JP2006157385A

JP2006157385A - 歪補償増幅器

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Publication number: JP2006157385A
Application number: JP2004344085A
Authority: JP
Inventors: Yoshinori Yasunaga; 吉徳安永
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2004-11-29
Filing date: 2004-11-29
Publication date: 2006-06-15
Anticipated expiration: 2024-11-29
Also published as: JP4123225B2

Abstract

【課題】電力増幅器等の非線形増幅回路における歪みを補償するための歪補償増幅器において、広いダイナミックレンジの入力信号に対してＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）の良好な歪み補償を得る。
【解決手段】電力計算部１４は検波器８の信号をもとにＡＤＣ１０の入力電力の大きさを計算する。比較器１５はＡＤＣ１０の入力電力の大きさと予め閾値として設定したＡＤＣ１０の最適入力電力を比較して、ＡＤＣ１０の入力電力が閾値と同じ値になるように第１の利得調整部１６で利得調整する。ついで、ＡＤＣ１０の出力信号に対し第２の利得調整部１７で元の入力電力になるように再度利得調整を行う。また、利得調整途中にＡＤＣ１０を通った信号をデータ選択部１８で除去した後、プリディストーション回路２の歪補償係数計算部２ｃに入力する。
【選択図】図１

Description

この発明は、移動体通信基地局や多機能レーダ装置などに使用される電力増幅器等の非線形増幅回路における歪み成分を補償する歪補償増幅器に係り、特に少ないビット数のアナログディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）を使用して広範な入力信号のダイナミックレンジに対応可能な歪補償増幅器に関する。

一般に、各種の通信システムに用いられる電力増幅器では、増幅器の非線形に起因する増幅信号の歪みを補償するために、アダプティブプリディスト−タ等の歪み補償回路を用いることにより、増幅信号の歪みを補償することが行われている。

特開２００４−３２２５２号公報図１にはディジタルプリディストータ型の歪補償送信装置に関し、ＤＡ変換器のダイナミックレンジ最大範囲までを有効に活用してディジタル信号をアナログ信号に変換する回路が開示されている。

すなわち、特開２００４−３２２５２号公報図１において、ＤＡ変換器７−４に入力される送信信号の振幅レベルの最大値を最大値検出部１−１により検出し、閾値比較部１−２によるこの最大値と閾値との大小比較判定を基に、ＤＡ変換器７−４の入力信号の最大値が、ＤＡ変換器７−４のダイナミックレンジの最大値と略等しくなるよう、第１のゲイン制御部１−３でＤＡ変換器７−４の入力信号のゲイン調整を行なう。また、ＤＡ変換器７−４から出力されるアナログ信号に対して、第２のゲイン調整部１−５で可変減衰器１−６の減衰量を設定し、元の振幅に戻して電力増幅器等のアナログ送信回路部７−５に入力している。

また、特開２００２−１１１４０１号公報図１にはビット精度が相対的に低く、動作周波数も相対的に低いアナログ・ディジタル変換器を用いることができる歪補償装置が開示されている。

すなわち、特開２００２−１１１４０１号公報図１において、ディジタル入力信号Ｘi，Ｘqは、乗算器３１で歪補償係数記憶部３３の歪補償係数と乗算された後、変調／増幅部１で処理され、アナログ出力信号Ｚとして送信される。一方、アナログ送信信号Ｚは、フィードバックされ、減算器４３、ミクサ４１、直交復調器３９等で処理された後、減算器３５i，３５qに与えられる。減算器３５i，３５qは、アナログ入力信号Ｘi，Ｘqとアナログ・フィードバック信号Ｙi，Ｙqとの差（誤差）を求め、このアナログ誤差信号をＡＤＣ３６i，３６qに与える。ＡＤＣ３６i，３６qは、アナログ誤差信号をデジタル信号に変換し歪補償係数演算部５に与える。歪補償係数演算部５は、新たな歪補償係数を求め歪補償係数記憶部３３を更新している。

特開２００４−３２２５２号公報

特開２００２−１１１４０１号公報

特開２００４−３２２５２号公報図１では、ＤＡ変換器のダイナミックレンジ最大範囲までを有効に活用することが開示されているものの、動作周波数やそのスルーレート及びアナログ入力のダイナミックレンジにより精度がＤＡ変換器以上に要求されるＡＤ変換器については言及されていない。また、特開２００２−１１１４０１号公報図１では、ディジタル入力信号をアナログ信号に変換し、アナログ入力信号と増幅器のアナログ出力信号との差分から増幅器の歪成分をアナログ領域で求め、その後歪成分をディジタル化するため、分岐した入力信号を一旦ＤＡ変換する必要があり、構成が複雑になると言う問題点があった。

この発明に係る歪補償増幅器は上記のような問題点を解決するためになされたもので、歪信号をディジタル信号で得ると共に増幅器の出力信号に大きな変動があってもその帰還信号が入力されるＡ／Ｄ変換器（ＡＤ変換器又はＡＤＣ）の歪特性を劣化させない最適な大きさの入力電力でもって制御することにより、少ないビット数のＡ／Ｄ変換器で広いダイナミックレンジにわたり良好な歪補償を行い得る低コストな歪補償増幅器を得ることを目的とする。

この発明の請求項１に係る歪補償増幅器は、時分割スロットを含むディジタル化入力信号を分岐出力し、その一方の信号をアナログ変換し、非線形増幅回路で電力増幅し、その歪を含むアナログ出力信号の一部を帰還させ、この帰還信号のレベルを調整する可変減衰器と、この可変減衰器の出力側に設けられ前記帰還信号をディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ変換器の出力側に設けられ前記可変減衰器の減衰量に連動してディジタル乗算する乗算器と、この乗算器の出力と前記ディジタル化入力信号から分岐されたもう一方の分岐信号とを合成して歪信号を得る合成器と、スロット毎の前記帰還信号を検波し平均電力を求め、その平均電力値が前記Ａ／Ｄ変換器の入力信号のダイナミックレンジの所定値以上の場合には初期設定された前記可変減衰器の基準減衰量からの増加量を指示すると共にその増加量の逆数を前記乗算器に指示し、所定値以下の場合には初期設定された前記可変減衰器の前記基準減衰量からの低下量を指示すると共にその低下量の逆数を前記乗算器に指示する利得調整手段を含む電力計算部とからなる比較器と、時系列的に連続してディジタル出力される前記合成器の前記歪信号の内、前記電力計算部における各スロットの平均電力算出期間後の前記可変減衰器及び前記乗算器の調整動作期間中の前記歪信号を、歪補償係数計算部を含むプリディストーション回路に出力することを禁止するデータ選択部とを備えたものである。

この発明の請求項２に係る歪補償増幅器は、前記所定値は前記Ａ／Ｄ変換器の入力信号のダイナミックレンジの略中央値であることを特徴とする請求項１に記載のものである。

この発明の請求項３に係る歪増幅器は、前記帰還信号のスロット毎の平均電力が連続して前記所定値以上の場合には、前記可変減衰器の基準減衰量からの増加量を増大し、前記帰還信号のスロット毎の平均電力が連続して前記所定値以下の場合には、前記可変減衰器の基準減衰量からの低下量を増大することを特徴とする請求項１又は２に記載のものである。

この発明の請求項４に係る歪補償増幅器は、時分割スロットを含むディジタル化入力信号を分岐出力し、その一方の信号をアナログ変換し、非線形増幅回路で電力増幅し、その歪を含むアナログ出力信号の一部を帰還させ、この帰還信号のレベルを調整する可変減衰器と、この可変減衰器の出力側に設けられ前記帰還信号をディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ変換器の出力側に設けられ前記可変減衰器の減衰量に連動してディジタル乗算する乗算器と、この乗算器の出力と前記ディジタル化入力信号から分岐され、このディジタル化入力信号の平均電力を計算する電力計算部を経由するもう一方の分岐信号とを合成して歪信号を得る合成器と、前記電力計算部で求めた平均電力値が前記Ａ／Ｄ変換器の入力信号のダイナミックレンジの所定値以上の場合には初期設定された前記可変減衰器の基準減衰量からの増加量を指示すると共にその増加量の逆数を前記乗算器に指示し、所定値以下の場合には初期設定された前記可変減衰器の前記基準減衰量からの低下量を指示すると共にその低下量の逆数を前記乗算器に指示する前記電力計算部と利得調整手段とを含む比較器と、時系列的に連続してディジタル出力される前記合成器の前記歪信号の内、前記電力計算部における各スロットの平均電力算出期間後の前記可変減衰器及び前記乗算器の調整動作期間中の前記歪信号を、歪補償係数計算部を含むプリディストーション回路に出力することを禁止するデータ選択部とを備えたものである。

この発明の請求項５に係る歪補償増幅器は、前記所定値は前記Ａ／Ｄ変換器の入力信号のダイナミックレンジの略中央値であることを特徴とする請求項４に記載のものである。

この発明の請求項６に係る歪補償増幅器は、前記ディジタル化入力信号のスロット毎の平均電力が連続して前記所定値以上の場合には、前記可変減衰器の基準減衰量からの増加量を増大し、前記ディジタル化入力信号のスロット毎の平均電力が連続して前記所定値以下の場合には、前記可変減衰器の基準減衰量からの低下量を増大することを特徴とする請求項４又は５に記載のものである。

この発明の請求項７に係る歪補償増幅器は、時分割スロットを含むディジタル化入力信号を分岐出力し、その一方の信号をディジタル化入力信号の平均電力を計算する電力計算部を経由してアナログ変換し、非線形増幅回路で電力増幅し、その歪を含むアナログ出力信号の一部を帰還させ、この帰還信号のレベルを調整する可変減衰器と、この可変減衰器の出力側に設けられ前記帰還信号をディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ変換器の出力側に設けられ前記可変減衰器の減衰量に連動してディジタル乗算する乗算器と、この乗算器の出力と前記ディジタル化入力信号から分岐されたもう一方の分岐信号とを合成して歪信号を得る合成器と、前記電力計算部で求めた平均電力値が前記Ａ／Ｄ変換器の入力信号のダイナミックレンジの所定値以上の場合には初期設定された前記可変減衰器の基準減衰量からの増加量を指示すると共にその増加量の逆数を前記乗算器に指示し、所定値以下の場合には初期設定された前記可変減衰器の前記基準減衰量からの低下量を指示すると共にその低下量の逆数を前記乗算器に指示する前記電力計算部と利得調整手段とを含む比較器と、時系列的に連続してディジタル出力される前記合成器の前記歪信号の内、前記電力計算部における各スロットの平均電力算出期間後の前記可変減衰器及び前記乗算器の調整動作期間中の前記歪信号を、歪補償係数計算部を含むプリディストーション回路に出力することを禁止するデータ選択部とを備えたものである。

この発明の請求項８に係る歪補償増幅器は、前記所定値は前記Ａ／Ｄ変換器の入力信号のダイナミックレンジの略中央値であることを特徴とする請求項７に記載のものである。

この発明の請求項９に係る歪補償増幅器は、前記ディジタル化入力信号のスロット毎の平均電力が連続して前記所定値以上の場合には、前記可変減衰器の基準減衰量からの増加量を増大し、前記ディジタル化入力信号のスロット毎の平均電力が連続して前記所定値以下の場合には、前記可変減衰器の基準減衰量からの低下量を増大することを特徴とする請求項７又は８に記載のものである。

この発明に係る歪補償増幅器では、歪信号をディジタル信号で得ると共に増幅器の出力信号に大きな変動があってもその帰還信号が入力されるＡＤ変換器（ＡＤＣ）の歪特性を劣化させない最適な大きさの入力電力でもって制御することにより、少ないビット数のＡＤＣで広いダイナミックレンジにわたり良好な歪補償を行い得る低コストな歪補償増幅器を得ることが可能である。

実施例１．
図１はこの発明の実施例１による歪補償増幅器の構成図である。１は多数のスロット（タイムスロット又はｃｈとも便宜上呼ぶ）毎に時分割的に送られてくるディジタル入力信号端子、２は歪補償増幅器回路の歪信号を補償するプリディストーション回路であり、歪補償部２ａ、歪補償係数記憶部２ｂ、歪補償係数計算部２ｃから構成される。

３はディジタル入力信号端子（入力端子）に入力されたベースバンドのディジタル入力信号（入力信号）を変調する変調器、４は変調されたディジタル入力信号をアナログ信号に変換するディジタル・アナログ変換器（ＤＡ変換器又はＤＡＣ）、５はアナログ変換された入力信号を増幅する電力増幅器などの非線形増幅回路、６は電力増幅された入力信号を一定比率で分岐分配する分配器、７は分配器６から分岐出力された出力信号端子（出力端子）であり、次段送信アンテナもしくは終段送信装置など（いずれも図示せず）に接続される。

８は分配器６から分岐されたもう一方の出力（帰還信号）をモニターする検波器であり、ほとんどの帰還信号はそのまま出力される。９は帰還信号のレベルを調整する可変減衰器であり、アナログ方式の可変減衰回路が使用される。１０は可変減衰器９からの帰還信号をディジタル信号に変換するアナログ・ディジタル変換器（ＡＤ変換器又はＡＤＣ）、１１はディジタル化された帰還信号を乗算する乗算器、１２はディジタル乗算された帰還信号をベースバンド信号に復調する復調器、１３は入力端子１から入力されたベースバンドのディジタル入力信号と復調後のベースバンドのディジタル化された帰還信号とを合成し、歪信号を抽出する合成器である。

１４は検波器８の情報からスロット毎の一定期間の平均電力を計算する電力計算部、１５は電力計算部１４で算出したスロット毎の平均電力を予め設定した所定値と比較し、所定値に対して可変減衰器９、乗算器１１及び合成器１３の出力を制御する信号を送出する比較器、１６は比較器１５の信号により可変減衰器９をアナログ制御する第１の利得調整部、１７は比較器１５の信号により乗算器１１をディジタル制御する第２の利得調整部、１８は合成器１３の出力に接続され、比較器１５からの信号に基づき、合成器１３の出力を時分割的にＯＮ／ＯＦＦするデータ選択部である。従って、合成器１３の出力はデータ選択部１８のセレクト信号に基づき制御され、所望の歪信号のみ選択的にプリディストーション回路２の歪補償係数計算部２ｃに送出される。

なお、１９は入力信号と帰還信号との位相調整用に設けられたベクトル調整器などで構成されたデジタル位相器（遅延回路）である。また、２０は合成器１３で得られた歪信号に一部重畳するベースバンド信号に対して、歪補償係数記憶部２ｂに収納し歪補償部２ａで再生補正するための入力信号を参照計算する振幅計算部である。

次に動作について説明する。図１において、出力端子７の出力信号は、電力増幅器５の非線形歪みを含むアナログ出力信号であるが、その一部は分配器６を介して検波器８に入力され、一定期間の帰還信号の平均電力が電力計算部１４で計算される。

ＡＤ変換器（ＡＤＣ）１０は使用方法が両電源の場合には±１２Ｖ、単電源の場合でも１２Ｖのダイナミックレンジを有する汎用のオペアンプ（ＯＰ）などの差動増幅器を使用し、正負電源で使用する場合は零ボルト（０Ｖ）がダイナミックレンジ中央、単電源で使用する場合は６Ｖがダイナミックレンジ中央となる。

従って、比較器１５には予めＡＤ変換器１０の歪みが最も安定した入力電圧であるダイナミックレンジ中央値をその閾値として設定しておく。すなわち図２に示すように、ＡＤＣ１０のダイナミックレンジがＰＡーＰＢ間であるのでその中央値（Ｐｃ）を閾値とする。また、本実施例では８ビット（２５６段階）のＡＤＣ１０を使用しているので１段階当たりの電圧換算分解能は両電源使用の場合は約９ｍＶ程度となる。

分配器６からの帰還信号は電力増幅器の増幅率が約３０ｄＢに対応して３０ｄＢほどのカップリング量（通過量）でもって検波器８を介して可変減衰器９に入力されるので、可変減衰器９の振幅の中心値がＡＤＣ１０のダイナミックレンジの中央（Ｐｃ）に平均電力値を設定できる範囲とする。そのため可変減衰器９の基準減衰量を予め設定し、減衰量の増加・減少の調整範囲を設定する。この設定を含めて帰還信号レベルと呼んでも良い。そして、比較器１５では可変減衰器９の入力電力の大きさと電力計算部１４で得た平均電力とを参照して予め設定した閾値（所定値）と比較して、ＡＤＣ１０の入力電力の平均値がＰｃと異なるときはその平均値がＰｃと等しくなるように第1の利得調整部１６で可変減衰器９に対して第１の利得調整を行う。

すなわち図３に示すようにＡＤＣ１０の入力電力の平均値が常にＰｃとなるように調整される。図３ではＧ１,Ｇ２，Ｇ３,Ｇ４はそれぞれのタイムスロットの利得調整量を表し、個々のスロットの平均電力は検波器８からの信号に基づき、一定期間の振幅値を基準に決定される。

次にＡＤＣ１０では利得調整後のアナログ入力信号をディジタル信号に変換される。この出力信号の大きさは可変減衰器９及び第１の利得調整部１６で利得調整を行なった帰還信号の振幅変化であるため、第２の利得調整部１７で乗算器１１に対して第１の利得調整部１６で行なった利得調整分をキャンセルするように第１の利得の逆数倍（１／Ｇ１,１／Ｇ２，１／Ｇ３,１／Ｇ４）の利得調整を行う。

たとえば、可変減衰器９の基準減衰量からの増加量が１１／１０倍であれば、その減衰分を補うべくその逆数である１０／１１倍の利得係数を第２の利得調整部１７から乗算器１１に指示する。また、可変減衰器９の基準減衰量からの低下量が１０／１１倍であれば、その利得分を補うべくその逆数である１１／１０倍の利得係数を第２の利得調整部１７から乗算器１１に指示する。なお、本実施例１では比較器１５は単一の閾値であることと、ＡＤＣ１０に隣接する周辺回路も一体化構成し簡略化を図るため、利得調整部１６及び１７は２値信号とし、１は可変減衰器９の基準減衰量からの増分とし、０は基準減衰量からの減少もしくは低下分とした。従って利得調整部１６及び１７から同時に送られてくる２値信号の信号指示が無い場合には、可変減衰器９及び乗算器１１は基準値でそのまま出力される。

図４にスロット毎の動作フローチャートを示す。図４では電力計算部１４、比較器１５、利得調整部１６及び１７の一連のスロット毎の動作について言及している。これらはデータ選択部１８を除き回路構成では比較器１５を中心に一体化して組み込まれる。なお、データ選択部１８の機能については後述する。

次に乗算器１１の出力は復調器１２で復調後、合成器１３に出力される。従って、合成器１３には第１の利得調整を実施しない場合のＡＤＣ１０に入力された帰還信号と同じレベルのディジタル化された帰還信号が入力される。

合成器１３では、復調されたディジタル化帰還信号と、入力端子１からのベースバンド信号である参照信号とが与えられ、この参照信号と帰還信号との差分である誤差信号が計算される。この誤差信号は、参照信号と帰還信号との差なので、電力増幅器５で発生する歪み成分を主体に含んでおり、歪信号と呼ぶ。

データ選択部１８では、利得の切り替え処理途中にＡＤＣ１０で変換された信号を除去（禁止）してから歪補償係数計算部２ｃに出力する。このようにすることで、歪補償係数計算部２ｃは正しく利得調整を受けた信号から歪補償係数記憶部２ｂを更新する。図５に連続的に時系列（ｔ）で出力される合成器１３の出力とデータ選択部１８との関係を示す。図中、Ａは歪信号振幅情報、Ｓは歪信号位相情報を示す。図では合成器１３の出力のｔ０〜ｔ１期間中の歪補償係数計算部２ｃへの歪信号の更新情報の変更を禁止している。このような場合には変更情報指示が無かったものとして、元の歪補償係数でプリディストーション回路２は作動する。なお、図５では便宜上位相変化情報は一律として表示している。

歪み補償係数計算部２ｃでは、例えば一般にＬＭＳ(Least Mean Square)アルゴリズムと呼ぶ適応アルゴリズムにより、この誤差信号が最小となるように、歪み係数記憶部２ｂを更新する。歪み補償係数記憶部２ｂは入力信号の振幅をアドレスとした歪み補正係数（歪み量を規定するパラメータ）が収められたテーブルである。そして、歪補償部２ａは入力端子１からの入力信号と、振幅計算部２０で計算された入力信号の振幅値に応じて歪み補償係数記憶部２ｂから読み出した補正係数とを複素乗算し、電力増幅器５で発生する歪みを打ち消すようなディジタル信号（プリディストーション信号）を発生する。このプリディストーション信号は直交変調され、ＤＡＣ４でアナログプリディストーション信号となり、電力増幅器５に入力される。電力増幅器５は、このプリディストーション信号を増幅するため、最終的に歪みが抑圧された増幅信号が分配器６を介して出力端子７より出力される。

なお、この発明の実施例１では、比較器１５の閾値はＡＤＣ１０のダイナミックレンジの中央付近としたが、比較器１５による利得調整は歪み特性を劣化させることのない範囲であれば実用上は問題がないため、帰還信号の振幅最大値及び振幅最小値が、帰還信号の平均電力値（振幅値）との間で予めレベルが確定している場合には、ＡＤＣ１０の閾値の最適レベル（Ｐｃ）を中央から若干ＰａもしくはＰｂ側に変更しても構わない。

以上のように、ＡＤＣ１０の入力電力の大きさとＡＤＣ１０の歪み特性が所望の歪みとなる電力範囲を比較して、ＡＤＣ１０の入力電力が常に歪みの最適入力電力範囲となるようにＡＤＣ１０の入力信号に利得調整を行い、さらに利得調整の切り替え処理途中の不正な誤差信号が歪補償係数計算部２ｃに入力されないようデータ選択部１８で選択することにより、この発明の歪補償増幅器の入力信号のダイナミックレンジより少ないダイナミックレンジを持つＡＤＣを使用しても良好な歪み補償を行うことが出来る。

すなわち、この発明に係る歪補償増幅器では、歪信号をディジタル信号で得ると共に増幅器の出力信号に大きな変動があってもその帰還信号が入力されるＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）の歪特性を劣化させない最適な大きさの入力電力でもって制御することにより、少ないビット数のＡＤＣで広いダイナミックレンジにわたり良好な歪補償を行い得る低コストな歪補償増幅器を得ることが可能である。

実施例２．
図６はこの発明の実施例２による歪補償増幅器の構成図である。なお、図１と同一符号は同一又は相当部分を示す。図６において、１４１は電力計算部（平均電力計算部）、１５１は比較器である。本実施例２ではＡＤＣ１０に最適な入力信号を導出するための手段として、入力信号の平均電力を直接電力計算部１４１で得る。本実施例の場合には、ＡＤＣ１０入力直前のアナログ帰還信号の平均電力は抽出しないので、実施例１に示したものよりは若干、平均電力計算の測定環境精度は低下するが、平均電力の計算を直接ディジタル入力信号から求めるので図１で示したアナログの検波器８は不要となる。

次に動作について説明する。図６において、出力端子７の出力信号は、電力増幅器５の非線形歪みを含むアナログ出力信号であるが、その一部は分配器６を介してＡＤＣ１０に入力される。この場合、入力信号端子１からの入力信号からＡＤＣ１０までの可変減衰器９の基準減衰量を含む電力通過量は既知であるため、合成部１３に入力される信号レベルは計算可能である。従ってＡＤＣ１０の入力電力も入力信号端子１からの入力信号の変動分を除き計算可能である。

以上から本構成では検波回路を介在させないで、入力信号の平均電力を直接ディジタル計算するので計算精度が向上し、回路環境による不利をカバーし、図１で示した検波器８も不要となるため、回路の構成コストが低減できる利点がある。

実施例３．
図７はこの発明の実施例３による歪補償増幅器の構成図である。なお、図１と同一符号は同一又は相当部分を示す。図７において、１４２は電力計算部（平均電力計算部）、１５２は比較器である。本実施例３ではＡＤＣ１０に最適な入力信号を導出するための手段として、歪補償部２ａで補正された入力信号の平均電力を直接電力計算部１４２で得る。本実施例の場合には、ＡＤＣ１０入力直前のアナログ帰還信号の平均電力は抽出しないので、実施例１に示したものよりは若干、平均電力計算の測定環境精度は低下するが、実施例２同様、平均電力の計算を直接ディジタル信号から求めるので図１で示したアナログの検波器８は不要となる。

次に動作について説明する。図７において、出力端子７の出力信号は、電力増幅器５の非線形歪みを含むアナログ出力信号であるが、その一部は分配器６を介してＡＤＣ１０に入力される。この場合、入力信号の歪補償部２ａからＡＤＣ１０までの可変減衰器９の基準減衰量を含む電力通過量は既知であるため、合成部１３に入力される信号レベルは計算可能である。従ってＡＤＣ１０の入力電力も入力信号端子１からの入力信号の変動分を除き計算可能である。

以上から本構成では検波回路を介在させないで、歪補償部２ａで補正された入力信号の平均電力を直接ディジタル計算すると共に帰還信号を使用した場合の電力計算と比べて、電力歪が少ないので平均電力の計算精度が向上し、図１で示した検波器８も不要となるため、回路の構成コストが低減できる利点がある。

実施例４．
この発明の実施例１乃至３においては、比較器１５、１５１及び１５２の閾値（所定値）は１段階とし、所定値はＡＤＣ１０の入力ダイナミックレンジの略中央とした。また、電力計算部１４、１４１及び１４２の計算結果を基に可変減衰器９では基準減衰量を中心に１段階の減衰量の増減を計り、それに対応して乗算器１１では１段階の利得の増減を計った。実施例４では、第１の利得調整部１６及び第２の利得調整部１７に２値を越える信号の変更指示を持たせた場合について述べる。

実施例１乃至３で述べた図１、図６及び図７の電力計算部１４、１４１及び１４２は各スロット毎の平均電力を一定期間サンプリングし、その平均電力を求めるが、各スロットは通常、複数であり、周期的に連続して時間的に周回動作をしている。従って、隣接するスロット、もしくは周期的に繰り返す当該スロット間の平均電力の差分を抽出し、電力計算部１４、１４１もしくは１４２では平均電力の差分情報も第１の利得調整部１６及び第２の利得調整部に記憶させることにより、ＡＤＣ１０の入力電力を細分化して調整する。

たとえば、周期的に再来するチャンネル（当該スロット）の場合について述べると、先行する当該スロットの平均電力に対して引き続き再来する当該スロットとの平均電力の差分がＡＤＣ１０入力換算でダイナミックレンジ中央を中心に２ｄｉｇｉｔｓ以上ある場合には可変減衰器９の基準減衰量からの増加量を当初１．１倍であった場合には１．２倍とすると共に同時に乗算器１１の利得も調整し、合成器１３における帰還信号を一定に保つ。

また、ＡＤＣ１０入力換算でダイナミックレンジ中央を中心に２ｄｉｇｉｔｓ以下の場合には可変減衰器９の基本減衰量からからの減少（低下）量を当初０．９倍であった場合には０．８倍とすると共に同時に乗算器１１の利得も調整し、合成器１３における帰還信号を一定に保つ。なお、電力計算器１４、１４１もしくは１４２で得た平均電力の差分情報は比較器１５、１５１もしくは１５２を介さず直接利得調整部１６及び１７に入力されるので、図８に示すように電力計算部１４及び比較器１５を用いた実施例１で述べたような構成では、２ビットを越える制御信号でもって可変減衰器９及び乗算器１１は駆動される。

以上から比較器１５、１５１及び１５２の所定値（閾値）を１段階で設定してもＡＤＣ１０の入力信号レベルを多段階にわたって変更指示できるため、ＡＤＣ１０の飽和歪みや量子化歪みの無い簡便な歪補償増幅器が実現可能である。

この発明の実施例１による歪補償増幅器の構成図である。この発明の実施例１による歪補償増幅器の入力信号とＡＤ変換器のダイナミックレンジとの関係を示す図である。この発明の実施例１による歪補償増幅器の平均電力の利得調整を説明する図である。この発明の実施例１による歪補償増幅器の時間的動作を説明するフローチャートである。この発明の実施例１による合成器出力とデータ選択部との関係を説明する図である。この発明の実施例２による歪補償増幅器の構成図である。この発明の実施例３による歪補償増幅器の構成図である。この発明の実施例４による歪補償増幅器の構成図である。

符号の説明

１入力信号端子（入力端子）、２プリディストーション回路、２ａ歪補償部、２ｂ歪補償係数記憶部、２ｃ歪補償係数計算部、３変調器、４ＤＡ変換器、５電力増幅器（非線形増幅器）、６アナログ分配器（分配器）、７出力信号端子（出力端子）、８アナログ検波器（検波器）、９アナログ可変減衰器（可変減衰器）、１０ＡＤ変換器（ＡＤＣ）、１１ディジタル乗算器（乗算器）、１２復調器、１３合成器、１４電力計算部（平均電力計算部）、１５比較器、１６第１の利得調整部（利得調整手段１）、１７第２の利得調整部（利得調整手段２）、１８データ選択部、１９遅延回路、２０振幅計算部、１４１電力計算部（平均電力計算部）、１４２電力計算部（平均電力計算部）、１５１比較器、１５２比較器。

Claims

時分割スロットを含むディジタル化入力信号を分岐出力し、その一方の信号をアナログ変換し、非線形増幅回路で電力増幅し、その歪を含むアナログ出力信号の一部を帰還させ、この帰還信号のレベルを調整する可変減衰器と、この可変減衰器の出力側に設けられ前記帰還信号をディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ変換器の出力側に設けられ前記可変減衰器の減衰量に連動してディジタル乗算する乗算器と、この乗算器の出力と前記ディジタル化入力信号から分岐されたもう一方の分岐信号とを合成して歪信号を得る合成器と、スロット毎の前記帰還信号を検波し平均電力を求め、その平均電力値が前記Ａ／Ｄ変換器の入力信号のダイナミックレンジの所定値以上の場合には初期設定された前記可変減衰器の基準減衰量からの増加量を指示すると共にその増加量の逆数を前記乗算器に指示し、所定値以下の場合には初期設定された前記可変減衰器の前記基準減衰量からの低下量を指示すると共にその低下量の逆数を前記乗算器に指示する利得調整手段を含む電力計算部とからなる比較器と、時系列的に連続してディジタル出力される前記合成器の前記歪信号の内、前記電力計算部における各スロットの平均電力算出期間後の前記可変減衰器及び前記乗算器の調整動作期間中の前記歪信号を、歪補償係数計算部を含むプリディストーション回路に出力することを禁止するデータ選択部とを備えた歪補償増幅器。
前記所定値は前記Ａ／Ｄ変換器の入力信号のダイナミックレンジの略中央値であることを特徴とする請求項１記載の歪補償増幅器。
前記帰還信号のスロット毎の平均電力が連続して前記所定値以上の場合には、前記可変減衰器の基準減衰量からの増加量を増大し、前記帰還信号のスロット毎の平均電力が連続して前記所定値以下の場合には、前記可変減衰器の基準減衰量からの低下量を増大することを特徴とする請求項１又は２に記載の歪補償増幅器。
時分割スロットを含むディジタル化入力信号を分岐出力し、その一方の信号をアナログ変換し、非線形増幅回路で電力増幅し、その歪を含むアナログ出力信号の一部を帰還させ、この帰還信号のレベルを調整する可変減衰器と、この可変減衰器の出力側に設けられ前記帰還信号をディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ変換器の出力側に設けられ前記可変減衰器の減衰量に連動してディジタル乗算する乗算器と、この乗算器の出力と前記ディジタル化入力信号から分岐され、このディジタル化入力信号の平均電力を計算する電力計算部を経由するもう一方の分岐信号とを合成して歪信号を得る合成器と、前記電力計算部で求めた平均電力値が前記Ａ／Ｄ変換器の入力信号のダイナミックレンジの所定値以上の場合には初期設定された前記可変減衰器の基準減衰量からの増加量を指示すると共にその増加量の逆数を前記乗算器に指示し、所定値以下の場合には初期設定された前記可変減衰器の前記基準減衰量からの低下量を指示すると共にその低下量の逆数を前記乗算器に指示する前記電力計算部と利得調整手段とを含む比較器と、時系列的に連続してディジタル出力される前記合成器の前記歪信号の内、前記電力計算部における各スロットの平均電力算出期間後の前記可変減衰器及び前記乗算器の調整動作期間中の前記歪信号を、歪補償係数計算部を含むプリディストーション回路に出力することを禁止するデータ選択部とを備えた歪補償増幅器。
前記所定値は前記Ａ／Ｄ変換器の入力信号のダイナミックレンジの略中央値であることを特徴とする請求項４記載の歪補償増幅器。
前記ディジタル化入力信号のスロット毎の平均電力が連続して前記所定値以上の場合には、前記可変減衰器の基準減衰量からの増加量を増大し、前記ディジタル化入力信号のスロット毎の平均電力が連続して前記所定値以下の場合には、前記可変減衰器の基準減衰量からの低下量を増大することを特徴とする請求項４又は５に記載の歪補償増幅器。
時分割スロットを含むディジタル化入力信号を分岐出力し、その一方の信号をディジタル化入力信号の平均電力を計算する電力計算部を経由してアナログ変換し、非線形増幅回路で電力増幅し、その歪を含むアナログ出力信号の一部を帰還させ、この帰還信号のレベルを調整する可変減衰器と、この可変減衰器の出力側に設けられ前記帰還信号をディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ変換器の出力側に設けられ前記可変減衰器の減衰量に連動してディジタル乗算する乗算器と、この乗算器の出力と前記ディジタル化入力信号から分岐されたもう一方の分岐信号とを合成して歪信号を得る合成器と、前記電力計算部で求めた平均電力値が前記Ａ／Ｄ変換器の入力信号のダイナミックレンジの所定値以上の場合には初期設定された前記可変減衰器の基準減衰量からの増加量を指示すると共にその増加量の逆数を前記乗算器に指示し、所定値以下の場合には初期設定された前記可変減衰器の前記基準減衰量からの低下量を指示すると共にその低下量の逆数を前記乗算器に指示する前記電力計算部と利得調整手段とを含む比較器と、時系列的に連続してディジタル出力される前記合成器の前記歪信号の内、前記電力計算部における各スロットの平均電力算出期間後の前記可変減衰器及び前記乗算器の調整動作期間中の前記歪信号を、歪補償係数計算部を含むプリディストーション回路に出力することを禁止するデータ選択部とを備えた歪補償増幅器。
前記所定値は前記Ａ／Ｄ変換器の入力信号のダイナミックレンジの略中央値であることを特徴とする請求項７記載の歪補償増幅器。
前記ディジタル化入力信号のスロット毎の平均電力が連続して前記所定値以上の場合には、前記可変減衰器の基準減衰量からの増加量を増大し、前記ディジタル化入力信号のスロット毎の平均電力が連続して前記所定値以下の場合には、前記可変減衰器の基準減衰量からの低下量を増大することを特徴とする請求項７又は８に記載の歪補償増幅器。