいずれか１項に記載の歪補償回路。
7. 前記ビットフォーマットは固定小数点形式のビットフォーマットである、請求項１から６のいずれか１項に記載の歪補償回路。
8. 歪特性を補償した信号を送信する送信装置であって、
   入力信号と、送信信号をフィードバックした信号とを比較することにより、前記歪特性の補償に用いる歪補償係数を算出する歪補償係数算出手段と、
   予め定められたビット数で、数値を異なる小数点精度で表現するビットフォーマットを設定するビットフォーマット決定手段と、
   前記ビットフォーマット決定手段で設定されたビットフォーマットと、前記歪補償係数算出手段で算出された前記歪補償係数とを用いて、前記入力信号に対して前記歪補償の演算を行い、歪補償演算後の信号を出力する歪補償演算手段と、
   前記歪補償演算手段から出力された前記歪補償演算後の信号を増幅することにより、前記送信信号を生成する増幅器と、を有する送信装置。
9. 前記歪補償係数算出手段で算出された前記歪補償係数に基づいて、前記増幅器の飽和出力点におけるコンプレッション量に応じて決まる、前記増幅器へ入力される歪補償後の信号の最大振幅を算出する歪補償演算後最大振幅算出手段を更に有し、
   前記ビットフォーマット決定手段は、前記歪補償演算後最大振幅算出手段で算出された前記最大振幅に応じて、前記ビットフォーマットを設定する、請求項８に記載の送信装置。
10. 前記ビットフォーマット決定手段は、ビットフォーマットの複数の候補のうち、前記最大振幅を表現することができるものの中で最も高い精度で振幅を表現することができるものを設定する、請求項９に記載の送信装置。
11. 前記ビットフォーマット決定手段は、前記ビットフォーマットを決定するとき、変数ｘを１ずつインクリメントしていき、２のｘ乗が前記最大振幅の整数部より大きくなったときの変数ｘの値を、前記ビットフォーマットの整数部のビット数に確定する、請求項９または１０に記載の送信装置。
12. 前記歪補償演算後最大振幅算出手段は、変数ｘ−１を整数部のビット数とするビットフォーマットで前記最大振幅を表現し、
    前記ビットフォーマット決定手段は、前記ビットフォーマットを決定するとき、前記変数ｘを１ずつインクリメントしていき、前記歪補償演算後最大振幅算出手段によって前記最大振幅が表現された値が、前記歪補償後の信号の振幅を表現するビットのうち最上位ビットだけを１とし他のビットを０とした値よりも小さくなったときの前記変数ｘ−２を、前記ビットフォーマットの整数部のビット数に確定する、請求項９または１０に記載の送信装置。
13. 前記送信装置が歪補償を行っている間、前記歪補償演算後最大振幅算出手段と前記ビットフォーマット決定手段が継続的に動作することにより、前記非線形歪補償演算手段で用いるビットフォーマットを適応的に制御する、請求項８から１２のいずれか１項に記載の送信装置。
14. 前記ビットフォーマットは固定小数点形式のビットフォーマットである、請求項８から１３のいずれか１項に記載の送信装置。
15. 増幅器の歪特性を補償するための歪補償方法であって、
    入力信号と前記増幅器で増幅された出力信号とを比較することにより、前記歪特性の補償に用いる歪補償係数を算出し、
    予め定められたビット数で、数値を異なる小数点精度で表現するビットフォーマットを設定し、
    前記設定されたビットフォーマットと、算出した前記歪補償係数とを用いて、前記入力信号に対する前記歪補償の演算を行う、
    歪補償方法。
16. 算出した前記歪補償係数に基づいて、前記増幅器の飽和出力点におけるコンプレッション量に応じて決まる、前記増幅器へ入力される歪補償後の信号の最大振幅を算出し、
    算出した前記最大振幅に応じて、前記ビットフォーマットを設定する、請求項１５に記載の歪補償方法。
17. ビットフォーマットの複数の候補のうち、前記最大振幅を表現することができるものの中で最も高い精度で振幅を表現することができるものを、前記ビットフォーマットとして設定する、請求項１６に記載の歪補償方法。
18. 前記ビットフォーマットを決定するとき、変数ｘを１ずつインクリメントしていき、２のｘ乗が前記最大振幅の整数部より大きくなったときの変数ｘの値を、前記ビットフォーマットの整数部のビット数に確定する、請求項１６または１７に記載の歪補償方法。
19. 前記ビットフォーマットを決定するとき、変数ｘを１ずつインクリメントしていき、前記変数ｘ−１を整数部のビット数とするビットフォーマットで前記最大振幅を表現した値が、前記歪補償後の信号の振幅を表現するビットのうち最上位ビットだけを１とし他のビットを０とした値よりも小さくなったときの前記変数ｘ−２を、前記ビットフォーマットの整数部のビット数に確定する、請求項１６または１７に記載の歪補償方法。
20. 歪補償を行っている間継続してビットフォーマットを適応的に制御する、請求項１５から１９のいずれか１項に記載の歪補償方法。
21. 前記ビットフォーマットは固定小数点形式のビットフォーマットである、請求項１５から２０のいずれか１項に記載の歪補償方法。

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