JP5074643B2 - 信号処理方法、信号処理装置およびソナー装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、通信装置、ソナー装置、超音波診断装置または探傷装置等に用いられる信号処理方法および信号処理装置、並びに、この信号処理方法や信号処理装置を適用し、受波ビームを順次互いに異なる方向に形成して広範囲方向を探査するスキャニングソナー装置やクロスファンビーム方式の水底探査ソナー装置に関する。
以下、クロスファンビーム方式のソナー装置を例にあげてこの発明について説明する。
【０００２】
【従来の技術】
従来使用されているクロスファンビーム方式の水底探査ソナー装置は、例えば１６０個の超音波振動子によりそれぞれ受信されたエコー信号を１６０個の混合器を用いてアナログ的にそれぞれ所定量移相した後合成することにより所望の受波ビームを形成していた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上記のようにソナー装置の入力段は、１６０チャンネルなど多数の超音波振動子エレメントからなっており、装置が大がかりにならざるを得ないとともに、アナログ回路の誤差や経年劣化などにより距離分解能をある程度以上は上げられないという問題点があった。
【０００４】
この発明は、多重化、時分割化により回路構成を簡略化し、通信装置、ソナー装置、超音波診断装置や探傷装置等に適用される信号処理方法、信号処理装置、および、これを利用したソナー装置、特に受波ビームを順次互いに異なる方向に形成して広範囲方向を探査するスキャニングソナー装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
この発明は、所定周波数ｆ（＝１／Ｔ）の信号を受信し、
所定のサンプリング時刻、および該所定のサンプリング時刻から（ａ＋１／４）Ｔ後の時刻（ａ＝0, 0.5, 1, 1.5, …のいずれか：特許請求の範囲において同じ）に前記信号をサンプリングし、
これらの時刻にサンプリングされたデータを、複素サンプリングデータの実部データおよび虚部データとして出力することを特徴とする。
【０００６】
この発明は、実部データのサンプリングタイミングと虚部データのサンプリングタイミングとの間隔を当該虚部データのサンプリングタイミングと次の実部データのサンプリングタイミングとの間隔よりも短くすることを特徴とする。
【０００８】
この発明は、所定周波数ｆ（＝１／Ｔ）の信号を受信し、
所定のサンプリング時刻、および、該所定のサンプリング時刻から（ｎ＋１／４）Ｔ後（ｎ＝０，１，２，…のいずれか：特許請求の範囲において同じ）、（ｎ＋１／２）Ｔ後、（ｎ＋３／４）Ｔ後の時刻にサンプリングしたデータを、それぞれ０°サンプリングデータ、９０°サンプリングデータ、１８０°サンプリングデータ、２７０°サンプリングデータとし、
前記０°サンプリングデータと１８０°サンプリングデータの極性反転値との加算値の１／２を複素サンプリングデータの実部データとし、さらに、９０°サンプリングデータと２７０°サンプリングデータの極性反転値との加算値の１／２を前記複素サンプリングデータの虚部データとして出力することを特徴とする。
【００１７】
海底探査ソナーなどでは、ドップラ効果が殆ど働かないため、エコー信号の周波数は殆ど送信周波数と同じである。したがって、多少時間が経過しても周波数が変わることはない。したがって、同じサンプリング時刻にＩＱサンプリングしなくても、時間的に９０°位相をずらせて、（ａ＋１／４）Ｔ遅れて２回サンプリングすれば複素サンプリングと同じような、実部データ、虚部データが得ることができる。これにより、実部・虚部の２チャンネルを設けなくても、時分割で実部データ、虚部データを生成することができる。
【００１８】
この場合において、図１４（Ａ）に示すように実部データのサンプリングタイミングと虚部データのサンプリングタイミングの間隔を次の実部データのサンプリングタイミングよりも短くしておくことにより、すなわち、実部データのサンプリングタイミングと虚部データのサンプリングタイミングとの間隔を当該虚部データのサンプリングタイミングと次の実部データのサンプリングタイミングとの間隔よりも短くしておくことにより、同図（Ｂ）に示すような振幅の変動がある場合やドップラ効果などで周波数がずれた場合にも誤差の少ない複素サンプリングデータを得ることができる。
【００１９】
実部データのサンプリングタイミングと虚部データのサンプリングタイミングの間隔は、狭い程よくａ＝０すなわちＴ／４の間隔がベストである。同図（Ｂ）の例はサンプリングデータの位相が４５°の場合を示しているが、実部データのサンプリングタイミングｔ0 のサンプル値が、０．４８６１３５９、それからＴ／４遅れたｔ1 のサンプル値が、０．５１５５９８７であり、これらの値から求めた位相は４３．３２°であり、０．００２６波長の誤差になっている。これに対して、実部データと虚部データのサンプリング間隔を等間隔（同図の例では１．２５Ｔ）で行った場合には、１．２５Ｔ後のサンプリングタイミングｔ1'のサンプル値が０．６３３４４９８となり、これとｔ0 の値に基づいて求めた位相は３７．５０°となり０．０２１波長の誤差となっている。このように、実部データのサンプリングタイミングと虚部データのサンプリングタイミングの間隔をサンプリング周期の１／２よりも短くしておくことにより、入力信号に振幅の変動や周波数のずれがある場合にも誤差の少ない複素サンプリングデータを得ることができる。
【００２０】
また、２つのサンプリングデータ（実部データ、虚部データ）のサンプリングの繰り返し周期を（ｍ＋１／２）Ｔとすることにより、サンプリングの繰り返し毎に信号の位相が反転し、これに基づいてＤＣバイアス成分をキャンセルすることができる。また、（ｎ＋１／２）Ｔのデータと（ｎ＋３／４）Ｔのデータを用いて平均化することによってもサンプリングデータに重畳されているＤＣバイアス成分をキャンセルすることができる。
【００２１】
また、複数の信号入力手段から入力された信号をマルチプレクサで処理を多重化する場合、マルチプレクサを一定時間間隔で順次切り換えてゆくようにすると、マルチプレクサの切り換えによって発生したノイズが他のチャンネルのサンプリングデータに悪影響を及ぼす場合がある。このため、この発明では、全てのマルチプレクサの切り換えタイミングおよびＡＤ変換器サンプリングタイミングを同期させてノイズがサンプリングデータに重畳しないようにした。
【００２２】
そして、海底探査ソナー等では複数チャンネルから入力される信号を一定時間間隔で順次サンプリングしてゆき、この（時間軸において）斜めに配列されたデータをマッチドフィルタに入力することによって海底探査を行うが、上記同期したタイミングでサンプリングした場合でも、このサンプリングデータの位相をシフトすることで上記一定時間間隔で（斜めに）配列されたデータ列を実現している。また、階段状にサンプリングされたデータを同時刻サンプルのデータになるようにシフトしてもよい。この場合において、データを２ｎπ（ｎλ）の位相差にシフトしてもよい。このようなデータ列でも２ｎπをキャンセルして同時刻データとして処理することができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の実施形態である海底探査ソナーのブロック図、図２は同海底探査ソナーのトランスデューサの設置形態を示す図、および、同トランスデューサが形成する送波ビーム、受波ビームを示す図である。
【００２４】
まず、図２において、送信トランスデューサ１１、受信トランスデューサ１２２はともに、複数の超音波振動子を１列に配列した超音波振動子アレイからなっている。送信トランスデューサ１１は、振動子の配列方向が船首，船尾方向になるように船底に設置され、受信トランスデューサ１２は、振動子の配列方向が船側方向になるように船底に設置される。
【００２５】
船底には、上記送信トランスデューサ１１、受信トランスデューサ１２からなるトランスデューサ部１のほかに、送信トランスデューサ１１に超音波のバースト信号を印加するとともに、反射エコーを受信してデジタルサンプリングデータに変換する送受信部２が設けられる。そして、船室には、演算処理部３が設けられる。演算処理部３は、送受信部２から伝送入力されたサンプリングデータに基づいてビームフォームおよび海底検出等を行う。このため、図７に示す移相器３１および図８に示すビームフォーマ３２を備えている。
【００２６】
送受信部２の送信回路２６は、送信トランスデューサ１１の各エレメントに対してパルス信号を印加する。送信トランスデューサ１１の各エレメントは、このパルス信号によって駆動され、超音波信号を海中に送出する。送信回路２６は、３２０ｋＨｚの信号を発振する発振器を内蔵しており、送波ビームが図２（Ｂ）に示すように船体の真下に扇形に形成されるように各エレメント毎にタイミングを制御してパルス信号を印加する。このようにして形成される送波ビームは、前後１．５°、左右１５０°程度の扇形である。各エレメントに入力されるパルス信号のパルス幅は、３２０ｋＨｚで１０波〜５０波程度である。このように真下にビームが形成されるため、船が動いていても殆どドップラ効果の影響がなく、海底からの反射エコーは送信時と同じ３２０ｋＨｚのバースト波となる。
【００２７】
受信トランスデューサ１２は、図３に示すように１６０個のエレメントを円周上に配置した円筒形状になっている。この受信トランスデューサ１２に接続されている送受信部２および演算処理部３は、各エレメントが受信した反射エコーをサンプリングし、マッチドフィルタでリファレンスと比較することによって、図２（Ｂ）に示すような前後２０°、左右１．５°程度の受波ビームを形成する。この受波ビームを高速に右から左にスキャンさせ、このスキャンを１回のパルス送信に対して何度も繰り返して行うことにより海底探査を行う。図３において、受信トランスデューサ１２は、半径１２５ｍｍの円筒形状であり、１．５°間隔で１６０個の超音波振動子エレメントが配列されているため、中心角２３８．５°で円筒の一部が切り欠かれた形状になっている。
【００２８】
受信トランスデューサ１２の各エレメントが受信した信号は、対応する受信チャンネルの信号として送受信部２に入力される。送受信部２では、各チャンネル別にプリアンプ１３で増幅され、フィルタ１４でろ波され、ＴＶＧアンプ１５で増幅される。フィルタ１４は、送信トランスデューサ１１から送信された超音波ビームの周波数（３２０ｋＨｚ）付近の周波数以外を除去するバンドパスフィルタである。上述したように反射エコー信号はほぼ３２０ｋＨｚの狭帯域の信号であり、このバンドパスフィルタにより、帯域外の超音波機器の信号や帯域外シーノイズ等のノイズが除去される。
【００２９】
ＴＶＧアンプ１５は、時間可変ゲインアンプであり、送信トランスデューサ１１がバースト波を発射したのち時間が経過するとともにゲインを上昇させてゆくアンプである。これはバースト波を発射してから時間が経過するとともに遠くで反射し、伝搬距離が長く信号レベルの小さい反射エコーを受信する必要があるため、これに対応してゲインを高くしてゆくものである。ＴＶＧアンプ１５の後段にはこのＴＶＧアンプ１５のノイズを除去するための簡略なフィルタ１６が介挿入されている。こののち、マルチプレクサ１７により、１６０チャンネルの信号が１０チャンネルに時分割多重化される。第ｋ（＝０〜９）マルチプレクサには、１０ｎ（＝０〜１５）＋ｋの信号が入力される。すなわち、第０マルチプレクサにはチャンネル０，１０，２０，…１４０，１５０の信号が入力され、第１マルチプレクサにはチャンネル１，１１，２１，…１４１，１５１の信号が入力され、…、第９マルチプレクサにはチャンネル９，１９，２９，…１４９，１５９の信号が入力される。第０〜第９マルチプレクサは、同期して全て同じタイミングに入力信号の選択ｎを順次切り換えてゆく。
【００３０】
１０チャンネルに多重化された反射エコー信号は、再度ＴＶＧアンプ１８で増幅される。一般的なＴＶＧアンプはゲイン制御範囲が４０ｄＢ程度であり、広い範囲の海底探査を行おうとすれば４０ｄＢ以上のＴＶＧ範囲を必要とするため、このようにＴＶＧアンプを２段にしている。ＴＶＧアンプを２つともマルチプレクサの後段に配置しても過度応答特性を間に合わせることができなくはないが、マルチプレクサ以降は広帯域にする必要があり初段のＴＶＧアンプで発生するノイズが問題になるため、初段のＴＶＧアンプはマルチプレクサの前段に各チャンネルごとに設け、アンプノイズを制限する簡易なフィルタ１６を介してマルチプレクサ１７に接続するようにしている。
【００３１】
ＴＶＧアンプ１８で増幅された信号は、ＡＤ変換器１９によってサンプリングされデジタルサンプリングデータに変換される。ＡＤ変換器１９のサンプリングタイミングおよびマルチプレクサ１７の切換タイミングは、前記送信回路の発振器が発振する信号に基づいて作成される。すなわち、送信パルス（反射エコー信号）の周波数と、マルチプレクサ切換タイミングおよびサンプリングタイミングとは完全に同期している。
【００３２】
図４は、ＡＤ変換器１９のサンプリングタイミングを説明する図である。
【００３３】
後段の演算処理部では、反射エコー信号を複素データとして処理するため、サンプリングにおいて複素データ化しておくことが望ましい。しかし、実数値信号にｃｏｓ信号、ｓｉｎ信号をミキシングして実部Ｉ、虚部Ｑの信号に分離し、別々にサンプリングすることは、回路構成が複雑化するとともに、位相ずれなどによる測定誤差を招く原因になる。
【００３４】
そこで、この装置では、受信した反射エコー信号の周波数が安定しており、サンプリングクロックがこれに完全に同期していることを利用し、９０°の位相差で２回サンプリングすることによって一方を実部（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）のデータとし、他方を虚部（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）のデータとして用いることにより、複素サンプリングデータを生成するようにしている。さらに、この装置では、反射エコー信号を９０°の位相差で４回（０°、９０°、１８０°、２７０°）サンプリングし、０°サンプリングデータと１８０°サンプリングデータを組み合わせ、且つ、９０°サンプリングデータと２７０°サンプリングデータを組み合わせることによって反射エコー信号のＤＣバイアス成分を除去するようにしている。
【００３５】
また、上記のように１６０チャンネルを時分割で１０系統に多重化しているため、各系統は、１６のチャンネルを担当することになる。各系統では、反射エコーの周波数３２０ｋＨｚの１λ（１周期）に４チャンネルの信号をサンプリングし、４λで１６チャンネルの信号をサンプリングするようにしている。
【００３６】
図４を参照してサンプリングタイミングについて詳細に説明する。ＡＤ変換器ＡＤ０にはマルチプレクサ１６を介してチャンネル１０ｎ＋０，（ｎ＝０，１，…，１５：以下同じ）の信号が選択的に入力される。また、ＡＤ変換器ＡＤ１にはマルチプレクサ１６を介して１０ｎ＋１の信号が選択的に入力される。同様にＡＤ変換器ＡＤｋ，（ｋ＝０，１，…，９：以下同じ）には、チャンネル１０ｎ＋ｋの信号が選択的に入力される。各ＡＤ変換器は１／１６λ（０．１９５６２５μ秒）毎に入力信号をサンプリングする。したがって１λの間に１６回サンプリングが行われる。
【００３７】
最初の１λの間、各ＡＤ変換器ＡＤｋは、チャンネルｋ、チャンネル１０＋ｋ、チャンネル２０＋ｋ、チャンネル３０＋ｋを１サンプル毎に切り換えて４回ずつサンプリングする。これにより、各チャンネルは、１／１６λ×４＝１／４λ、すなわち９０°の間隔で４回サンプリングされることになるため、各チャンネル毎に（相対的に）０°、９０°、１８０°、２７０°の４つのデータを得ることができる。
【００３８】
次の１λの間、各ＡＤ変換器ＡＤｋは、チャンネル４０＋ｋ、チャンネル５０＋ｋ、チャンネル６０＋ｋ、チャンネル７０＋ｋを１サンプル毎に切り換えて４回ずつサンプリングする。さらに次の１λの間、各ＡＤ変換器ＡＤｋは、チャンネル８０＋ｋ、チャンネル９０＋ｋ、チャンネル１００＋ｋ、チャンネル１１０＋ｋを１サンプル毎に切り換えて４回ずつサンプリングする。さらに次の１λの間、各ＡＤ変換器ＡＤｋは、チャンネル１２０＋ｋ、チャンネル１３０＋ｋ、チャンネル１４０＋ｋ、チャンネル１５０＋ｋを１サンプル毎に切り換えて４回ずつサンプリングする。このようにして、４λの間に、全てのチャンネルについて４つ（０°、９０°、１８０°、２７０°）のデータを得ることができる。これを４λサイクルという。
【００３９】
なお、各ＡＤ変換器ＡＤｋ，（ｋ＝０〜９）のサンプリングタイミングは、完全に同期しており、サンプリング終了後のマルチプレクサ１６の切り換えも同時である。ＡＤ変換器ＡＤｋは、２０ＭＨｚ程度の高速ＡＤ変換器を使用すれば、サンプリング直前の入力だけがサンプリングデータに影響し、サンプリング後直ちにマルチプレクサを切り換えても、その切換ノイズが次のサンプリングデータに悪影響を及ぼすことはない。
【００４０】
このように、入力信号のサンプリングを行った直後に、マルチプレクサの切り換え、後段のＴＶＧアンプの応答が実行され、次のサンプリングタイミング（０．１９５６２５μ秒後）までには、マルチプレクサの選択信号の作動とＡＤ変換器の出力データの変化で発生した雑音は十分に減衰していて次のサンプリングに悪影響を及ぼさない。また、上記のように１０系列のマルチプレクサ、ＡＤ変換器の切り換えを同期して行っているため、ある系統の切換ノイズが他の系統に侵入して悪影響を及ぼすこともない。
【００４１】
各チャンネルのサンプリングデータは平均処理回路２０に入力される。平均処理回路２０は、各チャンネル毎に、０°サンプリングデータと１８０°サンプリングデータ、および、９０°サンプリングデータと２７０°サンプリングデータの対で平均処理を行う。送信周波数（反射エコー周波数）と同じクロックでタイミングを設定されたサンプリングデータであるため、０°サンプリングデータと１８０°サンプリングデータ、および、９０°サンプリングデータと２７０°サンプリングデータは、それぞれ殆ど同じ振幅レベルで極性が異なるの値になっているはずである。したがって、（０°サンプリングデータ＋１８０°サンプリングデータの極性反転値）／２の平均処理を行うことにより、ＤＣオフセット成分をキャンセルした０°サンプリングデータ（実部データＲ）を算出することができる。なお、ＤＣオフセット成分は、正負非対称でのＡＣ結合やＡＤ変換器のオフセット誤差によって発生するものである。また、９０°サンプリングデータと２７０°サンプリングデータについても、（９０°サンプリングデータ＋２７０°サンプリングデータの極性反転値）／２の平均処理を行うことにより、ＤＣオフセット成分をキャンセルした９０°サンプリングデータ（虚部データＩ）を算出することができる。これら実部データＲと虚部データＩを複素サンプリングデータとして出力する。
【００４２】
この複素サンプリングデータは、光ファイバ等で結合された高速リンクにより船室の演算処理部３に伝送される。なお、送受信部２のＡＤ変換器１９以後はデジタル処理であるため、サンプリングデータの伝送タイミングがこの同図の階段状折線ａのタイミングに正確に一致している必要はなく、以下の演算処理がリアルタイムに実行できるように送受信部２から演算処理部３に入力されればよい。すなわち、階段状のサンプリングデータのうち、たとえばチャンネル０のデータ〜チャンネル９のデータは同タイミングのものであるが、送受信部２から演算処理３への伝送はシリアルに行われ、演算処理部３の処理においてこれらのデータが同タイミングのものとして処理される。
【００４３】
図３に示すように、受信トランスデューサ１２は、１．５°間隔で１６０個のエレメントを有する中心角２３８．５°の円筒形状になっているが、受波ビームはビーム方向を中心とする約９０°の範囲の６０エレメントが使用される。以下各エレメントをチャンネル番号で示す。チャンネル０〜チャンネル５９で受波ビームを形成する場合、ビーム方向は、チャンネル２９，チャンネル３０間の方向であり、この方向を０°とすると、チャンネル０は、４４．２５°の方向になり、チャンネル５９は、−４４．２５°の方向になる。
【００４４】
図５、図６は、演算処理部３が行う移相および受波ビームフォームの原理を示す図である。送受信部２から演算処理部３に入力されるサンプリングデータは、図５の階段状の折線ａに示すようなサンプリング時刻のものである。すなわち、０°、９０°、１８０°、２７０°の４回サンプリングしているが、１８０°サンプリングデータ、２７０°サンプリングデータはＤＣオフセット成分を除去するために用いられ、９０°サンプリングデータは虚部データとして用いられるため、結局は０°サンプリングデータのタイミングの複素サンプリングデータとして演算処理部３に入力される。
【００４５】
演算処理部３は、連続する６０チャンネルで受波ビームを形成し、これを右から左にスキャンする。すなわち、チャンネル０〜チャンネル５９の受波ビーム（０）からチャンネル１００〜チャンネル１５９の受波ビーム（１００）までの１０１の受波ビームを連続して形成する。この連続した受波ビームの形成をマッチドフィルタで行うため、チャンネル０データ〜チャンネル１５９の各データ間の時間的関係が連続している必要がある。このため、各チャンネルのデータを図５の階段状水平線ａ、斜線ｂまたは水平線ｃのタイミングのデータとして扱えるように移相する。斜線ｂは各サンプリングデータのサンプリング時刻がそれぞれ一定の時間的間隔になるようにした場合の位相直線であり、チャンネル１５９データから次のチャンネル０データへの連続性も確保されている。また、水平線ｃはチャンネル０〜チャンネル１５９の全てのサンプリングデータのサンプリング時刻が全て同じになるようにした場合の位相直線である。また、階段状水平線ａは、チャンネル０〜チャンネル３９、チャンネル４０〜チャンネル７９、チャンネル８０〜チャンネル１１９、チャンネル１２０〜チャンネル１５９ごとに各サンプリングデータのサンプリング時刻が全て同じになるようにした場合の位相直線である。それぞれグループの位相差は２πになるようにシフトされる。移相は、入力されたサンプリングデータの位相を斜線の位相まで回転させることで行う。サンプリングデータをどのタイミングに移相するか、すなわち階段状水平線ａ、斜線ｂや水平線ｃをどの位置にするかは任意である。
【００４６】
なお、斜めサンプリングの場合、実際のサンプリング時に上記斜線ｂのタイミングにサンプリングを行うことも考えられるが、上述したように、トランスデューサやＡＤ変換器の切り換えタイミングが各系統でずれると、他の系統に切り換えノイズなどの悪影響を及ぼしてしまうため、このような階段上にして切り換えタイミングを揃えるようにしている。
【００４７】
上記のように移相したサンプリングデータをチャンネル０データから順にリファレンスと比較する。図６にリファレンスの例を示す。リファレンスは、並行波である反射エコーが、該反射エコーの到来方向に最も近いチャンネルから順に円筒の周に沿って到達した場合の各チャンネルの受波レベルを表したものである。チャンネル０〜チャンネル５９のビーム（０）からチャンネル１００〜チャンネル１５９のビーム（１００）までのサンプリングデータ群を順次上記リファレンスと比較すると、実際に反射エコーが到来している方向のビームのとき大きな相関が得られ、これによってその方向から反射エコーが到来していることが分かる。
【００４８】
ここで、上記のように受信トランスデューサ１２は、半径が１２５ｍｍであるため、ビーム方向に対して一番前のチャンネル２９，３０と、一番後ろのチャンネル０，５９とは約７．５波長分の距離がある。すなわち、
１２５×（１−１／√２）／（１５００／３２０）≒７．５
である。
【００４９】
一方、探査精度を向上するために、海底探査ソナーや一般のソナー装置等では、送信トランスデューサ１１から送信するバースト波のパルス幅を短かくする傾向にあり、そうすると反射エコーのパルス幅も短くなる。そして、ビーム方向から反射エコー信号が到来したとき、この反射エコーのパルス幅が上記７．５波長よりも短いと、１つの反射エコーが受波ビーム形成用の６０のチャンネルに同時に掛からないことになる。そこで、円周に沿って４波長ごとにサンプルし、ビームが作られるとし、７．５波長を２等分した２グループに分けてビームフォームすることを考える。
【００５０】
すなわち、後ろの方のグループ１（チャンネル０〜チャンネル９、チャンネル５３〜チャンネル５９）と前の方のグループ２（チャンネル１０〜チャンネル５２）に分け、グループ１については今回のサンプリングデータを用い、グループ２については１回前にサンプリングしたデータを用いてビームフォーム（リファレンスとの比較）を行うことにより、受波ビームを形成する全てのチャンネルからの反射エコーのサンプリングデータを利用することができ、検出精度を向上することができる。
【００５１】
なお、上記グループ１、グループ２はサンプリングデータを斜めサンプリングに移相した場合のグループ分けであり、同タイミングのデータに移相した場合には、グループ１がチャンネル０〜チャンネル８およびチャンネル５１〜チャンネル５９、グループ２がチャンネル９〜チャンネル５０となる。
【００５２】
図７は、演算処理部３の移相器３１の構成を示す図である。送受信部２から入力された０°サンプリングデータすなわち複素サンプリングデータの実部データは、乗算器４３および乗算器４５に入力される。乗算器４３には１６０個の各エレメントに対応する移相係数の実数項が記憶されたメモリ４１が接続されている。また、乗算器４５には１６０個の各エレメントに対応する移相係数の虚数項が記憶されたメモリ４２が接続されている。乗算器４３、４５に０°サンプリングデータが入力されると、そのサンプリングデータ（エレメント）に対応する移相係数がメモリ４１、４２から読み出され、乗算器４３、４５においてこれらが乗算される。乗算器４３で補正係数の実数項が乗算された０°サンプリングデータは加算器４７に出力される。また、乗算器４５で補正係数の虚数項が乗算された０°サンプリングデータは加算器４８に出力される。
【００５３】
また、送受信部２から入力された９０°サンプリングデータすなわち複素サンプリングデータの虚部データは、乗算器４４および乗算器４６に入力される。乗算器４４には前記１６０個の各エレメントに対応する移相係数の実数項が記憶されたメモリ４１が接続されている。また、乗算器４６には前記１６０個の各エレメントに対応する移相係数の虚数項が記憶されたメモリ４２が接続されている。乗算器４４、４６に９０°サンプリングデータが入力されると、そのサンプリングデータ（エレメント）に対応する移相係数がメモリ４１、４２から読み出され、これらが乗算器４４、４６において乗算される。なお０°サンプリングデータと９０°サンプリングデータは同期して乗算器４３〜４６に入力される。乗算器４４で補正係数の実数項が乗算された９０°サンプリングデータは加算器４８に出力される。また、乗算器４６で補正係数の虚数項が乗算された９０°サンプリングデータは加算器４７に出力される。
【００５４】
加算器４７は、乗算器４３から入力された補正係数の実数項が乗算された０°サンプリングデータから、乗算器４６から入力された補正係数の虚数項が乗算された９０°サンプリングデータを減算して０°補正データを算出し、これを後段のビームフォーマ３２に入力する。また、加算器４８は、乗算器４５から入力された補正係数の虚数項が乗算された０°サンプリングデータと、乗算器４４から入力された補正係数の実数項が乗算された９０°サンプリングデータとを加算して９０°補正データを算出し、これを後段のビームフォーマ３２に入力する。移相器３１の上記処理により、各エレメントのサンプリングデータの位相を図５のｂまたはｃのようにそろえることができる。
【００５５】
図８は、演算処理部３のビームフォーマ３２の構成を示す図である。このビームフォーム部は複素マッチドフィルタで構成されている。０°サンプル時系列すなわち上記０°補正データは、６０段のシフトレジスタ５１、１０７段のシフトレジスタ５２、４３段のシフトレジスタ５３に順次入力される。また、上記９０°補正データは、６０段のシフトレジスタ６１、１０７段のシフトレジスタ６２、４３段のシフトレジスタ６３に順次入力される。
【００５６】
同図において、ＲN 、ＲO は０°サンプリングデータ（実部データ）を示し、ＲN は今回の４λサイクルでサンプリング入力されたデータ、ＲO は前回の４λサイクルでサンプリング入力されたデータを示す。また、ＩN 、ＩO は９０°サンプリングデータ（虚部データ）であり、ＩN は今回の４λサイクルでサンプリング入力されたデータ、ＩO は前回の４λサイクルでサンプリング入力されたデータを示す。そして、ＣR 、ＣI は、複素マッチドフィルタのリファレンス係数（複素マッチドデータ）を示し、ＣR はリファレンスの実部係数、ＣI はリファレンスの虚部係数を示す。添字の数字はビーム中のエレメント（チャンネル）番号である。なお、リファレンス係数ＣR 、ＣI は、０〜５９の番号で示される固定されたものであるが、入力されるサンプリングデータＲN ，ＲO ，ＩN ，ＩO は、同図では０〜５９の番号を付しているが、チャンネル０〜１５９のデータが、順次シフトされて入力される。
【００５７】
図示のようにマッチドフィルタは、ＲＲ、ＩＲ、ＲＩ、ＩＩの４系列からなっている。ＲＲは、ＲN ，ＲO （実部データ）、とＣR （実部係数）との相関度を算出するフィルタであり、６０個の乗算器５５がリファレンス係数ＣR と、そのタイミング（ビーム方向）で対応する０°サンプリングデータとの乗算を行い、加算器５６がその乗算結果を加算する。また、Ｉ・Ｉは、ＩN ，ＩO （虚部データ）、とＣI （虚部係数）との相関度を算出するフィルタであり、６０個の乗算器５７がリファレンス係数ＣI と、そのタイミング（ビーム方向）で対応する９０°サンプリングデータとの乗算を行い、加算器５８がその乗算結果を加算する。加算器５５の加算結果すなわちＲＲ系統のフィルタ出力（ＲＲ）およびＩＩ系統のフィルタ出力（ＩＩ）は減算器７１に入力され（ＲＲ）−（ＩＩ）の演算が行われ、複素サンプリングデータの実部と複素リファレンス係数の実部との位相の相関値が算出される。すなわち、
【００５８】
【数１】
【００５９】
の演算が実行され、実部データと実部係数の相関が算出される。
【００６０】
一方、ＩＲは、ＩN ，ＩO （虚部データ）、とＣR （実部係数）との相関度を算出するフィルタであり、６０個の乗算器６５がリファレンス係数ＣR と、そのタイミング（ビーム方向）で対応する９０°サンプリングデータとの乗算を行い、加算器６６がその乗算結果を加算する。また、Ｒ・Ｉは、ＲN ，ＲO （実部データ）、とＣI （虚部データ）との相関度を算出するフィルタであり、６０個の乗算器６７がリファレンス係数ＣI と、そのタイミング（ビーム方向）で対応する０°サンプリングデータとの乗算を行い、加算器６８がその乗算結果を加算する。加算器６５の加算結果すなわちＩＲ系統のフィルタ出力（ＩＲ）およびＲＩ系統のフィルタ出力（ＲＩ）は加算器７２に入力され（ＩＲ）＋（ＲＩ）の演算が行われ、複素サンプリングデータの実部と複素リファレンス係数の実部との位相の相関値が算出される。すなわち、上記〔数１〕の演算が実行される。
【００６１】
減算器７１および加算器７２の演算結果は、振幅検出部７３に入力される。振幅検出部７３は、この演算結果に基づいて受波ビームの振幅を求める。この振幅は、
【００６２】
【数２】
【００６３】
で求めることができ、ハード処理する場合は、テーブルや近似処理する回路などを用いればよい。取り出し回路７４は、受信トランスデューサの全周に素子がないために必要とする回路で、シフトレジスタのクロックの５９〜１５９の１０１ビームを取り出す。この１０１ビームは、上記したようにチャンネル２９−３０間方向のビーム（０）からチャンネル１２９−１３０間方向のビーム（１００）までの１０１個のビームである。この処理は３２０ｋＨｚのパルス波の４λサイクル毎に繰り返し行われる。
【００６４】
なお、この実施形態ではビームフォーマ３２の前段に移相器３１を別に設けているが、ビームフォーマ３２のリファレンス係数に各サンプリングデータを移相するための移相係数を含ませておき、移相器３１を省略することも可能である。この場合、移相器３１とビームフォーマ３２とを別々にした場合には図９（Ａ）のように複素マッチドデータ（リファレンス係数）は全てのビームに対して一通りでよいが、ビームフォーマ３２に移相器３１の機能を兼ねさせた場合には同図（Ｂ）に示すように各ビーム毎に複素マッチドデータを持ち形成するビームに対応する複素マッチドデータを読み出して各リファレンス係数を対応する０°サンプリングデータ、９０°サンプリングデータに乗算する。このような乗算を行うときは、複数の素子の配列に規則性がなくてもよい。１次元配列、２次元配列、３次元配列のどれでもよい。たとえば、図１３のように円筒配列にしてもよく、球体の表面に配列してもよい。また、各素子の間隔が等間隔でなくてもよい。
【００６５】
また、上記実施形態では、図４に示すように１０系統のマルチプレクサおよびＡＤ変換器を用いて多重化し、４λの周期で繰り返すように１６０チャンネルのデータをサンプリングしているが、図１０または図１１に示すようなサンプリングパターンでサンプリングすることもできる。図１０のサンプリングパターンは、１６０チャンネルを７系統に多重化してそれぞれ０°、９０°でサンプリングし、３．５λ周期で繰り返している。実部データは０°データのみ、虚部データは９０°データのみであるため、繰り返し毎に位相が逆転し、これによってＤＣバイアス成分が生じにくい。残ったバイアス成分は信号処理で除去することができる。また、図１１のサンプリングパターンは、１６０チャンネルを９系統に多重化し、それぞれ０°、９０°でサンプリングしているが、図１０のパターンと同じように４．５λ周期で繰り返すようにしている。
【００６６】
上記実施形態では、いわゆるクロスファンビーム方式のソナー装置について説明したが、この発明はこれに限定されることなくたとえば円筒形や球形のトランスデューサ（送受波器）を用いたスキャニングソナーに適用することもできる。
【００６７】
図１２はこの発明が適用されるスキャニングソナーのブロック図、図１３は同スキャニングソナーにおいてビームフォーマに入力されるデータ列を説明する図である。この図において図１に示したブロック図と同一構成の部分は同一番号を付して説明を省略する。トランスデューサの各エレメント２７はトラップ回路２８を介して送信回路２６および受信回路のアンプ１３に接続されている。アンプ１３〜フィルタ１６は１チャンネルのみ示しているが各エレメントに対応して設けられている。マルチプレクサ１７およびＡＤ変換器１９は複数チャンネルに対して１つ設けられている。ＡＤ変換器１９によってサンプリングされたデータは図１３に示す順序でビームフォーマ３２に入力される。ビームフォーマ３２は、図９（Ｂ）と同じように形成するビーム毎に複素マッチドデータを記憶しており、ビームフォーマ３２に入力されているデータ列（エレメント番号）に応じた複素マッチドデータを読み出して各サンプリングデータに乗算し、受波ビームを形成する。なお、複素マッチドデータは、ティルト角、ビーム方向、ビーム幅に応じて複数種類用意すればよい。
【００６８】
【発明の効果】
以上のようにこの発明によれば、（ｎ＋１／４）Ｔ位相をずらせて２回サンプリングし、それぞれを実部データ、虚部データとすることにより、ＡＤ変換器やミキサなどの構成を増やすことなく、複素サンプリングデータを生成することが可能になる。
【００６９】
この発明によれば、１８０°サンプリングデータおよび２７０°サンプリングデータを用いることにより、ＤＣバイアス成分がデータに重畳されていた場合でもこれを除去することが可能になる。
【００７０】
この発明によれば、マルチプレクサ等の切換時には電気的なノイズが発生し、他系統のサンプリングに悪影響を及ぼすが、全てのマルチプレクサを同時に切り換えるようにしたことにより、ノイズ発生時にはどの系統もサンプリングしておらず、サンプリング時にはどの系統も切換をしていないことになり、ノイズの影響をなくすことができる。また、この発明では、このようなサンプリングによって階段状になったサンプリング時刻を同時または斜めに移相して揃えることにより、マッチドフィルタ等による連続したビーム形成が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施形態である海底探査ソナーのブロック図である。
【図２】同海底探査ソナーのトランスデューサの取り付け形態および送波ビーム，受波ビームを示す図である。
【図３】同海底探査ソナーの受信トランスデューサの構成を示す図である。
【図４】同海底探査ソナーのＡＤ変換器のサンプリングタイミングチャートを示す図である。
【図５】同海底探査ソナーの演算処理部の移相方式を説明する図である。
【図６】同演算処理部のビームフォーム方式を説明する図である。
【図７】同演算処理部の位相器の構成を示す図である。
【図８】同演算処理部のビームフォーマの構成を示す図である。
【図９】ビームフォーマに記憶する複素マッチドデータを説明する図である。
【図１０】前記ＡＤ変換器のサンプリングタイミングの他の方式のタイミングチャートを示す図である。
【図１１】前記ＡＤ変換器のサンプリングタイミングの他の方式のタイミングチャートを示す図である。
【図１２】この発明が適用されるスキャニングソナーのブロック図である。
【図１３】同スキャニングソナーのサンプリングデータ列を説明する図である。
【図１４】サンプリングタイミングの違いによる発生誤差の変化を説明する図である。
【符号の説明】
１…トランスデューサ部
２…送受信部
３…演算処理部
１１…送信トランスデューサ
１２…受信トランスデューサ
１３…プリアンプ
１４…バンドパスフィルタ
１５…ＴＶＧアンプ
１６…バンドパスフィルタ
１７…マルチプレクサ
１８…ＴＶＧアンプ
１９…ＡＤ変換器
２０…平均化処理部
３１…位相器
３２…ビームフォーマ
４１、４２…（位相係数が記憶された）メモリ
４３〜４６…乗算器
４７、４８…加算器
５１、６１…６０段シフトレジスタ
５２、６２…１０７段シフトレジスタ
５３、５３…４３段シフトレジスタ
５５、５７、６５、６７…乗算器
５６、５８、６６、６８…加算器
７１…減算器
７２…加算器
７３…振幅検出部
７４…取出回路
【発明の属する技術分野】
この発明は、通信装置、ソナー装置、超音波診断装置または探傷装置等に用いられる信号処理方法および信号処理装置、並びに、この信号処理方法や信号処理装置を適用し、受波ビームを順次互いに異なる方向に形成して広範囲方向を探査するスキャニングソナー装置やクロスファンビーム方式の水底探査ソナー装置に関する。
以下、クロスファンビーム方式のソナー装置を例にあげてこの発明について説明する。
【０００２】
【従来の技術】
従来使用されているクロスファンビーム方式の水底探査ソナー装置は、例えば１６０個の超音波振動子によりそれぞれ受信されたエコー信号を１６０個の混合器を用いてアナログ的にそれぞれ所定量移相した後合成することにより所望の受波ビームを形成していた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上記のようにソナー装置の入力段は、１６０チャンネルなど多数の超音波振動子エレメントからなっており、装置が大がかりにならざるを得ないとともに、アナログ回路の誤差や経年劣化などにより距離分解能をある程度以上は上げられないという問題点があった。
【０００４】
この発明は、多重化、時分割化により回路構成を簡略化し、通信装置、ソナー装置、超音波診断装置や探傷装置等に適用される信号処理方法、信号処理装置、および、これを利用したソナー装置、特に受波ビームを順次互いに異なる方向に形成して広範囲方向を探査するスキャニングソナー装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
この発明は、所定周波数ｆ（＝１／Ｔ）の信号を受信し、
所定のサンプリング時刻、および該所定のサンプリング時刻から（ａ＋１／４）Ｔ後の時刻（ａ＝0, 0.5, 1, 1.5, …のいずれか：特許請求の範囲において同じ）に前記信号をサンプリングし、
これらの時刻にサンプリングされたデータを、複素サンプリングデータの実部データおよび虚部データとして出力することを特徴とする。
【０００６】
この発明は、実部データのサンプリングタイミングと虚部データのサンプリングタイミングとの間隔を当該虚部データのサンプリングタイミングと次の実部データのサンプリングタイミングとの間隔よりも短くすることを特徴とする。
【０００８】
この発明は、所定周波数ｆ（＝１／Ｔ）の信号を受信し、
所定のサンプリング時刻、および、該所定のサンプリング時刻から（ｎ＋１／４）Ｔ後（ｎ＝０，１，２，…のいずれか：特許請求の範囲において同じ）、（ｎ＋１／２）Ｔ後、（ｎ＋３／４）Ｔ後の時刻にサンプリングしたデータを、それぞれ０°サンプリングデータ、９０°サンプリングデータ、１８０°サンプリングデータ、２７０°サンプリングデータとし、
前記０°サンプリングデータと１８０°サンプリングデータの極性反転値との加算値の１／２を複素サンプリングデータの実部データとし、さらに、９０°サンプリングデータと２７０°サンプリングデータの極性反転値との加算値の１／２を前記複素サンプリングデータの虚部データとして出力することを特徴とする。
【００１７】
海底探査ソナーなどでは、ドップラ効果が殆ど働かないため、エコー信号の周波数は殆ど送信周波数と同じである。したがって、多少時間が経過しても周波数が変わることはない。したがって、同じサンプリング時刻にＩＱサンプリングしなくても、時間的に９０°位相をずらせて、（ａ＋１／４）Ｔ遅れて２回サンプリングすれば複素サンプリングと同じような、実部データ、虚部データが得ることができる。これにより、実部・虚部の２チャンネルを設けなくても、時分割で実部データ、虚部データを生成することができる。
【００１８】
この場合において、図１４（Ａ）に示すように実部データのサンプリングタイミングと虚部データのサンプリングタイミングの間隔を次の実部データのサンプリングタイミングよりも短くしておくことにより、すなわち、実部データのサンプリングタイミングと虚部データのサンプリングタイミングとの間隔を当該虚部データのサンプリングタイミングと次の実部データのサンプリングタイミングとの間隔よりも短くしておくことにより、同図（Ｂ）に示すような振幅の変動がある場合やドップラ効果などで周波数がずれた場合にも誤差の少ない複素サンプリングデータを得ることができる。
【００１９】
実部データのサンプリングタイミングと虚部データのサンプリングタイミングの間隔は、狭い程よくａ＝０すなわちＴ／４の間隔がベストである。同図（Ｂ）の例はサンプリングデータの位相が４５°の場合を示しているが、実部データのサンプリングタイミングｔ0 のサンプル値が、０．４８６１３５９、それからＴ／４遅れたｔ1 のサンプル値が、０．５１５５９８７であり、これらの値から求めた位相は４３．３２°であり、０．００２６波長の誤差になっている。これに対して、実部データと虚部データのサンプリング間隔を等間隔（同図の例では１．２５Ｔ）で行った場合には、１．２５Ｔ後のサンプリングタイミングｔ1'のサンプル値が０．６３３４４９８となり、これとｔ0 の値に基づいて求めた位相は３７．５０°となり０．０２１波長の誤差となっている。このように、実部データのサンプリングタイミングと虚部データのサンプリングタイミングの間隔をサンプリング周期の１／２よりも短くしておくことにより、入力信号に振幅の変動や周波数のずれがある場合にも誤差の少ない複素サンプリングデータを得ることができる。
【００２０】
また、２つのサンプリングデータ（実部データ、虚部データ）のサンプリングの繰り返し周期を（ｍ＋１／２）Ｔとすることにより、サンプリングの繰り返し毎に信号の位相が反転し、これに基づいてＤＣバイアス成分をキャンセルすることができる。また、（ｎ＋１／２）Ｔのデータと（ｎ＋３／４）Ｔのデータを用いて平均化することによってもサンプリングデータに重畳されているＤＣバイアス成分をキャンセルすることができる。
【００２１】
また、複数の信号入力手段から入力された信号をマルチプレクサで処理を多重化する場合、マルチプレクサを一定時間間隔で順次切り換えてゆくようにすると、マルチプレクサの切り換えによって発生したノイズが他のチャンネルのサンプリングデータに悪影響を及ぼす場合がある。このため、この発明では、全てのマルチプレクサの切り換えタイミングおよびＡＤ変換器サンプリングタイミングを同期させてノイズがサンプリングデータに重畳しないようにした。
【００２２】
そして、海底探査ソナー等では複数チャンネルから入力される信号を一定時間間隔で順次サンプリングしてゆき、この（時間軸において）斜めに配列されたデータをマッチドフィルタに入力することによって海底探査を行うが、上記同期したタイミングでサンプリングした場合でも、このサンプリングデータの位相をシフトすることで上記一定時間間隔で（斜めに）配列されたデータ列を実現している。また、階段状にサンプリングされたデータを同時刻サンプルのデータになるようにシフトしてもよい。この場合において、データを２ｎπ（ｎλ）の位相差にシフトしてもよい。このようなデータ列でも２ｎπをキャンセルして同時刻データとして処理することができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の実施形態である海底探査ソナーのブロック図、図２は同海底探査ソナーのトランスデューサの設置形態を示す図、および、同トランスデューサが形成する送波ビーム、受波ビームを示す図である。
【００２４】
まず、図２において、送信トランスデューサ１１、受信トランスデューサ１２２はともに、複数の超音波振動子を１列に配列した超音波振動子アレイからなっている。送信トランスデューサ１１は、振動子の配列方向が船首，船尾方向になるように船底に設置され、受信トランスデューサ１２は、振動子の配列方向が船側方向になるように船底に設置される。
【００２５】
船底には、上記送信トランスデューサ１１、受信トランスデューサ１２からなるトランスデューサ部１のほかに、送信トランスデューサ１１に超音波のバースト信号を印加するとともに、反射エコーを受信してデジタルサンプリングデータに変換する送受信部２が設けられる。そして、船室には、演算処理部３が設けられる。演算処理部３は、送受信部２から伝送入力されたサンプリングデータに基づいてビームフォームおよび海底検出等を行う。このため、図７に示す移相器３１および図８に示すビームフォーマ３２を備えている。
【００２６】
送受信部２の送信回路２６は、送信トランスデューサ１１の各エレメントに対してパルス信号を印加する。送信トランスデューサ１１の各エレメントは、このパルス信号によって駆動され、超音波信号を海中に送出する。送信回路２６は、３２０ｋＨｚの信号を発振する発振器を内蔵しており、送波ビームが図２（Ｂ）に示すように船体の真下に扇形に形成されるように各エレメント毎にタイミングを制御してパルス信号を印加する。このようにして形成される送波ビームは、前後１．５°、左右１５０°程度の扇形である。各エレメントに入力されるパルス信号のパルス幅は、３２０ｋＨｚで１０波〜５０波程度である。このように真下にビームが形成されるため、船が動いていても殆どドップラ効果の影響がなく、海底からの反射エコーは送信時と同じ３２０ｋＨｚのバースト波となる。
【００２７】
受信トランスデューサ１２は、図３に示すように１６０個のエレメントを円周上に配置した円筒形状になっている。この受信トランスデューサ１２に接続されている送受信部２および演算処理部３は、各エレメントが受信した反射エコーをサンプリングし、マッチドフィルタでリファレンスと比較することによって、図２（Ｂ）に示すような前後２０°、左右１．５°程度の受波ビームを形成する。この受波ビームを高速に右から左にスキャンさせ、このスキャンを１回のパルス送信に対して何度も繰り返して行うことにより海底探査を行う。図３において、受信トランスデューサ１２は、半径１２５ｍｍの円筒形状であり、１．５°間隔で１６０個の超音波振動子エレメントが配列されているため、中心角２３８．５°で円筒の一部が切り欠かれた形状になっている。
【００２８】
受信トランスデューサ１２の各エレメントが受信した信号は、対応する受信チャンネルの信号として送受信部２に入力される。送受信部２では、各チャンネル別にプリアンプ１３で増幅され、フィルタ１４でろ波され、ＴＶＧアンプ１５で増幅される。フィルタ１４は、送信トランスデューサ１１から送信された超音波ビームの周波数（３２０ｋＨｚ）付近の周波数以外を除去するバンドパスフィルタである。上述したように反射エコー信号はほぼ３２０ｋＨｚの狭帯域の信号であり、このバンドパスフィルタにより、帯域外の超音波機器の信号や帯域外シーノイズ等のノイズが除去される。
【００２９】
ＴＶＧアンプ１５は、時間可変ゲインアンプであり、送信トランスデューサ１１がバースト波を発射したのち時間が経過するとともにゲインを上昇させてゆくアンプである。これはバースト波を発射してから時間が経過するとともに遠くで反射し、伝搬距離が長く信号レベルの小さい反射エコーを受信する必要があるため、これに対応してゲインを高くしてゆくものである。ＴＶＧアンプ１５の後段にはこのＴＶＧアンプ１５のノイズを除去するための簡略なフィルタ１６が介挿入されている。こののち、マルチプレクサ１７により、１６０チャンネルの信号が１０チャンネルに時分割多重化される。第ｋ（＝０〜９）マルチプレクサには、１０ｎ（＝０〜１５）＋ｋの信号が入力される。すなわち、第０マルチプレクサにはチャンネル０，１０，２０，…１４０，１５０の信号が入力され、第１マルチプレクサにはチャンネル１，１１，２１，…１４１，１５１の信号が入力され、…、第９マルチプレクサにはチャンネル９，１９，２９，…１４９，１５９の信号が入力される。第０〜第９マルチプレクサは、同期して全て同じタイミングに入力信号の選択ｎを順次切り換えてゆく。
【００３０】
１０チャンネルに多重化された反射エコー信号は、再度ＴＶＧアンプ１８で増幅される。一般的なＴＶＧアンプはゲイン制御範囲が４０ｄＢ程度であり、広い範囲の海底探査を行おうとすれば４０ｄＢ以上のＴＶＧ範囲を必要とするため、このようにＴＶＧアンプを２段にしている。ＴＶＧアンプを２つともマルチプレクサの後段に配置しても過度応答特性を間に合わせることができなくはないが、マルチプレクサ以降は広帯域にする必要があり初段のＴＶＧアンプで発生するノイズが問題になるため、初段のＴＶＧアンプはマルチプレクサの前段に各チャンネルごとに設け、アンプノイズを制限する簡易なフィルタ１６を介してマルチプレクサ１７に接続するようにしている。
【００３１】
ＴＶＧアンプ１８で増幅された信号は、ＡＤ変換器１９によってサンプリングされデジタルサンプリングデータに変換される。ＡＤ変換器１９のサンプリングタイミングおよびマルチプレクサ１７の切換タイミングは、前記送信回路の発振器が発振する信号に基づいて作成される。すなわち、送信パルス（反射エコー信号）の周波数と、マルチプレクサ切換タイミングおよびサンプリングタイミングとは完全に同期している。
【００３２】
図４は、ＡＤ変換器１９のサンプリングタイミングを説明する図である。
【００３３】
後段の演算処理部では、反射エコー信号を複素データとして処理するため、サンプリングにおいて複素データ化しておくことが望ましい。しかし、実数値信号にｃｏｓ信号、ｓｉｎ信号をミキシングして実部Ｉ、虚部Ｑの信号に分離し、別々にサンプリングすることは、回路構成が複雑化するとともに、位相ずれなどによる測定誤差を招く原因になる。
【００３４】
そこで、この装置では、受信した反射エコー信号の周波数が安定しており、サンプリングクロックがこれに完全に同期していることを利用し、９０°の位相差で２回サンプリングすることによって一方を実部（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）のデータとし、他方を虚部（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）のデータとして用いることにより、複素サンプリングデータを生成するようにしている。さらに、この装置では、反射エコー信号を９０°の位相差で４回（０°、９０°、１８０°、２７０°）サンプリングし、０°サンプリングデータと１８０°サンプリングデータを組み合わせ、且つ、９０°サンプリングデータと２７０°サンプリングデータを組み合わせることによって反射エコー信号のＤＣバイアス成分を除去するようにしている。
【００３５】
また、上記のように１６０チャンネルを時分割で１０系統に多重化しているため、各系統は、１６のチャンネルを担当することになる。各系統では、反射エコーの周波数３２０ｋＨｚの１λ（１周期）に４チャンネルの信号をサンプリングし、４λで１６チャンネルの信号をサンプリングするようにしている。
【００３６】
図４を参照してサンプリングタイミングについて詳細に説明する。ＡＤ変換器ＡＤ０にはマルチプレクサ１６を介してチャンネル１０ｎ＋０，（ｎ＝０，１，…，１５：以下同じ）の信号が選択的に入力される。また、ＡＤ変換器ＡＤ１にはマルチプレクサ１６を介して１０ｎ＋１の信号が選択的に入力される。同様にＡＤ変換器ＡＤｋ，（ｋ＝０，１，…，９：以下同じ）には、チャンネル１０ｎ＋ｋの信号が選択的に入力される。各ＡＤ変換器は１／１６λ（０．１９５６２５μ秒）毎に入力信号をサンプリングする。したがって１λの間に１６回サンプリングが行われる。
【００３７】
最初の１λの間、各ＡＤ変換器ＡＤｋは、チャンネルｋ、チャンネル１０＋ｋ、チャンネル２０＋ｋ、チャンネル３０＋ｋを１サンプル毎に切り換えて４回ずつサンプリングする。これにより、各チャンネルは、１／１６λ×４＝１／４λ、すなわち９０°の間隔で４回サンプリングされることになるため、各チャンネル毎に（相対的に）０°、９０°、１８０°、２７０°の４つのデータを得ることができる。
【００３８】
次の１λの間、各ＡＤ変換器ＡＤｋは、チャンネル４０＋ｋ、チャンネル５０＋ｋ、チャンネル６０＋ｋ、チャンネル７０＋ｋを１サンプル毎に切り換えて４回ずつサンプリングする。さらに次の１λの間、各ＡＤ変換器ＡＤｋは、チャンネル８０＋ｋ、チャンネル９０＋ｋ、チャンネル１００＋ｋ、チャンネル１１０＋ｋを１サンプル毎に切り換えて４回ずつサンプリングする。さらに次の１λの間、各ＡＤ変換器ＡＤｋは、チャンネル１２０＋ｋ、チャンネル１３０＋ｋ、チャンネル１４０＋ｋ、チャンネル１５０＋ｋを１サンプル毎に切り換えて４回ずつサンプリングする。このようにして、４λの間に、全てのチャンネルについて４つ（０°、９０°、１８０°、２７０°）のデータを得ることができる。これを４λサイクルという。
【００３９】
なお、各ＡＤ変換器ＡＤｋ，（ｋ＝０〜９）のサンプリングタイミングは、完全に同期しており、サンプリング終了後のマルチプレクサ１６の切り換えも同時である。ＡＤ変換器ＡＤｋは、２０ＭＨｚ程度の高速ＡＤ変換器を使用すれば、サンプリング直前の入力だけがサンプリングデータに影響し、サンプリング後直ちにマルチプレクサを切り換えても、その切換ノイズが次のサンプリングデータに悪影響を及ぼすことはない。
【００４０】
このように、入力信号のサンプリングを行った直後に、マルチプレクサの切り換え、後段のＴＶＧアンプの応答が実行され、次のサンプリングタイミング（０．１９５６２５μ秒後）までには、マルチプレクサの選択信号の作動とＡＤ変換器の出力データの変化で発生した雑音は十分に減衰していて次のサンプリングに悪影響を及ぼさない。また、上記のように１０系列のマルチプレクサ、ＡＤ変換器の切り換えを同期して行っているため、ある系統の切換ノイズが他の系統に侵入して悪影響を及ぼすこともない。
【００４１】
各チャンネルのサンプリングデータは平均処理回路２０に入力される。平均処理回路２０は、各チャンネル毎に、０°サンプリングデータと１８０°サンプリングデータ、および、９０°サンプリングデータと２７０°サンプリングデータの対で平均処理を行う。送信周波数（反射エコー周波数）と同じクロックでタイミングを設定されたサンプリングデータであるため、０°サンプリングデータと１８０°サンプリングデータ、および、９０°サンプリングデータと２７０°サンプリングデータは、それぞれ殆ど同じ振幅レベルで極性が異なるの値になっているはずである。したがって、（０°サンプリングデータ＋１８０°サンプリングデータの極性反転値）／２の平均処理を行うことにより、ＤＣオフセット成分をキャンセルした０°サンプリングデータ（実部データＲ）を算出することができる。なお、ＤＣオフセット成分は、正負非対称でのＡＣ結合やＡＤ変換器のオフセット誤差によって発生するものである。また、９０°サンプリングデータと２７０°サンプリングデータについても、（９０°サンプリングデータ＋２７０°サンプリングデータの極性反転値）／２の平均処理を行うことにより、ＤＣオフセット成分をキャンセルした９０°サンプリングデータ（虚部データＩ）を算出することができる。これら実部データＲと虚部データＩを複素サンプリングデータとして出力する。
【００４２】
この複素サンプリングデータは、光ファイバ等で結合された高速リンクにより船室の演算処理部３に伝送される。なお、送受信部２のＡＤ変換器１９以後はデジタル処理であるため、サンプリングデータの伝送タイミングがこの同図の階段状折線ａのタイミングに正確に一致している必要はなく、以下の演算処理がリアルタイムに実行できるように送受信部２から演算処理部３に入力されればよい。すなわち、階段状のサンプリングデータのうち、たとえばチャンネル０のデータ〜チャンネル９のデータは同タイミングのものであるが、送受信部２から演算処理３への伝送はシリアルに行われ、演算処理部３の処理においてこれらのデータが同タイミングのものとして処理される。
【００４３】
図３に示すように、受信トランスデューサ１２は、１．５°間隔で１６０個のエレメントを有する中心角２３８．５°の円筒形状になっているが、受波ビームはビーム方向を中心とする約９０°の範囲の６０エレメントが使用される。以下各エレメントをチャンネル番号で示す。チャンネル０〜チャンネル５９で受波ビームを形成する場合、ビーム方向は、チャンネル２９，チャンネル３０間の方向であり、この方向を０°とすると、チャンネル０は、４４．２５°の方向になり、チャンネル５９は、−４４．２５°の方向になる。
【００４４】
図５、図６は、演算処理部３が行う移相および受波ビームフォームの原理を示す図である。送受信部２から演算処理部３に入力されるサンプリングデータは、図５の階段状の折線ａに示すようなサンプリング時刻のものである。すなわち、０°、９０°、１８０°、２７０°の４回サンプリングしているが、１８０°サンプリングデータ、２７０°サンプリングデータはＤＣオフセット成分を除去するために用いられ、９０°サンプリングデータは虚部データとして用いられるため、結局は０°サンプリングデータのタイミングの複素サンプリングデータとして演算処理部３に入力される。
【００４５】
演算処理部３は、連続する６０チャンネルで受波ビームを形成し、これを右から左にスキャンする。すなわち、チャンネル０〜チャンネル５９の受波ビーム（０）からチャンネル１００〜チャンネル１５９の受波ビーム（１００）までの１０１の受波ビームを連続して形成する。この連続した受波ビームの形成をマッチドフィルタで行うため、チャンネル０データ〜チャンネル１５９の各データ間の時間的関係が連続している必要がある。このため、各チャンネルのデータを図５の階段状水平線ａ、斜線ｂまたは水平線ｃのタイミングのデータとして扱えるように移相する。斜線ｂは各サンプリングデータのサンプリング時刻がそれぞれ一定の時間的間隔になるようにした場合の位相直線であり、チャンネル１５９データから次のチャンネル０データへの連続性も確保されている。また、水平線ｃはチャンネル０〜チャンネル１５９の全てのサンプリングデータのサンプリング時刻が全て同じになるようにした場合の位相直線である。また、階段状水平線ａは、チャンネル０〜チャンネル３９、チャンネル４０〜チャンネル７９、チャンネル８０〜チャンネル１１９、チャンネル１２０〜チャンネル１５９ごとに各サンプリングデータのサンプリング時刻が全て同じになるようにした場合の位相直線である。それぞれグループの位相差は２πになるようにシフトされる。移相は、入力されたサンプリングデータの位相を斜線の位相まで回転させることで行う。サンプリングデータをどのタイミングに移相するか、すなわち階段状水平線ａ、斜線ｂや水平線ｃをどの位置にするかは任意である。
【００４６】
なお、斜めサンプリングの場合、実際のサンプリング時に上記斜線ｂのタイミングにサンプリングを行うことも考えられるが、上述したように、トランスデューサやＡＤ変換器の切り換えタイミングが各系統でずれると、他の系統に切り換えノイズなどの悪影響を及ぼしてしまうため、このような階段上にして切り換えタイミングを揃えるようにしている。
【００４７】
上記のように移相したサンプリングデータをチャンネル０データから順にリファレンスと比較する。図６にリファレンスの例を示す。リファレンスは、並行波である反射エコーが、該反射エコーの到来方向に最も近いチャンネルから順に円筒の周に沿って到達した場合の各チャンネルの受波レベルを表したものである。チャンネル０〜チャンネル５９のビーム（０）からチャンネル１００〜チャンネル１５９のビーム（１００）までのサンプリングデータ群を順次上記リファレンスと比較すると、実際に反射エコーが到来している方向のビームのとき大きな相関が得られ、これによってその方向から反射エコーが到来していることが分かる。
【００４８】
ここで、上記のように受信トランスデューサ１２は、半径が１２５ｍｍであるため、ビーム方向に対して一番前のチャンネル２９，３０と、一番後ろのチャンネル０，５９とは約７．５波長分の距離がある。すなわち、
１２５×（１−１／√２）／（１５００／３２０）≒７．５
である。
【００４９】
一方、探査精度を向上するために、海底探査ソナーや一般のソナー装置等では、送信トランスデューサ１１から送信するバースト波のパルス幅を短かくする傾向にあり、そうすると反射エコーのパルス幅も短くなる。そして、ビーム方向から反射エコー信号が到来したとき、この反射エコーのパルス幅が上記７．５波長よりも短いと、１つの反射エコーが受波ビーム形成用の６０のチャンネルに同時に掛からないことになる。そこで、円周に沿って４波長ごとにサンプルし、ビームが作られるとし、７．５波長を２等分した２グループに分けてビームフォームすることを考える。
【００５０】
すなわち、後ろの方のグループ１（チャンネル０〜チャンネル９、チャンネル５３〜チャンネル５９）と前の方のグループ２（チャンネル１０〜チャンネル５２）に分け、グループ１については今回のサンプリングデータを用い、グループ２については１回前にサンプリングしたデータを用いてビームフォーム（リファレンスとの比較）を行うことにより、受波ビームを形成する全てのチャンネルからの反射エコーのサンプリングデータを利用することができ、検出精度を向上することができる。
【００５１】
なお、上記グループ１、グループ２はサンプリングデータを斜めサンプリングに移相した場合のグループ分けであり、同タイミングのデータに移相した場合には、グループ１がチャンネル０〜チャンネル８およびチャンネル５１〜チャンネル５９、グループ２がチャンネル９〜チャンネル５０となる。
【００５２】
図７は、演算処理部３の移相器３１の構成を示す図である。送受信部２から入力された０°サンプリングデータすなわち複素サンプリングデータの実部データは、乗算器４３および乗算器４５に入力される。乗算器４３には１６０個の各エレメントに対応する移相係数の実数項が記憶されたメモリ４１が接続されている。また、乗算器４５には１６０個の各エレメントに対応する移相係数の虚数項が記憶されたメモリ４２が接続されている。乗算器４３、４５に０°サンプリングデータが入力されると、そのサンプリングデータ（エレメント）に対応する移相係数がメモリ４１、４２から読み出され、乗算器４３、４５においてこれらが乗算される。乗算器４３で補正係数の実数項が乗算された０°サンプリングデータは加算器４７に出力される。また、乗算器４５で補正係数の虚数項が乗算された０°サンプリングデータは加算器４８に出力される。
【００５３】
また、送受信部２から入力された９０°サンプリングデータすなわち複素サンプリングデータの虚部データは、乗算器４４および乗算器４６に入力される。乗算器４４には前記１６０個の各エレメントに対応する移相係数の実数項が記憶されたメモリ４１が接続されている。また、乗算器４６には前記１６０個の各エレメントに対応する移相係数の虚数項が記憶されたメモリ４２が接続されている。乗算器４４、４６に９０°サンプリングデータが入力されると、そのサンプリングデータ（エレメント）に対応する移相係数がメモリ４１、４２から読み出され、これらが乗算器４４、４６において乗算される。なお０°サンプリングデータと９０°サンプリングデータは同期して乗算器４３〜４６に入力される。乗算器４４で補正係数の実数項が乗算された９０°サンプリングデータは加算器４８に出力される。また、乗算器４６で補正係数の虚数項が乗算された９０°サンプリングデータは加算器４７に出力される。
【００５４】
加算器４７は、乗算器４３から入力された補正係数の実数項が乗算された０°サンプリングデータから、乗算器４６から入力された補正係数の虚数項が乗算された９０°サンプリングデータを減算して０°補正データを算出し、これを後段のビームフォーマ３２に入力する。また、加算器４８は、乗算器４５から入力された補正係数の虚数項が乗算された０°サンプリングデータと、乗算器４４から入力された補正係数の実数項が乗算された９０°サンプリングデータとを加算して９０°補正データを算出し、これを後段のビームフォーマ３２に入力する。移相器３１の上記処理により、各エレメントのサンプリングデータの位相を図５のｂまたはｃのようにそろえることができる。
【００５５】
図８は、演算処理部３のビームフォーマ３２の構成を示す図である。このビームフォーム部は複素マッチドフィルタで構成されている。０°サンプル時系列すなわち上記０°補正データは、６０段のシフトレジスタ５１、１０７段のシフトレジスタ５２、４３段のシフトレジスタ５３に順次入力される。また、上記９０°補正データは、６０段のシフトレジスタ６１、１０７段のシフトレジスタ６２、４３段のシフトレジスタ６３に順次入力される。
【００５６】
同図において、ＲN 、ＲO は０°サンプリングデータ（実部データ）を示し、ＲN は今回の４λサイクルでサンプリング入力されたデータ、ＲO は前回の４λサイクルでサンプリング入力されたデータを示す。また、ＩN 、ＩO は９０°サンプリングデータ（虚部データ）であり、ＩN は今回の４λサイクルでサンプリング入力されたデータ、ＩO は前回の４λサイクルでサンプリング入力されたデータを示す。そして、ＣR 、ＣI は、複素マッチドフィルタのリファレンス係数（複素マッチドデータ）を示し、ＣR はリファレンスの実部係数、ＣI はリファレンスの虚部係数を示す。添字の数字はビーム中のエレメント（チャンネル）番号である。なお、リファレンス係数ＣR 、ＣI は、０〜５９の番号で示される固定されたものであるが、入力されるサンプリングデータＲN ，ＲO ，ＩN ，ＩO は、同図では０〜５９の番号を付しているが、チャンネル０〜１５９のデータが、順次シフトされて入力される。
【００５７】
図示のようにマッチドフィルタは、ＲＲ、ＩＲ、ＲＩ、ＩＩの４系列からなっている。ＲＲは、ＲN ，ＲO （実部データ）、とＣR （実部係数）との相関度を算出するフィルタであり、６０個の乗算器５５がリファレンス係数ＣR と、そのタイミング（ビーム方向）で対応する０°サンプリングデータとの乗算を行い、加算器５６がその乗算結果を加算する。また、Ｉ・Ｉは、ＩN ，ＩO （虚部データ）、とＣI （虚部係数）との相関度を算出するフィルタであり、６０個の乗算器５７がリファレンス係数ＣI と、そのタイミング（ビーム方向）で対応する９０°サンプリングデータとの乗算を行い、加算器５８がその乗算結果を加算する。加算器５５の加算結果すなわちＲＲ系統のフィルタ出力（ＲＲ）およびＩＩ系統のフィルタ出力（ＩＩ）は減算器７１に入力され（ＲＲ）−（ＩＩ）の演算が行われ、複素サンプリングデータの実部と複素リファレンス係数の実部との位相の相関値が算出される。すなわち、
【００５８】
【数１】
の演算が実行され、実部データと実部係数の相関が算出される。
【００６０】
一方、ＩＲは、ＩN ，ＩO （虚部データ）、とＣR （実部係数）との相関度を算出するフィルタであり、６０個の乗算器６５がリファレンス係数ＣR と、そのタイミング（ビーム方向）で対応する９０°サンプリングデータとの乗算を行い、加算器６６がその乗算結果を加算する。また、Ｒ・Ｉは、ＲN ，ＲO （実部データ）、とＣI （虚部データ）との相関度を算出するフィルタであり、６０個の乗算器６７がリファレンス係数ＣI と、そのタイミング（ビーム方向）で対応する０°サンプリングデータとの乗算を行い、加算器６８がその乗算結果を加算する。加算器６５の加算結果すなわちＩＲ系統のフィルタ出力（ＩＲ）およびＲＩ系統のフィルタ出力（ＲＩ）は加算器７２に入力され（ＩＲ）＋（ＲＩ）の演算が行われ、複素サンプリングデータの実部と複素リファレンス係数の実部との位相の相関値が算出される。すなわち、上記〔数１〕の演算が実行される。
【００６１】
減算器７１および加算器７２の演算結果は、振幅検出部７３に入力される。振幅検出部７３は、この演算結果に基づいて受波ビームの振幅を求める。この振幅は、
【００６２】
【数２】
で求めることができ、ハード処理する場合は、テーブルや近似処理する回路などを用いればよい。取り出し回路７４は、受信トランスデューサの全周に素子がないために必要とする回路で、シフトレジスタのクロックの５９〜１５９の１０１ビームを取り出す。この１０１ビームは、上記したようにチャンネル２９−３０間方向のビーム（０）からチャンネル１２９−１３０間方向のビーム（１００）までの１０１個のビームである。この処理は３２０ｋＨｚのパルス波の４λサイクル毎に繰り返し行われる。
【００６４】
なお、この実施形態ではビームフォーマ３２の前段に移相器３１を別に設けているが、ビームフォーマ３２のリファレンス係数に各サンプリングデータを移相するための移相係数を含ませておき、移相器３１を省略することも可能である。この場合、移相器３１とビームフォーマ３２とを別々にした場合には図９（Ａ）のように複素マッチドデータ（リファレンス係数）は全てのビームに対して一通りでよいが、ビームフォーマ３２に移相器３１の機能を兼ねさせた場合には同図（Ｂ）に示すように各ビーム毎に複素マッチドデータを持ち形成するビームに対応する複素マッチドデータを読み出して各リファレンス係数を対応する０°サンプリングデータ、９０°サンプリングデータに乗算する。このような乗算を行うときは、複数の素子の配列に規則性がなくてもよい。１次元配列、２次元配列、３次元配列のどれでもよい。たとえば、図１３のように円筒配列にしてもよく、球体の表面に配列してもよい。また、各素子の間隔が等間隔でなくてもよい。
【００６５】
また、上記実施形態では、図４に示すように１０系統のマルチプレクサおよびＡＤ変換器を用いて多重化し、４λの周期で繰り返すように１６０チャンネルのデータをサンプリングしているが、図１０または図１１に示すようなサンプリングパターンでサンプリングすることもできる。図１０のサンプリングパターンは、１６０チャンネルを７系統に多重化してそれぞれ０°、９０°でサンプリングし、３．５λ周期で繰り返している。実部データは０°データのみ、虚部データは９０°データのみであるため、繰り返し毎に位相が逆転し、これによってＤＣバイアス成分が生じにくい。残ったバイアス成分は信号処理で除去することができる。また、図１１のサンプリングパターンは、１６０チャンネルを９系統に多重化し、それぞれ０°、９０°でサンプリングしているが、図１０のパターンと同じように４．５λ周期で繰り返すようにしている。
【００６６】
上記実施形態では、いわゆるクロスファンビーム方式のソナー装置について説明したが、この発明はこれに限定されることなくたとえば円筒形や球形のトランスデューサ（送受波器）を用いたスキャニングソナーに適用することもできる。
【００６７】
図１２はこの発明が適用されるスキャニングソナーのブロック図、図１３は同スキャニングソナーにおいてビームフォーマに入力されるデータ列を説明する図である。この図において図１に示したブロック図と同一構成の部分は同一番号を付して説明を省略する。トランスデューサの各エレメント２７はトラップ回路２８を介して送信回路２６および受信回路のアンプ１３に接続されている。アンプ１３〜フィルタ１６は１チャンネルのみ示しているが各エレメントに対応して設けられている。マルチプレクサ１７およびＡＤ変換器１９は複数チャンネルに対して１つ設けられている。ＡＤ変換器１９によってサンプリングされたデータは図１３に示す順序でビームフォーマ３２に入力される。ビームフォーマ３２は、図９（Ｂ）と同じように形成するビーム毎に複素マッチドデータを記憶しており、ビームフォーマ３２に入力されているデータ列（エレメント番号）に応じた複素マッチドデータを読み出して各サンプリングデータに乗算し、受波ビームを形成する。なお、複素マッチドデータは、ティルト角、ビーム方向、ビーム幅に応じて複数種類用意すればよい。
【００６８】
【発明の効果】
以上のようにこの発明によれば、（ｎ＋１／４）Ｔ位相をずらせて２回サンプリングし、それぞれを実部データ、虚部データとすることにより、ＡＤ変換器やミキサなどの構成を増やすことなく、複素サンプリングデータを生成することが可能になる。
【００６９】
この発明によれば、１８０°サンプリングデータおよび２７０°サンプリングデータを用いることにより、ＤＣバイアス成分がデータに重畳されていた場合でもこれを除去することが可能になる。
【００７０】
この発明によれば、マルチプレクサ等の切換時には電気的なノイズが発生し、他系統のサンプリングに悪影響を及ぼすが、全てのマルチプレクサを同時に切り換えるようにしたことにより、ノイズ発生時にはどの系統もサンプリングしておらず、サンプリング時にはどの系統も切換をしていないことになり、ノイズの影響をなくすことができる。また、この発明では、このようなサンプリングによって階段状になったサンプリング時刻を同時または斜めに移相して揃えることにより、マッチドフィルタ等による連続したビーム形成が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施形態である海底探査ソナーのブロック図である。
【図２】同海底探査ソナーのトランスデューサの取り付け形態および送波ビーム，受波ビームを示す図である。
【図３】同海底探査ソナーの受信トランスデューサの構成を示す図である。
【図４】同海底探査ソナーのＡＤ変換器のサンプリングタイミングチャートを示す図である。
【図５】同海底探査ソナーの演算処理部の移相方式を説明する図である。
【図６】同演算処理部のビームフォーム方式を説明する図である。
【図７】同演算処理部の位相器の構成を示す図である。
【図８】同演算処理部のビームフォーマの構成を示す図である。
【図９】ビームフォーマに記憶する複素マッチドデータを説明する図である。
【図１０】前記ＡＤ変換器のサンプリングタイミングの他の方式のタイミングチャートを示す図である。
【図１１】前記ＡＤ変換器のサンプリングタイミングの他の方式のタイミングチャートを示す図である。
【図１２】この発明が適用されるスキャニングソナーのブロック図である。
【図１３】同スキャニングソナーのサンプリングデータ列を説明する図である。
【図１４】サンプリングタイミングの違いによる発生誤差の変化を説明する図である。
【符号の説明】
１…トランスデューサ部
２…送受信部
３…演算処理部
１１…送信トランスデューサ
１２…受信トランスデューサ
１３…プリアンプ
１４…バンドパスフィルタ
１５…ＴＶＧアンプ
１６…バンドパスフィルタ
１７…マルチプレクサ
１８…ＴＶＧアンプ
１９…ＡＤ変換器
２０…平均化処理部
３１…位相器
３２…ビームフォーマ
４１、４２…（位相係数が記憶された）メモリ
４３〜４６…乗算器
４７、４８…加算器
５１、６１…６０段シフトレジスタ
５２、６２…１０７段シフトレジスタ
５３、５３…４３段シフトレジスタ
５５、５７、６５、６７…乗算器
５６、５８、６６、６８…加算器
７１…減算器
７２…加算器
７３…振幅検出部
７４…取出回路
Claims (2)
- 所定周波数ｆ（＝１／Ｔ）の信号を受信し、
所定のサンプリング時刻、および該所定のサンプリング時刻から（ａ＋１／４）Ｔ後の時刻（ａ＝0, 0.5, 1, 1.5, …のいずれか：特許請求の範囲において同じ）に前記信号をサンプリングし、
これらの時刻にサンプリングされたデータを、複素サンプリングデータの実部データおよび虚部データとして出力する信号処理方法であって、
実部データのサンプリングタイミングと虚部データのサンプリングタイミングとの間隔を当該虚部データのサンプリングタイミングと次の実部データのサンプリングタイミングとの間隔よりも短くすることを特徴とする信号処理方法。 - 所定周波数ｆ（＝１／Ｔ）の信号を受信し、
所定のサンプリング時刻、および、該所定のサンプリング時刻から（ｎ＋１／４）Ｔ後（ｎ＝０，１，２，…のいずれか：特許請求の範囲において同じ）、（ｎ＋１／２）Ｔ後、（ｎ＋３／４）Ｔ後の時刻にサンプリングしたデータを、それぞれ０°サンプリングデータ、９０°サンプリングデータ、１８０°サンプリングデータ、２７０°サンプリングデータとし、
前記０°サンプリングデータと１８０°サンプリングデータの極性反転値との加算値の１／２を複素サンプリングデータの実部データとし、さらに、９０°サンプリングデータと２７０°サンプリングデータの極性反転値との加算値の１／２を前記複素サンプリングデータの虚部データとして出力する信号処理方法。
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